KR20010029034A - Apparatus and method for inverter output voltage error compensation - Google Patents
Apparatus and method for inverter output voltage error compensation Download PDFInfo
- Publication number
- KR20010029034A KR20010029034A KR1019990041623A KR19990041623A KR20010029034A KR 20010029034 A KR20010029034 A KR 20010029034A KR 1019990041623 A KR1019990041623 A KR 1019990041623A KR 19990041623 A KR19990041623 A KR 19990041623A KR 20010029034 A KR20010029034 A KR 20010029034A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- current
- voltage
- command value
- error
- inverter
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
본 발명은 인버터의 출력전압 오차 보상 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 유도전동기의 속도제어 장치인 범용 인버터 시스템에서, 좌표변환 및 제어부가 계산한 인버터의 각 상별 전압지령치에 대한 실제 인버터 출력전압의 오차를 추가되는 하드웨어 없이 추정 및 보상하는 인버터 출력전압 오차 보상 장치 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a device and a method for compensating an error of an output voltage of an inverter, and in particular, in a general-purpose inverter system that is a speed control device of an induction motor, an error of an actual inverter output voltage with respect to the voltage command value of each phase of an inverter calculated by a coordinate transformation and a controller. The present invention relates to an inverter output voltage error compensation device and method for estimating and compensating without additional hardware.
도 1은 유도전동기 제어장치의 일반적인 시스템 구성도로서, 이에 도시된 바와 같이 교류전원(1)을 직류로 변환하는 컨버터(2)와; 상기 컨버터(2)의 출력을 평활하는 필터커패시터(3)와; 제어스위칭 소자(미도시)로 구성되어 상기 필터커패시터(3)의 출력인 직류를 다시 교류로 변환시켜 모터(5)에 공급하는 인버터(4)와; 모터(5)의 속도를 제어하기 위한 전압지령치(Vi) 및 주파수(fo)를 출력하는 운전지령부(6)와; 상기 주파수(fo)를 적분하여 위상(θ)으로 환산하는 적분기(9)와; 상기 인버터(4)의 출력전류를 검출하는 전류검출부(10)와; 상기 위상(θ)에 맞추어 상기 전류검출부(10)를 통하여 검출된 전류를 좌표 변환하고, 상기 운전지령부(6)의 출력을 고려한 각 상별 기준전압(Vas*,Vbs*,Vcs*)을 출력하는 좌표변환 및 제어부(7)와; 상기 좌표변환 및 제어부(7)에서 출력한 각 상별 기준전압(Vas*,Vbs*,Vcs*)과 삼각파를 비교하여 펄스폭 변조파형을 발생하여 상기 인버터(4)의 제어스위칭 소자의 게이트에 스위칭 전압을 인가하는 펄스폭 변조발생부(8)로 구성된다.1 is a general system configuration diagram of an induction motor controller, and a converter 2 for converting an AC power source 1 into a direct current as shown therein; A filter capacitor (3) for smoothing the output of the converter (2); An inverter 4 composed of a control switching element (not shown) for converting the direct current, which is the output of the filter capacitor 3, into an alternating current and supplying it to the motor 5; An operation command unit 6 for outputting a voltage command value Vi and a frequency fo for controlling the speed of the motor 5; An integrator 9 for integrating the frequency fo and converting it into a phase θ; A current detector (10) for detecting an output current of the inverter (4); Coordinate transformation of the current detected through the current detection unit 10 in accordance with the phase θ, and outputs the reference voltage (Vas * , Vbs * , Vcs * ) for each phase in consideration of the output of the operation command unit 6. Coordinate transformation and control unit 7 to perform; The pulse width modulation waveform is generated by comparing triangular waves with reference voltages Vas * , Vbs * , Vcs * for each phase output from the coordinate transformation and the control unit 7, and switching to the gate of the control switching element of the inverter 4. And a pulse width modulation generator 8 for applying a voltage.
상기와 같이 구성된 범용 인버터 시스템의 동작을 설명하면, 사용자가 전원을 투입하면 교류전원(1)은 교류를 직류로 변환하는 컨버터(2)에 의해 정류되어지며, 이 정류된 직류전압은 평활용 필터커패시터(3)에 의하여 리플이 감소된 직류전압으로 인버터(4)에 인가된다.Referring to the operation of the general-purpose inverter system configured as described above, when the user inputs power, the AC power supply 1 is rectified by the converter 2 for converting AC into direct current, and the rectified DC voltage is a smooth filter. The ripple is applied by the capacitor 3 to the inverter 4 with the reduced DC voltage.
사용자가 운전개시를 위하여 가속시간 및 전동기의 목표 주파수를 입력하고, 운전을 개시하면 운전지령부(6)는 사용자의 입력조건을 고려한 인버터 출력주파수(fo)와 전압지령치(Vi)를 출력하게 된다.When the user inputs the acceleration time and the target frequency of the motor to start the operation, and starts the operation, the operation command unit 6 outputs the inverter output frequency (fo) and the voltage command value (Vi) in consideration of the user input conditions. .
그러면, 적분기(9)에서는 출력 주파수(fo)를 단위시간별로 누적하여 위상(θ)으로 변환하여 좌표변환 및 제어부(7)와 전류검출부(10)에 각각 제공한다.Then, the integrator 9 accumulates the output frequency fo for each unit time and converts the output frequency fo into a phase θ and provides the coordinate transformation and the control unit 7 and the current detector 10, respectively.
상기 위상(θ)을 이용하여 좌표변환 및 제어부(7)는 상기 운전지령부(6)의 출력전압(동기좌표계의 값)을 정지좌표계의 각 상별 전압지령치(Vas*, Vbs*, Vcs*)로 변환하여 펄스폭 변조 발생부(8)로 제공하면, 상기 펄스폭 변조발생부(8)에서는 삼각파와 비교하여 펄스폭 변조파형(PWM)을 만들어 상기 인버터(4)의 제어스위치(미도시) 소자의 게이트로 인가한다.Using the phase θ, the coordinate transformation and the control unit 7 convert the output voltage (the value of the synchronous coordinate system) of the operation command unit 6 into the voltage command values Vas * , Vbs * , Vcs * of each phase of the stationary coordinate system. When the conversion is provided to the pulse width modulation generator 8, the pulse width modulation generator 8 generates a pulse width modulation waveform PWM compared with the triangular wave to control the control switch of the inverter 4 (not shown). Applied to the gate of the device.
상기 인버터(4)의 제어스위치 소자의 온/오프 동작에 의해 필터커패시터(3)에 충전되어 있는 직류전압을 3상의 교류전압으로 변환시켜 모터(5)의 각 상(3상)에 인가하게 되고, 상기 인가된 3상의 전압으로 인하여 모터(5)는 회전하게 된다.The on / off operation of the control switch element of the inverter 4 converts the DC voltage charged in the filter capacitor 3 into an AC voltage of three phases and applies it to each phase (three phases) of the motor 5. The motor 5 rotates due to the applied three-phase voltage.
이때, 전류검출부(10)는 상기 모터(5)에 흐르는 전류를 검출하여 좌표변환 및 제어부(7)로 출력하면, 상기 좌표변환 및 제어부(7)는 적분기(9)로 부터의 위치정보(θ)를 이용하여 상기 전류검출부(10)의 검출전류를 동기좌표계 값으로 환산하여 각종 제어변수로 사용하게 된다.At this time, when the current detection unit 10 detects the current flowing in the motor 5 and outputs it to the coordinate transformation and control unit 7, the coordinate transformation and control unit 7 is the position information (θ) from the integrator 9 ) Is used to convert the detected current of the current detector 10 into a synchronous coordinate system value and use it as various control variables.
한편, 대부분의 경우 상기 좌표변환 및 제어부(7)는 고분해능으로, 상기 펄스폭 변조발생부(8)는 저분해능으로 설계하므로 전압 지령치와 실제 출력치 사이에 오차가 발생하게 되고, 인버터(4) 내의 제어스위치 소자의 전류 크기별 전압 강하의 차이와 암단락을 방지하기위한 데드타임으로 인한 전압의 왜곡과 시간오차의 영향으로 전류의 크기별 인버터 출력전압은 비 선형성을 가지게된다.On the other hand, in most cases, the coordinate conversion and control unit 7 is designed with high resolution, and the pulse width modulation generator 8 is designed with low resolution, so that an error occurs between the voltage command value and the actual output value. Inverter output voltage according to the magnitude of current has nonlinearity due to the voltage distortion and time error caused by the difference in voltage drop by the magnitude of current of control switch element and dead time to prevent dark short circuit.
인버터(4)를 구동시키기 위한 각 상별 전압지령치(Vas*, Vbs*, Vcs*: 이하, 각 상별 전압지령치의 임의의 상의 전압지령치를 나타내는 기호로써 V*를 사용한다)와 인버터(4)로 부터 출력되는 실제 출력전압(V)의 오차 및 인버터 내부의 전압강하를 보상하기 위하여 도 2에서와 같은 인버터 출력전압 오차 추정 및 보상 장치인 하드웨어 및 소프트웨어가 추가되는데, 이에 대하여 살펴보면 다음과 같다.Voltage command values for each phase for driving the inverter 4 (Vas * , Vbs * , Vcs * : hereinafter, V * is used as a symbol representing the voltage command value of any phase of each phase voltage command value) and the inverter 4. In order to compensate for the error of the actual output voltage (V) output from the voltage drop inside the inverter and hardware and software that is an inverter output voltage error estimation and compensation device as shown in Figure 2 is added, as follows.
도 2는 인버터로 인가되는 전압지령치와 출력 전압의 오차를 보상하기 위한 구성도로서, 이에 도시된 바와 같이 인버터에서 출력되는 실제 출력전압(V)을 검출하는 출력전압 검출부(11)와, PWM발생부(8)에서 생성한 전압지령치에 대응하는 PWM의 게이트 신호와 실제 인버터(4)의 출력전압(V)을 비교하여 오차전압(dV)을 구하는 비교기(12)와, 상기 비교기(12)의 오차전압(dV)을 저역통과 시켜 불필요한 부분을 제거한 전압(dV')을 출력하는 저역통과 필터(13)와 좌표변환 및 제어부(7)에서 PWM발생부(8)로 출력하는 각 상별 전압지령치(V*)에서 상기 저역통과 필터(13)의 필터링된 오차전압(dV')만큼 빼주어 오차보상된 전압지령치(V*)를 상기 PWM발생부(8)로 제공하는 가산기(14)로 구성된다.FIG. 2 is a configuration diagram for compensating an error between a voltage command value and an output voltage applied to an inverter. As shown in FIG. 2, an output voltage detector 11 for detecting an actual output voltage V output from an inverter, and PWM generation The comparator 12 which obtains the error voltage dV by comparing the PWM gate signal corresponding to the voltage command value generated by the section 8 with the output voltage V of the actual inverter 4, and the comparator 12 Low-pass filter 13 for outputting voltage dV 'by removing the unnecessary parts by low-passing the error voltage dV, and for each phase voltage command value outputted from the coordinate generation and control section 7 to the PWM generator 8 ( V * ) by subtracting the filtered error voltage (dV ') of the low-pass filter 13 is an adder (14) for providing a voltage command value (V * ) of the error compensation to the PWM generator (8). .
상기 출력전압 오차 추정 및 보상장치(15)는 인버터(4)의 실제 출력전압(V)을 검출하는 출력전압 검출부(11)와, 상기 출력전압 검출부(11)를 통해 검출된 실제 전압(V)을 PWM발생부(8)에서 생성한 전압지령치에 대응하는 PWM의 게이트 신호와 비교하여 오차전압(dV)를 구하는 비교기(12)와, 상기 비교기(12)를 통해 전류의 극성별로 구해지는 오차전압(dV)의 노이즈를 제거하기 위한 저역통과필터(13)와, 상기 저역통과필터(13)에서 필터링 된 오차전압(dV')을 각 상별 전압지령치(V*)에 더해서 보상된 전압지령치(V*')를 만드는 가산기(14)로 구성된다.The output voltage error estimating and compensating device 15 includes an output voltage detector 11 for detecting an actual output voltage V of the inverter 4, and an actual voltage V detected through the output voltage detector 11. Is compared with the gate signal of the PWM corresponding to the voltage command value generated by the PWM generator 8 to obtain an error voltage dV, and an error voltage obtained for each polarity of the current through the comparator 12. A low pass filter 13 for removing noise of (dV) and an error voltage dV 'filtered by the low pass filter 13 are added to the voltage command value V * of each phase to compensate the voltage command value V. It consists of an adder 14 which makes * ').
그러면 상기 도 2에 의거하여 오차추정 및 보상에 대하여 살펴보면, 인버터의 실제 출력전압(V)은 포토 커플러, 트랜스 포머 등으로 이루어진 출력전압 검출부(11)를 통해서 검출되며, 상기 검출된 실제 출력전압(V)을 비교기(12)로 제공하면, 상기 비교기(12)는 인버터의 실제 출력전압(V)과 인버터로 공급하는 PWM발생부(8)의 PWM게이트신호를 비교하여 오차전압(dV)을 구하여 저역통과 필터(13)를 통과시켜, 필터링 된 오차전압(dV')은 좌표변환 및 제어부(7)의 출력인 각 상별 전압지령치(V*)에 더해져서 출력전압의 오차까지 포함한 보상된 각 상별 전압지령치(V*')가 된다.Then, referring to the error estimation and compensation based on FIG. 2, the actual output voltage V of the inverter is detected through the output voltage detector 11 formed of a photo coupler, a transformer, and the like. When V) is provided to the comparator 12, the comparator 12 compares the actual output voltage (V) of the inverter with the PWM gate signal of the PWM generator 8 supplied to the inverter to obtain an error voltage (dV). Through the low pass filter 13, the filtered error voltage dV 'is added to the voltage command value V * of each phase, which is the output of the coordinate transformation and the control unit 7, and compensates each phase including the error of the output voltage. It becomes the voltage command value (V * ').
상기 보상된 각 상별 전압지령치(V*')에 의해서 펄스폭 변조발생기(8)에서 인버터의 스위칭 소자의 게이트에 인가되는 게이트 신호를 발생시켜 출력전압의 오차를 보상한다.The pulse width modulation generator 8 generates a gate signal applied to the gate of the switching element of the inverter by the compensated voltage command value V * 'for each phase to compensate for the error of the output voltage.
그러나, 상기에서와 같은 종래 기술은 출력전압의 오차를 추종 및 보상하기 위해서 하드웨어 및 소프트웨어가 추가되어야 하기 때문에 가격 및 크기에서 불리하며, 출력전압 검출장치가 고전압 스위칭하는 파워 출력단에 위치하고 있으므로 스위칭시의 스파크 및 노이즈를 고려한 정밀한 설계가 필요한 문제점이 있었다.However, the prior art as described above is disadvantageous in price and size because hardware and software have to be added to follow and compensate for the error of the output voltage, and the output voltage detection device is located at a power output stage for high voltage switching. There was a problem in that a precise design considering spark and noise was required.
따라서, 상기와 같은 종래의 문제점을 해결하기 위하여 본 발명은 추가되는 하드웨어 없이, 유도전동기를 정지상태에서 직류여자 하면서 인버터 정격전류를 기준으로 전류제어기의 기준 지령치를 세분화한 값을 이용하여 비례적분 제어를 행하고, 그 결과를 이용하여 전류의 크기별 전압오차로 출력전압의 오차를 추정 및 보상하도록 하는 인버터 출력전압 오차 보상 장치 및 방법을 제공함에 그 목적이 있다.Therefore, in order to solve the conventional problems as described above, the present invention is a proportional integral control using a value obtained by subdividing the reference command value of the current controller based on the inverter rated current while the DC is excited in a stationary state without additional hardware. It is an object of the present invention to provide an inverter output voltage error compensating apparatus and method for estimating and compensating an error of an output voltage by a voltage error for each magnitude of current using the result.
도 1은 유도전동기 제어장치의 일반적인 시스템 구성도.1 is a general system configuration of the induction motor controller.
도 2는 종래 인버터의 전압오차 추정 및 보상장치의 구성도.2 is a configuration diagram of a voltage error estimation and compensation device of a conventional inverter.
도 3은 유도전동기의 등가회로도.3 is an equivalent circuit diagram of an induction motor.
도 4는 본 발명 인버터의 출력전압 오차 보상 장치에 대한 구성도.Figure 4 is a block diagram of an output voltage error compensation device of the inverter of the present invention.
도 5는 본 발명의 오차보상 결과를 보여주는 특성도.5 is a characteristic diagram showing an error compensation result of the present invention.
*** 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 ****** Explanation of symbols for main parts of drawing ***
16 : 연산기 17 : 감산기16: calculator 17: subtractor
18 : 비례적분 제어기18: proportional integral controller
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 유도전동기의 속도를 제어하는 범용 인버터 시스템에 있어서 인버터의 정격전류를 최대값으로 하여 전류 기준치를 세분화한 전류지령치와 모터코일에 흐르는 실제 전류와의 오차를 구하는 감산기와; 상기 감산기의 오차를 비례적분하여 전류오차에 따른 각 상별 전압지령치를 만드는 비례적분제어기와; 상기 비례적분제어기의 전압지령치와 상기 전류 지령치 및 모터 코일에 흐르는 실제 전류를 이용하여 전류의 크기에 대한 출력전압 오차값을 구하는 연산기를 포함한 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, the present invention provides a subtractor for calculating an error between a current command value obtained by subdividing a current reference value and an actual current flowing in a motor coil in a general-purpose inverter system that controls the speed of an induction motor. Wow; A proportional integral controller which proportionally integrates the error of the subtractor to make voltage command values for each phase according to a current error; And a calculator for calculating an output voltage error value of the magnitude of current using the voltage command value of the proportional integral controller, the current command value, and the actual current flowing in the motor coil.
또한, 본 발명은 유도전동기를 정지상태에서 직류여자 하면서 인버터 정격전류 이내에서 전류제어기의 전류지령치(i*)를 세분화한 후 기준지령치와 실제 전류의 오차를 비례적분하여 각 상별 전압지령치(V*)를 만드는 제 1단계와; 상기 전류 지령치(i*)의 변화에 대한 각 상별 전압지령치(V*)의 변화로 유도전동기의 고정자 저항값(RsEst)을 추정하는 제 2단계와; 상기에서 추정한 고정자 저항값(RsEst)에서 실제 저항성분(Rs)이외의 성분을 얻어 이때의 전류 지령치(i*)의 변화(i* n-i* n-1)를 곱하여 전압의 오차성분(V_Dif)을 구하는 제 3단계와; 상기에서 구한 전압의 오차성분(V_Dif)을 기 설정된 데드타임 전압(Vdead)에서 뺀 값을 상기 제1단계에서 구한 각 상별 전압지령치(V*)에 더하여 오차가 보상된 각 상별 전압지령치(V*')를 생성해내는 제 4단계와; 상기 제 4단계에서 구한 보상된 각 상별 전압지령치(V*')를 펄스폭 변조발생부에 인가하여 펄스폭 변조신호를 만들어 인버터를 구동시키고, 상기 인버터는 3상 전원을 이용하여 모터를 회전시키는 제 5단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.In addition, the present invention divides the current command value (i * ) of the current controller within the rated current of the inverter while the induction motor is in the state of DC excitation, and then proportionally integrates the error between the reference command value and the actual current to provide a voltage command value (V *) for each phase. Step 1); A second step of estimating the stator resistance value RsEst of the induction motor by the change of the voltage command value V * of each phase with respect to the change of the current command value i * ; From the stator resistance value RsEst estimated above, a component other than the actual resistance component Rs is obtained and multiplied by the change (i * n -i * n-1 ) of the current command value (i * ) at this time to obtain an error component of the voltage ( A third step of obtaining V_Dif); Dead predetermined error component (V_Dif) of the voltage obtained at the time the voltage (Vdead) each sangbyeol voltage command value (V *) each sangbyeol voltage command value of the error is compensated in addition to the (V * obtained in the first step wherein a value obtained by subtracting from the A fourth step of generating '); Applying the compensated voltage command value (V * ') obtained in the fourth step to the pulse width modulation generation unit to generate a pulse width modulation signal to drive the inverter, the inverter uses a three-phase power to rotate the motor It comprises a fifth step.
이하, 첨부한 도면에 의거하여 상세히 살펴보면 다음과 같다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 4는 본 발명의 일 실시예로서, 도시한 바와 같이 인버터에서 모터코일로 흐르는 전류(i)와 인버터의 정격전류를 기준치(최대값)로 하여 전류기준치를 세분화한 전류 지령치(i*)를 입력으로 그 오차를 구하는 감산기(17)와; 상기 감산기(17)의 출력을 비례적분하여 펄스폭 변조발생부(미도시)로 입력되는 각 상별 전압지령치(V*)를 만드는 비례적분제어기(18)와; 상기 비례적분제어기(18)의 출력(V*)과 상기 세분화 한 전류제어지령치(i*) 및 실제 모터 코일을 흐르는 전류(i)를 이용하여 전류의 크기에 대한 출력전압 오차 및 보상 값을 구하는 연산기(16)로 구성한다.FIG. 4 is an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 4, the current command value i * is obtained by subdividing the current reference value using the current i flowing from the inverter to the motor coil as the reference value (maximum value). A subtractor 17 for finding the error as an input; A proportional integral controller 18 for proportionally integrating the output of the subtractor 17 to generate a voltage command value V * for each phase input to a pulse width modulation generator (not shown); The output voltage error and the compensation value for the magnitude of the current are calculated using the output V * of the proportional integral controller 18, the current control command value i * and the current i flowing through the actual motor coil. It consists of the calculator 16.
이와같이 구성된 본 발명의 동작 및 효과에 대하여 살펴보면 다음과 같다.Looking at the operation and effects of the present invention configured as described above are as follows.
도 3에 구성된 유도전동기 등가회로에는 3상의 전원이 인가되므로 여기서는 그 일례로써 전류(ias)가 상기 유도전동기에 흐를때의 출력전압(vas)에 관한 것으로, 상기 출력전압(vas)은 상기 유도전동기 등가회로가 이상적이라면 전류(ias)와 내부 소자(저항 및 모터 코일)에 의한 전압이 되지만, 전압오차를 유발하는 인버터를 지나기 때문에 이상적인 회로가 되지 않으므로 인버터 내부의 전압 강하도 고려해야 한다.Since the three-phase power is applied to the induction motor equivalent circuit of FIG. 3, it is related to the output voltage (vas) when the current (ias) flows to the induction motor as an example. The output voltage (vas) is the induction motor. If the equivalent circuit is ideal, it will be the voltage caused by the current (ias) and internal components (resistance and motor coil), but the voltage drop inside the inverter should also be taken into consideration because it is not an ideal circuit because it passes through the inverter causing the voltage error.
상기 합성저항을 대표하는 가변저항(Rv)에 걸리는 전압(VR)은 하기의 수학식 1로 나타낼 수 있으며 상기 유도전동기 등가회로는 정지상태 이므로 유도전동기 내의 전압강하는 고정자 저항(Rs)에서만 일어나 하기 수학식 1에서는 유도전동기 저항으로써 상기 고정자 저항(Rs)이 사용된다.The voltage V R applied to the variable resistor Rv representing the synthesized resistance may be represented by Equation 1 below. Since the induction motor equivalent circuit is in a stopped state, the voltage drop in the induction motor occurs only at the stator resistance Rs. In the following Equation 1, the stator resistance Rs is used as the induction motor resistance.
상기 수학식 1에서 우변 첫번째 항은 전류(ias)에 의한 고정자 저항(Rs)의 전압강하이고, 두번째 항은 인버터 내부 파워소자(IGBT(A+,A-)와 DIODE)의 문턱전압이며, 세번째 항은 전류(ias)의 크기에 대한 파워소자의 순방향 전압강하 이므로 상기 정지상태에서 본 인버터 전압오차는 상기 수학식 1의 우변 두번째와 세번째 항에 의한 것이다.The first term on the right side of Equation 1 is the voltage drop of the stator resistance Rs due to the current ias, and the second term is the threshold voltage of the inverter internal power elements IGBT (A +, A-) and DIODE. Since the forward voltage drop of the power device with respect to the magnitude of the current (ias), the inverter voltage error seen in the stop state is due to the second and third terms on the right side of Equation (1).
상기 설명한 전압오차를 보상하기 위한 본 발명의 일 실시예를 도 4를 참조하여 설명하면, 인버터가 유도전동기를 직류 여자하는 것을 기본으로 하며, 상기 유도전동기가 정지상태에서 직류 여자 했을 때, 각 상별 전압지령치(V*)와 출력전압과의 오차를 유발하는 부분은 상기 설명한 바와 같이 인버터 내부에서 일어나는 전압강하와 데드타임 전압(Vdead)에 의한 것이다.An embodiment of the present invention for compensating the above-described voltage error will be described with reference to FIG. 4, and the inverter is based on DC excitation of the induction motor, and when each of the induction motors is DC excitation in a stopped state, As described above, the part causing the error between the voltage command value V * and the output voltage is caused by the voltage drop and the dead time voltage Vdead occurring inside the inverter.
상기 설명한 출력전압(V), 데드타임 전압(Vdead), 각 상별 전압지령치(V*)는 모두 시간의 함수로 표현될 수 있지만, 실제 인버터 구동에 필요한 알고리즘에서는 상기 전압들을 일정한 크기를 가지는 값으로 취급하게 되는데, 이는 데드타임이 설정되면 상기 설정된 데드타임으로 인한 전압강하가 계산되므로 이를 상수처럼 볼 수 있어 데드타임 전압(Vdead)은 상수 값으로 취급되며, 상기 각 상별 전압지령치(V*)또한 좌표변환 및 제어부에서 원하는 크기를 가질 수 있도록 생성하므로, 원하는 출력을 발생 할 수 있도록 하는 일정한 크기의 전압을 나타낸다고 볼 수 있어 시간에 대한 주파수로 표현하기보다는 크기만을 가지는 값으로 볼 수 있다.The above-described output voltage (V), dead time voltage (Vdead), and each phase voltage command value (V * ) may be expressed as a function of time, but in the algorithm required for driving an inverter, the voltages have a constant value. When the dead time is set, the voltage drop due to the set dead time is calculated so that it can be viewed as a constant so that the dead time voltage (Vdead) is treated as a constant value, and the voltage command value (V * ) for each phase is also Since the coordinate transformation and the control unit are generated to have a desired size, it can be seen that the voltage of a certain size to generate a desired output can be seen as a value having only the size rather than expressed as a frequency over time.
즉, 데드타임 전압(Vdead)은 전술한 바와 같이 기 설정되어 있는 값이며 상수로 취급할 수 있으므로 인버터 내부의 전압강하를 구하면 오차를 계산할 수 있는데, 실제로 알고 있는 고정자 저항(Rs)과 매 순간마다 전류 지령치(i*)의 변화와 각 상별 전압지령치(V*)의 변화로 구해지는 고정자저항 추정값(RsEst)의 차를 이용하여 그 순간의 전류 지령치(i*)의 변화를 곱해주면 인버터 내부의 전압강하를 구할 수 있다.That is, the dead time voltage (Vdead) is a predetermined value as described above, and can be treated as a constant, so that the error can be calculated by obtaining the voltage drop inside the inverter. Multiply the change in the current command value (i * ) at that moment by using the difference between the estimated stator resistance (RsEst) obtained from the change of the current command value (i * ) and the change in the voltage command value (V * ) for each phase. The voltage drop can be obtained.
한편, 유도전동기의 범용 인버터 시스템은 디지탈 시스템으로 구성되므로 연속된 시간영역에서는 제어가 난해하여 이산적인 시간(Discrete Time)에서 제어가 이루어지게 되어 각 순간은 단위시간(샘플링 시간)의 개념으로 n을 이용하여 제어가 행해진다.On the other hand, since the general-purpose inverter system of induction motor is composed of digital system, it is difficult to control in continuous time domain, so that control is performed in discrete time, and each moment is represented by n concept of unit time (sampling time). Control is performed by using the same.
상기 전류제어지령치(i*)와 상기 비례적분제어기(18)의 각 상별 전압지령치(V*)를 이용하여 실제 인버터 고정자저항(Rs)을 추정하기 위하여 추정값(RsEst)의 식을 구하면 하기 수학식 2와 같다.In order to estimate the actual inverter stator resistance Rs using the current control command value i * and the voltage command value V * of each phase of the proportional integral controller 18, an equation of the estimated value RsEst is obtained. Same as 2.
단, n=2,3,4,… Provided that n = 2, 3, 4,...
상기 수학식 2의 의미는 전류 지령치(i*)의 변화에 따른 각 상별 전압지령치(V*)의 변화를 나타내며 이 수학식 2를 이용하여 각 순간에서의 고정자 저항의 추정값(RsEst)을 구하여 출력전압 오차의 대략적인 변동사항을 알 수 있는데, 도 5 본 발명 일 실시예의 결과에서 도시한 바와 같이 하단부의 정격전류(Rated Current)축은 상기 식에 대하여 1.0에서 n=10의 경우로 정격전류가 되어 그 추정값(RsEst)은 실제 고정자저항(Rs)과 동일하게 되고, 2.0에서 n=20이 되어 실제 고정자저항(Rs)으로 근접해가므로 상기 시스템이 안정하다는 것을 알 수 있고, 0.2에서는 n=2가 되어 처음 구동 한 직후에는 저항값의 오차가 심한 것을 알 수 있다.Meaning of Equation 2 represents the change in voltage command value (V * ) of each phase according to the change of the current command value (i * ), using the equation (2) to obtain the estimated value (RsEst) of the stator resistance at each instant and outputs The rough variation of the voltage error can be seen. As shown in the result of the embodiment of FIG. 5, the rated current axis at the lower end is rated current from 1.0 to n = 10 for the above equation. The estimated value RsEst becomes equal to the actual stator resistance Rs, and it becomes n = 20 at 2.0 and approaches the actual stator resistance Rs, indicating that the system is stable, and n = 2 at 0.2. Immediately after driving for the first time, the error of resistance is severe.
한편, 상기 수학식 2를 좀더 정확하게 전류(ias)의 식으로 표현하면 하기의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.On the other hand, if Equation 2 is more accurately expressed as the current (ias) can be expressed as Equation 3 below.
상기 수학식 3은 실제 고정자저항(Rs)을 흐르는 전류(ias)를 이용하여 나타낸 것으로, 상기 시스템은 안정하므로 전류가 무한히 커지면 오차를 유발하는 부분은 소멸하게 되는데, 이는 상기 수학식 3의 이득(k)이 0보다 작기 때문이고, 이를 통하여 상기 수학식 3에서 오차를 유발하는 부분(vea·k·ek·ias)을 추출 해 낼 수 있다.Equation 3 is represented by using the current (ias) flowing through the actual stator resistance (Rs), because the system is stable, the portion causing the error disappears when the current is infinitely large, which is the gain of the equation (3) This is because k) is less than 0, and through this, it is possible to extract a portion (vea · k · e k · ias ) that causes an error in Equation (3).
그러므로 상기 저항의 오차부분을 검출한 시점에서 그 시점의 전류 지령치의 변화(i* n-i* n-1)를 곱하면 상기 시점에서의 전압의 오차를 구할 수 있으며 이를 나타낸 것이 하기 수학식 4가 된다.Therefore, by multiplying the change of the current command value (i * n- i * n-1 ) at the time when the error portion of the resistance is detected, the error of the voltage at the time can be obtained. Becomes
상기 수학식 4를 도 5의 일실시예를 통해 설명하면, 전압의 오차성분(V_Dif)은 상기 수학식 2를 통해 도시된 고정자저항 추정값(RsEst)을 따라서 움직이게 되는데, 하단부의 정격전류(Rated Current)축은 상기 식에 관해서는 1.0에서 n=10의 경우로 정격전류가 되며 고정자저항의 추정값(RsEst)이 실제 고정자저항(Rs)과 동일하게 되어 오차저항 값이 없으므로 상기 전압의 오차성분(V_Dif)또한 0이 되고, 2.0에서 n=20이 되어 고정자저항의 추정값(RsEst)이 실제 고정자저항(Rs)으로 근접해가므로 오차저항의 값은 0으로 수렴해 가며 전압의 오차성분(V_Dif)또한 0으로 근접해 가고, 0.2에서는 n=2가 되어 처음 구동 한 직후에는 저항값의 오차가 심하므로 전압의 오차성분(V_Dif)또한 가장 큰 값을 가지는 것을 알 수 있다.Referring to Equation 4 through the embodiment of FIG. 5, the error component V_Dif of the voltage is moved along the stator resistance estimate RsEst shown in Equation 2, and the rated current of the lower end is Rated Current. The axis is the rated current in the case of 1.0 to n = 10, and the estimated value RsEst of the stator resistance is equal to the actual stator resistance Rs, so that there is no error resistance value. Therefore, the error component of the voltage (V_Dif) In addition, since the value of the stator resistance (RsEst) approaches the actual stator resistance (Rs) as 0, and n = 20 at 2.0, the value of the error resistance converges to 0, and the error component of the voltage (V_Dif) also becomes 0. As the value is close to 0.2, and n = 2, the error value of the resistance is severe immediately after the first driving, and thus the voltage error component V_Dif also has the largest value.
한편, 실제 운전시 보상 해 주어야하는 값은 상기 수학식 4에서 구한 저항의 변동에 의한 전압의 오차성분(V_Dif)과 상기 설명한 기 설정되어 있는 데드타임 전압(Vdead)에 의한 것이므로 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.On the other hand, the value to be compensated during the actual operation is due to the error component (V_Dif) of the voltage due to the variation of the resistance obtained in Equation 4 and the above-described dead time voltage (Vdead) described above, Can be represented as:
상기 수학식 5에서 데드타임 전압(Vdead)은 기 설정된 값이므로 상수와 같고, 전압의 오차성분(V_Dif)은 두가지 전류(ias, i* n)에 관한 함수이지만 한 순간(n의 값이 정해진 경우)에서는 전류 지령치의 변화(i* n-i* n-1)가 상수가 되므로 전류(ias)에 관한 함수가 되어 보상전압(Vcomp)또한 전류(ias)의 함수가 되어 매 순간 전류 지령치의 변화(i* n-i* n-1)에 대한 일종의 기울기를 결정하게 된다.In the above Equation 5, since the dead time voltage Vdead is a predetermined value, it is equal to a constant, and the error component V_Dif of the voltage is a function of two currents ias, i * n , but at one instant (n value is determined). ), The change of current command value (i * n -i * n-1 ) becomes a constant, so it becomes a function of current (ias), and the compensating voltage (Vcomp) also becomes a function of current (ias). We determine some slope for (i * n -i * n-1 ).
상기 수학식 5의 일실시예를 도 5를 통해 설명하면, 상기 설명한 바와 같이 전압의 오차성분(V_Dif)이 없는 경우는 정격전류가 인가되었을 때이므로 정격전류(Rated Current)축이 1.0인경우의 보상전압(Vcomp)을 보면 약 1.3V 정도가 되는데 이 값이 일실시예에서의 데드타임 전압(Vdead)이 되고, 전압의 오차성분(V_Dif)이 가장 큰경우를 보면, 정격전류가 0.2인 경우로 n=2일 때 전압의 오차성분(V_Dif)은 약 1.1V가 되므로 이때의 보상전압(Vcomp)은 0.2V정도가 된다.Referring to FIG. 5, an embodiment of Equation 5 is described above. When there is no error component V_Dif of the voltage, when the rated current is applied, compensation when the rated current axis is 1.0 is described. When the voltage Vcomp is about 1.3V, this value becomes the dead time voltage Vdead in one embodiment, and when the error component V_Dif of the voltage is the largest, the rated current is 0.2. When n = 2, the error component V_Dif of the voltage becomes about 1.1V, and thus the compensation voltage Vcomp is about 0.2V.
상기 도 4에서 보인 본 발명의 일 실시예는 도 1에서의 좌표변환 및 제어부(7)에 포함되는 부분으로써 프로그램을 통하여 구성되어질 수 있으며 그 동작을 보면, 도 4의 연산기(16)에서는 상기 수학식 1 ~ 수학식 5를 통해 보상전압(Vcomp)을 구해내고, 비례적분기(18)를 통해 구해진 각 상별 전압지령치(V*)와의 연산을 통한 보상된 각 상별 전압지령치(V*')는 도 1의 좌표변환 및 제어부(7)에서 구하여 펄스폭 변조발생부(8)로 인가하여 펄스폭 변조신호를 만들고 이를 인버터(4)로 인가하여 모터(5)를 구동시키고, 상기 구동하는 모터코일에 흐르는 전류를 전류검출부(10)에서 검출하여 이 값을 좌표변환 및 제어부(7)로 인가하고, 상기 검출한 전류값(i)과, 내부의 전류제어기의 지령치(i*)를 비교하고 비례적분 제어하여 각 상별 전압지령치(V*)를 만들어 내고, 상기 검출한 전류값(i), 각 상별 전압지령치(V*)와 상기 제어가 일어나는 단위시간의 전류 지령치의 변화(i* n-i* n-1) 및 기 설정되어 있는 데드타임 전압(Vdead)을 이용하여 보상전압(Vcomp)을 연산한다.An embodiment of the present invention shown in FIG. 4 may be configured through a program as a part included in the coordinate transformation and control unit 7 of FIG. 1. Referring to the operation, the calculator 16 of FIG. Compensation voltage Vcomp is obtained through Equation 1 to Equation 5, and the compensated voltage command value V * 'through calculation with the voltage command value V * obtained through proportional integrator 18 is shown in FIG. Obtained from the coordinate transformation and control unit 7 of 1 and applied to the pulse width modulation generator 8 to generate a pulse width modulation signal and apply it to the inverter 4 to drive the motor 5, to the driving motor coil The current flowing through the current detection unit 10 is detected and applied to the coordinate transformation and the control unit 7. The detected current value i is compared with the command value i * of the internal current controller and is proportionally integrated. Control to generate voltage command value (V * ) for each phase, The detected current value (i), the voltage command value for each phase (V * ), the change of the current command value (i * n -i * n-1 ) of the unit time at which the control takes place, and the preset dead time voltage (Vdead) Calculate the compensation voltage Vcomp.
상술한 바와 같이, 본 발명은 종래에 출력전압의 오차를 보상하기 위해서 출력전압 검출장치를 고전압 스위칭하는 파워 출력단에 설치함으로써 크기가 커지고 비용이 추가되며 고전압 스위칭 시 스파크 및 노이즈의 영향을 받는 문제점을 하드웨어를 추가하지 않고, 전류제어기의 기준지령치를 세분화 한 후 비례적분 제어하여 그 결과를 이용하여 전류의 크기별 전압오차를 추정하여 보상하도록 함으로써 일반 범용 인버터 시스템에서 추가되는 하드웨어 및 복잡한 프로그램 없이도 인버터의 출력전압오차를 추정 및 보상할 수 있는 효과가 있다.As described above, the present invention is conventionally provided with an output voltage detecting device installed at a power output stage for high voltage switching in order to compensate for an error in the output voltage, thereby increasing size, adding cost, and being affected by sparks and noise during high voltage switching. Inverter output without additional hardware and complex program in general general inverter system by subdividing reference command value of current controller and controlling proportional integration and estimating voltage error by current magnitude using result. There is an effect that can estimate and compensate for the voltage error.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019990041623A KR100339268B1 (en) | 1999-09-28 | 1999-09-28 | Method for inverter output voltage error compensation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019990041623A KR100339268B1 (en) | 1999-09-28 | 1999-09-28 | Method for inverter output voltage error compensation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20010029034A true KR20010029034A (en) | 2001-04-06 |
| KR100339268B1 KR100339268B1 (en) | 2002-05-31 |
Family
ID=19613117
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1019990041623A KR100339268B1 (en) | 1999-09-28 | 1999-09-28 | Method for inverter output voltage error compensation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR100339268B1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020052631A (en) * | 2000-12-26 | 2002-07-04 | 밍 루 | Apparatus and method for controlling a dc motor |
| KR20190032682A (en) * | 2017-09-18 | 2019-03-28 | 현대자동차주식회사 | System and method for voltage drop compensation control of power supply device |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2954814B2 (en) * | 1993-07-15 | 1999-09-27 | 三菱重工業株式会社 | Ground primary linear motor speed and thrust control system |
| KR950012703U (en) * | 1993-10-21 | 1995-05-17 | Power converter | |
| KR100266403B1 (en) * | 1995-12-09 | 2000-09-15 | 이종수 | Output voltage control device for 3-phase inverter |
| KR100236443B1 (en) * | 1997-12-01 | 1999-12-15 | 이해규 | An apparatus for controlling a crane speed |
| KR100301004B1 (en) * | 1998-05-26 | 2001-11-22 | 윤종용 | Digital current feedforward control system |
-
1999
- 1999-09-28 KR KR1019990041623A patent/KR100339268B1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020052631A (en) * | 2000-12-26 | 2002-07-04 | 밍 루 | Apparatus and method for controlling a dc motor |
| KR20190032682A (en) * | 2017-09-18 | 2019-03-28 | 현대자동차주식회사 | System and method for voltage drop compensation control of power supply device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100339268B1 (en) | 2002-05-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100934311B1 (en) | Inverter device | |
| KR101739911B1 (en) | Motor control apparatus and control method thereof | |
| KR920000835B1 (en) | Pwm pulse generating apparatus | |
| EP1833153A2 (en) | Electric engine start system with active rectifier | |
| JP2001145398A (en) | Inverter control method and inverter control apparatus | |
| KR960005691B1 (en) | Power converter apparatus | |
| KR100371370B1 (en) | Vector control apparatus | |
| JP4599694B2 (en) | Voltage type PWM inverter dead time compensation method | |
| KR100233956B1 (en) | Voltage type inverter and that control method | |
| JPH0819263A (en) | Output current detector of pwm inverter | |
| KR100339268B1 (en) | Method for inverter output voltage error compensation | |
| JP4120868B2 (en) | AC motor control device | |
| JP2009254032A (en) | Control device of power converter | |
| KR100459470B1 (en) | Speed Sensorless Vector Controller Using High Frequency Injection in Induction Motors | |
| KR100219851B1 (en) | Current control apparatus of inverter | |
| KR19990062203A (en) | Dead time and current offset compensation device and method of induction motor | |
| JP2000278985A (en) | Driving device of dc brushless motor | |
| KR100356516B1 (en) | Velocity control apparatus for induction motor | |
| JP3536114B2 (en) | Power converter control method and power converter | |
| KR100313251B1 (en) | Drive control device of motor | |
| KR100300130B1 (en) | deadtime compensator and method thereof for motor | |
| US12088228B2 (en) | Power conversion device and control method thereof | |
| JP2017212869A (en) | Control method for power conversion device, and power conversion device | |
| KR102133181B1 (en) | Apparatus for controlling inverter | |
| JP3824206B2 (en) | Linear induction motor electric vehicle control device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20120327 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20130222 Year of fee payment: 12 |
|
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |