KR20010042231A - 위성 직접 방송 및 지상 중계기를 이용한 디지털 방송시스템 - Google Patents

위성 직접 방송 및 지상 중계기를 이용한 디지털 방송시스템 Download PDF

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KR20010042231A
KR20010042231A KR1020007010757A KR20007010757A KR20010042231A KR 20010042231 A KR20010042231 A KR 20010042231A KR 1020007010757 A KR1020007010757 A KR 1020007010757A KR 20007010757 A KR20007010757 A KR 20007010757A KR 20010042231 A KR20010042231 A KR 20010042231A
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에스. 죠셉 캄파넬라
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제임스 알. 라라미
월드 스페이스 메니지먼트 코포레이션
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Abstract

본 발명은, 지리학적으로 개방된 지역과 높은 고도의 지형적 특징을 갖는 지역을 포함하는 도시지역, 대도시 교외지역, 시골에서의 이동 라디오(14),고정 라디오 및 휴대용 라디오(14)에 의한 우수한 수신을 달성하기 위해 서로 상이한 재방사 변조 옵션을 채용한 하나의 지상 중계기 네트워크와 결합하여 상이한 하향 링크 변조 옵션을 갖는 하나의 위성 직접 라디오 방송 시스템을 이용하는 하나의 디지털 방송 시스템과, 위성 및 지상신호 모두를 수신하고, 다이버시티 목적으로 수신된 신호의 최대 공산 결합을 위한 하나의 결합된 구조를 포함하여 구성되는 2-아암 및 3-아암 수신기와, 하나의 멀티캐리어 변조된 지상신호로서 하나의 TDM 위성 신호를 재포맷하는 하나의 지상 중계기와, 실내 및 실외 중계기들을 위한 구성을 제공한다.

Description

위성 직접 방송 및 지상 중계기를 이용한 디지털 방송 시스템{Digital broadcast system using satellite direct broadcast and terrestrial repeater}
디지털 오디오 라디오 서비스(DARS)를 제공하는 기존 시스템 내의 수신기들은 근본적으로 신호 페이딩(fading) 및 심볼간 간섭(ISI)과 같은 심각한 신호품질 저하를 초래하는 멀티패스 효과(multipath effects)에 의해 크게 영향을 받았다. 특히 위성으로부터의 가시선(Line of sight:LOS)신호의 차단이 가장 심한 도시환경 또는 높은 고도를 갖는 지역에서, 수신기에 대한 방송채널 상의 페이딩 효과는 주파수에 영향받기 쉽다. 하나의 위성 바로 아래의 위치(이하, 위성 직하지점(sub-satellite poit 라고 함)가 본질적으로 매우 높은 앙각(elevation angle)을 갖는 반면에, 위성 직하 지점으로부터 떨어져 있는 위치들은 앙각이 감소함으로써 위성직하 지점과 수신 위치 사이에 대응되는(subtended) 지상 중심각(earth center angle)이 증가하게 된다. 위성직하 지점에 가까운 위치들은 사실상 차단되지 않은 LOS 수신을 일반적으로 향유할 수 있다. 따라서, 잠재적으로 차단된 LOS신호들을 지상에서 강화시킬 필요성이 매우 작다. 그러나, 위성에 대한 LOS 앙각이 85도 미만인 경우, 높은 빌딩 또는 지형적인 고지대(즉, 30 미터 정도)에 의한 차단은 중요하게 된다. 휴대용 라디오는 물론 이동 라디오, 고정 라디오를 위한 만족스러운 통달(coverage)을 달성하기 위해 갭을 채우기 위한(gap filling) 지상 재방사(re-radiation)가 필요하다. 빌딩 또는 지형적인 위치의 높이가 비교적 낮은 지역(즉, 10 미터 미만 정도)에서, LOS 앙각이 75도 미만이 될 때까지는 신호차단이 현저하지는 않다. 따라서, 적합한 라디오 수신을 달성하기 위해서 하나 또는 그 이상의 방송 위성들의 통달거리(서비스지역)내의 중위도 및 고위도 지역에서, 지상 재방사가 필요하다. 하나의 위성 하향링크 신호 파형의 지상 재방사와 위성 LOS 송신을 결합하는 완전히 만족스러운 라디오 수신이 필요한 것이다.
본 발명은 하나의 디지털 방송 시스템에 관한 것으로, 지리적으로 개방된 지역과 높은 고도의 지형적 특징을 갖는 지역을 포함하는 도시지역, 도시주변의 대도시권, 교외지역에서 이동 라디오, 고정 라디오 및 휴대용 라디오에 의한 높은 수신 가능성을 달성하기 위해 상이한 재방송(re-broadcasting) 옵션을 채용한 하나의 지상 중계기(a terrestrial repeater)네트웍과 결합된 상이한 하향링크 옵션을 갖는, 하나의 위성 직접 라디오 방송 시스템을 사용하는 하나의 디지털 방송시스템을제공하는 것이다.
본 발명의 상기 및 다른 특징 및 장점들은 본 명세서의 일부로 첨부된 도면과 관련하여 하기 상세한 설명으로 부터 더욱 용이하게 이해될 것이다.
도 1은 위성 신호와 지상 신호를 송신하기 위한 본 발명의 하나의 실시예에 의한 하나의 디지털 방송 시스템을 나타내고;
도 2는 하나의 위성과 하나의 지상 중계기를 포함하여 구성되는 본 발명의 하나의 실시예에 의한 하나의 디지털 방송 시스템의 다이어그램이고;
도 3은 하나의 멀티캐리어 변조(MCM)신호의 발생을 나타내는 본 발명의 하나의 실시예에 의한 하나의 블록 다이어그램 개략도이고;
도 4는 MCM신호를 복조하도록 구성된 하나의 라디오 수신기 아암을 나타낸 본 발명의 하나의 실시예에 의한 하나의 블록 다이어그램 개략도이고;
도 5는 본 발명의 하나의 실시예에 의한 MCM신호 복조를 도시한 하나의 블록 다이어그램이고;
도 6은 시분할 멀티플렉스(TDM)신호를 복조하도록 구성된 하나의 라디오 수신기 아암을 도시한 본 발명의 하나의 실시예에 의한 하나의 블록 다이어그램 개략도이고;
도 7은 본 발명의 하나의 실시예에 의한 QPSK TDM 신호 복조를 도시한 하나의 블록 다이어그램이고;
도 8 및 도 9는 하나의 라디오 수신기에서의 다이버시티 결합을 위한 본 발명의 각 실시예를 도시한 블록 다이어그램 개략도이고;
도 10은 하나의 최대 공산 결정 유닛을 사용하여 세개의 다이버시티 신호를 결합하는 본 발명의 하나의 실시예에 의한 하나의 시스템을 도시한 것이고;
도 11은 본 발명의 하나의 실시예에 의한 TDM신호 디멀티플렉싱을 도시한 하나의 블록 다이어그램 개략도이고;
도 12는 하나의 제1 위성 방송 신호와 하나의 지연된 제2 위성방송 신호에 하나의 최대 공산 결정 유닛을 사용하고 그 다음에 지상 중계기 신호와 최대 공산 결정 유닛의 출력을 위한 하나의 다이버시티 결합기를 이용하여 하나의 라디오 수신기에서 복원된 비트 스트림들을 결합하는 본 발명의 하나의 실시예에 의한 하나의 시스템을 도시한 것이고;
도 13은 본 발명의 하나의 실시예에 의한 하나의 방송 신호의 실내 수신을 위한 하나의 구성을 도시한 것이고; 그리고
도 14는 본 발명의 하나의 실시예에 의한 하나의 경로를 따른 지상 중계기들의 하나의 구성을 도시한 도면이다.
바람직한 실시예의 상세한 설명
도 1은 일반적으로 도면 부호 14로 나타낸 라디오 수신기에서 가시선(LOS) 위성 신호 수신을 위한 적어도 하나의 정지 위성(12)을 포함하여 구성되는 하나의 디지털 방송 시스템(DBS)를 도시한 것이다. 아래에 도 6과 도 7에 대해 설명되는 시간 및/또는 공간 다이버시티 목적으로 하나의 다른 궤도에 다른 정지위성(16)을 배치할 수 있다. 본 발명의 시스템(10)은 높은 빌딩, 언덕 및 다른 장애물들에 의해 LOS 수신이 방해를 받는 지역(20)에서의 위성방송 신호의 재전송을 위한 적어도 하나의 지상 중계기(18)를 더 포함하여 구성된다. 라디오 수신기(14)는 위성 신호와 지상 신호 모두를 수신하고, 수신기 출력으로서의 신호들 중 하나를 선택하도록 듀얼-모드(dual-mode) 작동을 하도록 구성되는 것이 바람직하다.
앞서도 설명한 바와 같이, 본 발명은 최적화된 고정용, 휴대용 및 이동용 무선수신을 위한 하나의 DBS(10)에 관한 것이다. 본 발명에 따라, DBS(10)는 위성(12 또는 16)으로부터 하나 또는 그 이상의 지상 중계기(18)를 통해 LOS신호의 재방사에 의해 위성방송 전달을 위해 최적화된 위성방송 파형의 가시선(LOS)수신을 결합한다. 지상 중계기(18)는 위성 방송 LOS 신호의 장해를 일으키는 지역에서 지상 방송 전달을 위해 최적화된 다른 파형을 사용한다. 빌딩, 교량, 나무 및 다른 장애물로 인한 LOS 신호 차단은 통상 도시 중심니나, 교외지역에서 발생하는 것이 일반적이다. LOS 위성 방송 송신에 있어 특히 바람직한 파형은 시분할 멀티플렉스(TDM)와 코드분할 다층 접속(CDMA) 방식이다. 신호가 차단되는 도시지역에서 직면하게 되는 지상 멀티패스 간섭을 극복하기 위해 특히 적합한 멀티패스-저항성 파형은 CDMA, 적응 균등화 TDM(AETDM), 코히어런트 주파수 호핑 적응 균등화 TDM(CFHATDM),다중 캐리어 변조(MCM) 방식이 바람직하다.
주파수 호핑에 대하여는 본 명세서의 일부를 구성하는 인용문헌인 슈츠만 등(Schuchman et al)에 대한 미합중국 특허 제5,283,780호에 기술되어 있다. 하나의 지상 중계기(18)가 AETDM을 채용한 경우, 라디오 수신기(14)들은 하나의 이퀄라이저(equalizer)(도시하지 않음)를 구비하다. AETDM의 경우, 하나의 TDM 비트 스트림이 위성(12 또는 16)으로부터 수신된다. 그 비트 스트림은 파괴(puncturing) 단계로 일컬어지는 하나의 프로세스에 의해 트레이닝 시퀀스(training sequence)가 삽입된 하나의 새로운 TDM으로 변환된다. "파괴"단계는 트레이닝 시퀀스로 TDM 데이터 비트의 하나의 작은 부분을 대치한다. "파괴"된 비트의 수가 너무 작기 때문에 생성된 에러는 순방향 에러 정정에 의해 수신기에서 정정될 수 있다. 새로운 TDM 비트 스트림은, 중계기에 의해 하나의 라디오 주파수(RF)캐리어로 QPSK-변조되어, 고출력(high power)으로 예를 들어 도시중심의 비즈니스 지역의 멀티패스 환경으로 송신된다. 이렇게 송신된 신호는 하나의 적응성 시간영역 이퀄라이저(an adaptive time domain equalizer)가 장착된 하나의 수신기(14)에 의해 수신된다. 트레이닝 시퀀스를 사용함으로써, 다양한 멀티 패스 도달 성분들이 구조적으로 더해지도록 하나의 인버스 멀티 패스 프로세서의 탭들을 조정할 수 있다. 이렇게 재구성된 신호는 다음에 TDM 스트림의 비트를 높은 정확도로 복원하도록 처리된다. 수신기(14)에서 이용가능한 순방향 에러 정정은 "파괴"단계에 의해 도입된 에러 및 열적잡음과 수신기 손상에 의해 발생된 에러 모두를 정정한다.
본 발명의 또 다른 양상에 의하면, 도시지역, 교외 지역 및 시골지역에서 이동 라디오, 고정 라디오 및 휴대용 라디오에 의해 이용도 높은 수신을 달성하기 위한 최적 수단은 하나의 DBS 시스템의 하나의 위성-효율 LOS 파형과 지상 멀티패스 간섭-저항성 파형의 조합이다. 예를 들어, 도 2 내지 9에 표시된 본 발명의 하나의 실시예에 의하면, 하나의 차단된 지역에서 고감도 수신이 가능하도록 배치된 하나의 지상 수신기(18)들의 네트워크로부터 하나의 MCM 신호가 송신된다. 본 발명과 관련하여 기술된 신호화 기술은, LOS 위성방송 재방사의 위성(12 또는 16)으로부터 수신된 신호와 조합을 촉진하도록 200 내지 3000MHz의 전자기파 주파수 영역에 걸쳐 적용할 수 있다.
최적 위성 방송 파형은 위성(12 및 16)의 태양 전지 어레이에 의해 모아진 태양에너지를 방사된 라디오 주파수 출력으로 매우 효율적으로 변환하게 한다. 이들 파형들은 하나의 낮은 피크-대-평균 파워 비율(peak-to-average power ratio)(즉, 피크 인자, crest factor)에 의해 특정지워짐으로써, 최대 파워 출력 또는 그에 가까운 출력 그리고 그에 따라 가장 효율적인 파워출력으로 위성 지구 지향 안테나에 공급하는 고출력 증폭기를 작동하게 한다. 하나의 TDM 파형은, 하나의 최대 파워 출력 dB의 십분의 몇 정도의 범위내에서 작동하게 하는데, 특히 유용하다. 적정하게 선택된 코드를 사용하는 하나의 CDMA 파형은 최대 파워 출력아래로 약 2 내지 4dB에서 작동하게 한다. MCM 파형은, 도 3에 관하여 아래에서 기술한 바와 같이, 수백개의 위상 변조 사인곡선의 합으로 구성되기 때문에, MCM 파형은 본질적으로 하나의 높은 피크-대-평균 비율을 갖는다. 결과적으로, 하나의 MCM 파형은 위성의 하이 파워 증폭기에서 매우 큰 진폭과 위상변조 왜곡에 직면하게 된다. 하나의 LOS 위성방송 수신기에 의해 용인가능한 수신을 달성하기 위해, 하나의 MCM 파형이 하이 파워 증폭기내에 지지되어(backed), 하나의 직각 위상 쉬프트 키잉(QPSK) TDM 파형과 비교할 때, 하향 링크 버짓에 적어도 6dB의 하나의 수신기 실행 손상(a receiver implementation impairment)가 할당된다. 이것은 위성 방송 출력 변환에 있어서, 하나의 4대1 감쇠로 이어져서 MCM 파형으로 하여금 DBS(10)에 대해 위성 방송 LOS 전달상 적합하지 않은 결정을 하게 한다. AETDM 및 AFTDM 파형과 관련하여, 이러한 파형들은 특히 지상 멀티 패스에 대항하도록 구성되며, 위성 방송 LOS전달을 위한 것은 아니고, 효과적이지도 않다.
하나의 지상 중계기로부터의 위성방송 LOS 신호의 재방사에 의한 지상 방송 강화에 있어서, 예를 들어 하나의 TDM 파형은, 그 수신이 멀티 패스 효과로 인해 심하게 손상되므로, 적합하지 않다. 더욱이, 강화를 위하여 CDMA 파형을 사용하는 몇몇 제안된 시스템들은 LOS 위성 방송 전달을 위해 하나의 CDMA 채널 코드를 사용하고, 동일한 주파수 대역을 차지하는 캐리어들에 실어서 지상 재방사된 방송을 전달하기 위해 다른 CDMA 채널코드를 사용하여 동일한 프로그램 신호를 중계한다. 적응성 레이크(rake) 수신기들에 의해 수신이 달성된다. 이들 제안된 CDMA 시스템들은 단점을 갖는데, 그것은 강화 신호가 수신될 수 있는 지역과 위성 방송 LOS 신호가 수신될 수 있는 지역 사이에 수신이 가능하지 않은 하나의 고리구역(annulus zone)이 발생하기 때문이다. 고리 구역내의 수신기(14)들은, 신호 파워 레벨이 그 신호를 위한 하나의 수신기 임계점 이하로 떨어지기 때문에, 지상 재방사 신호를 수신할 수 없다. 또한, 이들 수신기(14)들은 LOS 위성 방송 수신을 방해(jam)하기에 충분한 재방사 신호가 남아있기 때문에 위성 LOS 신호를 수신할 수 없다. 따라서, 고리구역내내 이들 수신기(14)들은 방해(jamming)의 임계점 이하로 재방사 신호 파워를 감소시키도록 재 방사 구역으로부터 충분히 이격하여 위치하게 이동해야만하고 그렇지 않으면, LOS 위성 방송 수신이 불가능하다.
본 발명의 하나의 실시예에 의하면, 그 CDMA 파형은 위성 방송 LOS와 지상 방송 재방사를 통한 동시 전송이 가능하기에 적합하다. CDMA 채널 코드들은, 서로 다른 RF 캐리어들에 각각 전달되도록 할당된다. 따라서, 생성된 직각성(orthogonality)은 두개의 신호(즉, 위성 방송 LOS 신호와 지상 중계기 신호)가 라디오 수신기에서 RF/IF 필터링에 의해 분리되도록 한다.
본 발명에 따른 위성 방송 LOS 수신의 지상 강화를 달성하기 위한 실행가능하고 실행불가능한 파형조합들의 식별을 표 1에 나타내었다. 한 형태 이상의 변조 또는 신호 포맷팅법이 지상 중계기 신호는 물론 위성 방송 신호와 함께 사용될 수 있다.
위성방송파형 강화파형 추천대상 추천되지 않는 것 RF캐리어 스펙트라:
TDM TDM × 동일 또는 상이
TDM AETDM × 동일 또는 상이
TDM MCM × 상이
TDM CFHATDM × 상이
TDM CDMA × 상이
CDMA CDMA × 상이
CDMA AETDM × 상이
CDMA CHFATDM × 상이
CDMA MCM × 상이
CDMA ANY × 동일
AETDM ANY × 동일 또는 상이
CFHATDM ANY × 동일 또는 상이
MCM ANY × 동일 또는 상이
AETDM 파형들은 신호 전파가 20 마이크로 세컨드(㎲)만큼 지연되는 것을 특징으로 하는 멀티패스 환경에서 만족스럽게 실행될 수 있고, 동작될 수 있다. 이격되어 있는 중계기(18)들로부터 신호의 도달이 이 영역을 넘지 않도록 주의를 기울여야만 한다. 적응성 균등화 재방사 파령이 심각한 멀티패스를 나타내지 않는 경우, 그것은 페어런트 비-균등화 TDM 파형(the parent non-equalized TDM waveform)을 사용하도록 설계된 라디오 수신기(14)들에 의해 수신될 수 있다. 이러한 호환성은 AETDM 재방사가 작동되었을 때 직접 LOS 비-균등화 TDM 라디오들의 노화(obsolescence)를 방지한다.
CFHATDM 파형은 65 ㎲만큼 지연되는 것을 특징으로 하는 멀티패스 환경에서 만족스럽게 이행되고 작동될 수 있다. 이격하여 위치한 중계기(18)들로부터의 신호의 도달이 이 영역을 넘지 않도록 주의를 기울여야만 한다. 그 파형은 페어런트 비-균등화 TDM 파형을 사용하도록 설계된 라디오 수신기(14)들에 의해 수신될 수 없다.
MCM 파형은 65 ㎲만큼 지연되는 것을 특징으로 하는 멀티패스 환경에서 만족스럽게 이행되고 작동될 수 있다. 최대 지연은 파형의 주기적 심볼 주기 할당으로 주어진 가드 타임 할당(the guard time assignment)에 의해 영향을 받는다. 이격하여 위치한 중계기(18)들로부터의 신호의 도달이 이 영역을 넘지 않도록 주의를 기울여야만 한다. 그 파형은 페어런트 비-균등화 TDM 파형을 사용하도록 설계된 라디오 수신기(14)들에 의해 수신될 수 없다.
CDMA 파형은 수신기(14)에서 레이크 패스로 실행된 시간 지연폭(the span of time delays)에 의해 결정된 지연을 특징으로 하는 멀티패스 환경에서 만족스럽게 이행되고 작동될 수 있다. 이격하여 위치한 중계기들(18), 멀티패스 반사와 ㅅ상이한 위성들로부터의 모든 신호의 도달이 영역을 넘지않도록 주의를 기울여야 한다. 그 파형은 페어런트 비-균등화 TDM 파형을 사용하도록 설계된 라디오 수신기(14)에 의해 수신될 수 없다.
하나의 위성(12 또는 16) 또는 두개의 위성(12 및 16)으로부터 위성 방송신호들이 송신될 수 있다. 궤도상에서 충분히 이격된 두개의 정지 위성(12 및 16)을 사용함으로써, 신호 수신의 가능성을 증진하기 위해 LOS 앙각과 방위각(azimuth angles)의 다이버시티를 생성한다. 또한, 하나의 단일 위성(12 또는 16)으로부터 의 하나의 위성 방송 신호를 중계하거나, 또는 적당하게 선택된 시간차를 가지고 두개의 위성(12 및16)으로부터 하나의 신호를 송신함으로써 수득된 타임 다이버시티가 수신가능성을 더욱 증진시킨다.
본 발명의 하나의 실시예에 의하면, QPSK, 오프셋 QPSK, 차동 QPSK, 차동 코드화 QPSK 또는 최소 쉬프트 키(MSK) 변조를 갖는 다중채널 TDM을 포함하여 구성되는 하나의 파형이, 하나의 위성으로부터의 신호 송신이 하나의 라디오 수신기(14)에 의한 LOS 수신에 사용된다. 지상 재방사는 3.68 Mbit/s에 이르는 용량인 하나의 TDM 비트 스트림을 운반하도록 설계된 하나의 MCM 파형을 이용하여 실행되는 것이 바람직하다. 실행된 MCM은 도 3과 관련하여 설명될 하나의 인버스 패스트 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform)에 의해 400과 1200 사이의 멀티플 캐리어를 생성하도록 실행되는 것이 바람직하고, 그 결과 200과 300 ㎲ 사이의 하나의 심볼 주기를 갖는다. 55 내지 65 마이크로 세컨드 사이의 하나의 가드 인터벌은 각 심볼주기에 포함된다. MCM 파형은 동시에 발생하는 멀티패스 성분들 중 도플러 캐리어 주파수 쉬프트(Doppler carrier fregrency shifts)를 수용하도록 설계된다. 속도를 3.68 Mbit/s의 70% 내지 80% 사이 값으로 감소시키기 위해 TDM 비트 스트림으로부터 비트 또는 비트쌍들을 제거하기 위해 파괴단계를 사용하는 것이 바람직하다. 심볼주기 타이밍과 캐리어 주파수 동기화를 복원하는 수단을 제공하기 위해, 하나의 선택된 수의 FFT-생성 심볼 주기들 사이에 하나의 특정 심볼이 삽입된다. 수신기(14)에서, 소거기술(erasure)을 이용함으로써 송신된 모든 다른 비트들은 물론 중계기(18)에서 "파괴"된 비트들 또는 비트쌍들을 재설정하기 위해 하나의 비터비 소프트결정 격자 디코더가 실행되는 것이 바람직하다(Viterbi soft decision trellis decoder). 이러한 기술에 있어서, 그 디코더는 중계기(18)에서 파괴되었다고 인식된 위치들의 비트들을 간단하게 무시한다.
DBS(10)의 TDM 캐리어 위성 방송 전달에 대하여는 1997.11.14.자로 출원된 미합중국 특허출원 제08/971,049호에 기재되어 있고, 그 내용은 모든 목적을 위해 인용문헌으로서 본 발명의 일부를 구성한다. 간략하게, 도 2를 참조하면, 블록 26에 나타낸 것과 같이, 방송 세그먼트(22)가 하나의 방송채널을 초당 하나의 3.68 메가비트(Mbps) 시분할멀티플렉스(TDM) 비트 스트림으로 엔코딩하는 단계를 포함하는 것이 바람직하다. TDM 비트 스트림은 초당 96개의 16킬로비트(kbps) 프라임 레이트 채널과, 동기화, 디멀티플렉싱, 방송채널 제어 및 서비스를 위한 추가정보를 포함하여 구성된다. 방송 채널 엔코딩은 MPEG 오디오 코딩, 순방향에러 정정(FEC)과 멀티플렉싱을 포함하는 것이 바람직하다. 수득 TDM 비트 스트림은 위성 방송 상향링크(30)를 통하여 송신되기 전에 블록 28에 나타낸 것과 같은 QPSK 변조를 사용하여 변조된다.
TDM 위성 방송 전달은 태양에너지를 전자기파 동력으로 변환한다는 점에서 가장 우수한 위성 온보드 페이로드 효율을 달성할 수 있다. 이것은 튜브 당 단일 TDM 캐리어 작동이 각 위성 진행파(travelling wave) 튜브를 가장 효율적인 작동점인 포화된 동력 출력에서 작동하도록 하기 때문이다. 하나의 전형적이 이용예에있어서, TDM 캐리어는 위성(12 또는 16)의 빔내에 위치하는 작고 경제적인 라디오 수신기(14)들로 각각 16kbit/s 를 갖고 있는 96개의 프라임 비트 레이트 증분을 전달하도록 설계된다. 1 부터 8의 프라임 레이트 증분들을 모아 하나의 방송 채널을 구성한다. 하나의 방송채널은 오디오, 비디오, 데이터 및 멀티미디어를 전달하기 하기 위해 다수의 서비스 채널로 나누어질 수 있다.
TDM 캐리어에 의해 위성(12 및 16)들로부터 지상으로 전달된 출력밀도는 매우 높아질 수 있기 때문에, 시골 및 교외 지역의 넓은 하이웨이를 여행할 때 자동차 및 트럭내의 라디오 수신기(14)에 의한 우수한 LOS 수신을 제공할 수 있게 된다. 그러나, 높은 빌딩이 많은 도시지역이나 잎이 무성한 큰 나무가 많은 숲지역에서는 LOS 수신이 차단됨으로써 LSO 수신을 위한 수신기(14)의 바람직한 작동이 방해를 받는다. 위성 출력을 높임으로서 이러한 조건들을 극복하기 위한 노력은 비용이 많이 들고 기술적으로 비실용적이다. 따라서, 지상 중계기(18)들의 네트워크를 추가함으로서 직접 LOS 위성 수신을 증대하는 것이 하나의 더 실용적인 대체방안이다.
LOS 수신 차단에 관하여 고려되는 것은 다음과 같다. 근본적으로 하나의 위성(12 또는 16) 바로 아래의 위치(즉, 위성직하지점)들이 당연히 가장 높은 앙각을 갖는 반면에, 위성 직하 지점으로부터 이격된 위치들은 앙각이 감소함으로써 위성 직하지점과 수신 위치 사이에 대응되는 지상 중심각이 증가한다. 위성직하 지점 근처에 있는 위치들에 있는 수신기(14)들은 실질적으로 LOS 수신이 차단되지 않아서 지상 방송 강화의 필요성이 매우 적다. 그러나, 위성에 대한 LOS 앙각이 약 85도 미만인 경우, 높은 빌딩(즉,30m 이상)에 의한 방해는 현저하게 된다. 따라서, 이동 라디오 수신기를 위한 만족스러운 서비스를 위해 갭을 채우기 위한 지상 재방사가 요구된다. 빌딩의 높이가 낮은(즉, 10m 미만) 지역에서, LOS 앙각이 75도 이하일때까지 차단은 현저하지 않다. 위성(12 및 16)의 서비스폭이 6도 빔내에 위치하는 중간 및 높은 고도의 위치에서, 바람직한 이동 수신을 달성하기 위해 TDM 파형의 지상 재방사가 필요하다.
본 발명의 DBS(10)는 최대 통달범위를 제공하기 위해 대도시 지역과 교외지역은 물론 도시의 중심부내에 적절하게 떨어져 위치하고 배치된 다수의 지상 중계기(18)들로부터 LOS 위성 신호를 재 방사한다. 이러한 형태의 배치는 지상 디지털 오디오 방송(DAB) 및 셀 텔레폰 시스템을 위해 알려진 기술로, 본 발명에 의해 TDM 위성 LOS 신호의 지상 재방사에도 확장될 수 있다. 상기 배치는 근거리(반경 1km 밖) 필-인(fill-in) 중계기(18)들을 위한 1 내지 10와트(watt)의 작은 범위에서 넓은 지역 통달범위(반경 1 내지 10km)를 갖는 재방사기 또는 중계기를 위한 100 내지 10,000와트의 큰 범위에 걸친 하나의 혼합된 방사 출력레벨( a mix of radiated powe level : EIRP)을 사용한다.
하나의 위성-LOS/지상 재방사 구조를 갖는 하나의 DBS(10)를 위한 두개의 바람직한 실시예를 아래에서 설명하기로 한다. 첫번째 실시예는 정지궤도(GSO)아크를 따라 지상 중계기(18)들의 하나의 지상중계기 네트워크와 결합하여 작동하는 하나의 일정하게 선택된 경도를 갖는 하나의 정지 궤도(GSO) 위성(12 또는 16)을 포함한다. 두번째 실시예는, 공간 및 시간의 다이버시티를 달성하기 위해 신중하게 서로 다르게 인터벌을 둔 GSO 경돌르 가지는 2개의 위성(12 및 16)을 포함한다.
도 2에 예시의 목적으로 적어도 하나의 지상 중계기(18)을 갖는 하나의 GSO 위성(12)을 이용하는 하나의 DBS(10)를 위한 실시예를 나타낸다. 각 지상 중계기(18)의 경우, 위성(12)으로부터 방사된 신호로부터의 디지털 베이스 밴드 신호를 복조하고 복원하기 위해 하나의 라디오 수신기(34)와 함께 작동하는 안테나(32)에 LOS 위성 신호가 수신된다. 위성(12 및 16)들로부터의 송신 신호 사이의 어느 정도의 시간 다이버시티 지연의 양(존재한다면)에 의해 하나의 지연 블럭(35)이 전체 디지털 베이스 밴드신호를 지연시킨다. 그 디지털 배이스밴드 신호가 하나의 지상파형 변조기(36)에 공급되며, 이 변조기는 하나의 파형을 발생시키고, 이파형은 지상중계기(18)로부터 전송되어 하나의 라디오 수신기(14)에 의해 수신된 후 디지털 베이스 밴드 신호로 복원될 수 있도록 신중하게 설계된다. 그 후 변조된 파형은, 블럭 38로 나타낸 바와 같이, 하나의 캐리어 주파수로 주파수 변환(translated)되고 증폭된다. 송신 안테나(40)와 수신기(14)사이의 지상 패스에 걸쳐 있는 동적 멀티패스를 견디도록 지상 재방사 파형이 특별히 선택된다. 이러한 멀티패스는, 빌딩(44) 및 지형과 같은 장애물 주변으로부터의 반사와 파형굴곡(wavebending) 및 반사에 의해, 발생된다.
안테나(32)는 위성(12)을 향해 높은 이득(10dBi 초과)을 갖는 반면 다른 방향에서 낮은 이득을 달성하도록 설계됨으로써, 낮은 간섭과 결과적으로 매우 우수한 품질(즉, 에러율〈 10-9미만)을 갖는 LOS 신호가 수신된다. 수신기(34)내의 복조기와 다른 수신 요소들은 앞서 언급한 1997.11.14.자로 출원된 미합중국 특허출원 제08/971049호에 기술되고 DBS(10)에 사용된 LOS 라디오 수신기(14)들용으로 설계된 것들이다. 라디오 수신기(18)들은 3.68 Mbit/s QPSK 변조된 TDM 비트 스트림을 수신하도록 설계된다. 앞서도 언급한 바와 같이, 디지털 베이스 밴드는 방송 채널들내에 편성된 96개의 16kbit/s 프라임 비트 레이트 디지털 채널들과 방송채널들을 방송 채널로 동기하고, 디멀티플렉스 및 제어하는데 필요한 부차정보(side information)와 그들이 보여주는 서비스들을 운반하는 하나의 3.68 Mbit/s 디지털 파형 TDM 비트 스트림인 것이 바람직하다. 지상 파형 변조기(36)와 그것이 생성한하는 파형은 앞서 설명한 바와 같이, 42로 나타낸 지상 패스(42)에서 멀티 패스 변화(vagaries) 에 의해 방해받지 않고(unimpeded) 수신되도록 설계된다. 가능한 멀티패스-저항성 파형들은 적응성 균등화 TDM, 적응성 균등화 멀티플 캐리어 주파수 호퍼들, 패스트 푸리에 변환 멀티플 캐리어 변조 및 레이크 수신기를 갖는 CDMA 방식이다. 멀티패스-저항성 파형을 어셈블하고, 그 파형을 RF 변환기(38)을 통해 선택된 출력 레벨의 원하는 재 방사기 송신기 RF 주파수로 주파수 변환시켜, 안테나(40)로부터 그 파형을 방사하기 위해 중계기(18)가 장착된다. 안테나(40)는 수평면에 대한 전방향(omni-directional) 또는 섹터 방향(sector directional) 전파와 수평을 향한 고지향성 전파를 제공하도록 구성되는 것이 바람직하다. 순 안테나 이득은 10내지 16dBi범위로 예상된다. 안테나(40)는 요구되는 높이의 빌딩 및/또는 타워 꼭대기에 위치할 수 있다. 앞서도 언급한 바와 같이, 방사된 출력 레벨은 응용방법에 따라 1 내지 10,000와트 EIRP가 될 수 있다.
특히 바람직한 멀티패스-저항성 재 방사 파형은 멀티 캐리어 변조(MCM)를 사용한다. 파형이 생성되는 방법을 도 3에 도시한다. 3.68 Mbit/s TDM과 같은 하나의 디지털 스트림은 다수의 병렬패스(블럭 102), 예를 들어 각 병렬 패스가 초당 8000비트를 운반하는 460개의 병렬패스로 시간 영역 분할된다. 이들 각 패스의 비트들은 I(허수)성분로 인식되는 하나의 비트와 하나의 복소수 Q(실수)성분으로 인식되는 나머지 비트로 구성된 2개의 비트 심볼들로 짝을 이룬다. 460개의 병렬 복소수 주파수 계수 입력으로서 이들 비트들이 512개의 계수 인버스 패스트 푸리에 변환(IFFT)(104)을 이용하여 실행되는 하나의 개별 인버스 푸리에 변환(a Discere Inverse Fourier Transform converter) 변환기에 공급된다. n 이 어떤 정수인 경우, 패스트 푸리에 변환 알고리즘은 2n개의 입력 및 출력 계수를 가지고 작동하여야 한다는 것은 당해 기술분야에서 잘 알려져 있다. 따라서, n = 9인 경우 29= 512이다. 계수의 수가 460개이기 때문에 나머지 52개의 손실(missing)입력 계수들은 0으로 세트된다. 이것은 각각의 최상위 및 최하위 IFFT 입력에서 23개의 0 값 계수들을 정렬하여 정렬된 460개의 중심 계수들을 0이 아닌 값으로 남겨둠으로써 이루어진다. IFFT의 출력(104)은 각각이 초당 4000 심볼 레이트를 지지함으로써 하나의 심볼 주기가 250 ㎲인 460개의 협 대역 직각 캐리어를 구성하는 460개의 QPSK 변조된 직각 사인 계수들의 한 세트이다. 0으로 세트된 계수들에 대한 IFFT(104)의 출력에 캐리어는 발생하지 않는다.
IFFT 멀티 캐리어 출력(104)은 460개의 복소수 심볼 협 대역 직각 캐리어 세트(블럭 106)를 위한 하나의 가드 인터벌(105)을 생성하기 위하여 더 처리된다. 하나의 심볼 주기 (Ts)의 하나의 분획(f)이 가드 타임에 주어질 것이라고 가정된다. 이렇게 하기 위해서는 심볼 지속시간이 Ts = (1-f)Ts 의 값으로 감소되어야 한다. 예를 들어, Ts = 250 ㎲ 이상이다. 25 %의 심볼시간이 가드 타임에 할당되면, f = 0.25 이고 Ts = 187.5 ㎲이다. 이렇게 하기 위해서는 IFFT의 심볼 주기 출력이 하나의 메모리에서 매 250 ㎲으로 저장되고, 187.5 ㎲으로 재생된다. 250 ㎲ 심볼 인터벌을 채우기 위해, IFFT출력의 첫번째 샘플들이 62.5 ㎲ 가드 인터벌동안 다시 재생된다. 이러한 절차는 (1-f)-1 곱으로 멀티 캐리어 출력의 대역폭을 증가시킨다. 따라서, 멀티 캐리어 변조기 출력을 위해 요구되는 대역폭은 1.33을 곱해 4000×460×1.33 = 2.453 MHz의 값이 된다.
결국, 멀티 캐리어 변조기 프로세싱을 완전하게 하기 위해서는, 하나의 동기화 심볼을 포함하는, 블럭(108)으로 나타낸 것과 같은, 하나의 심볼(106)이 주기적으로 도입된다. 이것은 수신기(14)에서 매 250㎲의 멀티패스 도달 신호 그룹의 중심으로 187.5 ㎲주기의 하나의 샘플링 윈도우를 동기화하는 수단을 제공하기 위하여 행해진다. 또한, 심볼 정보의 차동 레퍼런스 코딩(differential reference coding)을 위한 하나의 위상 레퍼런스 심볼이 주기적으로 부가된다. 동기화와 위상 레퍼런스 심볼들은 설계 조건에 따라 매 20 내지 100 심볼 주기마다 도입되는 것이 바람직하다.
변조 설계의 추가적 특징은 멀티 캐리어 파형의 최종 대역폭을 감소시키기 위해 변조기(36)의 입력부에 가상 블럭(110)으로 나타낸 것과 같이 TDM 디지털 비트 스트림을 파괴하는 것이다. 파괴단계는 IFFT의 입력부에 적용된 데이터 스트림으로부터의 실제 데이터 비트들의 선택적인, 희소 제거(sparse elimination)를 의미한다. 이것은, 수신기(14)에 인가된 순방향 에러 정정 스켐이 파괴된 비트를 단순히 에러로 처리하여 그들을 정정한다는 예상하에 스트림의 비트들의 하나의 분획에 대하여 행해질 수 있다. 이것은, "파괴"단계에 의해 제거된 비트들의 분획에 따라 하나의 요구된 수신 BER 목표의 신호대 노이즈비율(Eb/Eo)을 1 내지 3dB 까지 증가시키는 결과를 갖는다. "파괴"된 파형을 위한 설계는 멀티 캐리어 변조의 대역폭을 비례적으로 감소시킨다. 예를 들어, TDM 스트림의 비트 레이트가 75 % 감소되면, 대역폭 역시 75 % 감소된다. 앞서 설명한 것을 예로 나타내면 , 비트 레이트가 2.76 Mbit/s 로 감소되고, 멀티캐리어 대역폭은 1.84 MHz로 감소한다. 그러한 대역폭 압축은, 이용가능한 주파수 스펙트럼이 요구되는 용량을 운반하기에 불충분한 경우의 적용시에 필요할 수 있다.
본 발명에서 사용된 바람직한 멀티 캐리어 변조 기술에 대한 더욱 자세한 내용은 모두 1998.4.14.자로 프라운호퍼-게젤샤프트 주 푀르데룽(Fraunhofer-Gesellschaft zur Forderung)에 의해 출원된 국제출원번호 PCT/EP98/02167, PCT/EP98/02168, PCT/EP98/02619, PCT/EP98/01270 및 PCT/EP98/02184 에서 찾아볼 수 있다.
도 2 및 3을 참조하여 설명된 지상 중계기는 하나의 TDM 위성 하향링크 신호를 복원하고, 베이스 밴드 프로세싱을 통해 TDM 신호를 예를 들어, CDMA,AETDM,MCM 또는 CHFATDM을 이용하여 하나의 상이한 파형으로 복조하고, 재포맷하기 위해 사용된다. 그러나, DBS(10)은 공통 (co-channel) 채널 또는 비공통채널 (non-co-channel)중계기인 지상 중계기(18)들을 포함하여 구성될 수 있다. 예를 들어, 지상 중계기(18)들은 동일한 캐리어상의 하나의 수신위성 신호를 단순히 증폭하고 중계하는 공통 채널 갭-필러(co-channel gap-filler)가 될 수 있다. 그대신에, 지상 중계기들은 상이한 캐리어 주파수상의 하나의 위성 신호를 주파수 변환을 통해서 증폭하고, 중계하는 비공통 채널 갭 필러가 될 수 있다. 어떠한 경우에도, 위성 방송 신호의 베이스 밴드 프로세싱은 중계기에서 수행되지 않는다. 예를 들어, 실내(도 10) 또는 도로(도 11)를 따라 이러한 형태의 갭 필러들이 사용될 수 있다.
도 4에서 나타낸 하나의 라디오 수신기(14)에서, 멀티캐리어 변조된 RF 파형은 멀티 캐리어 변조된 캐리어를 복원하기 위해 하나의 낮은 저 RF 프론트 엔드(202), 믹서(203), 로컬 오실레이터(204), 제 1 중간 주파수(IF)(205), 제2 믹서(206), 제 2 로컬 오실레이터(207), 제 2 IF(208)와 함께 작동하는 안테나(201)에 의해 수신된다. 멀티캐리어 역복조기(209)는 TDM 디지털 베이스 밴드 신호를 복원한다. 멀티캐리어 파형을 역복조하기 위해, 수신된 신호는, 도 5에서 도시한 바와 같이, 4배의 변조 대역폭의 2배에 해당하는 속도로 하나의 샘플러(211)에 의해 디지털 샘플링된다. 250 ㎲ 마다 한번 각 심볼 지속시간 동안의 시간 분산 멀티패스 도달신호(time dispersed multipath arrivals)의 클러스터(cluster)에 최적으로 중심에 위치하는 187.5 ㎲의 하나의 윈도우 지속시간동안 이들 샘플들이 취해진다. 그 샘플들은, 원래의 250 ㎲ 지속시간 윈도우의 460개 복소수 시간 영역 샘플들로 그들을 확장하기 위해, 하나의 버퍼 메모리(212)에 의해 레이트 다운 변환된다(rate down converted). 그 후 이들 샘플들은, TDM 비트 스트림의 비트를 복원하기 위해 하나의 512개 계수 FFT(213)에 의해 처리된다. 다음으로 수신기(14)는 유닛(214), TDM 마스터 프레임 프리엠블로 동기화하고, 디멀티플렉스되어 유닛(215)을 통해 프라임 레이트 비트를 정렬하고, 유닛(216)을 통해 하나의 선택된 방송채널의 비트를 복원한다. 그리고 나서, 이들 비트들은 방송 채널(BC)을 복원하기 위해 하나의 소프트 결정 비터비 디코더(a soft decision Viterbi decoder)(217), 하나의 디-인터리버(218)( a de-interleaver), 하나의리드 솔로몬 디코더(219)의 접합(concatenation)을 이용하여 순방향 에러 정정된다. 이렇게 복원된 BC는 이하 도 6으로 설명되는 것과 같이, 하나의 결정/결합기 유닛(240)에 하나의 입력으로 공급된다.
도 6에 나타낸 것과 같이, 하나의 2-아암 수신기(14)에 있어서, MCM 신호는 도 4에 나타낸 것과 같이 수신된다. 또한, QPSK 변조된 위성 TDM RF 파형이 저 잡음 RF 프론트 엔드(202), 하나의 믹서(220), 하나의 로컬 오실레이터(221), 하나의 제1 IF(222), 하나의 제2 믹서(223), 하나의 제2 로컬 오실레이터(224) 및 하나의 제2 IF(225)와 결합하여 작동하는 안테나(201)에 의해 QPSK 변조된 TDM 캐리어를 복원하기 위해 수신된다. 도 7에 나타낸 것과 같이, 하나의 QPSK TDM 캐리어 변조기(226)는 TDM 디지털 베이스 밴드를 복원하는 하나의 QPSK 변조기(227)를 포함하여 구성된다. 다음으로 수신기(14)가 TDM 마스터프레임 프레임 프리엠블(228)로 동조되고, 프라임 레이트 비트(229) 및 디멀티플렉스를 정열하고, 그 다음 하나의 선택된 방송채널의 비트들을 복원한다. 그리고 나서, 이들 비트들은 방송채널을 복원하기 위해, 하나의 소프트 결정 비터비 디코더(231), 하나의 디-인터리버(232) 및 하나의 리드솔로몬 디코더(232)를 연속적으로 이용하여 순방향 에러 정정(230)된다. 이렇게 복원된 BC는 결정/결합기 유닛(240)에 하나의 제 2 입력으로 공급된다.
다이버시티 결합기(240)는 추가 프로세싱에 제공되도록 두개의 주입 BC들 중 어느 것을 선택한다. 이것은 최소 에러로 복원된 BC을 선택하는 것에 기초하여 행해진다. 에러 수의 추측은 비터비 디코더(217,231) 또는 리드 솔로몬 디코더(219,233)에 의해 공급된 소프트 결정 데이터로부터 얻을 수 있다. 결정은, 결정이 반대로되기 전에 몇 개의 차이 에러(several errors of difference)가 존재할 것이 요구되는, 히스테리시스 논리(a hysterisis logic)로 행해지는 것이 바람직하다. 이러한 프로세스는 결정이 거의 동일할 것 같을(nearly equally likely) 때 두 BC들 사이의 채터링(chattering)을 방지하기 위해 요구된다. 다음으로 다이버시티 결합기(240)에 의해 선택된 방송채널은 서비스(들)을 복원하기 위해 적정 소스 디코더(244)로 공급된다.
도 8에 지상 중계기(18)를 갖는 두개의 GSO위성(12,16)을 사용하는 DBS(10)의 실시예를 나타내었다. 이러한 구성에서, 두개의 위성(12,16)은 GSO 궤도를 따라 경도 30 내지 40도 사이로 이격되어 있다. 하나의 위성은 하나의 지상국에서 보내진 하나의 신호를 중계하고, 나머지 위성은 동일한 지상국에서 보내진 동일한 신호를 중계하지만, 그 신호실 5 내지 10초 만큼 지연시킨다. 우주에 이격되어 위치하는 두 개의 위성(12,16)을 사용함으로써, 지구상의 하나의 라디오 수신기(14)와 각 위성(12,16) 사이의 LOS 경로에 앙각 다이버시티를 갖게된다. 두개의 위성방송 신호 도달사이의 시간지연으로 인해 시간 다이어비시티가 발생한다. 단독으로 취해진 이들 형태의 다이버시티 각각은 하나의 움직이는 이동 수신기(14)를 위해 LOS 신호의 이용가능성을 현저하게 개선할 수 있고, 공간 및 시간 다이버시티 모두에 의해 이러한 이용 개선이 더욱 현저하게 증진된다. 특히, 교량 나무 및 낮은 빌딩으로 인한 LOS 신호 방해가 있는 교외 또는 시골지역을 하나의 이동 수신기(14)가 여행할 때 공간 및 시간 다이버시티가 특히 중요하다. 그러나, 큰 빌딩이 많은 도시중심 및 대도시 지역에서 이동 수신을 위해 전지역을 커버할 수 있도록 위 신호의 지상 재방사가 본 발명에 의해서도 공급된다. 따라서, 이러한 두개의 위성 다이버시티 구성은, 직접 LOS 위성 수신과 지상 재방사된 수신 사이의 다이버시티에 관련하여 하나의 단일 위성 구성과 같은 필수적으로 동일한 방법으로 작동하지만, 두개의 위성에 의해 제공된 시간 및 공간 다이버시티를 추가한다. 초기 위성으로부터의 신호는 지상 중계기(18)에 의해 재방사된 첫번째 것이다. 초기 신호의 선택은 중계기(18) 또는 수신기(14)에서의 신호 프로세싱에 직면하게 되는 어떠한 지연도 흡수되도록 허용한다. 그렇지 않으면, 앞서 단일 위성 구성에서 설명한 바와 같은 동일한 방법으로 지상 재방사 네트워크가 실행된다.
두 개의 위성 시스템과 하나의 위성 시스템 사이의 또 다른 차이점이 3-아암 라디오 수신기(14)에서도 존재한다. 수신기(14)는 세개의 수신된 신호 사이의 동시 신호 수신을 달성하고, 세개의 다이버시티 신호들 사이에서 선택하는 하나의 다이버시티 결정 논리를 실행하기 위해 지연 유닛(309,310)을 통하여 적정 보상 지연을 도입한다. 지연 유닛(309)은 초기 및 후기 위성(12,16) 사이의 신호 전파(signal propagation differential) 차동을 보상하기 위해 하나의 시간 다이버시티 지연을 초기 신호에 제공한다. 지연 유닛(31)은 신호 배열에 대한 미세한 보상을 허용하는 하나의 버니어 지연(a vernier delay)인 것이 바람직하다. 도 8에 라디오 수신기 다이버시티 논리 설계를 나타내었다. 이것은 지상 재방사된 신호와 최대 공산 결합기(240)의 출력 사이의 하나의 스위치 결합기(a switched combiner)(307)을 갖는 초기 및 후기 LOS 위성 신호들을 위한 하나의 최대 공산 결합기(240)를 가지고 있다. 두개의 신호가 모두 감쇄될(degraded) 때, 최대 공산 결합은 수신 품질을 향상시킬 수 있다. 그러한 향상은 두개의 신호가 동등하게 감쇄될때 임계점 (Eb/No)로 환산하여 3dB 정도이다.
라디오 수신기(14)는, 초기 및 후기 위성들로부터 TDM 신호를 개별적으로 수신 및 복원하고, 각각으로부터 원하는 하나의 방송채널을 선택하는, 두 개의 수신기 체인(301,302)이 장치되어 있다. 이것은, 도 6의 LOS 위성 수신에 대해 앞에서 설명한 것과 같은 동일한 방법으로, 각 수신된 신호에 대해서 행해진다. 다음으로, 초기 위성으로부터 발생된(derived) 방송채널 신호는 하나의 지연 유닛(309)에 의해 지연되며, 이 지연 유닛(309)은 그 방송 신호 채널을 후기 위성 신호로부터 파생된 방송채널의 심볼들과 함께 정확히, 즉, 심볼 바이 심볼(symbol by symbol)로 정열하는 하나의 메모리 장치를 포함하여 구성된다. 이것은, 두개의 방송채널들의 그들의 서비스 제어 헤더 프리엠블 상관 스파이크(service control header preamble correlation spikes)의 일치를 발생시키기 위해 그들을 서로 관련되게 정렬함으로써 행해질 수 있다. 이러한 일치는 지연유닛(309)의 하나의 상관 비교기 유닛에서 검출된다. 다음 단계는, 각각 소프트 결정 형태(in soft decision form)로 표현된 두개의 방송채널의 비트들을 비트 바이 비트로 결합하기 위해 최대 공산 결합기(240)을 이용하는 것이다. 최대 공산 결합 계수들은 비트의 1 ms 블록에 걸쳐(over 1 ms blocks of bits) 결정된다. 다음으로, 최대 공산 결합기(240)의 출력이, 지상 재방사 신호 수신기 아암(308)으로부터 발생한 다른 입력과 함께, 스위치 결합기(307)에 하나의 입력으로서 인가된다. 어느 입력이 출력으로 나가도록 할 것인가의 선택은 최소 에러로 복원된 BC를 선택하는 것에 따른다. 본 발명의 다른 실시예에 의하면, TDM 신호 수신기 체인들(예를 들어, 후기 위성 TDM 신호를 위한 수신기 체인(302))중의 하나는, 도 9로 나타낸 것과 같이, 지상 재방사 신호 수신기 아암(301)로부터의 신호와 결합하는 최대 가능성이 될 수 있다. 그리하여, 도 9에 도시된 바와 같이, 스위치 결합기(307)가 최대 공산 결합기(240)와 다른 위성 신호 수신 아암(예를 들어, 아암(301)의 출력사이에서 선택한다. 지연 유닛(309 및 310)은, 지연 목적으로, 복원된 전체 비트 스트림을 저장하도록 구성될 수 있는데, 이렇게 하면 버퍼링이 더욱 더 필요하지만 결합을 단순화시킨다. 그 대신에, 지연 유닛(309,310)은 복원된 TDM 비트 스트림의 일부분만을 저장하도록 구성될 수 있지만, 결합을 위한 동기화 조건들은 더욱 복잡하게 된다.
스위치 결합기(307)와 관련하여, 추측 에러수는 비터비 디코더(217,231) 또는 리드 솔로몬 디코더(219,233)에 의해 공급된 소프트 결정 데이터로부터 이용할 수 있다. 결정은 결정이 역으로 되기 전에 몇 개의 차이 에러가 존재할 것을 필요로하는 하나의 히스테리시스 논리로 행해진다. 이러한 처리는 결정들이 거의 동등할것 같을 때 두 BC들 사이에서의 채터링을 방지한다. 그 대신에, 항상 스위치가 최소 에러를 갖는 BC를 선호하는 하나의 간단한 스위칭 논리가 사용될 수 있다. 채터링을 방지하기 위해 히스테리시스가 사용된다. 후자의 실행은 더 복잡한 최대 공산 결합을 피한다. 또 다른 것으로, 도10에서 나타낸 것과 같이 세개의 입력 BC들(예를 들어, 수신 아암들(301,302,308))의 최대 공산 결합이 될 수 있다.
도 10에서 나타낸 다이버시티 결합기는 세개의 신호들을 결합한다. 두 개는 공간적으로 이격되어 위치하는 위성(12,16)으로부터 수신된 것으로, 하나는 초기 신호를 방송하기 위한 것이고, 다른 것은 후기 신호를 방송하기 위한 것이다. 세번째 신호는 초기 위성 신호를 재방송 하는 하나의 지상 중계기(18)로부터 수신된다. 이들 신호들은 초기 위성(12)으로부터는 수신기 아암(301), 후기 위성(16)으로부터는 수신기 아암(302), 그리고 중계기(18)에 의해 재송신된 초기 신호는 수신기 아암(308)에 의해 수신된다. 다이버시티 결합기(312)는 세개의 신호의 심볼들을 최대 공산 비율 결합에 의해 결합한다. 이러한 방법에 의해, 출력에 나타나는 심볼의 샘플들은 원래의 송신 심볼을 그대로 나타낼 가장 높은 가능성을 갖는다. 이것을 위하여, 초기 위성(12)과 중계기(18) 신호들은, 3개의 신호들의 개별 심볼들을 재정렬하여 시간 일치가 되도록 하기 위해, 지연 유닛(309,310)에 의해 후기 위성 신호에 비례하여 지연된다. 지연 유닛(309,310)의 단순한 하나의 선험적 조정(a priori adjustment)은, 138 ㎲의 하나의 TDM 프레임 내로 지연 유닛(309,310)의 출력을 대략적으로 정렬시키기에 충분하다. 따라서, 하나의 TDM 프레임의 마스터 프레임 프리엠블(MFP)에 대한 심볼들의 미세한 배열이 모호하지 않다. 세개의 신호들의 심볼들을 정확하게 배열하기 위해, 하나의 심볼의 하나의 작은 분획내로 지연 유닛(309,31)을 미세하게 조정함으로써, 각 신호 스트림을 위한 MPF들이 정렬된다.
계속하여 유닛(312)에서의 심볼 결합을 살펴볼 때, 잡음의 배경에 포함된 것과 같은 신호 심볼들과 상관관계가 없는(uncorrelated) 멀티패스 간섭dmf dnlgks 정상화된(normalized) 변수 σx 2가 관찰된 샘플들로부터 계산된다. 이들 변수들은 초기(E), 후기(L) 및 중계기(18) 또는 갭-필러(G) 신호 심볼을 위해 계산된다. 그 후 초기, 후기 및 갭-필러 신호들을 위한 심볼들의 각 신호 샘플들이 아래와 같이 나타낼 수 있는 그들의 변수 율, (qE)-1,(qL)-1및 (qG)-1에 의해 다중화된다.
(qE)-1는 초기 심볼 (SE) 관련된 웨이팅 인자이다.
(qL)-1는 초기 심볼 (SL)에 관련된 웨이팅 인자이다.
(qG)-1는 초기 심볼 (SG)에 관련된 웨이팅 인자이다.
웨이팅 인자들은 측정 변수에 반비례하여 아래와 같이 정상화된다.
qE+ qL+ qG= 1
qE= σE 2/(σE 2+ σL 2+ σG 2)
qL= σLqE= σE 2/(σE 2+ σL 2+ σG 2)
qG= σG 2/(σE 2+ σL 2+ σG 2)
그들의 합은 최대 공산 비율 결합 심볼(the maximum likelihood ratio combined symbols)들을 구성한다. 그 후 이들은, 결정 프로세싱에 의해 최대 공산 비율 결합 심볼들을 복원하기 위해 위에서 도 5와 관련하여 앞서 설명한 그 요소들에 대하여 시간 디 멀티플렉서/FEC 디코더/BC 디멀티플렉서로 보내어진다.
도 12에 나타낸 다이버시티 결합기는 먼저, 두개의 위성(12,16)으로부터 수신된 신호들을 결합하는데, 위성 중 하나는 초기 신호를 방송하고, 나머지는 후기 신호를 방송한다. 다음으로, 그 결과는 지상에 위치하는 하나의 갭-필러 중계기(18)에 의해 재송신된 초기 신호를 수신함으로써 최소 비트 에러 결정에 의해 결합된다. 개별 신호들은 초기 위성으로부터 수신기 아암(301)에 의해 수신되고, 후기 위성으로부터 수신기 아암(302)에 의해 수신되고, 갭-필러 중계기(18)에 의해 송신된 초기 신호를 위한 수신기 아암(308)에 의해 수신된다. 최대 공산 비 율 다이버시티 결합기(412)는 도 10에서 결합기(312)와 관련하여 설명한 동일한 방법으로 초기 및 후기 위성 신호의 심볼들을 결합한다. 이러한 방법에 의해 유닛(412)의 출력에 나타나는 최종 심볼은 원래 송신된 심볼을 나타낼 가장 높은 가능성을 갖는다.
이어서, 유닛(412)로부터의 결과는, 최소 BER 선택 유닛(417)에 의해, 지상 중계기(18)로부터의 결과와 결합된다. 유닛(417)내에는, 두개의 유닛(250)이 있는 것이 바람직한데, 두개의 유닛(250)은 그들에 인가된 신호들의 전체 방송 채널 프레임을 위해 FEC-디코드 심볼 결정한다. 하나의 유닛(250)은 최대 공산 결정 유닛(412)로부터의 출력에 대하여 결정을 하고, 나머지 유닛(250)은 지상 중계기(18)로부터 수신된 신호로부터의 출력에서 결정을 한다. 또한 이들 결정들은 하나의 방송프레임의 지속시간에 걸쳐 관찰된 각 결정으로 만들어진 에러수를 제공한다. 하나의 BER 비교 유닛(414)은, 비터비 FEC 유닛(217,231)들의 입력으로부터 결정되는 것과 같은, 최소 에러를 갖는 그러한 방송프레임의 심볼들을 선택하기 위해 하나의 최소 BER 선택 유닛(417)과 함께 작동한다. 필요한 지연 작동을 수행하도록, 후기 위성으로부터 수신된 심볼들과 심볼 시간 일치가 되도록 각 심볼들을 재배열하기 위하여, 초기 및 갭-필러 신호들이 지연 유닛(309,310)들에 의해 지연된다. 본 발명에서 사용된 지연 정렬방법은 도 10의 실행을 위해 설명한 것과 동일하다.
본 발명의 다른 양상에 의하면, 도 13에 나타낸 하나의 실내 방사 시스템(45)이 제공된다. 라디오 수신기(14)가 위성(12 또는 16)의 LOS 내의 창문에 위치하지 않는 한, 빌딩이나 다른 건축 구조물의 내에 위치하는 하나의 라디오 수신기에서 일반적으로 하나의 위성 신호의 LOS 수신이 용이하지 않기 때문에, 더 완벽한 동달거리 제공을 위해 위성 신호의 실내 보강이 이루어져야 한다.
도 13에 나타낸 것과 같이, 위성 신호의 LOS 수신을 달성하기 위해 빌딩 외부에 안테나(452)가 설치될 수 있다. 수신채널이 맞추어진 RF 프론트-엔드 유닛(454)이 안테나(452)에 연결되어 있고, 위성신호의 주요 주파수 콘텐트를 포함하는 RF 스펙트럼의 부분을 선택하도록 구성됨으로써 낮은 잡음을 갖도록 구성되는 것이 바람직하다. 이러한 RF 프론트-엔드 유닛(454)의 출력의 신호를 하나의 증폭기(458)로 공급하기 위하여 연결 케이블(456)이 제공된다. 그 증폭기(458)는 빌딩내에 위치하는 하나의 재방사 안테나(460)에 연결된다.
안테나(460)에 의해 재 방사될 때 하나의 라디오 수신기를 위해 만족한 실내 수신을 허용하기에 충분한 레벨까지 위성 신호의 파워를 증가시키도록 증폭기(458)가구성된다. 안테나(460)로부터 방사된 파워 레벨은 위성의 LOS내가 아닌 위치에서 만족스런 실내 수신을 달성할 만큼 충분히 높지만, 실내 안테나(460)와 1 또는 그 이상의 수신 안테나(452)들 사이의 경로에 의해 되돌아온 수신들에 의한 불안정성을 야기할 만큼 높지는 않다. 따라서, 실내 안테나(466)와 실외 안테나(452)사이의 고 격리(즉, 70 내지 80dB 정도)가 바람직하다.
수신지역들은 실내 재 방사 신호들이 위성으로부터 직접 송신된 하나의 외부 신호와 결합하는(예를 들어, 빌딩 또는 건축물의 창문 또는 다른 공간부를 통해)지역일 수도 있다. 이들 신호들의 결합이 신호 콘텐트를 손상시키는 방법으로 발생하지 않도록 하기 위해, 결합 구역에서의 하나의 실외 신호와 하나의 실내 신호 사이의 시간 지연은, 송신된 신호 심볼폭의 하나의 분획보다 적은 것이 바람직하다. 약 540 나노세컨드(nanoseconds)의 하나의 심볼폭을 예로 들면, 50과 100 나노세컨드 사이의 하나의 시간 지연은 감당할 만하다. 일반적으로 시간 지연은, 하나의 신호가 실외 안테나(452), 케이블(일반적으로 신호가 광속의 2/3로 진행함 ) 및 그에 이은 전방 실내 안테나(460)를 포함하여 구성되는 경로를 지나는데 필요한 시간에 기인한다. 다른 지연은 그 신고가 실내 안테나(460)로부터 실내 안테나로 커버되는 지역의 라디오 수신기(14)까지 신호가 지나감에 따라 발생한다. 이러한 시간 지연은 심볼 폭의 20% 즉, 심볼폭이 540 나노세컨드인 시스템의 경우 100 나노세컨드 이하 인 것이 바람직하다.
하나의 지상 중계기의 목적은 그와 같이 하지 않으면 신호가 차단되는 위성으로부터 수신된 하나의 신호를 중계하는 것이다. 이들 지상 중계기(18)의 다수는, 도 14에 나타낸 것과 같이, 어떤 높이(h)를 가지고 도로 또는 다른 경로를 따라 설치될 수 있고, 여러 다른 거리(d)를 두고 떨어져 위치할 수 있다.
지상 중계기(18)는 위성(12 또는 16)을 지향한 하나의 수신 안테나(462), 신호를 목원하여 증폭하는 하나의 수신기(도시안됨)를 포함하여 구성되는데, 그 증폭이득은 하나의 송신 안테나(464)를 구동하기에 충분할 만큼 경로(path)내의 하나의 파워 플럭스 밀도로 되어야 하며, 그 이하는 위성으로부터 보통 예상되는 것에 비교된다. 송신 안테나(464)는, 송신된 신호가 불안정성을 생성하기에 충분한 레벨로 지상 중계기 수신 안테나(462)에 이르는 것을 방지하기 위하여, 차폐된다. 송신 안테나(464)는, 차량의 캐리어 주파수 수신 안테나와 송신기(464) 사이의 몇개의 파장에 걸쳐서 패스(path) 길이 다이버시티를 생성하기에 충분한 길이(L)의 하나의 공간(apeture)에 대하여 그 출력을 방사한다.
차량이 그 경로를 따라 주행할 때, 라디오 수신기(14)는 1개 이상의 지상 중계기(18)로부터 오는 신호를 수신한다. 예를 들어, 위치 A에서, 자동차는 지상 중계기(18b)에 가장 가까워서, 그 지상 중계기의 신호가 가장 강력하며(dominate), 수신 대상이 된다. 거리와 안테나의 패턴으로 인해 지상 중계기(18a,18b)들로부터의 신호들은 낮고, 간섭을 조금밖에 야기시키지 않는다. 만일 자동차가 B의 위치에 있다면, 라디오 수신기(14)는 지상 중계기(18c,18d) 양쪽으로부터 신호를 수신한다. 거리가 거의 동일하기 때문에, 지상 중계기(3,4)로부터 방사된 신호들 사이의 시간차를 0으로 조정한다고 가정하면, 자동차에 수신된 신호들 사이의 도달 시간차는 구조적 보강을 일으키기에 충분히 작다. 수신되는 디지털 신호의 심볼 주기에 관하여 적정한 거리(h 와 d)를 선택함으로써 이러한 조건이 달성될 수 있다.
서로 다른 지상 중계기들로부터 자동차에 도착하는 신호들에 다이버시티를 일으키는 것이 중요하다. 이러한 것이 행해지지 않는다면, 위치 B에서 수신되는 것과 같이, 두개의 중계기들로부터의 신호는 위상내(in-phase), 위상밖(out-of-phase) 및 위상들 사이(phase in between)를 교대로 결합하게 될 것이다. 신호들이 위상내에 있을 때, 신호들은 강화되고, 위상 밖에 있을 때 신호들은 상쇄된다. 신호 상쇄가 일어나는 경우, 신호는 완전히 없어진다. 더욱이, 지상 중계기 캐리어의 첨가에 의해 결과적으로 생성된 신호의 캐리어 위상은 거의 단색광의 도플러 차이(Doppler difference)에 가까운 속도로 회전하며, QPSK 변조의 복원을 어렵게 만든다. 공간(L)에 대하여 또는 L/D(여기서 C는 광속)인 하나의 균등 시간차에 걸쳐 송신된 신호의 분배로부터 일어난 다이버시티 송신에 기인한 도착시간들의 확산은 진폭 감쇄를 제거하고, 적응성 균등화 기술의 적용에 의한 위상 회전 충격을 정정하는 가능성을 제공한다.
심볼주기(symbol period)와 관련된 올바른 거리 선택의 예는 540 내지 550 나노세컨드 정도의 하나의 심볼주기를 고려함으로써 알 수 있다. 1/4 심볼주기보다 크지 않은 지연을 일으키는 경사거리(slant distance) (d2+ h2)1/2를 횡단할 때 시간 지연을 일으키기 위하여 간갹(d)와 높이(h)가 선택된다. 이 경우, 경사길이는 550/d = 137.5ft 이다. 1 나노세컨드는 빛속도로 1 피트에 해당한다. 따라서, 높이가 20 피트이면 경사거리는 180 피트이다. 자동차와 각 지상 중계기(18)사이의 거리상의 차이로 하여금 어느 하나의 지상 중계기로부터의 신호레벨을 보장하기 충분한 양까지 변화하도록 하기 위하여 높이(h)는 10 dB또는 그 이상으로 감쇄되는 것을 하나의 지상 중계기의 것과 비교하여 경사 거리(d)에 비하여 상대적으로 작은 것이 바람직하다. L-밴드 주파수에 충분한 패스 길이 다이버시티를 제공하기 위하여 길이(L)이 5 내지 10 피트 사이인 것이 바람직하다. 만일 이퀄라이저 유닛이 자동차의 이동 수신기(14)내에 결합된다면, 도착 시간 차이는 몇 개의 심볼에까지 연장될 수 있고, 따라서 지상 중계기들 사이의 거리 증가는 1000 피트 이상이 된다. 하나의 균등 시간 차는 5 내지 10 나노세컨드를 초과하지 않는 하나의 스프레드에 걸쳐(over a spread) 신호를 동일한 소스로부터 몇 번에 걸쳐 송신하기 위한 것이다.
본 발명을 다양한 실시예를 선택하여 기재하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 청구범위에 정의된 발명의 범위를 벗어나지 않고도 본 발명의 범위내에서 여러가지의 변경 및 수정이 가능하다.
발명의 개요
본 발명의 하나의 양상에 의하면, 기존 방송 시스템에 관련된 많은 단점을 극복하고, 많은 장점을 실현하는 하나의 디지털 방송 시스템(DBS)이 제공된다. 본 발명의 DBS는, 라디오 수신기들에 대한 위성방송 하향링크 신호를 재방사하기 위한 하나의 지상 중계기 네트워크와 결합되고, 디지털 오디오 방송(DAB)과 다른 디지털 정보를 위한, 하나의 TDM 캐리어 위성방송 전달시스템을 포함하여 구성된다. 지상중계기들은 멀티 패스 저항성(multipath-tolerance) 변조 기술을 채용하도록 구성된다.
본 발명의 다른 양상에 의하면, 하나의 위성방송 전달 시스템과 하나의 지상 중계기가 상이한 캐리어 주파수를 사용하여 작동한다. 지상 중계기는 멀티패스-저항성 변조 기술을 채용한다.
본 발명의 또 다른 양상에 의하면, 하나의 위성방송 전달 시스템과 하나의 지상 중계기가 모두 멀티패스-저항성 변조 기술을 채용하고, 사용된 파형의 형태에 따라 동일하거나 상이한 캐리어 주파수를 사용하도록 구성될 수 있다. 위성방송 전달 시스템은 하나의 TDM 또는 코드 분할 다중 접속(CDMA)-형 파형을 채용하는 것이 바람직하다. 지상 중계기는 CDMA, 적응 균등화 TDM(Adaptive Equalized TDM, AETDM) 코히어런트 주파수 호핑 적응 균등화 TDM(Coherent Frequency Hopping Adaptively Equalized TDM,CFETDM) 또는 다중캐리어 변조(Multiple Carrier Modulation,MCM)와 같은 하나의 멀티패스-저항성 파형을 채용하는 것이 바람직하다.
본 발명의 또 다른 양상에 의하면, 단일 정지위성이, 지상중계기들과 함께 위성 신호의 LOS내에 있는 라디오 수신기에 의해 수신될 수 있는 하향링크 신호를 송신한다. 각 지상 중계기는 위성방송 신호로부터 디지털 베이스밴드(baseband)를 복원(recover)하여 그 신호를 라디오 수신기에 대해 재송신하기 위해 멀티캐리어 변조(MCM)를 이용하여 변조하도록 구성된다. 라디오 수신기들은 하나의 MCM 스트림은 물론 하나의 직각 위상 쉬프트 키이( a quadrature phase shift keyed; QPSK) 변조된 TDM 비트 스트림을 모두 수신하도록 구성된다. 라디오 수신기들은 그 TDM 비트 스트림과 MCM 비트 스트림으로부터 복조된 하나의 방송채널을 선택하고, 하나의 다이버시티 결합기(diversity combiner)를 사용하여 최소의 에러가 포함되도록 복원된 그 방송 채널을 선택하도록 프로그램된다.
본 발명의 또 다른 양상에 의하면, 하나의 지상 중계기들의 네트워크와 결합한 두 개의 정지 위성을 포함하여 구성되는 하나의 DBS를 제공하는 것이다. 지상 중계기들은 베이스밴드 위성 신호를 얻기 위해 위성방송 하향링크 신호를 처리하고, MCM을 사용하여 그 신호를 변조하도록 구성된다. 두 개의 위성방송 신호들과 MCM신호를 포함하는 세 개의 다이버시티 신호들중에서 선택하기 위해 하나의 다이버시티 결정 논리(a diversity decision logic)를 실행하도록 하나의 라디오 수신기들이 구성된다. 각 라디오 수신기들은 지상 재방사 신호 또는 MCM 신호와 최대 공산 결합기(the maximum likelihood combiner)의 스위치 결합에 의해(with switch combing) 두개의 LOS 위성 방송 신호를 결합하는 최대 공산 결합을 채용한다.
본 발명의 또 다른 양상에 의하면, 세 개의 모든 신호 즉,지상 중계기로부터의 MCM신호와 초기 및 후기 LOS 위성방송 신호를 최대 공상 결합을 이용하여 하나의 방송채널이 세개의 다이버시티 신호로부터 선택될 수 있다.

Claims (41)

  1. 하나의 지상국으로부터 발생된 하나의 방송 프로그램을 수신하고, 상기 방송 프로그램의 적어도 일부분을 포함하여 구성되는 적어도 하나의 위성 신호를 하나의 제1 캐리어 주파수로 라디오 수신기들에 송신하기 위한 하나의 위성; 및
    상기 위성 신호를 수신하고, 상기 방송프로그램의 적어도 일부분을 포함하여 구성되고 하나의 멀티패스-저항성 변조기술에 의해 변조된, 상기 위성 신호로부터 파생된 적어도 하나의 지상 신호를 생성하여 하나의 제 2 캐리어 주파수로 송신하기 위한 적어도 하나의 지상 중계기를 포함하여 구성되는, 지상국에서 생성된 하나의 방송프로그램을 라디오 수신기들에 송신하기 위한 디지털 방송 시스템.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 위성이 시분할 멀티플렉싱과 코드분할 멀티플렉싱의 적어도 하나에 의해 상기 방송프로그램을 변조하도록 작동가능하고, 상기 지상 중계기가 하나의 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱(adaptive equalized time division multiplexing), 코히어런트 주파수 호핑 적응성 균등화 (coherent frequency hopping adaptively equalized) 시분할 멀티플렉싱, 멀티캐리어 변조 및 코드분할 멀티플렉싱의 적어도 하나를 이용하여 상기 지상신호를 변조하도록 작동 가능한, 디지털 방송 시스템.
  3. 제1항에 있어서, 상기 지상 중계기가 멀티 캐리어 변조를 이용하여 상기 지상 신호를 변조하도록 작동 가능한, 디지털 방송 시스템.
  4. 제3항에 있어서, 상기 지상 중계기가 상기 위성 신호를 수신하고, 멀티 캐리어 변조를 이용하여 하나의 베이스 밴드 신호를 변조하기 전에 상기 위성 신호를 상기 베이스 밴드 신호로 복조하도록 작동가능한, 디지털 방송 시스템.
  5. 제1항에 있어서, 상기 위성 신호에 제 1 코드 분할 멀티플 엑세스 채널 코드가 배정되고, 상기 지상 신호에 제 2 코드 분할 멀티플 액세스 채널 코드가 배정되는, 디지털 방송 시스템.
  6. 제1항에 있어서, 상기 지상국으로부터 상기 방송프로그램을 수신하고, 상기 위성 신호의 송신에 비해 소정의 시간이 지연된 상기 방송프로그램의 적어도 일부를 포함하여 구성되는 적어도 하나의 제 2 위성신호를 상기 라디오 수신기들에 상기 제1 캐리어 주파수로 송신하도록 작동될 수 있는 제 2 위성을 추가로 포함하는, 디지털 방송시스템.
  7. 상기 방송 신호를 수신하기 위한 하나의 수신기; 및
    멀티캐리어 변조에 따라 상기 지상 파형변조기에 의해 변조되고, 상기 방송신호들을 포함하여 구성되는 지상신호들을 생성하기 위한 하나의 지상 파형 변조기를 포함하여 구성되는, 방송 신호를 라디오 수신기들로 재방사하기 위한 지상 중계기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 방송 신호들이 제 1 캐리어 주파수를 이용하여 하나의 위성으로 부터 상기 라디오 수신기들로 송신되고, 상기 지상 파형 변조기가 하나의 제 2 캐리어 주파수를 이용하여 상기 지상 신호를 상기 라디오 수신기로 송신하도록 작동될 수 있는, 지상중계기.
  9. 제7항에 있어서, 상기 지상 파형 변조기가
    상기 방송 신호를 하나의 시리얼 시분할 멀티플렉스 비트 스트림으로부터 복수의 병렬 비트 스트림으로 디멀티플렉싱하기 위한 하나의 시분할 디멀티플렉서; 및
    복수의 비연관 푸리에 변환 계수(discrete Fourier transform coefficients)를 포함하여 구성되는 하나의 디지털 아날로그 신호를 생성하기 위한 하나의 인버스 페스트(inverse fast) 푸리에 변환 장치를 포함하여 구성되는, 지상 중계기.
  10. 하나의 위성으로부터 시분할 멀티플렉스 비트 스트림을 수신하는 단계;
    상기 시분할 멀티플렉스 비트 스트림을 복수의 병렬 비트 패스(parallel bit paths)로 분리하는 단계;
    상기 복수의 비트 패스의 각각에 있는 미리 결정된 수의 각각을 허수와 실수를 포함하여 구성되는 하나의 심볼로서 나타내는 단계;
    변조되고, 협대역, 직각 캐리어(narrow band, orthogonal carriers)를 포함하여 이루어진 출력을 생성하기 위해 상기 심볼들을 하나의 인버스 푸리에 변환 컨버터의 병렬 입력들에 복소수 주파수 계수 입력들(complex number frequency coefficient inputs)로 제공하는 단계; 및
    상기 협대역, 직각 캐리어를 재방사하는 단계를 포함하여 구성되는, 하나의 시분할 멀티플렉스 비트 스트림을 복수의 멀티 캐리어 변조 신호로 하나의 지상 중계기에서 변환하는, 멀티캐리어 변조 변환 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 캐리어를 위해 하나의 가드 인터벌을 발생시키는 단계를 추가로 포함하여 구성되는, 멀티 캐리어 변조 신호 변환 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 발생 단계가,
    가드 시간에 대해 상기 심볼들 각각의 지속기간에 상응하는 심볼 주기(symbol period)의 한 분획(fraction)을 할당하는 단계; 및
    상기 심볼들의 각각의 지속기간을 감소시키는 단계를 포함하여 구성되는, 멀티 캐리어 변조 신호 변환 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 감소단계가,
    상기 인버스 푸리에 변환 컨버터의 상기 출력을 상기 모든 심볼 주기 마다 하나의 메모리 장치에 저장하는 단계; 및
    상기 심볼 주기의 상기 각 분획이 지나간(has elapsed) 후 상기 메모리 장치로부터 판독하는 단계를 포함하여 구성되는, 멀티 캐리어 변조 신호 변환 방법.
  14. 제11항에 있어서, 상기 발생단계가,
    상기 인버스 푸리에 변환의 상기 출력의 하나의 하위세트(subset)를 갖는 상기 가드 인터벌을 채우는 단계를 추가로 포함하여 구성되는, 멀티 캐리어 변조 신호 변환 방법.
  15. 제10항에 있어서, 상기 복수의 멀티캐리어 변조 신호들을 위한 하나의 수신기에서 상기 심볼 주기마다 상기 캐리어들에 대하여 상기 심볼주기의 상기 분획에 상응하는 하나의 샘플링 윈도우를 동기화하기 위하여 미리 정해진 수의 상기 심볼 주기마다 하나의 동기 심볼을 삽입하는 단계를 추가로 포함하여 구성되는, 멀티 캐리어 변조 신호 변환 방법.
  16. 제10항에 있어서, 상기 캐리어들과 관련된 전체 대역폭(total bandwidth)을 감소시키기 위하여 상기 시분할 멀티플렉스 비트 스트림을 파괴하는(puncture) 단계를 추가로 포함하여 구성되는, 멀티 캐리어 변조 신호 변환 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 파괴단계가 하나의 인버스 푸리에 변환 컨버터의 병렬 입력들에 상기 심볼들을 제공하기 전에 상기 시분할 멀티플렉스 비트 스트림으로부터 비트들을 선택적으로 제거하는 단계를 포함하는, 멀티 캐리어 변조 신호 변환 방법.
  18. 하나의 지상국에서 생성된 방송프로그램을 상기 지상국으로부터 수신하고, 상기 방송 프로그램의 적어도 일부분을 포함하여 구성되고, 시분할 멀티플렉싱 및 코드분할 멀티 플렉싱의 적어도 하나에 따라 포맷된(formatted) 적어도 하나의 제 1위성 신호를 상기 라디오 수신기들에 송신하도록 구성되는 하나의 제 1 위성; 및
    상기 제 1 위성신호를 수신하고, 상기 방송프로그램의 적어도 일부분을 포함하여 구성되도록, 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코히어런트 주파수 호핑 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코드분할 멀티플렉싱 및 멀티캐리어 변조의 적어도 하나에 의해 포맷하여 상기 제 1 위성신호로부터 적어도 하나의 지상신호를 생성하여 송신하도록 구성된 적어도 하나의 지상 중계기를 포함하여 구성되는, 지상국에서 생성되는 하나의 방송 프로그램을 라디오 수신기들에 송신하기 위한, 디지털 방송 시스템
  19. 제18항에 있어서, 상기 제 1 위성 신호가 제 1 캐리어 주파수를 이용하여 상기 라디오 수신기들에 송신되고, 상기 적어도 하나의 지상 신호가 제 2 캐리어 주파수를 이용하여 상기 라디오 수신기들에 송신되는, 디지털 방송 시스템.
  20. 제18항에 있어서, 적어도 하나의 상기 라디오 수신기가, 상기 제 1 위성 신호와 상기 지상 신호를 수신하도록 구성되고, 상기 제 1 위성 신호와 상기 지상신호로부터 하나의 출력 신호를 생성하기 위한 하나의 다이버시티 결합기(diversity combiner)를 포함하여 구성되는, 디지털 방송 시스템.
  21. 제18항에 있어서, 상기 지상국으로부터 상기 방송프로그램을 수신하고, 상기 방송프로그램의 적어도 일부분을 포함하여 구성되는 적어도 하나의 제 2 위성 신호를 상기 라디오 수신기들에 송신하도록 구성된 하나의 제 2 위성을 추가로 포함하여 구성되고, 상기 제 2 위성 신호가 상기 제 1 위성 신호에 대하여 하나의 선택된 시간 지연 만큼 지연되고, 상기 제 2 위성 신호가 상기 제 1 위성에 의해 채용된 하나의 시분할 멀티플렉싱 및 코드분할 멀티플렉싱의 적어도 하나에 상응하는 것에 의해 포맷되는, 디지털 방송 시스템.
  22. 제21항에 있어서, 적어도 하나의 상기 라디오 수신기가 상기 제 1 위성신호,상기 제 2 위성 신호 및 상기 지상신호를 수신하고, 적어도 하나의 상기 제 1 위성신호 및 상기 지상 신호를 상기 선택된 시간지연에 의해 지연시키고, 제 1 위성신호, 상기 제 2 위성신호 및 상기 지상신호로부터 하나의 출력신호를 발생시키도록 구성된, 디지털 방송 시스템.
  23. 제22항에 있어서, 상기 라디오 수신기가 하나의 다이버시티 결합기와 하나의 스위치 결합기(switched combiner)를 포함하여 구성되고, 상기 라디오 수신기가 상기 제 1 위성 신호와 상기 제 2 위성 신호의 최대 공산 결정 결합(maximum likelyhood decision combining)을 수행하도록 상기 다이버시티 결합기를 이용하고, 상기 다이버시티 결합기의 상기 출력에 어느 하나에 따라 상기 지상신호와 상기 다이버시티 결합기의 출력 사이에서 선택하도록 상기 스위치 결합기를 이용하는, 디지털 방송 시스템.
  24. 제22항에 있어서, 상기 라디오 수신기가, 상기 제 1 위성 신호, 상기 제 2위성 신호 및 상기 지상신호의 최대 공산 결정 결합을 수행하도록 하나의 다이버시티 결합기를 포함하여 구성되는, 디지털 방송 시스템.
  25. 제 1 위성으로부터 제 1 캐리어 주파수로 송신되고, 방송신호의 적어도 일부분을 포함하여 구성되고, 시분할 멀티플렉싱 및 코드분할 멀티플렉싱의 적어도 하나에 의해 포맷되는 제 1 위성 신호를 수신하며, 상기 방송신호의 적어도 일부분을 복원하기 위한 하나의 복조기를 포함하여 구성되는 하나의 제 1 수신기 아암(receiver arem);
    제 2 캐리어 주파수로 송신되고, 상기 방송신호의 적어도 일부분을 포함하여 구성되며, 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코히어런트 주파수 호핑 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코드분할 멀티플렉싱 및 멀티캐리어 변조의 적어도 하나에 의해 포맷되는 하나의 지상신호를 수신되고, 상기 방송신호의 적어도 일부분을 복원하기 위한 하나의 복조기를 포함하는, 하나의 제 2 수신기 아암; 및
    상기 제 1 위성 신호와 상기 지상신호로부터 하나의 출력신호를 발생시키기 위한 하나의 결합기를 포함하여 구성되는, 디지털 방송 시스템에서 방송신호를 수신하기 위한 수신기.
  26. 제25항에 있어서, 하나의 제 2 위성으로부터 송신되고, 하나의 선택된 시간지연에 의해 상기 제 1 위성신호에 대해 지연되며, 상기 방송신호의 적어도 일부분을 포함하여 구성되고, 상기 제 1 위성이 채용한 시분할 멀티플렉싱과 코드분할 멀티플렉싱의 적어도 하나에 상응하는 것에 의해 포맷되는 하나의 제 2 위성신호를 수신하고, 상기 제 1 수신기 아암이 적어도 상기 방송 신호의 일부분을 복원하도록 하나의 복조기를 포함하여 구성되는 하나의 제 3 수신기 아암; 및
    상기 선택된 시간지연에 의해 상기 제 1 위성 신호를 지연시키기 위한 하나의 지연 장치를 추가로 포함하여 구성되고, 상기 결합기가 상기 제 1 위성신호, 제 2 위성신호 및 상기 지상신호로부터의 하나의 출력신호를 발생시키도록 작동될 수 있는, 디지털 방송 시스템에서 방송신호를 수신하기 위한 수신기.
  27. 시분할 멀티플렉싱과 코드분할 멀티플렉싱의 하나에 의해 하나의 제 1 신호로서 라디오 수신기들에 송신하기 위한 하나의 방송신호를 포맷하는 단계;
    제 1 위성으로부터 상기 라디오 수신기들에 상기 제 1 신호를 하나의 제 1 캐리어 주파수로 송신하는 단계;
    상기 방송신호를 하나의 제 2 신호로서 상기 라디오 수신기들에 송신하기 위해 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코히어런트 주파수 호핑 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코드분할 멀티플렉싱 및 멀티캐리어 변조의 적어도 하나에 의해 포맷 하는 단계; 및
    상기 제 2 신호를 하나의 지상 중계기로부터 라디오 수신기들에 제 2 캐리어 주파수로 송신하는 단계를 포함하여 구성되는, 방송프로그램을 라디오 수신기들에 송신하는 방법.
  28. 제27항에 있어서, 상기 제2신호로서 상기 방송신호를 포맷하는 단계가,
    상기 지상 중계기에서 상기 제 1 신호를 수신하는 단계; 및
    적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코히어런트 주파수 호핑 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코드분할 멀티플렉싱 및 멀티캐리어 변조의 적어도 하나에 의한 포맷하기 전에 상기 제 1 신호의 베이스 밴드 프로세싱을 수행하는 단계를 포함하여 구성되는, 방송 프로그램을 라디오 수신기들에 송신하는 방법.
  29. 제28항에 있어서, 상기 라디오 수신기들 중 하나에서 상기 제 1 신호와 제 2 신호를 수신하는 단계를 추가로 포함하여 구성되는, 방송 프로그램을 라디오 수신기들에 송신하는 방법.
  30. 제29항에 있어서, 상기 각각의 포맷 단계를 없애고, 하나의 제 1 복원 방송 신호와 하나의 제 2 복원 방송신호를 각각 복원하기 위해 각각의 상기 제 1 신호와 상기 제 2 신호를 복조하는 단계를 추가로 포함하여 구성되는, 방송 프로그램을 라디오 수신기들에 송신하는 방법.
  31. 제30항에 있어서, 상기 제 1 복원 방송신호와 상기 제 2 복원 방송신호로부터 하나의 출력 방송신호를 발생시키는 단계를 추가로 포함하여 구성되는, 방송 프로그램을 라디오 수신기들에 송신하는 방법.
  32. 제31항에 있어서, 상기 발생단계가 상기 제 1 복원 방송신호와 상기 제 2 복원 방송 신호의 최대 공산 결합을 수행하는 단계를 포함하여 구성되는, 방송 프로그램을 라디오 수신기들에 송신하는 방법.
  33. 제27항에 있어서, 시분할 멀티플렉싱 및 코드분할 멀티플렉싱의 적어도 하나에 의해 하나의 제 3 신호로서 하나의 방송신호를 상기 라디오 수신기들에 송신하기 위해 포맷하는 단계;
    제 2 위성으로부터 상기 제 3 신호를 라디오 수신기들로 송신하는 단계를 추가로 포함하고, 상기 송신이 하나의 미리 결정된 시간 주기에 의해 상기 제 1 신호에 대하여 지연되는, 방송 프로그램을 라디오 수신기들에 송신하는 방법.
  34. 제33항에 있어서, 상기 제 1 신호, 상기 제 2 신호 및 상기 제 3 신호를 라디오 수신기들 중 하나에서 수신하는 단계;
    상기 각 포맷을 제거하고, 하나의 제 1 복원 방송신호, 하나의 제 2 복원 방송신호 및 하나의 제 3 복원 방송신호를 각각 복원하기 위해 상기 제 1 신호, 상기 제 2 신호, 상기 제 3 신호의 각각을 복조하는 단계; 및
    상기 제 1 복원 방송신호, 상기 제 2 방송신호 및 상기 제 3 방송신호로부터 하나의 출력 방송 신호를 발생시키는 단계를 추가로 포함하여 구성되는, 방송 프로그램을 라디오 수신기들에 송신하는 방법.
  35. 가시선(line of sight) 위성 신호를 수신하기 위한 하나의 가시선 안테나;
    저잡음의 상기 위성신호를 포함하여 구성되는 주파수 스펙트럼을 통과시키기 위해 상기 가시선 안테나에 연결된 하나의 라디오 주파수 프론트-엔드 유닛(front-end unit);
    적어도 하나의 실내 증폭기;
    상기 라디오 주파수 프론트-엔드 유닛을 상기 실내 증폭기에 연결시키는 적어도 하나의 케이블; 및
    상기 실내 증폭기에 연결되고, 상기 위성 신호들의 가시선 수신(line of sight reception)이 불가능한 실내의 라디오 수신기들에서 상기 위성신호의 내부 수신을 만족스럽게 달성할 만큼 높고, 상기 가시선 안테나와 상기 실내 재방사 안테나 사이에서 송신된 상기 위성신호들에 의한 간섭을 방지할 만큼 충분히 낮게 선택된 출력레벨을 갖는, 적어도 하나의 실내 재방사 안테나를 포함하여 구성되고, 실내에 위치하는 하나의 라디오 수신기를 이용하는 디지털 방송시스템에서 송신된 위성신호들을 수신하기 위한 실내 보강 시스템.
  36. 제35항에 있어서, 상기 위성신호들이 하나의 선택된 심볼주기를 특징으로 하고, 상기 가시선 안테나와 상기 실내 재방사 안테나 사이의 상기 위성 신호들의 송신의 상기 지속기간(duration)이 적어도 상기 하나의 케이블의 길이를 제한함으로써 상기 심볼 지속기간의 선택된 양의 미만으로 유지되는, 하나의 실내 보강 시스템.
  37. 제36항에 있어서, 상기 가시선 안테나와 상기 실내 재방사 안테나 사이의 상기 위성신호의 송신의 지속기간이 상기 선택된 심볼주기의 20 내지 25% 이하인, 실내 보강 시스템.
  38. 실외에 위치하는 하나의 라디오 수신기들을 이용하는 하나의 디지털 방송 시스템에서 송신된 위성신호들을 수신하기 위한 보강시스템에 있어서, 적어도 두개의 지상 중계기들을 포함하여 구성되고, 상기 위성 신호들이 하나의 선택된 심볼주기인 것을 특징으로 하고, 상기 지상 중계기들은 하나의 높이 (h)에 의해 특징지워지며, 상기 라디오에서 상기 위성 신호들의 수신시에 상기 지상 중계기들 중 하나로부터의 하나의 지연을 상기 심볼 주기의 20 내지 25 %로 제한하도록 상기 지상 중계기들 중 하나로부터 상기 라디오 수신기까지 하나의 거리(d) 및 경사거리 (d2+h2)1/2가 되도록 이격하여 위치하는, 위성 신호 수신 보강 시스템.
  39. 지상국으로 부터 방송 프로그램을 수신하고, 상기 방송 프로그램의 적어도 일부분을 포함하여 구성되는 적어도 하나의 제 1 위성신호를 상기 라디오 수신기들에 송신하도록 구성된 하나의 위성; 및
    상기 제 1 위성신호를 수신하고, 상기 방송프로그램의 적어도 일부분을 포함하여 구성되는 상기 제 1 위성으로부터 적어도 하나의 지상신호를 발생시켜 송신하도록 구성되고, 상기 위성신호와 상기 지상신호들이 각각 하나의 멀티패스-저항성(multipath tolerance) 변조 기술을 이용하여 변조되는 적어도 하나의 지상 중계기를 포함하여 구성되는, 지상국에서 발생되는 하나의 방송프로그램을 라디오 수신기들로 송신하기 위한, 디지털 방송 시스템.
  40. 제39항에 있어서, 상기 제 1 위성 신호가 시분할 멀티플렉싱 및 코드분할 멀티플렉싱의 적어도 하나에 의해 포맷되는, 디지털 방송 시스템.
  41. 제39항에 있어서, 상기 지상신호가 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코히어런트 주파수 호핑 적응성 균등화 시분할 멀티플렉싱, 코드분할 멀티플렉싱 및 멀티캐리어 변조의 적어도 하나에 의해 포맷되는, 디지털 방송 시스템.
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