KR20010040780A

KR20010040780A - 다이렉트 시퀀스 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 데이터의결합 검출용 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20010040780A
Application number: KR1020007008672A
Authority: KR
Inventors: 케네스 에이. 스튜어트; 이 키아오
Original assignee: 비센트 비.인그라시아, 알크 엠 아헨; 모토로라 인코포레이티드
Priority date: 1998-02-09
Filing date: 1998-11-13
Publication date: 2001-05-15
Also published as: JP2002503057A; JP4359388B2; BR9814805A; EP1068688A1; KR100343088B1; EP1068688A4; US6339612B1; WO1999040698A1

Abstract

코드 분할, 다중 접속(CDMA) 통신시스템에서 발생하는 데이터 신호의 결합 검출은 다음과 같다: 디지털 신호 프로세서(315)는 먼저 전송된 신호 벡터의 미드앰블 부분을 추출하고 채널 예측기(401)을 사용하여 각 사용자-안테너 쌍에 대응하는 채널 반응의 예측을 발생한다. 바람직한 실시예에서, 상기 통신 시스템내에서의 각 사용자의 전송은 미드앰블 및 가드 주기 기간(guard period duration)이 변화하는 타입-1 또는 타입-2 버스트중 하나를 포함한다. 다음으로, 컨벌루션 프로세서(402)는 상기 사용자 기호 시퀀스의 컨벌루션을 각 사용자 및 안테너(308-310)의 각각과 연관된 채널 임펄스 반응 예측으로 형성한다. 검출기(403)는 벡터 세트를 이용하고, 서브-시스템 매트릭스 세트를 생성하며, 상기 서브-시스템 매트릭스의 해를 구하여 개별 리모트 유닛의 전송으로부터 심볼 정보를 추출한다. 최종적으로, 상기 검출기(403)는 후속 기본 프로세싱을 위해 심볼 정보를 출력한다.

Description

다이렉트 시퀀스 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 데이터의 결합 검출용 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR JOINT DETECTION OF DATA IN A DIRECT SEQUENCE SPREAD SPECTRUM COMMUNICATIONS SYSTEM}

1990년 초기부터, 다이렉트 시퀀스 확산 스펙트럼 (DS-SS) 원리에 기초하여 코드 분할 다중 접속 (CDMA) 셀룰러 통신 시스템이 설계되었다. 그러한 시스템에서, 다중 사용자들은 사용자-고유 확산 또는 기호 시퀀스에 의해서만 분리된, 동일한 무선 주파수 채널을 동시에 점유한다. 셀룰러 시스템 설계에 대한 이러한 접근의 가장 잘 알려진 최신의 예는 1.8 내지 2.0 GHz용 퍼스널 스테이션-기지국 호환성 요구조건에 의해 규정된 CDMA 개인 통신 시스템(미국 국립 표준 협회(American National Standards Institute : ANSI) J-STD-008), 또는 넓게, 동등하게는, 전자통신 산업 연합 협정 표준 95 (TIA IS-95)이다.

최근에, 일반 이동 전자통신 시스템 (Universal Mobile Telecommunications System : UMTS) 표준 처리내의 채택을 위해, 소위, "제3 세대" 셀룰러 통신 시스템에 관한 제안이 유럽 전자통신 표준 협회(European Telecommunication Standards Institute)에 제안되었다. 상기 제안들중에는 다이렉트 시퀀스 확산 스펙트럼 (DS-SS) 기술에 기초한 시스템이 있다. 특별히 본 발명에 관련된 하나의 후보 시스템은 일반적으로 UMTS 커뮤니티에서는 TD-CDMA 시스템("시-분할 코드-분할 다중 접속 : Time-Division Code-Division Multiple Access")으로 언급된다. 상기 시스템은 제2 세대 시스템, 그중에서 그룹 스페셜 이동(Group Special Mobile : GSM) 셀룰러 통신 시스템과 의도적으로 호환성을 가지며 전체 시스템 용량을 향상시키기 위한 수단으로 시간 및 코드-분할 기술의 조합을 사용한다.

도 1에서 보는 바와 같이, 상기 TD-CDMA 에어 인터페이스(air interface)는 TDMA 및 CDMA 요소들을 모두 포함한다. 상기 TDMA 구성요소는 각 무선 주파수 채널을 4.615ms 기간(duration)의 프레임으로 나누어져 제공되며, 각 프레임은 약 577us 길이의 타임 슬롯(time slot)으로 더 나누어진다. 상기 CDMA 요소는 각 사용자 전송의 유용한 부분을 포함하는 직각 위상 편이 변조(Quadrature Phase Shift Keyed : QPSK) 또는 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation) (16-QAM) 데이터 심볼 시퀀스을 확산하기 위해 사용되는 고유 16진 월시-아다마르 직교 확산 코드 (Walsh-Hadamard orthogonal spreading code)를 각 사용자에게 할당함으로써 가능해 진다.

임의의 타임 슬롯내의 이동국(Mobile Station:MS) 또는 기지국(Base Station:BS) 전송은 '버스트(burst)'로 불린다. 현재 관찰된 것과 같이, 상기 TD-CDMA 에어 인터페이스는 도 1에 도시된 일반적인 구조, 2개의 별개의 버스터 타입들을 지원한다. 상기 소위, 타입-1 버스트는 296 칩(chips) 길이의 미드앰블 (midamble) (채널 예측(channel estimation) 목적으로 사용됨)이 뒤따르는, 28 데이터 심볼의 데이터 서브-버스트, 28 데이터 심볼의 제2 서브-버스트 및 최종적으로 58 칩의 가드 주기(guard period)를 전송한다; 타입-2 버스트는 각 서브-버스트내에 34 심볼을, 각각 107 및 55 칩의 미드앰블 및 가드 주기를 전송한다. 양쪽 모든 경우에서, 각 버스트의 길이는 1250 칩이다. 포워드 링크가 포인트-다중 포인트 전송을 나타내더라도, 상기 동일한 버스트 구조는 포워드(forward) 및 리버스(reverse) 링크(link) 모두에 사용되며, 상기 경우에서, 미드앰블 세그먼트의 내용은 다소 상이하다. 그러나, 이것은 본 발명의 목적에 전혀 영향을 주지 않는다. 따라서, 본 발명의 설명시 포워드 및 리버스가 현저할 경우에만 포워드와 리버스사이의 차이점을 지적하면서, 아래 도면의 설명은, 리버스 링크 동작에 촛점을 맞출 것이다.

도 2는 TD-CDMA 에어 인터페이스를 사용하는 통신 시스템을 도시한다. K 이동국 (201-209)이 동시에 액티브가 되는, 상기 도면에 단일 타임 슬롯이 도시된다. 도시된 상기 예에서, 상기 이동국 집단 (201-209)는, 각각 길이-16 확산 코드 c⁽¹⁾내지 c^(k)을 통해 구별된, 고유 타임 슬롯으로 동시에 전송한다. 각각 심볼을 확산하기 위하여 사용되는 시퀀스가 보다 긴 시퀀스의 서브-시퀀스인 IS-95 시스템과는 달리, 동일한 사용자로부터 각각 데이터 심볼을 확산하기 위하여 동일한 코드 c^(k)가 계속적으로 사용된다는 것에 유의하는 것이 중요하다. 즉, BS (200)에서 수신된 신호는, 개별 이동국으로부터의 복수의 시간 오버래핑(overlapping) 코드화된 신호들을 포함한다. 각각은 동일한 타임슬롯내에서 전송되고, 고유 기호 시퀀스에 의해 구별된다.

그러나, 레이크(RAKE) 수신기와 같은 종래의 DS-SS 수신기의 사용은 상기 TD-CDMA 시스템내에 사용되지 않는다. 오히려, 주어진 셀 또는 섹터내에서 동일한 타임슬롯/주파수내에서 동작하는 이동국의 집단에 의해 전송된 데이터 심볼을 동시에 또는 결합적으로 회복(recovering)할 수 있는 수신기 설계가 의도된다. 그러한 수신기들의 예는 Lupas R., Verdu S., "Linear Multiuser Detectors for Synchronous Code-Division Multiple-Access Channels", IEEE Trans. Inf. Theory, vol.35, no.1, Jan. 1989, Klein A., Baier P.W., "Linear Unbiased Data Estimation in Mobile Radio Systems Applying CDMA", IEEE J. Sel. Areas Comm., vol.11, no.7, Sept. 1993, Blanz J., Klein A., Nashan M., Steil A., "Performance of a Cellular Hybrid C/TDMA Mobile Radio System Applying Joint Detection and Coherent Receiver Antenna Diversity", IEEE J. Sel. Areas Comm., vol.12, No.4, May 1994, 및 Jung P., "Joint Detection with Coherent Receiver Antenna Diversity in CDMA Mobile Radio Systems", IEEE Trans. Veh. Tech., vol.44, no.1, Feb.1995. 에 설명되어 있다.

상술한 참조자료내에 설명된 수신기들은 블럭 선형 결합 시퀀스 검출기 (block linear joint sequence detectors)를 사용하여 결합 검출을 실행한다. 그러나, 상기 방법으로부터 발생한 시스템의 식의 해를 구하기 위하여 사용된 방법의 계산 복잡도는 매우 크다. 이것은 수신기의 비용을 증가시키고, 수신기에서 많은 양의 전력을 소모하게 한다. 따라서, 보다 적은 계산 복잡도를 요구하고, 결과적으로 저비용, 낮은 전력 수신기를 가능하게 하는 데이터 신호의 결합 검출용 방법 및 장치가 필요하다.

좀 더 일반적으로, 사용자들의 기호 시퀀스가 심볼의 블럭 (또는 버스트)에 대해 일정하고, 채널 예측을 실행하기 위하여 일부 외부 수단 - 예를 들면, 미드앰블 또는 파일럿 시퀀스의 형태로 - 이 제공되는 선형 결합 검출기(linear joint detectors)의 계산 복잡도를 감소하기 위한 방법 및 장치가 필요하게 된다.

본 발명은 일반적으로 데이터 신호들의 결합 검출(joint detection)에 관한 것이며, 특별히 공유 통신 채널에서 동시에 전송되고 사용자-고유 기호(user-specific signature) 또는 확산 시퀀스에 의해 구별된 데이터 심볼들의 결합 검출에 관한 것이다.

도 1은 시 분할 다중 접속(TDMA) 및 코드 분할 다중 접속(CDMA) 요소를 모두 포함하는 종래의 시-분할 코드-분할 다중 접속(TD-CDMA) 에어 인터페이스를 도시한다.

도 2는 단일 타임슬롯에 대해, 도1의 TD-CDMA 에어 인터페이스를 이용하는 통신 시스템의 블럭도이다.

도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라서, 도 2의 TD-CDMA 통신 시스템내에서 신호의 전송 및 수신을 도시하는 이동국 및 기지국의 블럭도이다.

도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른, 도 3의 디지털 신호 프로세서의 블럭도이다.

다음의 설명이 비록 상기 후보 UMTS TD-CDMA 시스템에 관한 것이라도, 본 발명이 각 사용자에게 할당된 기호 시퀀스가 소정의 고정된 시간 간격동안에 심볼에 따라서 변화하지 않고, 채널 예측의 소정의 수단이 제공되는 어떠한 CDMA 시스템에도 적용될 수 있다는 것을 쉽게 알 수 있을 것이다. 상기 특별한 TD-CDMA예에서, 상기 간격은 버스트 (또는 좀 더 정확하게는 서브-버스트(sub-burst))이며, 미드앰블은 채널 예측의 수단을 제공한다.

상기 CDMA 통신 시스템에서 본 발명에 따른 데이터 신호의 결합 검출은 일반적으로 다음과 같이 진행된다. 디지털 신호 프로세서 (Digital signal processor : DSP)는 먼저 각 안테너에 수신된 버스트의 미드앰블 부분(도 1)을 추출하고, 채널 예측 함수를 사용하여, 각 사용자로부터 각 안테너로 규정된 복합-값 채널 임펄스 반응 (complex-valued channel impulse response)의 예측을 발생한다. 다음에, 상기 DSP는 각 사용자 및 각 안테너와 연관된 상기 채널 임펄스 반응 예측으로, 상기 할당된 사용자 기호 시퀀스의 컨벌루션(convolution)을 형성한다. 아래의 본 발명의 상세한 설명에 의해 기술된 것과 같이, 그 후, 검출기(detector)는 컨벌브된 신호 벡터(convolved signal vectors)의 잔류하는 세트를 이용하여 서브-매트릭스(sub-matrices)의 시스템을 생성하고, 그 후, 각 사용자들로부터 기초가 되는 변조된 데이터 심볼 정보를 추출하기 위하여 상기 서브-매트릭스 시스템의 해를 구한다. 상기 검출기는 다음의 에러 제어 디코딩(decoding)에서 사용하기 위해 소프트-결정 (soft-decision) 심볼 정보를 출력한다. 종전 검출기와는 달리, 상기 데이터 심볼 소프트 결정 정보를 추출하기 위하여, 서브-매트릭스의 시스템을 생성하는 것은 결과적으로 상술한 참조자료의 직접 접근보다 계산 복잡도가 감소하게 되고, 종전의 결합 검출 수신기와 비교하면, 적은 비용과 보다 낮은 전력을 소모하는 수신기가 가능하다.

보다 자세하게, 도 3은 본 발명이 설명되는 범위내의 일반적인 신호 모델을 도시한다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 임의의 확산 시퀀스 길이가 사용될 수 있더라도, 각 사용자 (이동국(301)의 예)는 특정한 16진 확산 시퀀스(303)를 사용하여 버스트 (즉, 도 1의 각 데이터 서브-버스트)내에서 전송된 각각의 심볼(302)을 확산한다. 이것은 짧고 긴 코드 모두 심볼 기간보다 훨씬 큰 반복 간격을 가지는, J-STD-008 또는 IS-95와 같은 기존의 DS-SS 셀룰러 통신 시스템과는 구별된다. 유의할 점은 도 3이 도 1의 버스트의 제1 서브-버스트의 전송만을 도시하는 것인데, 이것은 상기 바람직한 실시예의 설명에 필요한 전부이기 때문이다. 사용자 미드앰블 시퀀스 및 데이터 서브-버스트 2의 전송은 암시적이다.

도 3으로 돌아와서, 고유 타임슬롯동안에, 제1 이동국(301)은 확산 시퀀스 c⁽¹⁾(303)를 사용하여 각 심볼 확산과 함께 N 복합-값(complex-valued) 심볼 (302)의 시퀀스를 전송한다. 그 후, 상기 확산 신호는 칩 펄스-형상 필터(chip pulse-shaping filter) p(t) (330)에 의해 필터되고, 주파수 변환기(305)를 사용하여 캐리어 주파수 f₁로 주파수 변환되며, 안테너(306)에 의해 전송된다. 모든 K-1의 다른 이동국은 각각 코드 c⁽²⁾에서 c^(k)까지를 사용하여, 유사하게 거동한다.

BS(200)는, 전방향성(omni-directional) 또는 섹터된 안테너(sectored antennas)인, 넓게 분리된 안테너(308-310) K_a를 제공함으로써, 다이버스 신호 (diverse signal) 수신을 공간적으로 지원한다. BS(200)은 K_a의 안테너를 제공하기 때문에, KK_a베이스밴드-동등 무선 주파수 채널(baseband-equivalent radio-frequency channels)의 세트가, 이동국(k)을 기지국 안테너(k_a)로 링크하는 복합 채널 임펄스 반응을 설명하는 채널 h^(k,ka)(t,τ)와 함께 정의된다 (이동국들이 단지 하나의 안테너를 가진다고 가정하면, 단지 K_a=1로 설정함으로써 포워드 링크 전송의 경우가 얻어질 수 있다).

기지국 안테너(308)에서 수신된 신호는 믹서(mixer) (311)에 의해 복합 베이스밴드 형태로 주파수-변환되고, 그 후, 직각 아날로그-디지털 변환기(quadrature analog-digital converter : ADC) (317)에 의해 샘플되기 전에 칩 펄스 매치 필터(chip pulse matched filter) (314)에 의해 처리된다. 상기 샘플된 신호는 그 다음에, 본 발명이 위치한 디지털 신호 프로세서(DSP) (320)로 분배된다. 다른 안테너(309-310)로부터 수신된 신호들은 DSP(320)로의 분배를 위해 샘플된 배이스밴드 신호로 유사하게 변환된다. 본 발명이 ADC 샘플 레이트가 p/T_c(p는 정수 오버샘플링(oversampling) 레이트임)인 오버샘플링 설계를 포함하도록 용이하게 확장될 수 있더라도, 본 발명의 바람직한 실시예에서, ADC(317)는 칩 레이트(chip rate), 즉, 1/T_c샘플 레이트로 동작한다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 이동국은, 동시에 K개 액티브 사용자들의 버스트가 BS 수신기에 거의 동시에 관찰되도록 TD-CDMA 시스템의 리버스 링크에 사용되는 타이밍 정정(timing correction) (GSM 셀룰러 통신 시스템에 사용된 것과 유사함)을 전송한다. 즉, 상기 버스트는, 일부의 심볼 기간 T_s순서의 타이밍 에러 또는 동등하게는, 일부 칩 기간 순서의 타이밍 에러를 제외한 시간상으로 배열된 BS 수신기에 수신된다.

따라서, ADC(317-319)는, 상기 채널 예측에서 쉬프트(shift)로 간단히 포함된 임의의 잔류 타이밍 에러와 함께, 도 1의 버스트 구조에 대응하는 일반적인 수신 버스트 간격을 (칩 스페이싱(chip spacing)으로) 샘플하도록 구성될 수 있다. 결과적으로, 각 타임슬롯에 대한 데이터 심볼 회복(recovery)은, 각 안테너로부터 회복된 길이-1250 (상술한 바와 같이, 상기 타임슬롯의 기간은 1250 칩임) 복합-값 베이스밴드 신호 s^(ka)- 수신된 타임슬롯의 기간에 걸쳐있음 - 를 검사함으로써 실행된다. 상기 수신된 신호 s^(ka)의 범위는 도 1에 도시되어 있다.

도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DSP(320)의 블록도이다. 상기 블록들은, 가능한 한, 다중 ALU와 함께 프로그래머블 DSP(Programmable DSP) 또는 애플리케이션-특정(application-specific) VLSI 디바이스로 매핑되고, 실행될 고유 함수들을 나타낸다. 본 발명의 바람직한 예에서, DSP(320)는 텍사스 인스트루먼트의 TMSC320C80, TMSC320C60 프로세서와 같은 DSP, 또는 소정의 다른 적절한 프로그래머블 DSP일 수 있다.

DSP(320)은 먼저, 상기 수신된 신호 벡터 s^(ka)의 미드앰블 부분을 추출하고, 알려진 미드앰블 시퀀스 m (도 1을 참조)을 사용함으로써 각 사용자-안테너 쌍에 대응하는 채널 h^(k,ka)(t,τ)의 채녈 예측기(channel estimator) (401)내에 예측 (estimates)을 발생한다. Steiner B., Jung P., "Optimum and Sub-optimum Channel Estimation for the Uplink of CDMA Mobile Radio Systems with Joint Detection", by European Trans. Telecom., vol.5, Jan-Feb. 1994.에 설명된 접근과 같은, 매칭된 필터링(matched filtering) 또는 주기적인 인버스 필터링을 포함하여, 다양한 알려진 채널 예측 방법을 사용하여 상기 동작이 이루어진다. 상기 채널 예측기(401)의 출력은 길이-W, T_c-스페이싱(spacing)에서 이용가능한 KK_a채널 임펄스 반응 예측값의 세트이고, 아래의 벡터에 의해 표시된다.

여기서,^.T는 교차 연산자(transposition operator)이다.

다음으로, 컨벌루션 블럭(402)에서, DSP(320)은 각 사용자-안테너 쌍에 관련된 채널 임펄스 반응 예측과 함께 알려진 각 사용자 기호 시퀀스 c^(k)의 컨벌루션을 형성한다. 즉, 컨벌루션 블럭(402)은 각 코드 벡터 c^(k)(k_a= 1, ..., K_a에 대해)로 채널 예측의 컨벌루션 h^(k,ka)을 형성하여 KK_a벡터 세트를 발생한다:

그 후, 상기 KK_a벡터 세트는 데이터 심볼 검출기(403)로 입력된다.

본 발명을 설명하기 위하여, 도 1에 도시된 버스트 구조의 상기 제1 서브-버스트를 포함하는 단지 길이-N 데이터 시퀀스의 복조를 가정하라. 상기 제2 서브-버스트의 복조는 동일한 방법으로 실행되고, 따라서 분리하여 설명할 필요는 없다.

말하자면, 사용자 k의 서브-버스트 1에 대해 희망하는 길이-N의 전송된 데이터 시퀀스는 벡터 d^(k)로 표시한다.

여기서, M진 알파벳 V={ν₁,ν₂, ..., ν_M}으로부터 상기 복합 데이터 심볼이 사용된다.

실제로, 상기 TD-CDMA 시스템이 4진(QPSK) 또는 직교 16진(rectangular 16-QAM) 알파벳을 제안하더라도, 임의의 알파벳이 이론적으로 사용될 수 있다.

전송된 심볼 벡터를 소개하면 다음과 같다.

여기서,

서브-시스템 식 (이후에 자세히 설명될 예정임):

와 같이 구성함으로써, 디코더(403)는 MS k에 의해 전송된 데이터 심볼 d_n ^(k), n=1,...,N을 회복하기 위하여, 상기 서브-시스템을 이용하여 d_n에 대해 해를 구한다.

본 발명의 바람직한 실시예의 상기 설명은 3 부분들로 요약된다.

1. 서브-시스템 식의 발생 (식. 6);

2. 포워드 전파 다중사용자 결합 검출 기술(Forward Propagation Multi-user Joint Detection Technique:FPMJD)를 이용하여, d_n에 대해 서브-시스템 식의 해를 구함; 및

3. 포워드-백워드 전파 다중사용자 결합 검출 기술(Forward-Backward Propagation Multi-user Joint Detection Technique:FPMJD)를 이용하여, d_n에 대해 서브-시스템 식의 해를 구함

〈서브-시스템 식의 발생〉

상술한 바와 같이, MS k에 의해 전송된 각각의 데이터 심볼 d_n ^(k), n=1,...,N은 사용자-고유 기호 시퀀스에 의해 확산된다:

일반적으로, 칩 간격 T_c에서 복합-값 칩, Q로 구성된다.

안테너 k_a에서, 심볼 시퀀스 d^(k)의 기간에서 상기 T_c-간격 신호 관찰은 길이 NQ+W-1의 벡터 e^(ka)로 표시된다.

전체 K_a안테나에서, 전체, 연접(concatenated) 신호 관찰은 벡터 e로 표시될 수 있다.

여기서, e^(ka),k_a= 1,...,K_a는 식 (8)에 주어진다.

상기 확산 신호 성분에 덧붙여서, 벡터 e는 다른 셀내에서의 사용자들에 의한 동일채널 간섭(co-channel interference) 뿐만 아니라, 내부적으로 발생된 수신기 열잡음도 포함한다. 이러한 신호 성분들은 벡터 n으로 표시된다.

여기서,

검출 문제를 효과적으로 분할하는 시작점으로서, 디코더(403)는 다음과 같이 매트릭스 분할 파라미터(matrix partition parameter)를 정의한다.

그 후, 디코더(403)는 서브-시스템 매트릭스의 세트를 다음과 같이 생성한다:

p번째 서브매트릭스 A_p ^(ka)는 다음과 같이 제로-패딩(zero-padding) 연산자 T_A를 정의함으로써 생성된다.

그 후, 디코더(403)에 의해 생성된 서브매트릭스 A_p ^(ka)를 다음과 같이 정의한다.

유사하게, 디코더(403)은 아래로부터 시작하는 최종 심볼 벡터 d_n결정과 관련된 일련의 서브매트릭스를 생성한다.

그 후, 연산자,

를 사용하여,

을 형성한다.

상기 서브매트릭스 A_p ^(ka),m=1,...,p는 QxK 차원을 가지고, A_B,m ^(ka),m=1,...,p는 (Q+W-1)xK 차원을 각각 갖는다.

다음과 같이 Ka(NQ+W-1)xKN 매트릭스 A를 구성함으로써,

여기서,

상기 수신된 노이즈 신호 벡터 e는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, d는 식 (4)에서 주어지고, e는 각각 식 (9)에서 주어진다.

시스템 매트릭스 A는 데이터 심볼 벡터 d를 좀 더 효율적으로 결정하기 위하여 디코더(403)에 의해 조작되고, 따라서, 디코더(403)은 다음과 같은 벡터와 매트릭스 세트를 생성한다.

여기서, 매트릭스 분할 파라미터, P는 식 (12)에서 주어지고, A_m ^(ka)및 A_B,m ^(ka)은 식 (13) 내지 식 (18)에서 주어진다.

상기 연접 시스템 매트릭스의 재배열을 적절히 반영하기 위하여, 상기 수신된 신호 벡터 e 및 노이즈 벡터 n은 다음과 같이 대응적으로 재배열된다.

상기 수정된 데이터 벡터 r_n는 다음과 같이 매트릭스 형태로 될 것이다.

부가적으로, u_n를:

와 같이 정의함으로써, 상기 전송된 심볼과 상기 관찰된 심볼사이의 관계를 나타내는 서브-시스템 식은:

로 최종적으로 표현된다.

여기서, 식 (22)에서 주어진 A₁및 A_B,1는 대응하는 서브 시스템 매트릭스를 형성한다. 본 발명의 실시예에서, 식 (29)의 서브-시스템 형태에 기초로 하여, 전송된 데이터 심볼 벡터 d를 예측하기 위하여 2개의 반복 절차가 제안된다; 하나는 포워드 전파 다중사용자 결합 검출(forward propagation multiuser joint detection : FPMJD)로 불리우고, 다른 하나는 포워드-백워드 전파 다중사용자 결합 검출(forward-backward propagation multiuser joint detection : FBPMJD)로 불리운다. 다음 섹션에서, 상기 2개의 절차들이 자세하게 분리되어 설명될 것이다.

〈포워드 전파 다중사용자 결합 검출 (FPMJD) 기술〉

FPMJD의 바람직한 실시예를 설명하기에 앞서, 다음 설명은 FPMJD 분석에 필요한 배경을 제시한다.

M^(FP)가 포워드 전파 예측 연산자(forward propagation estimate operator)라 가정하자. 제로-포싱(zero-forcing : ZF) 기준을 고려할 경우, M^(FP)는 다음과 같이 정의된다.

여기서, 각각 M_ZF ^(FP)는 d_n,n=1,...,N-1을 예측하기 위해 사용되고, M_B,ZF ^(FP)는 d_n을 예측하기 위해 사용된다.

식 (29)에 따라서, 만약 u_n이 알려져 있다면, d_n은 다음과 같이 얻어진다.

그러나, 식 (29)에서 언급한 것과 같이, 벡터 u_n,n=1,...,N은 앞선 데이터 심볼에 의존적이다. 앞서 예측된 데이터 심볼을 반복적으로 치환함으로써, u_n의 예측치가 디코더(403)에 의해 획득될 수 있다, 즉,

식 (29)내의 시스템의 상기 예측된 ZF 해는

에 의해 얻어질 수 있다.

본 발명의 바람직한 예에서, 노이즈 및 상기 전송된 심볼들이 서로 상관되어 있지 않다는 것을 가정할 수 있다, 즉, R_n으로 표시된, 노이즈 공분산(covariance) 매트릭스 및 R_d로 표시된, 전송된 심볼 공분산 매트릭스는

의 형태이다.

여기서, I는 항등(identity) 매트릭스이고, σ_n ²및 σ_d ²는 각각 노이즈 및 심볼 편차(variance)이다.

최소 평균 제곱(MMSE) 기준을 고려할 때, 상기 MMSE 예측 연산자 M^(FP)는

와 같이 정의된다.

앞서 결정된 제로-포싱 연산자와 유사하게, 각각 M_MMSE ^(FP)는 d_n,n=1,...,N-1를 예측하기 위해 사용되고, M_B,MMSE ^(FP)는 d_n을 예측하기 위해 사용된다. 상기 식 (29)의 시스템의 MMSE 해는

과 같이 얻어질 수 있다.

그러므로, 본 발명의 바람직한 실시예에서는, 디코더(403)는 d_n을 예측하기 위해 다음과 같이 FPMJD 반복 절차를 이용한다.

1) n=1,...,N에 대하여, r_n및 예측된로부터을 구함 (식 (32))

2) M^(FP)가 식 (30) 또는 식 (35)에 정의된 예측 연산자인, d_n내지의 현재 예측을 연산함 (식 33 또는 식 36)

상술한 기술로 부터, 각 심볼의 검출이 국부적(local)이고 전체적이지 않는 최소 자승법 또는 최소-평균 제곱 기준에 기초한다는 사실로 인한 시스템 성능의 약간의 상실과 함께의 예측이 구해진다. 상기 시스템 성능을 향상시키기 위하여, 본 발명의 다른 실시예에서는, 포워드-백워드 전파(FBP)로 불리는 기술이 디코더(403)에 의해 사용된다. 이러한 기술은 아래에 설명한다.

〈포워드-백워드 전파 다중사용자 결합 검출 (FBPMJD)〉

FBPMJD의 바람직한 실시예를 설명하기에 앞서, 다음 설명은 FBPMJD 분석에 필요한 배경을 제시한다.

먼저, 아래의 식을 구성하고,

여기서, A₁,A₂,A_B,1, 및 A_B,2는 식 (22)에 주어짐.

라 하자. 여기서, 각각 w_n,n=1,...,N은 식 (25) 및 식 (26)에 주어지고,,n=1,...,N은 식 (32)에서 주어진다. 상기 벡터 a_n은 매트릭스 형태인,

형태로 주어질 수 있다.

식 (41)의 시스템은 데이터 심볼 예측을 위한 백워드 전파 절차의 특성을 나타내고, 따라서, 상기 시스템의 데이터 심볼 예측 연산자는 M^(BP)로 표시되는 백워드 전파 예측 연산자로 불린다.

만약, 제로-포싱(ZF) 기준이 데이터 예측에 고려된다면, 상기 백워드 전파 예측 연산자 M^(BP)는,

로 정의될 수 있다. 여기서, 각각 M_ZF ^(BP)는 d_n,n=1,...,N-2를 예측하기 위해 사용되고, M_B,ZF ^(BP)는 d_n-1를 예측하기 위해 사용된다.

식 (41)에 따르면, d_n,n=1,...,N-1의 백워드 전파 제로-포싱 예측은

에 의해 얻어질 수 있다.

유사하게, 노이즈 공분산 매트릭스 R_n및 상기 전송된 심볼 공분산 매트릭스 R_d는 식 (34)에 주어잔더고 가정하면, 그 후, 백워드 MMSE 예측 연산자는

와 같이 정의되고, d_n,n=1,...,N-1의 백워드 전파 MMSE 예측은 디코더(403)에 의해

의 해를 구함으로써 얻어진다.

식 (43) 또는 식 (45)로부터 해를 얻는 것은 알려진 벡터, 상기 바람직한 실시예에서, 포워드 전파 절차(FP)를 통해 디코더(403)에 의해 얻어질 수 있는 a_n에 기초한 것이다. 즉, 식 (43) 또는 식 (45)의 해를 구함으로써, 실질적으로 2개의 절차: 식 (29)에 의해 특징지어진 포워드 전파 절차 및 식 (41)에 의해 특징지어진 백워드 전파 절차를 포함한다. 따라서, 식 (41)의 결과 해를 포워드-백워드 해로 부른다. 상기 포워드-백워드 전파 절차를 통해 포워드-백워드 해를 얻기위한 자세한 설명은 다음과 같다.

n=1,N에 대하여,

·r_n및로 부터을 구함 (식 (32))

·d_n ^(k)의 포워드 전파 예측을 구함 (식 (33) 또는 식 (36))

·및 예측된로 부터 z_n을 구함 (식 (39))

·및 z_n으로부터 a_n을 구함 (식 (40))

·의 백워드 전파 예측을 구함 (식 (43) 또는 식 (45))

·상기 포워드 전파 해를 업데이트(update) 함:

·종료

·최종 예측된 데이터 심볼을 결정함 :

종래의 예측 절차와는 달리, 상술한 결합 예측 기술 (FPMJD 및 FBPMJD)는 보다 적은 계산 복잡도를 초래한다. 따라서, 종래의 결합 검출 수신기와 비교할 경우, 비용이 적고 전력소모량이 적은 수신기가 가능하다.

본 발명의 설명, 특정하고 자세한 설명 및 상술한 도면은 본 발명의 범주를 한정하는 것이 아니다. 예를 들면, 상기 설명이 리버스 링크에 관한 것일지라도, 본 발명은 포워드 및 리버스 링크에 똑같이 적용될 수 있다. 추가적으로, 상기 설명은 2개의 구별되는 데이터 심볼 블럭을 포함하는 일반적인 버스트 구조를 참조로 하였다. 분명히, 타입-1 및 타입 -2 TD-CDMA 버스트 타입 모두, 상기 설명의 범위내에 있다. 추가적으로, 보다 높은 데이터 레이트 서비스를 지원하기 위하여, 단일 사용자는 한 프레임을 갖는 하나의 타임슬롯이상을 전송하거나 또는 하나의 데이터 심볼 시퀀스 (상기 사용자에게 할당될 단일 확산 코드이상을 요구함)이상을 전송하는 것이 제안되었다. 그럼에도 불구하고, 본 발명은 이용될 어떠한 데이터 심볼 시퀀스도 포함한다. 다양한 변형이 본 발명의 사상 및 범주의 벗어남이 없이 본 발명의 내에서 가능할 수 있고, 모든 그러한 변형은 다음 청구항의 범주내에 있다.

Claims

통신 시스템에서 전송된 신호 - 상기 전송된 신호는 개별 리모트(remote) 유닛으로부터 전송된 다수의 시간 오버래핑 코드화된 신호(time overlapping coded signals)를 포함하며, 각 코드화된 신호는 고유 기호 시퀀스(specific signature sequence)에 의해서만 구별이 가능함 -로부터 데이터 신호를 검출하기 위한 장치에 있어서,

입력으로서 알려진 신호를 가지며, 통신 시스템내의 수신기 안테너와 리모트 유닛 사이에 존재하는 채널의 채널 예측(channel estimate)을 출력하는 채널 예측기;

입력으로서 상기 채널 예측 및 상기 리모트 유닛의 기호 시퀀스를 가지며, 채널에 의해 수정된 상기 전송된 기호 시퀀스를 나타내는 벡터 세트를 출력하는 컨벌루션(convolution) 프로세서; 및

입력으로서 상기 벡터 세트를 가지며, 상기 리모트 유닛의 전송을 위해 심볼 정보를 출력하는 검출기(detector)

를 포함하며,

상기 심볼 정보는 시스템 매트릭스의 분해(decomposition)로부터 유도된 서브-시스템 매트릭스(sub-system matrices)의 세트에 대한 해

인 것을 특징으로 하는 데이터 신호를 검출하기 위한 장치.
제1항에 있어서,

상기 서브-시스템 매트릭스의 세트는

에 의해 표시되며,

u_n은 상기 수신된 신호 및 소정의 이전에 예측된 데이터 심볼을 포함하는 벡터이고, A₁및 A_B,1는 서브시스템 매트릭스이고, w_n은 노이즈이며, d_n은 예측될 데이터 심볼인 것을 특징으로 하는 데이터 신호를 검출하기 위한 장치.
신호 전송을 위해, 다이렉트-시퀀스, 확산 스펙트럼(Direct-Sequence, Spread Spectrum : DS-SS) 기술을 사용하는 통신 시스템에서, 수신된 신호로부터 개별 사용자의 전송된 데이터 심볼을 결정하기 위한 방법에 있어서,

상기 수신된 신호를 시스템 매트릭스로서 표시하는 단계;

상기 시스템 매트릭스를 서브매트릭스로 분할하여 복수의 서브-시스템 매트릭스를 형성하는 단계;

반복적인 과정을 통해 상기 복수의 서브-시스템 매트릭스의 해를 구하여 상기 전송된 신호로부터 개별 사용자의 데이터 심볼을 결정하는 단계; 및

상기 개별 사용자의 데이터 심볼을 추가 프로세싱을 위한 기본 장비(infrastructure equipment)로 전송하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 심볼을 결정하기 위한 방법.
제3항에 있어서,

상기 복수의 서브-시스템 매트릭스의 해를 구하는 단계는, 전송된 심볼의 예측이 이전에 전송된 심볼의 예측을 기초로 하는 반복적인 과정을 통해 상기 서브-시스템 매트릭스의 해를 구하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 심볼을 결정하기 위한 방법.
제4항에 있어서,

상기 복수의 서브-시스템 매트릭스의 해를 구하는 단계는, 전송된 심볼의 예측이 이후에 전송된 심볼에 추가로 기초하는 반복적인 과정을 통해 상기 서브-시스템 매트릭스의 해를 구하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
전송된 신호는 개별 리모트 유닛으로부터 전송된 복수의 시간 오버래핑 코드화된 신호들을 포함하고, 각 코드화된 신호는 동일한 타임슬롯내에서 전송되며, 고유 인코딩(encoding)에 의해서만 구별가능한 시-분할, 코드-분할 다중 접속 (TD-CDMA) 통신 시스템에서, 수신된 신호로부터 개별 사용자의 전송된 데이터를 결정하기 위한 방법에 있어서,

상기 전송된 신호의 미드앰블(midamble) 부분을 추출하는 단계,

상기 전송된 신호의 상기 미드앰블 부분을 중첩 처리(convolutionally processing)하여 수신된 기호 시퀀스를 나타내는 벡터 세트를 생성하는 단계,

상기 전송된 신호의 중첩 처리된 미드앰블 부분을 시스템 매트릭스로서 표시하는 단계;

상기 시스템 매트릭스를 서브-시스템 매트릭스로 분할하여 복수의 서브-시스템 매트릭스를 형성하는 단계;

반복적인 과정을 통해 상기 복수의 서브-시스템 매트릭스의 해를 구하여 상기 전송된 신호로부터 상기 개별 사용자의 데이터 심볼을 결정하는 단계; 및

상기 개별 사용자의 데이터 심볼을 추가 처리를 위한 기본 장비로 전송하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 개별 사용자의 전송된 데이터를 결정하기 위한 방법.