JP2002508623A - 衛星直接放送および地上中継器を使用したデジタル放送システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 地理的に開けたエリアおよび地形高度が高いことを特徴とする地理的エリアを含む、都市エリア、大都市郊外エリア、および地方エリアにおけるモバイルラジオ（１４）、固定ラジオ、およびポータブルラジオ（１４）で受信することができる可能性を高くするために、異なる再放送変調オプションを採用した地上中継器ネットワークと組み合わせて異なるダウンリンク変調オプションを有する衛星直接ラジオ放送システムを使用したデジタル放送システムが提供される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の分野】

地理的に開けたエリアおよび地形高度が高いことを特徴とする地理的エリアを
含む、都市エリア、大都市郊外エリア、および地方エリアにおけるモバイルラジ
オ、固定ラジオ、およびポータブルラジオでの受信の利用可能度を高くするため
に、異なる再放送変調オプションを採用した地上中継器ネットワークと組み合わ
せて異なるダウンリンク変調オプションを有する衛星直接ラジオ放送システムを
使用したデジタル放送システムを提供する。

【０００２】

【発明の背景】

デジタルオーディオラジオサービス（ＤＡＲＳ）を提供する既存のシステムに
おける受信機は、信号フェージングおよび符号間干渉（ＩＳＩ）等の信号品質に
おける深刻な劣化を作り出す多重通路作用により根本的に影響を受ける。受信機
への放送チャネルにおけるフェージング作用は、特に衛星からの見通し線（ＬＯ
Ｓ）信号の遮蔽が最も一般的である都市環境または高度の高い地理的エリアにお
いて、周波数に敏感であり得る。衛星直下の場所（以下、衛星下ポイントと呼ぶ
）は本来、最も高い仰角を有する一方で、衛星下ポイントから離れた場所は本来
低い仰角を有し、したがって衛星下ポイントと受信場所の間に対して張っている
地球中心角が増大する。衛星下ポイント付近の場所は、通常、略遮蔽されないＬ
ＯＳの受信を享受する。このため、潜在的に遮蔽されるＬＯＳ信号を地上で補強
する必要性は最小である。しかし、衛星に対するＬＯＳの仰角が約８５度未満に
なると、高い建造物または地理的起伏（すなわち、３０メートル程度）による遮
蔽が顕著になる。モバイルラジオ、固定ラジオ、ならびにポータブルラジオに対
して満足のいくカバレッジを達成するために、地上での再放射がギャップを充填
するために必要である。建造物または地理的サイトの高さが比較的低い（すなわ
ち、１０メートル程度）であるエリアでは、ＬＯＳの仰角が７５度未満である限
り、遮蔽は顕著ではない。したがって、１つまたは複数の放送衛星のカバレッジ
内の中緯度かつ高経度の場所では、適したラジオ受信を達成するために、地上で
の再放射が必要である。衛星によるＬＯＳ伝送と衛星ダウンリンク信号波形の地
上での再放射とを組み合わせた十分に満足のいくラジオ受信が必要とされている
。

【０００３】

【発明の概要】

本発明の一態様によれば、既存の放送システムに関連する多くの欠点を克服す
るとともに、多くの利点を実現するデジタル放送システム（ＤＢＳ）が提供され
る。本発明のＤＢＳは、衛星ダウンリンク信号をラジオ受信機に向けて再放射す
るための地上中継器のネットワークと組み合わせた、デジタルオーディオ放送（
ＤＡＢ）および他のデジタル情報用のＴＤＭ搬送波衛星配信システムを含む。地
上中継器は、多重通路耐性変調技術を採用するよう構成される。

【０００４】 本発明の別の態様によれば、衛星配信システムおよび地上中継器は、異なる搬
送波周波数を用いて動作する。地上中継器は、多重通路耐性変調技術を採用する
。

【０００５】 本発明のさらに別の態様によれば、衛星配信システムおよび地上中継器は双方
とも多重通路耐性変調技術を採用し、使用される波形のタイプに応じて、同一の
または異なる搬送波周波数を使用するよう構成することができる。衛星配信シス
テムは、ＴＤＭまたは符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）タイプの波形を採用す
ることが好ましい。地上中継器は、好ましくは、ＣＤＭＡ、適応等化ＴＤＭ（Ａ
ＥＴＤＭ）、コヒーレント周波数ホッピング適応等化ＴＤＭ（ＣＦＨＡＴＤＭ）
、または多重搬送波変調（ＭＣＭ）等の多重通路耐性波形を採用する。

【０００６】 本発明のさらに別の態様によれば、単一の対地静止衛星は、衛星信号のＬＯＳ
におけるラジオ受信機ならびに地上中継器で受信可能なダウンリンク信号を伝送
する。各地上中継器は、衛星信号からデジタル放送信号を回復し、ラジオ受信機
に向けての再伝送に多重搬送波変調（ＭＣＭ）を用いて該信号を変調するよう構
成される。ラジオ受信機は、１／４位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調ＴＤ
ＭビットストリームならびにＭＣＭストリームの双方を受信するよう構成される
。ラジオ受信機は、ＴＤＭビットストリームおよびＭＣＭビットストリームから
復調される放送チャネルを選択するとともに、ダイバーシチ結合器を使用して最
小の誤りで回復された放送チャネルを選択するようプログラムされる。

【０００７】 本発明のさらにまた別の態様によれば、地上中継器と組み合わせられた２基の
対地静止衛星を含むＤＢＳが提供される。地上中継器は、衛星ダウンリンク信号
を処理して、ベースバンド衛星信号を達成するとともに、ＭＣＭを用いて該信号
を変調するよう構成される。ラジオ受信機は、ダイバーシチ決定ロジックを実施
して、２つの衛星信号および１つのＭＣＭ信号を含む３つのダイバーシチ信号の
中から選択するよう構成される。各ラジオ受信機は、地上再放射信号、またはＭ
ＣＭ信号、および最尤結合器の出力の間を結合するスイッチを用いた２つのＬＯ
Ｓ衛星信号の最尤結合を採用する。

【０００８】 本発明の別の態様によれば、放送チャネルは、３つすべての信号、すなわち初
期および後期のＬＯＳ衛星信号と地上中継器からのＭＣＭ信号の最尤結合を用い
ることで、３つのダイバーシチ信号から選択してもよい。

【０００９】 本発明のこれらおよび他の特徴および利点は、添付図面とともに以下の詳細な
説明を読めばより容易に理解されるであろう。

【００１０】

【好ましい実施形態の詳細な説明】

図１は、概して１４で示すラジオ受信機における見通し線（ＬＯＳ）衛星信号
の受信のため、少なくとも１基の対地静止衛星１２を含むデジタル放送システム
（ＤＢＳ）１０を示す。異なる軌道位置にある別の対地静止衛星１６は、図６お
よび図７に関連して後述する時間および／または空間的ダイバーシチの目的で設
けることができる。システム１０はさらに、高建造物、丘陵、および他の妨害物
によってＬＯＳ受信が曖昧になる地理的エリア２０において衛星信号を伝送する
ための少なくとも１つの地上中継器１８を含む。ラジオ受信機１４は、衛星信号
および地上信号の双方を受信して、該信号の一方を受信機の出力として選択する
ために、デュアルモード動作で構成されることが好ましい。

【００１１】 上述したように、本発明は、固定、ポータブルおよびモバイルラジオの受信を
最適化するＤＢＳ１０に関する。本発明によれば、ＤＢＳ１０は、衛星配信につ
いて最適化される衛星波形の見通し線（ＬＯＳ）受信を、１つまたは複数の地上
中継器１８を介した衛星１２または１６からのＬＯＳ信号の再放射と組み合わせ
る。地上中継器１８は、衛星ＬＯＳ信号の遮蔽が発生する地上配信に最適化され
た他の波形を使用する。建造物、橋、木、および他の妨害物に起因するＬＯＳ信
号の遮蔽は、通常、都市中心部および郊外エリアにおいて発生する。特にＬＯＳ
衛星伝送に適した波形は、時分割多重化（ＴＤＭ）および符号分割多重アクセス
（ＣＤＭＡ）である。遮蔽された都市エリアで直面する地上多重通路干渉を克服
するのに特に適した多重通路耐性波形は、ＣＤＭＡ、適応等化ＴＤＭ（ＡＥＴＤ
Ｍ）、コヒーレント周波数ホッピング適応等化ＴＤＭ（ＣＦＨＡＴＤＭ）、およ
び多重搬送波変調（ＭＣＭ）である。

【００１２】 周波数ホッピングについては、本明細書に参照として組み込まれるＳｃｈｕｃ
ｈｍａｎ他に付与された米国特許第５，２８３，７８０号に記載されている。地
上中継器１８がＡＥＴＤＭを採用する場合、ラジオ受信機１４には、等化器（図
示せず）が設けられる。ＡＥＴＤＭの場合、ＴＤＭビットストリームを衛星１２
または１６から受信する。ビットストリームは、新しいＴＤＭビットストリーム
に変換され、これに、トレーニングシーケンスがパンクチュアリングと呼ばれる
プロセスによって挿入される。パンクチュアリングは、ＴＤＭデータビットの少
部分をトレーニングシーケンスに置換する。パンクチュアリングされたビットの
数は、それによってもたらされる誤りが、順方向誤り修正によって受信機におい
て修正可能であるほどに少ない。新しいＴＤＭビットストリームは、中継器によ
りラジオ周波数（ＲＦ）搬送波にＱＰＳＫ変調され、ＲＦ搬送波は、高パワーで
例えば中心都市オフィス街の多重通路環境に伝送される。この伝送信号は、適応
時間領域等化器を装備した受信機１４で受信される。トレーニングシーケンスの
使用により、各種多重通路入構成要素を構造的に追加するように、逆多重通路プ
ロセッサのタップを調整することができる。こうして構築された信号を次に処理
して、高精度でＴＤＭストリームのビットを回復する。受信機１４で利用可能な
順方向誤り修正は、パンクチュアリングによって導入された誤りおよび熱雑音お
よび受信機の減衰に起因する誤りを双方とも修正する。

【００１３】 本発明の別の態様によれば、ＤＢＳシステムにおける衛星効率的なＬＯＳ波形
と地上多重通路干渉耐性波形の組み合わせは、都市エリア、郊外エリア、および
地方エリアにおけるモバイルラジオ、固定ラジオ、およびポータブルラジオによ
る高受信可能度を達成する最適な手段である。例えば、図２乃至図９に示す本発
明の実施形態によれば、ＭＣＭ信号が、遮蔽エリアをカバーするよう配置された
地上中継器１８のネットワークから、高受信可能度で送信される。本発明と共に
説明されるシグナリング技術は、２００〜３０００ＭＨｚの範囲の電磁波周波数
にわたって適用可能であり、ＬＯＳ衛星放射と衛星１２または１６から受信した
信号の地上再放射との組み合わせを容易にする。

【００１４】 最適な衛星波形では、衛星１２および１６のソーラーアレイによって収集され
たソーラーパワーを放射ラジオ周波数パワーに非常に効率よく変換することがで
きる。こういった波形は、最高対平均パワー比（すなわち、波高因子）が低いこ
とを特徴とするため、衛星の地球指向アンテナに最大パワー出力であるいはそれ
近くで、したがって最も効率的なパワー出力で供給する高パワー増幅器の動作が
可能である。ＴＤＭ波形は、数十ｄＢという最大パワー出力内での動作を可能に
するために特に有用である。適切に選択された符号を用いたＣＤＭＡ波形は、最
大パワー出力よりも約２〜４ｄＢ下での動作を可能にする。図３を参照して後述
するように、ＭＣＭ波形は、数百の位相変調正弦波の合計から構成されるため、
本来、高い最高対平均比を有する。その結果、ＭＣＭ波形ははるかに大きな振幅
および衛星の高パワー増幅器における位相混変調歪みに直面する。ＬＯＳ衛星受
信機による許容可能な受信を達成するために、ＭＣＭ波形は高パワー増幅器に戻
されて、１／４位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）ＴＤＭ波形と比較して、ダウ
ンリンク量において少なくとも６ｄＢの受信機導入減衰を割り当てる。これは衛
星パワー変換における４から１への減少に形を変え、ＭＣＭ波形をＤＢＳ１０で
の衛星ＬＯＳ配信には不適切な選択とする。ＡＥＴＤＭおよびＤＦＨＡＴＤＭ波
形に関して、これらの波形は、地上多重通路と対向するよう特別に設計されてお
り、かつ衛星ＬＯＳ配信用に意図されたものではなく、またそれに対して効率的
でもない。

【００１５】 地上中継器からの衛星ＬＯＳ信号の再放射による地上補強に関して、例えばＴ
ＤＭ波形は、その受信が多重通路作用によってひどく減衰するため、適していな
い。さらに、補強にＣＤＭＡ波形を使用するいくつかの提案されたシステムは、
ＬＯＳ衛星配信には一方のＣＤＭＡチャネルコードを、また同じ周波数帯域幅を
占有する搬送波上での地上再放射配信には別のＣＤＭＡチャネルコードを使用し
て、同じ番組周波数を中継する。受信は、適応レーキ受信機によって達成される
。これら提案されたＣＤＭＡシステムは、補強信号が受信される領域と衛星ＬＯ
Ｓ信号が受信される領域の間で受信が不可能な環形ゾーンが発生するため、不都
合である。該環形にある受信機１４は、信号パワーレベルがその信号の受信閾値
未満であるため、地上再放射信号を受信できない。これらの受信機１４はまた、
ＬＯＳ衛星の受信を妨害するのに十分な再放射信号が残っているため、衛星ＬＯ
Ｓ信号を受信することもできない。このため、環形内にあるこういった受信機１
４は、再放射信号パワーを妨害の閾値未満に低減するのに十分なほど再放射ゾー
ンから遠くに移動しなければならず、そうしなければ、ＬＯＳ衛星の受信は不可
能である。

【００１６】 本発明の一実施形態によれば、ＣＤＭＡ波形が、衛星ＬＯＳを介した配信と地
上再放射を介した配信とに同時に使用できるよう適合される。ＣＤＭＡチャネル
コードは、各配信毎に異なるＲＦ搬送波に割り当てられる。それによって生成さ
れる直交性により、２つの信号（すなわち、衛星ＬＯＳ信号および地上中継器信
号）をラジオ受信機におけるＲＦ／ＩＦ濾波により分離することが可能である。

【００１７】 本発明による衛星ＬＯＳ受信の地上補強を達成するために、使用可能な、およ
び使用不可能な波形の組み合わせの識別を表１に列挙する。２つ以上のタイプの
変調または信号フォーマット方法を、衛星信号ならびに地上中継器信号と共に使
用することができる。

【００１８】

【表１】 ＡＥＴＤＭ波形は、信号伝播遅延が最大２０マイクロ秒（μｓ）であることを
特徴とする多重通路環境において満足のいくように実施かつ動作することができ
る。離れた中継器１８から到来した信号がこの境界を確実に越えないように、注
意を払わなければならない。適応等化された再放射波形は、深刻な多重通路を示
さない場合、親非等化ＴＤＭ波形を使用するよう設計されたラジオ受信機１４で
受信可能である。この互換性により、ＡＥＴＤＭ再放射が開始されたとき、直接
ＬＯＳ非等化ＴＤＭラジオの衰微が防止される。

【００１９】 ＣＦＨＡＴＤＭ波形は、遅延が最大６５μｓであることを特徴とする多重通路
環境において満足のいくように実施かつ動作することができる。離れた中継器１
８から到来した信号がこの境界を確実に越えないように、注意を払わなければな
らない。該波形は、親非等化ＴＤＭ波形を使用するよう設計されたラジオ受信機
１４で受信不可能である。

【００２０】 ＭＣＭ波形は、遅延が最大６５μｓであることを特徴とする多重通路環境にお
いて満足のいくように実施かつ動作することができる。最大遅延は、波形の周期
シンボルの周期割り当てに与えられたガードタイム割り当てにより影響を受ける
。離れた中継器１８から到来した信号がこの境界を確実に越えないように、注意
を払わなければならない。該波形は、親非等化ＴＤＭ波形を使用するよう設計さ
れたラジオ受信機１４で受信不可能である。

【００２１】 ＣＤＭＡ波形は、受信機１４におけるレーキ経路において実施される時間遅延
のスパンによって決定される遅延を特徴とする多重通路環境において満足のいく
ように実施かつ動作することができる。離れた中継器１８から到来したすべての
信号、多重通路反射、および異なる衛星がこの境界を確実に越えないように、注
意を払わなければならない。該波形は、親非等化ＴＤＭ波形を使用するよう設計
されたラジオ受信機１４で受信不可能である。

【００２２】 衛星信号は、１基の衛星１２または１６から、あるいは２基の衛星１２および
１６から伝送することができる。軌道が十分離れた２基の対地静止衛星１２およ
び１６を使用すると、ＬＯＳの仰角および方位角が多様になる。また、単一の衛
星１２または１６からの衛星信号を中継することにより、あるいは２基の衛星１
２および１６からの信号を適切に選択された時間差で伝送することにより達成さ
れる時間ダイバーシチは、受信可能度をさらに高める。

【００２３】 本発明の好ましい実施形態によれば、ＱＰＳＫ、オフセットＱＰＳＫ、差分Ｑ
ＰＳＫ、差分符号化ＱＰＳＫ、または最小シフトキーイング（ＭＳＫ）変調での
多重チャネルＴＤＭを含む波形が、ラジオ受信機１４によるＬＯＳ受信のための
衛星からの信号伝送用に使用される。地上再放射は、好ましくは、最大３．６８
Ｍビット／秒の容量のＴＤＭビットストリームを搬送するよう設計されたＭＣＭ
波形を使用して実施される。図３に関連して後述する逆高速フーリエ変換により
４００〜１２００の多重搬送波を生成し、その結果シンボル期間が２００〜３０
０μｓになるＭＣＭを実施することが好ましい。５５〜６５マイクロ秒のガード
間隔が、各シンボル期間に含まれる。ＭＣＭ波形は、同時に発生している多重通
路構成要素の中でドップラー搬送波周波数シフトに適応するよう設計される。好
ましくは、ＴＤＭビットストリームからビットまたはビット対をなくして、レー
トを３．６８Ｍビット／秒というレートの７０％〜８０％の値に低減するために
、パンクチュアリングが使用される。特殊シンボルが、選択された数のＦＦＴ生
成シンボル期間それぞれの間に挿入され、シンボル期間タイミングおよび搬送波
周波数同期を回復するための手段を提供する。受信機１４において、中継器１８
においてパンクチュアリングされたビットまたはビット対、ならびに伝送された
他のすべてのビットを消去技術を使用して再確立するために、ビタビソフト決定
トレリスデコーダを実施することが好ましい。この技術において、デコーダは、
中継器１８においてパンクチュアリングされたことがわかっているロケーション
におけるビットを単に無視する。

【００２４】 ＤＢＳ１０のＴＤＭ搬送波衛星配信については、１９９７年１１月１４日付け
で出願された米国特許出願第０８／９７１，０４９号に記載されており、その主
題全体を、すべての目的のために参照として本明細書に組み込む。手短に、図２
を参照して、放送セグメント２２は、ブロック２６に示すように、放送チャネル
の３．６８Ｍビット／秒（Ｍｂｐｓ）時分割多重化（ＴＤＭ）ビットストリーム
への符号化を含むことが好ましい。ＴＤＭビットストリームは、９６の１６キロ
ビット／秒（ｋｂｐｓ）のプライムレートチャネルと、同期、多重分離、放送チ
ャネル制御、およびサービスのための追加情報とを含む。放送チャネルの符号化
は、ＭＰＥＧオーディオ符号化、順方向誤り修正（ＦＥＣ）、および多重化を含
むことが好ましい。結果得られるＴＤＭビットストリームは、ブロック２８に示
すように、衛星のアップリンク３０を介して伝送する前に、１／４位相シフトキ
ーイング（ＱＰＳＫ）変調を用いて変調される。

【００２５】 ＴＤＭ衛星配信は、ソーラーパワーから電磁波パワーへの変換に関して、可能
な限り最高の衛星オンボードペイロード効率を達成する。これは、管動作当たり
単一のＴＤＭ搬送波により、各衛星の進行波管が、最も効率のよい動作点である
飽和したパワー出力で動作することが可能であるためである。通常の用途におけ
るＴＤＭ搬送波は、それぞれ１６キロビット／秒である９６のプライムビットレ
ートインクリメントを衛星１２または１６のビーム内に配置された小型で経済的
なラジオ受信機１４に配信するよう設計される。１から８のプライムレートイン
クリメントは、放送チャネルを構成するようグループ化される。放送チャネルは
、オーディオ、ビデオ、データ、およびマルチメディア配信用の多くのサービス
チャネルに分割することが可能である。

【００２６】 ＴＤＭ搬送波により衛星１２および１６から地球に配信されるパワー密度は、
非常に高くすることができ、したがって、地方および郊外エリアのオープンハイ
ウェイ走行時に、自動車両および貨物自動車両におけるラジオ受信機１４での優
れたＬＯＳ受信を提供する。しかし、高い建造物があふれている都市エリア、ま
たは湿気を含んだ葉を有する高くそびえ立つ木々があふれている森では、ＬＯＳ
受信が遮蔽されるため、ＬＯＳ受信に関して受信機１４の適した動作が妨げられ
る。衛星パワーを上げることで、これらの状況を克服しようという試みは、過度
に高価であり、かつ技術的に非実用的である。したがって、より実用的な代替策
は、地上中継器１８のネットワークを追加することで、直接ＬＯＳ衛星受信を高
めることである。

【００２７】 ＬＯＳ受信遮蔽の性質に関して、以下を考慮する。衛星１２または１６の直下
の場所（すなわち、衛星下ポイント）は本来、最も高い仰角を有する一方で、衛
星下ポイントから離れた場所は本来低い仰角を有し、かつ衛星下ポイントと受信
場所の間に対して張っている地球中心角が増大する。衛星下ポイント付近の場所
にある受信機１４は、略遮蔽されないＬＯＳ受信が可能であり、遮蔽されたＬＯ
Ｓ信号を地上で補強する必要性は、最小である。しかし、衛星に対するＬＯＳの
仰角が約８５度未満になると、高建造物（すなわち、３０メートルよりも高い）
による遮蔽が顕著になる。したがって、モバイルラジオ受信機に対して満足のい
くサービスエリアを達成するために、ギャップを充填するための地上での再放射
が必要である。建造物の高さが低い（すなわち、１０メートル未満）であるエリ
アでは、ＬＯＳの仰角が７５度未満である限り、遮蔽は顕著ではない。衛星１２
および１６の６度のビーム幅カバレッジ内の中緯度かつ高経度の場所では、適し
たモバイル受信を達成するために、地上でのＴＤＭ波形の再放射が必要である。
したがって、十分に満足のいくモバイル受信には、衛星ＬＯＳと衛星波形の地上
再放射を組み合わせたシステムが必要である。

【００２８】 本発明のＤＢＳ１０は、サービスエリアを最大化するために、都市中心部内な
らびに大都市エリアに賢明に間隔をあけられて配置された複数の地上中継器１８
からのＬＯＳ衛星信号を再放射する。このタイプの配置は、地上デジタルオーデ
ィオ放送（ＤＡＢ）およびセル式電話システムについて認識された分野であり、
本発明により、ＴＤＭ衛星ＬＯＳ信号の地上再放射に拡張することができる。配
置には、短距離フィルイン中継器１８（１ｋｍ半径まで）の場合の最小１〜１０
ワットから、カバレッジが広範囲（１ｋｍから１０ｋｍ半径）である再放射器ま
たは中継器の場合の最大１００〜１０，０００ワットの範囲の放射パワーレベル
（ＥＩＲＰ）を混合したものを利用する。

【００２９】 衛星ＬＯＳ／地上再放射構成を有するＤＢＳ１０の２つの好ましい実施形態に
ついて、以下に説明する。第１の実施形態は、対地静止軌道（ＧＳＯ）の弧に沿
って賢明に選択された経度を有する１基の対地静止軌道（ＧＳＯ）衛星１２また
は１６を含み、ＧＳＯ衛星１２または１６は、地上中継器１８のネットワークと
提携して動作する。第２の実施形態は、空間および時間のダイバーシチを達成す
るために、賢明に間隔のあけられたＧＳＯ経度が異なる２基の衛星１２および１
６を含む。

【００３０】 少なくとも１つの地上中継器１８を有する１基のＧＳＯ衛星１２を使用したＤ
ＢＳ１０の実施形態を、例示目的のために図２に示す。各地上中継器１８につい
て、ＬＯＳ衛星信号は、ラジオ受信機３４と提携して動作しているアンテナ３２
で受信されて、衛星１２から放射された信号を復調して、そこからデジタルベー
スバンド信号を回復する。遅延ブロック３５は、衛星１２および１６からの伝送
間の時間ダイバーシチ遅延（もしあれば）の量だけ、デジタルベースバンド信号
全体を遅延させる。デジタルベースバンド信号は、地上波形変調器３６に供給さ
れ、地上波形変調器３６が、波形が地上中継器１８から伝送されて、ラジオ受信
機１４で受信された後、デジタルベースバンド信号の回復を可能にするよう賢明
に設計された波形を生成する。そして、ブロック３８に示すように、変調された
波形を搬送波周波数に周波数変換して、増幅する。地上再放射波形は、伝送アン
テナ４０と受信機１４間の地上経路上で直面する動的多重通路に耐えるよう特別
に選択される。この多重通路は、建造物４４および地形等の妨害物から、また妨
害物の周囲での、および対流圏波形屈曲および反射からの反射および回折によっ
て生じる。

【００３１】 アンテナ３２は、ＬＯＳ信号を低干渉で、したがって非常に高い品質（すなわ
ち、エラーレートが１０^-9未満）で受信するように、衛星１２に向けては高利得
（１０ｄＢｉよりも大きい）を有する一方で、その他の方向では低利得を達成す
るように設計される。受信機３４内の復調器および他の受信要素は、ＤＢＳ１０
において使用され、上記１９９７年１１月１４日付けで出願された出願第０８／
９７１，０４９号に記載のＬＯＳラジオ受信機１４について設計されたものであ
る。ラジオ受信機１８は、３．６８Ｍビット／秒のＱＰＳＫ変調ＴＤＭビットス
トリームを受信するよう設計される。上述したように、デジタルベースバンドは
、放送チャネルと、放送チャネルおよびそれらが担うサービスの同期、復調、お
よび制御に必要な付加的情報とに編成された９６の１６キロビット／秒のプライ
ムビットレートデジタルチャネルを搬送する３．６８Ｍビット／秒のデジタル波
形ＴＤＭビットストリームであることが好ましい。地上波形変調器３６およびそ
れが生成する波形は、上述したように、地上経路の４２で示す多重通路の変動に
よって妨害されずに受信できるように設計される。可能な多重通路耐性波形は、
適応等化ＴＤＭ、適応等化を用いた適応等化多重搬送波周波数ホッパー、高速フ
ーリエ変換多重搬送波変調、およびレーキ受信機を用いたＣＤＭＡである。中継
器１８は、多重通路耐性波形をアセンブルし、該波形を、ＲＦ変換器３８を介し
て選択されたパワーレベルで所望の再放射送信機ＲＦ周波数に周波数変換し、ア
ンテナ４０から波形を放射するために備えられる。アンテナ４０は、水平面にお
いて全方向性または部分方向性伝播を提供するとともに、水平に向けて高指向性
を提供するよう構成されることが好ましい。アンテナの正味利得は、１０〜１６
ｄＢｉの範囲であると予期される。アンテナ４０は、建造物の最上部および／ま
たは所望の高さのタワー上に配置することができる。上述したように、放射パワ
ーレベルは、用途に応じて、１〜１０，０００ワットの範囲のＥＩＲＰであり得
る。

【００３２】 特に望ましい多重通路耐性再放射波形は、多重搬送波変調（ＭＣＭ）を用いた
ものである。波形が生成される様式を図３に示す。３．６８Ｍビット／秒のＴＤ
Ｍストリーム等のデジタルストリームは、例えばそれぞれが８０００ビット／秒
を搬送する４６０の並列経路等、多くの並列経路に時間領域分割される（ブロッ
ク１０２）。これら経路それぞれにおけるビットは、一方のビットが複素数のＩ
（虚数）構成要素として、他方が複素数のＱ（実数）構成要素として識別される
２ビットシンボルに対にされる。これは、１秒当たり４０００の複素シンボルレ
ートを生成する。これらのビットは、４６０の並列複素数周波数係数入力として
、５１２の係数逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１０４を用いて実施される離散
逆フーリエ変換器に供給される。高速フーリエ変換アルゴリズムは、２ⁿ（但し 、ｎは任意の整数である）の入力および出力係数で動作しなければならないこと
は、当分野の現状において周知である。したがって、ｎ＝９の場合、２⁹＝５１ ２である。係数の数は４６０であるため、残り５２の欠如した入力係数は、ゼロ
に等しく設定される。これは、２３個のゼロ値係数を最上および最下のＩＦＦＴ
入力に割り当てることによって行われるため、残り４６０個の中央にある係数に
は非ゼロの値が割り当てられる。ＩＦＦＴの出力１０４は、４６０個のＱＰＳＫ
変調された直交正弦係数のセットであり、それぞれ一秒当たり４０００のシンボ
ルレートを支援し、その結果２５０μｓのシンボル期間を有する４６０個の狭帯
域直交搬送波を構成する。ゼロに等しく設定された係数については、ＩＦＦＴ１
０４の出力において搬送波が現れない。

【００３３】 ＩＦＦＴ多重搬送波出力１０４はさらに処理されて、４６０個の複素シンボル
狭帯域直交搬送波のセットについてガード間隔１０５を生成する（ブロック１０
６）。シンボル期間Ｔｓの一部ｆがガード時間に割り当てられるものと仮定する
。これを行うためには、シンボル持続期間を値Ｔｓ＝（１−ｆ）Ｔｓに低減しな
くてはならない。上記考慮した例の場合では、Ｔｓ＝２５０μｓである。シンボ
ル時間の２５％をガード時間に割り当てるとすれば、ｆ＝０．２５であり、かつ
Ｔｓ＝１８７．５μｓである。これを行うために、ＩＦＦＴのシンボル期間出力
が２５０μｓ毎にメモリに記憶されて、１８７．５μｓで再生される。２５０μ
ｓのシンボル間隔を充填するために、ＩＦＦＴ出力の最初のサンプルが、６２．
５μｓのガード間隔中に再度再生される。この手順により、（１−ｆ）−１の倍
数だけ多重搬送波出力の帯域幅が増大する。したがって、多重搬送波変調器出力
に必要な帯域幅は、１．３３で乗算されて、４０００×４６０×１．３３＝２．
４５３ＭＨｚという値になる。

【００３４】 最後に、多重搬送波変調器処理を完了するために、ブロック１０８に示すよう
に、同期シンボルを含むシンボル１０６が周期的に導入される。これは、受信機
１４において１８７．５μｓ持続期間のサンプリング窓を２５０μｓ毎に到来す
る多重通路群の中央に同期するための手段を提供するために行われる。また、シ
ンボル情報の差分参照符号化のための位相参照シンボルもまた周期的に追加され
る。同期シンボルおよび位相参照シンボルは、設計要件に応じて、２０〜１００
シンボル期間毎に導入されることが好ましい。

【００３５】 変調設計のさらなる特徴は、多重搬送波波形の最終的は帯域幅を低減するため
に、波線ブロック１１０で示すように、変調器３６の入力においてＴＤＭデジタ
ルビットストリームをパンクチュアリングすることである。パンクチュアリング
とは、ＩＦＦＴ１０４への入力において、加えられたデータストリームから実数
データビットを選択的かつ疎になくすことを意味する。これは、受信機１４で適
用される順方向誤り修正方式がパンクチュアリング済みビットを単に誤りとして
扱い、それを修正するであろうことを見越して、ストリームのビットのうちの一
部について行うことができる。この結果、パンクチュアリングによって削除され
るビットの割合に応じて、所望の受信ＢＥＲ目標についての信号対雑音比（Ｅ_b ／Ｎ₀）を１〜３ｄＢだけ増大させる。パンクチュアリング済み波形についての 設計は、多重搬送波変調の帯域幅を比例して低減する。例えば、ＴＤＭストリー
ムのビットレートが７５％低減する場合、帯域幅も７５％低減する。上記例の場
合、ビットレートは２．７６Ｍビット／秒に低減され、かつ多重搬送波の帯域幅
は１．８４ＭＨｚに低減される。このような帯域幅圧縮は、そうでなければ利用
可能な周波数スペクトルが所望の容量を搬送するために不十分である用途におい
て必要とされ得る。

【００３６】 本明細書において用いられる好ましい多重搬送波変調技術についてのさらなる
詳細は、すべてＦｒａｕｎｈｏｆｅｒ−Ｇｅｓｅｌｌｓｃｈａｆｔ ｚｕｒ Ｆ
ｏｅｒｄｅｒｕｎｇにより１９９８年４月１４日付けで出願された国際出願第Ｐ
ＣＴ／ＥＰ９８／０２１６７、ＰＣＴ／ＥＰ９８／０２１６８、ＰＣＴ／ＥＰ９
８／０２１６９、ＰＣＴ／ＥＰ９８／０２１７０、およびＰＣＴ／ＥＰ９８／０
２１８４において見出すことができる。

【００３７】 図２および図３を参照して説明した地上中継器は、ＴＤＭ衛星ダウンリンク信
号を回復し、ベースバンド処理を介して、ＴＤＭ信号を例えばＣＤＭＡ、ＡＥＴ
ＤＭ、ＭＣＭ、またはＣＨＦＡＴＤＭを使用した異なる波形に再フォーマットす
るために使用されることを理解されたい。しかし、ＤＢＳ１０は、同一チャネル
または非同一チャネルの中継器である地上中継器１８を備えることができること
を理解されたい。例えば、衛星信号と同じ搬送波上の受信衛星信号を単に増幅し
て中継するにすぎない同一チャネルギャップフィラーである地上中継器１８を設
けてもよい。あるいは、周波数変換を介して異なる搬送波周波数で衛星信号を増
幅して中継する非同一チャネルギャップフィラーである地上中継器を設けてもよ
い。いずれの場合でも、衛星信号のベースバンド処理は、中継器において行われ
ない。これらのタイプのギャップフィラーを、例えば屋内（図１０）または道路
（図１１）に沿って使用することが可能である。

【００３８】 図４に示すラジオ受信機１４において、多重搬送波変調搬送波を回復するため
に、低雑音ＲＦフロントエンド２０２、ミキサ２０３、局部発振器２０４、第１
の中間周波数（ＩＦ）２０５、第２のミキサ２０６、第２の局部発振器２０７、
第２のＩＦ２０８と関連して動作するアンテナ２０１で、多重搬送波変調された
ＲＦ波形を受信する。多重搬送波復調器２０９は、ＴＤＭデジタルベースバンド
信号を回復する。多重搬送波波形を復調するために、受信した変調信号は、図５
に示すように、変調帯域幅の４倍の２つに等しいレートで、サンプラー２１１に
よってデジタル的にサンプリングされる。これらのサンプルは、２５０μｓ毎の
各シンボル期間中に到来する時間分散した多重通路のクラスタ上で最適にセンタ
リングされる、持続期間が１８７．５μｓである窓の間で採られる。サンプルは
、バッファメモリ２１２によりレートダウンコンバートされて、元の２５０μｓ
持続期間の窓における４６０の複素時間領域サンプルに拡張される。サンプルは
次に、係数ＦＦＴ２１３により処理されて（５１２）、ＴＤＭビットストリーム
のビットを回復する。次に、受信機１４がユニット２１４を介してＴＤＭマスタ
フレームのフレームプリアンブルに同期し、ユニット２１５を介してプライムレ
ートビットを多重分離して位置合わせし、そしてユニット２１６を介して選択さ
れた放送チャネルのビットを回復する。次に、これらのビットを、ソフト決定ビ
タビデコーダ２１７、デインタリーバ２１８、それに続くリードソロモンデコー
ダ２１９の連結を用いて順方向誤り修正を行い、放送チャネル（ＢＣ）を回復す
る。この回復されたＢＣは、１つの入力として、図６に関連して後述する決定／
結合器ユニット２４０に供給される。

【００３９】 図６に示す２アーム受信機１４の場合、ＭＣＭ信号が図４を参照して説明した
ように受信される。ＱＰＳＫ変調された衛星ＴＤＭＲＦ波形もまた、ＱＰＳＫ変
調ＴＤＭ搬送波を回復するために、低雑音ＲＦフロントエンド２０２、ミキサ２
２０、局部発振器２２１、第１のＩＦ２２２、第２のミキサ２２３、第２の局部
発振器２２４、第２のＩＦ２２５と関連して動作するアンテナ２０１で受信され
る。図７に示すように、ＱＰＳＫ ＴＤＭ搬送波復調器２２６は、ＴＤＭデジタ
ルベースバンドを回復するＱＰＳＫ変調器２２７を備える。次に、受信機１４が
、ＴＤＭマスタフレームのフレームプリアンブルに同期し（２２８）、プライム
レートビットを多重分離して位置合わせ（２２９）してから、選択された放送チ
ャネルのビットを回復する。次に、これらのビットを、ソフト決定ビタビデコー
ダ２３１、デインタリーバ２３２、それに続くリードソロモンデコーダ２３２の
連結を用いて順方向誤り修正を行い、放送チャネル（ＢＣ）を回復する。この回
復されたＢＣは、第２の入力として、決定／結合器ユニット２４０に供給される
。

【００４０】 ダイバーシチ結合器２４０は、２つの入力ＢＣのうちのいずれをさらなる処理
のために提出するかを選択する。ダイバーシチ結合器２４０は、最小の誤りで回
復されたＢＣの選択に基づいて、これを行う。誤りカウントの推定は、ビタビデ
コーダ２１７および２３１、あるいはリードソロモンデコーダ２１９および２３
３によって供給されるソフト決定データから利用することができる。決定を覆す
には、相違のいくつかの誤りが存在することを必要とするヒューリスティックロ
ジックを用いて、決定を行うことが好ましい。このプロセスは、決定が略等しく
適当であるとき、２つのＢＣ間でのチャタリングを回避するために必要である。
次に、ダイバーシチ結合器２４０によって選択された放送チャネルが、サービス
を回復するために、適切なソースデコーダ２４４に供給される。

【００４１】 地上中継器１８と共に２基のＧＳＯ衛星１２および１６を用いるＤＢＳ１０の
実施形態を図８に示す。この構成において、２基の衛星１２および１６は、ＧＳ
Ｏサークルに沿って経度３０度〜４０度だけ離れている。一方の衛星は地上局か
ら送信された信号を中継し、他方の衛星は同じ地上局から送信された同じ信号を
送信するが、信号を５〜１０秒遅延させる。空間で分離した２基の衛星１２およ
び１６を使用すると、結果として、地球上のラジオ受信機１４と衛星１２および
１６それぞれの間のＬＯＳ経路において、仰角が多様になる。２つの衛星信号到
着間の時間遅延により、時間ダイバーシチが生じる。取り込まれるこれらのタイ
プのダイバーシチはそれぞれ、移動中のモバイル受信機１４についてのＬＯＳ信
号の使用可能度をかなり向上させ、かつ使用可能度の向上は、空間および時間双
方のダイバーシチによりさらに顕著に強化される。空間および時間のダイバーシ
チは、特にモバイル受信機１４が、橋、木々、および低い建造物によりＬＯＳ信
号が遮蔽される郊外エリアまたは地方エリアを移動しているときに重要である。
しかし、高い建造物があふれている中心都市および大都市エリアにおいても、モ
バイル受信用に許容可能な総合的エリアカバレッジを達成するために、信号の地
上再放射が本発明により供給される。このため、この衛星２基ダイバーシチ構成
は、直接ＬＯＳ衛星受信と地上再放射受信の間のダイバーシチに関しては、単一
衛星構成と本質的に同じように動作するが、２基の衛星によって提供される時間
および空間のダイバーシチが追加される。初期の衛星からの信号は、地上中継器
１８で再放射されるものである。初期信号の選択により、中継器１８または受信
機１４における信号処理で遭遇するいずれの遅延も吸収することができる。地上
再放射ネットワークは、その他の点では、単一衛星構成に関して上述したものと
同じ方法で実施される。

【００４２】 衛星２基のシステムと単一衛星システム間の別の相違は、３アームラジオ受信
機１４に存在する。受信機１４は、３つの受信信号を同時に信号受信し、３つの
ダイバーシチ信号の中から選択するダイバーシチ決定ロジックを実施するために
、遅延ユニット３０９および３１０を介して適切な補償遅延を導入する。遅延ユ
ニット３０９は、初期信号に時間ダイバーシチ遅延を設けて、初期衛星１２と後
期衛星１６間の信号電波差分を補償する。遅延ユニット３１０は、信号位置合わ
せのための高精度補償を可能にするために、バーニア遅延であることが好ましい
。ラジオ受信機ダイバーシチロジック設計を図８に示す。これは、初期および後
期ＬＯＳ衛星信号用の最尤結合器２４０を、地上再放射信号と最尤結合器２４０
の出力間のスイッチ結合器３０７と共に組み込んだものである。両方の信号が劣
化している場合に、最尤結合器は受信の質を向上することができる。向上は、両
方の信号が等しく劣化している場合に、閾値Ｅ_b／Ｎ₀に関して最大３ｄＢであり
得る。

【００４３】 ラジオ受信機１４は、個々に初期および後期衛星からＴＤＭ信号を受信かつ回
復し、それぞれから所望の放送チャネルを選択する２つの受信機チェーン３０１
および３０２を備える。これは、各受信信号について、図６におけるＬＯＳ衛星
受信について上述したのと同じように行われる。次に、初期衛星から導出された
放送チャネル信号が、記憶装置を備えた遅延ユニット３０９によって遅延されて
、それを精確に、すなわちシンボル毎に後期衛星信号から導出された放送チャネ
ルのシンボルと位置合わせする。これは、それぞれのサービス制御ヘッドプリア
ンブルの相関スパイクが一致するように、２つの放送チャネルを互いに対して位
置合わせすることにより、行うことが可能である。この一致は、遅延ユニット３
０９における相関コンパレータユニットで検出される。次のステップは、最尤結
合器２４０を使用して、それぞれのビットがソフト決定形式で表現される２つの
放送チャネルをビット毎に結合することである。最尤結合係数は、１ｍｓブロッ
クのビットにわたって決定される。次に、最尤結合器２４０の出力が一方の入力
としてスイッチ結合器３０７に加えられる。他方の入力は、地上再放射信号受信
機アーム３０８からくる。いずれの入力を出力に渡すかの選択は、最小の誤りで
回復されたＢＣを選択することに基づく。本発明の別の実施形態では、ＴＤＭ信
号受信機チェーンの一方（例えば、後期衛星ＴＤＭ信号の受信機チェーン３０２
）を、図９に示すように、地上再放射信号受信機アーム３０８からの信号と最尤
結合してもよい。したがって、図９に示すように、スイッチ結合器３０７は、最
尤結合器２４０の出力と、他方の衛星信号受信器アーム（例えば、アーム３０１
）の出力とから選択する。遅延ユニット３０９および３１０は、遅延目的のため
に回復されたビットストリーム全体を格納するよう構成可能であり、これはより
多くのバッファリングが必要であるが、結合を簡略化する。あるいは、遅延ユニ
ット３０９および３１０は、回復したＴＤＭビットストリームの一部のみを格納
するよう構成することができるが、結合に対する同期要件がより複雑になる。

【００４４】 スイッチ結合器３０７に関して、誤りカウントの推定は、ビタビデコーダ２１
７および２３１、あるいはリードソロモンデコーダ２１９および２３３により供
給されるソフト決定データから利用することができる。決定を覆すには、相違の
いくつかの誤りが存在することを必要とするヒューリスティックロジックを用い
て、決定を行う。このプロセスは、決定が略等しく適当であるとき、２つのＢＣ
間でのチャタリングを回避するために必要である。あるいは、スイッチが常に誤
りが最小であるＢＣを選択する単純なスイッチロジックを使用してもよい。ヒュ
ーリスティックは、チャタリングを回避するために用いられる。後者の実施は、
より複雑な最尤結合を避ける。さらに別の代替は、図１０に示すように、３つの
入力ＢＣ（例えば、受信機アーム３０１、３０２、および３０８からの）の最尤
結合であり得る。

【００４５】 図１０に示すダイバーシチ結合器は、３つの信号を結合する。２つは、一方が
初期信号を放送し、他方が後期信号を放送する２基の空間的に分離された衛星１
２および１６から受信される。３番目の信号は、初期衛星信号を再放送する地上
中継器１８から受信される。これらの信号は、初期衛星１２については受信機ア
ーム３０１、後期衛星１６については受信機アーム３０２、中継器１８によって
再伝送される初期信号については受信機アーム３０８で受信される。ダイバーシ
チ結合器３１２は、３つの信号におけるシンボルを最尤比結合によって結合する
。この方法により、出力に現れるシンボルのサンプルは、元の伝送シンボルを表
す最も高い可能性を有する。これを行うために、初期衛星１２および中継器１８
の信号は、遅延ユニット３０９および３１０により後期衛星信号に対して遅延さ
れ、３つの信号の個々のシンボルを再度位置合わせして、時間的に一致させる。
遅延ユニット３０９および３１０の単純な優先調整は、遅延ユニット３０９およ
び３１０の出力を１３８μｓであるＴＤＭフレーム内に大まかに位置合わせする
には十分である。したがって、ＴＤＭフレームのマスタフレームプリアンブル（
ＭＦＰ）に対する微細な位置合わせは、明確である。３つの信号のシンボルを精
確に位置合わせするために、遅延ユニット３０９および３１０を一シンボルのわ
ずかな部分内に微調整して、各信号ストリームのＭＦＰを位置合わせする。

【００４６】 引き続き、ユニット３１２におけるシンボル結合を参照して、雑音の背景およ
び非相関多重通路干渉に含まれる信号シンボルの正規化された分散σ_x ²が、観察
したサンプルから計算される。これらの分散は、初期（Ｅ）、後期（Ｌ）、およ
び中継器１８またはギャップフィラー（Ｇ）の信号シンボルについて計算される
。次に、初期、後期、およびギャップフィラー信号の各信号サンプルが、以下の
ように定義される、各自の分散比（ｑ_E）^-1、（ｑ_L）^-1、および（ｑ_G）^-1によ って多重化される。

【００４７】 （ｑ_E）^-1は、初期シンボルＳ_Eに関連する重み係数である。 （ｑ_L）^-1は、初期シンボルＳ_Lに関連する重み係数である。 （ｑ_G）^-1は、初期シンボルＳ_Gに関連する重み係数である。

【００４８】 重み係数は、推定された分散に反比例し、かつ以下のように正規化される。 ｑ_E＋ｑ_L＋ｑ_G＝１ ｑ_E＝σ_E ²／（σ_E ²＋σ_L ²＋σ_G ²） ｑ_L＝σ_L ²／（σ_E ²＋σ_L ²＋σ_G ²） ｑ_G＝σ_G ²／（σ_E ²＋σ_L ²＋σ_G ²） これらの合計は、最尤比結合シンボルを構成する。次に、これらは、その構成要
素については図５に関連してすでに上述した多重分離器／ＦＥＣデコーダ／ＢＣ
再マルチプレクサユニット２５０（図１１）に渡されて、決定処理により最尤比
結合シンボルを回復する。

【００４９】 図１２に示すダイバーシチ結合器は、まず、一方が初期信号を放送し、他方が
後期信号を放送する２基の衛星１２および１６から受信した信号を結合する。こ
の結果が次に、地上に配置されたギャップフィラー中継器１８によって再伝送さ
れた初期信号の受信と、最小ビット誤り決定により結合される。個々の信号は、
初期衛星については受信機アーム３０１、後期衛星については受信機アーム３０
２、ギャップフィラー中継器１８によって再伝送された初期信号については受信
機アーム３０８で受信される。最尤比ダイバーシチ結合器４１２は、３つの信号
について図１０における結合器３１２に関連して上述したのと同じように、初期
および後期衛星信号のシンボルを結合する。この方法により、ユニット４１２の
出力に現れる最終的なシンボルは、元の伝送シンボルを表す最も高い可能性を有
する。

【００５０】 次に、ユニット４１２からの結果は、最小ＢＥＲ選択ユニット４１７により、
地上中継器１８からの結果と結合される。ユニット４１７内には、各自の入力に
加えられた信号の放送チャネルフレーム全体について、ＦＥＣ復号シンボル決定
を行う２つのユニット２５０があることが好ましい。一方のユニット２５０は、
最尤決定ユニット４１２からの出力に対して決定を行い、他方のユニット２５０
は、地上中継器１８から受信した信号から決定を行う。これらの決定はまた、放
送フレームの持続期間にわたって観察された各決定での誤りの数を提供する。Ｂ
ＥＲ比較ユニット４１４は、最小ＢＥＲ選択ユニット４１７と関連して動作して
、ビタビＦＥＣユニット２１７および２３１からの入力から決定されるように、
誤りが最小である放送フレームのシンボルを選択する。必要な遅延動作を実施す
るために、初期およびギャップフィラー信号が、遅延ユニット３０９および３１
０によって遅延されて、各自個々のシンボルを、後期衛星から受信したシンボル
とシンボル時間的に一致するよう再度位置合わせされる。ここで使用される遅延
位置合わせ方法は、図１０の実施について説明したものと同じである。

【００５１】 本発明の別の態様によれば、図１３に示す屋内再放射システム４５０が提供さ
れる。建造物または他の構造物内に配置されたラジオ受信機での衛星信号のＬＯ
Ｓ受信は、ラジオ受信機１４が衛星１２または１６のＬＯＳにある窓に配置され
ない限り、概して使用不可能であるため、より完全なカバレッジのための衛生信
号の屋内補強が好ましい。

【００５２】 図１３に示すように、アンテナ４５２は、衛星信号のＬＯＳ受信を達成するよ
うに、建造物の外部に配置することが可能である。同調したＲＦフロントエンド
ユニット４５４がアンテナ４５２に接続されるとともに、好ましくは、衛星信号
の本質的な周波数コンテンツを含むＲＦスペクトルの部分を選択し、かつ追加の
雑音を非常に低くしてそれを行うように構成される。相互接続ケーブル４５６は
、同調したＲＦフロントエンドユニット４５４の出力における信号を増幅器４５
８に供給するために設けられる。増幅器４５８は、建造物内に配置された再放射
アンテナ４６０に接続される。

【００５３】 増幅器４５８は、衛星信号のパワーを、アンテナ４６０により再放射されたと
きに、ラジオ受信機に関して満足のいく屋内受信が可能であるのに十分なレベル
に増大するよう構成される。アンテナ４６０から放射されたパワーレベルは、衛
星のＬＯＳ内ではない場所において満足のいく屋内受信を達成するのに十分高い
が、屋内アンテナ４６０と１つまたは複数の受信アンテナ４５２の間の経路によ
って返送された信号によって不安定性が生じるほど高くはない。したがって、屋
内アンテナ４６６と屋外アンテナ４５２の間の分離が大きい（すなわち、７０〜
８０ｄＢ程度）ことが好ましい。

【００５４】 屋内再放射信号が衛星から直接伝送された屋外信号と結合される受信エリアは
、（例えば、建造物または構造物の窓または他の開口部分を通して）提示される
。これらの信号の結合が、信号コンテンツに対して破壊的であるように発生しな
いよう保証するために、結合領域における屋外信号と屋内信号間の時間遅延は、
伝送されている信号のシンボル幅の一部未満であることが好ましい。例えば、シ
ンボル幅が約５４０ナノ秒である場合、５０ナノ秒と１００ナノ秒の間の時間遅
延を許容することができる。時間遅延は、概して信号が、屋外アンテナ４５２を
含む経路、ケーブル（信号は光速の２／３で移行する）、および屋内アンテナ４
６０に向けて先へ進むために必要な時間によるものである。信号が、屋内アンテ
ナによってカバーされるエリアにおいて、屋内アンテナ４６０からラジオ受信機
１４に進む際に、別の遅延が発生する。この時間遅延は、シンボル幅の２０％の
み、すなわちシンボル幅が５４０ナノ秒であるシステムの場合には１００ナノ秒
を超えないことが好ましい。

【００５５】 地上中継器の目的は、衛星から受信した信号を、そうでなければ信号が遮蔽さ
れるエリアに中継することである。複数のこれら地上中継器１８を、図１４に示
すように、高さｈにあり、かつ距離ｄだけ離れた道路または他の経路に沿って配
置してもよい。高さおよび地上中継器間の分離距離を等しくする必要はない。地
上中継器１８は、衛星１２または１６を指向した受信アンテナ４６２と、信号を
回復して、経路におけるパワーフラックス密度が衛星から通常予期されるものに
匹敵するもの未満となるように、伝送アンテナ４６４を駆動するのに十分な利得
で回復した信号を増幅する受信機（図示せず）とを備える。伝送アンテナ４６４
は、伝送した信号が不安定性を生じさせるのに十分なレベルで、地上中継器の受
信アンテナ４６２に到達しないようにシールドされる。伝送アンテナ４６４は、
そのパワーを、送信機４６４と搬送波周波数における車両の受信アンテナの間の
いくつかの波長にわたって経路の長さを多様にするのに十分な長さＬの開口部に
わたって放射する。

【００５６】 車両が経路に沿って移動すると、その内部にあるラジオ受信機１４は、１つよ
りも多くの地上中継器１８から来る信号を受信する。例えば、位置Ａにおいて、
車両は地上中継器１８ｂに最も近く、該地上中継器の信号が受信を支配しており
、かつ受信に対して責任を負う。地上中継器１８ａおよび１８ｂからの信号は、
距離およびアンテナパターンにより低く、干渉を殆ど引き起こさない。車両が位
置Ｂにあると、その内部にあるラジオ受信機１４は、地上中継器１８ｃおよび１
８ｄの双方から信号を受信する。距離が略等しいため、地上中継器３および４か
ら放射される信号間の時間差がゼロに調整されると仮定すると、車両で受信され
る信号間の到来時間の差は十分に小さく、構造的補強を生じさせる。受信するデ
ジタル信号のシンボル期間と関連して距離ｈおよびｄを適切に選択することで、
この状況を達成することができる。

【００５７】 異なる地上中継器から車両に到来する信号を多様化させることが重要である。
これが行われないと、位置Ｂで受信される２つの地上中継器からの信号は、同相
、異相、およびその間の位相とで交互に結合される。同相の場合、信号は強化さ
れ、異相の場合、信号は相殺される。信号の相殺が発生すると、信号が完全に失
われる。さらに、地上中継器搬送波を追加した結果生成される信号の搬送波位相
は、略単色ドップラー差分に等しいレートで回転し、ＱＰＳＫ変調の回復を困難
にする。開口部Ｌまたは同等の時間差Ｌ／Ｃ（但し、Ｃ＝光の速度）にわたって
伝送される信号の分配に起因するダイバーシチ伝送によって生じる到来時間の拡
がりは、振幅の相殺をなくすとともに、適応等化技術の適用により、位相回転の
影響を修正する可能性を提供する。これは、場所Ａおよび場所Ｂの間のすべての
車両場所に対して当てはまった。

【００５８】 シンボル期間に関連しての適切な距離の選択例は、５４０〜５５０ナノ秒程度
のシンボル期間を有する信号を考慮することでわかる。間隔ｄおよび高さｈは、
直線距離（ｄ²＋ｈ²）^1/2を横切る際の時間遅延がシンボル期間の１／４よりも 大きくならないように選択される。この例において、直線距離は５５０／ｄ＝１
３７．５フィートである。１ナノ秒は、光速において１フィートに等しい。した
がって、高さが２０フィートである場合、距離ｄは１８０フィートである。高さ
ｈは、車両と地上中継器１８との間の距離の差が、いずれか１つの地上中継器か
らの信号レベルが、真上にある地上中継器からのものと比較して、１０ｄＢ以上
分減衰されるよう保証するのに十分な量だけ変更されるように、距離ｄと比較し
た場合に比較的小さいことが好ましい。長さＬは、Ｌバンド周波数において十分
な経路長ダイバーシチを設けるために、５〜１０フィートの間であることが好ま
しい。等化ユニットが車両のモバイル受信機１４に組み込まれている場合、到来
の時間差は、数シンボルに拡張されるため、地上中継器間の距離を１０００フィ
ートよりも長く増大する。等しい時間差とは、５〜１０ナノ秒を超えない拡がり
にわたって、同一ソースから信号を数回伝送することである。

【００５９】 本発明を例示するために、各種実施形態を選択したが、添付の特許請求の範囲
に定義される本発明の範囲から逸脱せずに、各種変更および変形を行い得ること
が、当業者には理解されよう。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態により衛星信号および地上信号を伝送するデジタル放送シ
ステムを示す。

【図２】 本発明の一実施形態による衛星および地上中継器を含むデジタル放送システム
の図である。

【図３】 本発明の一実施形態による多重搬送波変調（ＭＣＭ）信号の生成を示す概略ブ
ロック図である。

【図４】 本発明の一実施形態によりＭＣＭ信号を復調するよう構成されたラジオ受信機
アームを示す概略ブロック図である。

【図５】 本発明の一実施形態によるＭＣＭ信号変調を示すブロック図である。

【図６】 本発明の一実施形態による時分割多重（ＴＤＭ）信号を復調するよう構成され
たラジオ受信機アームを示す概略ブロック図である。

【図７】 本発明の一実施形態によるＱＰＳＫ ＴＤＭ信号復調を示すブロック図である
。

【図８】 ラジオ受信機におけるダイバーシチ結合のための、本発明の各実施形態を示す
概略ブロック図である。

【図９】 ラジオ受信機におけるダイバーシチ結合のための、本発明の各実施形態を示す
概略ブロック図である。

【図１０】 本発明の一実施形態により最尤決定ユニットを使用して３つのダイバーシチ信
号を結合するシステムを示す。

【図１１】 本発明の一実施形態によるＴＤＭ信号多重分離を示す概略ブロック図である。

【図１２】 本発明の一実施形態による、第１の衛星信号および遅延した第２の衛星信号上
で最尤決定ユニットを使用してラジオ受信機において回復されたビットストリー
ムを結合するシステムと、地上中継器信号のためのダイバーシチ結合器と、最尤
決定ユニットの出力とを示す。

【図１３】 本発明の一実施形態による放送信号の屋内受信用の構成を示す。

【図１４】 本発明の一実施形態による経路に沿った地上中継器の構成を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ， ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，Ｅ Ｅ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，Ｍ Ｄ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ， ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，Ｕ Ｚ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ Ｆターム(参考） 5K072 AA04 AA29 BB14 BB22 BB27 CC15 CC20 CC32 DD11 DD16 DD17 GG14 GG33 GG36 GG39 GG40

Claims (41)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 地上局において生成される放送番組をラジオ受信機に伝送するためのデジタル
   放送システムであって、 前記地上局から前記放送番組を受信し、かつ前記放送番組の少なくとも一部を
   含む少なくとも１つの衛星信号を、第１の搬送波周波数で前記ラジオ受信機に伝
   送する衛星と、 前記衛星信号を受信し、第２の搬送波周波数の前記放送番組の前記少なくとも
   一部を含みかつ多重通路耐性変調技術に従って変調された前記衛星信号から少な
   くとも１つの地上信号を生成かつ伝送する少なくとも１つの地上中継器と、 を備える、システム。
2. 【請求項２】 前記衛星は、時分割多重化および符号分割多重化の少なくとも一方に従って前
   記放送番組を変調するよう動作可能であり、前記地上中継器は、適応等化時分割
   多重化、コヒーレント周波数ホッピング適応等化時分割多重化、多重搬送波変調
   、および符号分割多重化のうちの少なくとも１つを使用して、前記地上信号を変
   調するよう動作可能である、請求項１記載のシステム。
3. 【請求項３】 前記地上中継器は、多重搬送波変調を使用して前記地上信号を変調するよう動
   作可能である、請求項１記載のシステム。
4. 【請求項４】 前記地上中継器は、搬送波変調を使用して該ベースバンド信号を変調する前に
   前記衛星信号を受信するとともに該衛星信号をベースバンド信号に復調するよう
   動作可能である、請求項３記載のシステム。
5. 【請求項５】 前記衛星信号には、第１の符号分割多重アクセスチャネルコードが割り当てら
   れ、前記地上信号には第２の符号分割多重アクセスチャネルコードが割り当てら
   れる、請求項１記載のシステム。
6. 【請求項６】 第２の衛星をさらに含み、該第２の衛星は、前記地上局から前記放送番組を受
   信し、かつ前記放送番組の少なくとも一部を含む第２の衛星信号を第１の搬送波
   周波数で前記ラジオ受信機に伝送するよう動作可能であり、他方の前記衛星信号
   の伝送に対して所定時間期間だけ遅延させる、請求項１記載のシステム。
7. 【請求項７】 放送信号をラジオ受信機に再放射する地上中継器であって、 前記放送信号を受信する受信機と、 前記放送信号を含む地上信号を生成する地上波形変調器と、 を備え、前記地上信号は、前記地上波形変調器により、多重搬送波変調に従って
   変調される、地上中継器。
8. 【請求項８】 前記放送信号は、第１の搬送波周波数を用いて衛星から前記ラジオ受信機に伝
   送され、前記地上波形変調器は、第２の搬送波周波数を用いて前記地上信号を前
   記ラジオ受信機に伝送するよう動作可能である、請求項７記載の地上中継器。
9. 【請求項９】 前記地上波形変調器は、 前記放送信号をシリアル時分割多重化ビットストリームから複数のパラレルビ
   ットストリームに多重分離する時分割多重分離器と、 複数の離散フーリエ変換係数を含むデジタルアナログ信号を生成する逆高速フ
   ーリエ変換装置と、 を備える、請求項７記載の地上中継器。
10. 【請求項１０】 地上中継器において、時分割多重化ビットストリームを複数の多重搬送波変調
    信号に変換する方法であって、 衛星から前記時分割多重化ビットストリームを受信するステップと、 該時分割多重化ビットストリームを複数のパラレルビット経路に分割するステ
    ップと、 前記複数のビット経路それぞれにおける所定数のビットをそれぞれ、虚数構成
    要素および実数構成要素を含むシンボルとして表すステップと、 該シンボルを逆フーリエ変換コンバータのパラレル入力に、複素数周波数係数
    入力として提供し、狭帯域直交搬送波である出力を生成するステップと、 該狭帯域直交搬送波を再放射するステップと、 を含む、方法。
11. 【請求項１１】 前記搬送波についてガード間隔を生成するステップをさらに含む、請求項１０
    記載の方法。
12. 【請求項１２】 前記生成ステップは、 前記シンボルそれぞれの持続期間に対応するシンボル期間の一部をガード時間
    に割り当てるステップと、 前記シンボルそれぞれの持続期間を低減するステップと、 を含む、請求項１１記載の方法。
13. 【請求項１３】 前記低減ステップは、 前記逆フーリエ変換コンバータの前記出力を、前記シンボル期間毎に記憶装置
    に格納するステップと、 前記シンボル期間の前記一部がそれぞれ経過した後、前記記憶装置から読み出
    すステップと、 を含む、請求項１２記載の方法。
14. 【請求項１４】 前記生成ステップはさらに、前記ガード間隔を前記逆フーリエ変換の前記出力
    のサブセットで充填するステップを含む、請求項１１記載の方法。
15. 【請求項１５】 所定数の前記シンボル期間毎に同期シンボルを挿入して、受信機において、前
    記複数の多重搬送波変調信号について前記シンボル期間毎に、前記シンボル期間
    の前記一部に対応するサンプリング窓を前記搬送波に対して同期するステップを
    さらに含む、請求項１０記載の方法。
16. 【請求項１６】 前記時分割多重化ビットストリームをパンクチュアリングして、前記搬送波に
    関連する総帯域幅を低減するステップをさらに含む、請求項１０記載の方法。
17. 【請求項１７】 前記パンクチュアリングステップは、前記シンボルを逆フーリエ変換コンバー
    タのパラレル入力に提供する前に、前記時分割多重化ビットストリームから選択
    的にビットをなくすステップを含む、請求項１６記載の方法。
18. 【請求項１８】 地上局において生成される放送番組をラジオ受信機に伝送するためのデジタル
    放送システムであって、 前記地上局から前記放送番組を受信し、かつ前記放送番組の少なくとも一部を
    含む少なくとも１つの第１の衛星信号を前記ラジオ受信機に伝送するよう構成さ
    れた第１の衛星であって、前記第１の衛星信号は、時分割多重化および符号分割
    多重化の少なくとも一方に従ってフォーマットされる、第１の衛星と、 前記第１の衛星信号を受信し、前記放送番組の前記少なくとも一部を含む前記
    第１の衛星信号から少なくとも１つの地上信号を伝送するよう構成された少なく
    とも１つの地上中継器であって、前記地上信号は、適応等化時分割多重化、コヒ
    ーレント周波数ホッピング適応等化時分割多重化、符号分割多重化、および多重
    搬送波変調のうちの少なくとも１つに従ってフォーマットされる、少なくとも１
    つの地上中継器と、 を備える、デジタル放送システム。
19. 【請求項１９】 前記第１の衛星信号は、第１の搬送波周波数を用いて前記ラジオ受信機に伝送
    され、前記少なくとも１つの地上信号は、第２の搬送波周波数を用いて前記ラジ
    オ受信機に伝送される、請求項１８記載のデジタル放送システム。
20. 【請求項２０】 前記ラジオ受信機の少なくとも１つは、前記第１の衛星信号および前記地上信
    号を受信するよう構成されるとともに、前記第１の衛星信号および前記地上信号
    から出力信号を生成するために、ダイバーシチ結合器を備える、請求項１８記載
    のデジタル放送システム。
21. 【請求項２１】 前記地上局から前記放送番組を受信し、前記放送番組の少なくとも一部を含む
    少なくとも１つの第２の衛星信号を前記ラジオ受信機に伝送するよう構成された
    第２の衛星をさらに備え、前記第２の衛星信号は、選択された時間遅延だけ前記
    第１の衛星信号に対して遅延されるとともに、前記第１の衛星によって採用され
    た時分割多重化および符号分割多重化の対応する少なくとも一方に従ってフォー
    マットされる、請求項１８記載のデジタル放送システム。
22. 【請求項２２】 前記ラジオ受信機の少なくとも１つは、前記第１の衛星信号、前記第２の衛星
    信号、および前記地上信号を受信し、前記選択された時間遅延に従って、前記第
    １の衛星信号および前記地上信号の少なくとも一方を遅延し、第１の衛星信号、
    前記第２の衛星信号、および前記地上信号から出力信号を生成するよう構成され
    る、請求項２１記載のデジタル放送システム。
23. 【請求項２３】 前記ラジオ受信機は、ダイバーシチ結合器と、スイッチ結合器とを備え、前記
    第１の衛星信号および前記第２の衛星信号の最尤決定結合を行うために前記ダイ
    バーシチ結合器を使用し、かつ前記ダイバーシチ結合器の前記出力と前記地上信
    号のいずれかが最小数のビットエラーを含むかに応じて、前記ダイバーシチ結合
    器の前記出力および前記地上信号の間で選択するために、前記スイッチ結合器を
    使用する、請求項２２記載のデジタル放送システム。
24. 【請求項２４】 前記ラジオ受信機は、前記第１の衛星信号、前記第２の衛星信号、および前記
    地上信号の最尤決定結合を行うために、ダイバーシチ結合器を備える、請求項２
    ２記載のデジタル放送システム。
25. 【請求項２５】 デジタル放送システムにおいて放送信号を受信するための受信機であって、 第１の搬送波周波数で第１の衛星から伝送される第１の衛星信号を受信するた
    めの第１の受信機アームであって、前記放送チャネルの前記少なくとも一部を回
    復するための復調器を備え、前記第１の衛星信号は、時分割多重化および符号分
    割多重化の少なくとも一方に従ってフォーマットされる、第１の受信機アームと
    、 第２の搬送波周波数で送信される地上信号を受信するための第２の受信機アー
    ムであって、前記放送信号の前記少なくとも一部を回復するための復調器を備え
    、前記地上信号は、前記放送信号の前記少なくとも一部を含むとともに、適応等
    化時分割多重化、コヒーレント周波数ホッピング適応等化時分割多重化、符号分
    割多重化、および多重搬送波変調のうちの少なくとも１つに従ってフォーマット
    される、第２の受信機アームと、 前記第１の衛星信号および前記地上信号から出力信号を生成する結合器と、 を備える、受信機。
26. 【請求項２６】 選択された時間遅延に従って前記第１の衛星信号に対して遅延された、第２の
    衛星からの第２の衛星信号を受信するための第３の受信アームであって、前記放
    送信号の前記少なくとも一部を回復するための復調器を備え、前記第２の衛星信
    号は、前記放送信号の少なくとも一部を含むとともに、前記第１の衛星で採用さ
    れた時分割多重化および符号分割多重化の対応する少なくとも一方に従ってフォ
    ーマットされる、第３の受信機アームと、 前記選択された時間遅延に従って前記第１の衛星信号を遅延するための遅延装
    置と、をさらに備え、前記結合器は、前記第１の衛星信号、前記第２の衛星信号
    、および前記地上信号から出力信号を生成するよう動作可能である、請求項２５
    記載の受信機。
27. 【請求項２７】 時分割多重化および符号分割多重化のうちの一方に従って、放送信号を前記ラ
    ジオ受信機へ第１の信号として伝送するためにフォーマットするステップと、 前記第１の信号を第１の搬送波周波数で第１の衛星から前記ラジオ受信機に伝
    送するステップと、 適応等化時分割多重化、コヒーレント周波数ホッピング適応等化時分割多重化
    、符号分割多重化、および多重搬送波変調のうちの少なくとも１つに従って、前
    記放送信号を前記ラジオ受信機へ第２の信号として伝送するためにフォーマット
    するステップと、 前記第２の信号を第２の搬送波周波数で地上中継器から前記ラジオ受信機に伝
    送するステップと、 を含む、方法。
28. 【請求項２８】 前記放送信号を前記第２の信号としてフォーマットするための前記フォーマッ
    トステップは、 前記第１の信号を前記地上中継器において受信するステップと、 適応等化時分割多重化、コヒーレント周波数ホッピング適応等化時分割多重化
    、符号分割多重化、および多重搬送波変調のうちの少なくとも１つに従ってフォ
    ーマットする前に、前記第１の信号のベースバンド処理を行うステップと、 を含む、請求項２７記載の方法。
29. 【請求項２９】 前記第１の信号および前記第２の信号を前記ラジオ受信機のうちの１つで受信
    するステップをさらに含む、請求項２８記載の方法。
30. 【請求項３０】 前記第１の信号および前記第２の信号をそれぞれ復調して、前記それぞれのフ
    ォーマッティングを除去して、第１の回復した放送信号および第２の回復した放
    送信号をそれぞれ回復するステップをさらに含む、請求項２９記載の方法。
31. 【請求項３１】 前記第１の回復した放送信号および前記第２の回復した放送信号から出力放送
    信号を生成するステップをさらに含む、請求項３０記載の方法。
32. 【請求項３２】 前記生成ステップは、前記第１の回復した放送信号および前記第２の回復した
    放送信号の最尤結合を行うステップを含む、請求項３１記載の方法。
33. 【請求項３３】 時分割多重化および符号分割多重化のうちの一方に従って、放送信号を前記ラ
    ジオ受信機へ第３の信号として伝送するためにフォーマットするステップと、 前記第３の信号を第２の衛星から前記ラジオ受信機に伝送するステップと、 をさらに含み、前記伝送は、所定期間だけ前記第１の信号に対して遅延する、請
    求項２７記載の方法。
34. 【請求項３４】 前記第１の信号、前記第２の信号、および前記第３の信号を前記ラジオ受信機
    の少なくとも１つで受信するステップと、 前記第１の信号、前記第２の信号、および前記第３の信号をそれぞれ復調して
    、前記それぞれのフォーマッティングを除去して、第１の回復した放送信号、第
    ２の回復した放送信号、および第３の回復した放送信号をそれぞれ回復するステ
    ップと、 前記第１の回復した放送信号、前記第２の回復した放送信号、および前記第３
    の回復した放送信号から出力放送信号を生成するステップと、 をさらに含む、請求項３３記載の方法。
35. 【請求項３５】 屋内に配置されたラジオ受信機を使用して、デジタル放送システムにおいて伝
    送された衛星信号を受信するための屋内補強システムであって、 見通し線衛星信号を受信する見通し線アンテナと、 該見通し線アンテナに接続され、前記衛星信号を含む周波数スペクトルを低雑
    音で渡すラジオ周波数フロントエンドユニットと、 少なくとも１つの屋内増幅器と、 前記ラジオ周波数フロントエンドユニットを前記屋内増幅器に接続する少なく
    とも１つのケーブルと、 前記屋内増幅器に接続される少なくとも１つの屋内再放射アンテナであって、
    前記衛星信号の見通し線受信が不可能な屋内場所におけるラジオ受信機で前記衛
    星信号の満足のいく屋内受信を達成するのに十分高く、かつ前記見通し線アンテ
    ナと前記屋内再放射アンテナ間を伝送される前記衛星信号による干渉が防止され
    るのに十分低いように選択されたパワーレベルを有する、少なくとも１つの屋内
    再放射アンテナと、 を備える、屋内補強システム。
36. 【請求項３６】 前記衛星信号は、選択されたシンボル期間を特徴とし、前記見通し線アンテナ
    と前記屋内再放射アンテナ間の前記衛星信号の伝送の持続期間は、前記少なくと
    も１つのケーブルの長さを制限することにより、前記シンボル持続期間のうちの
    選択された量未満となるよう維持される、請求項３５記載の屋内補強システム。
37. 【請求項３７】 前記見通し線アンテナと前記屋内再放射アンテナ間の前記衛星信号の伝送の前
    記持続期間は、前記選択されたシンボル期間の２０％〜２５％を超えない、請求
    項３６記載の屋内補強システム。
38. 【請求項３８】 屋外に配置されたラジオ受信機を使用して、デジタル放送システムにおいて伝
    送された、選択されたシンボル期間を特徴とする衛星信号を受信するための補強
    システムであって、少なくとも２つの地上中継器を備え、該地上中継器は、高さ
    ｈを特徴とし、かつ距離ｄだけ間隔があいており、前記地上中継器の一方から前
    記ラジオ受信機への直線距離（ｄ²＋ｈ²）^1/2は、前記地上中継の一方からの前 記ラジオ受信機における前記衛星信号の受信における遅延が前記シンボル期間の
    ２０％〜２５％に制限されるように選択される、補強システム。
39. 【請求項３９】 地上局で生成された放送番組をラジオ受信機に伝送するためのデジタル放送シ
    ステムであって、 前記地上局から前記放送番組を受信し、かつ前記放送番組の少なくとも一部を
    含む少なくとも１つの衛星信号を前記ラジオ受信機に伝送するよう構成された第
    １の衛星と、 前記第１の衛星信号を受信し、かつ前記放送信号の少なくとも一部を含む前記
    第１の衛星信号から少なくとも１つの地上信号を生成して伝送するよう構成され
    た少なくとも１つの地上中継器と、 を備え、前記衛星信号および前記地上信号はそれぞれ、多重通路耐性変調技術を
    使用して変調される、デジタル放送システム。
40. 【請求項４０】 前記第１の衛星信号は、時分割多重化および符号分割多重化の少なくとも一方
    に従ってフォーマットされる、請求項３９記載のシステム。
41. 【請求項４１】 前記地上信号は、適応等化時分割多重化、コヒーレント周波数ホッピング適応
    等化時分割多重化、符号分割多重化、および多重搬送波変調のうちの少なくとも
    １つに従ってフォーマットされる、請求項３９記載のシステム。