JP2009254032A - Control device of power converter - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device which reduces the cost of a voltage detection circuit by accurately operating an output voltage estimation value, and is not influenced by an output voltage error or the like. <P>SOLUTION: The control device includes: an current adjusting means 2 which operates first output voltage command values; adding/subtracting means 9d, 9q which operate second voltage command values by correcting the first output voltage command values by using output voltage error correction values; and a means which creates a drive signal for turning on/off a switching element of an inverter INV by using the second output voltage command values. The control device also includes: an output voltage error correction means 8 which obtains the output voltage error correction values by using a difference between reference voltage command values v<SB>dn</SB><SP>*</SP>, v<SB>qn</SB><SP>*</SP>obtained from the second output voltage command values, and output voltage operation values v<SB>d</SB><SP>^</SP>, v<SB>q</SB><SP>^</SP>obtained from an output current detection value and a motor constant setting value; and an output voltage estimation means 20 which operates output voltage estimation values v<SB>dest</SB>, v<SB>qest</SB>from the first output voltage command values v<SB>d0</SB><SP>*</SP>, v<SB>q0</SB><SP>*</SP>, and the output voltage error correction values Δv<SB>d</SB>, Δv<SB>q</SB>. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えば電動機を可変速駆動するPWMインバータ等の各種電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、電力変換器の出力電圧を高精度に推定して速度制御等に利用可能とした制御装置に関するものである。   The present invention relates to a control device for various power converters such as a PWM inverter that drives a motor at a variable speed, and more specifically, a control device that can accurately estimate an output voltage of a power converter and use it for speed control and the like. It is about.

PWMインバータは、スイッチング素子のオン、オフの時間を制御して、直流電圧から所望の周波数あるいは振幅の交流電圧を得る場合に広く用いられている。PWMインバータを用いて電動機の速度やトルクを精度よく制御するためには、ベクトル制御が知られており、一般にインバータの出力電流や出力電圧を検出する必要がある。また、いわゆる速度センサレスベクトル制御を行うためには、上記出力電流及び出力電圧から電動機速度を推定演算するため、出力電圧の検出精度は特に重要視されている。
その理由は、電動機の一次抵抗値は非常に小さく、インバータの定格電圧、定格電流から求められるインピーダンスの数%程度であるため、電圧検出誤差は電流の推定値に多大な影響を与えるためである。例えば、定格電圧に対して1%の電圧誤差が存在し、電動機の一次抵抗がインバータのインピーダンスの5%であった場合は、電流の推定値にはオームの法則により1%を5%で除した20%もの大きな電流誤差が含まれることになり、その結果、電動機の速度制御が不能になって装置の故障や異常停止を招く場合もある。
The PWM inverter is widely used when an AC voltage having a desired frequency or amplitude is obtained from a DC voltage by controlling the ON / OFF time of the switching element. In order to accurately control the speed and torque of the motor using the PWM inverter, vector control is known, and it is generally necessary to detect the output current and output voltage of the inverter. In order to perform so-called speed sensorless vector control, the motor speed is estimated and calculated from the output current and output voltage, and therefore the output voltage detection accuracy is particularly important.
The reason is that the primary resistance value of the motor is very small and is about several percent of the impedance obtained from the rated voltage and rated current of the inverter, so that the voltage detection error has a great influence on the estimated value of the current. . For example, if there is a voltage error of 1% with respect to the rated voltage and the primary resistance of the motor is 5% of the impedance of the inverter, the estimated current is divided by 5% according to Ohm's law. As a result, the motor speed control may become impossible, resulting in failure of the apparatus or abnormal stoppage.

なお、PWMインバータの出力電圧誤差は以下のような原因によって生じることが知られている。
(1)デッドタイムによる電圧誤差:PWMインバータの上下アームが短絡するのを防止するため、上下アームのスイッチング素子のオン時間にいわゆるデッドタイムを持たせることが知られているが、指令値から得られるスイッチング素子のオン時間と実際のオン時間との間に誤差が発生し、その結果、実際の出力電圧が出力電圧指令値と一致しない場合がある。
(2)オン電圧誤差:スイッチング素子がオンして電流が流れている状態では内部抵抗が存在するので電圧降下が発生する。この電圧降下により出力電圧指令値と実際の出力電圧とが一致しなくなる。
(3)信号遅延:スイッチング素子をオン、オフするための駆動信号をフォトカプラ等の光素子を介して制御装置から伝搬する場合、フォトカプラには信号遅延が存在し、しかもオン時とオフ時との遅延時間が異なるため電圧誤差が生じる。また、スイッチング素子がオンからオフへ移行する時間とオフからオンへ移行する時間とは対称ではなく、同様に出力電圧指令値と実際の出力電圧とが一致しなくなる。
It is known that the output voltage error of the PWM inverter is caused by the following causes.
(1) Voltage error due to dead time: In order to prevent the upper and lower arms of the PWM inverter from being short-circuited, it is known that the so-called dead time is given to the on-time of the switching elements of the upper and lower arms. An error occurs between the on-time of the switching element and the actual on-time, and as a result, the actual output voltage may not match the output voltage command value.
(2) On-voltage error: Since the internal resistance exists in a state where the switching element is turned on and a current flows, a voltage drop occurs. Due to this voltage drop, the output voltage command value does not match the actual output voltage.
(3) Signal delay: When a drive signal for turning on / off a switching element is propagated from a control device via an optical element such as a photocoupler, there is a signal delay in the photocoupler, and when it is on and off Since the delay time is different from the above, a voltage error occurs. Further, the time for the switching element to transition from on to off and the time to transition from off to on are not symmetrical, and similarly, the output voltage command value and the actual output voltage do not match.

このような出力電圧誤差を低減するには、例えば、電圧検出回路として、温度変化によるオフセットやアンバランスを生じない高精度なアナログ回路素子(抵抗、コンデンサ、オペアンプ等)を用いることが考えられるが、これらの部品は制御装置のコストを増加させる原因となる。また、速度センサレスベクトル制御等を行う場合に、出力電圧検出値に代えて出力電圧指令値を用いれば電圧検出回路に要するコストを削減できるが、前述したように実際の出力電圧と出力電圧指令値とが一致しないので、満足な制御性能が得られないという問題があった。   In order to reduce such an output voltage error, for example, it may be possible to use a high-precision analog circuit element (resistor, capacitor, operational amplifier, etc.) that does not cause an offset or imbalance due to a temperature change as a voltage detection circuit. These parts cause the cost of the control device to increase. In addition, when performing speed sensorless vector control or the like, the cost required for the voltage detection circuit can be reduced by using the output voltage command value instead of the output voltage detection value. However, as described above, the actual output voltage and the output voltage command value are reduced. Does not match, there is a problem that satisfactory control performance cannot be obtained.

ここで、図7は、先行技術文献としての非特許文献1に記載されている三相電圧形PWMインバータの電圧検出回路であり、図8はその動作波形図である。
図7では、三相電圧形PWMインバータINVの回路構成を一部省略して出力一相分のみを示してあり、電圧検出回路の基準となる電位(グラウンド電位)は、インバータINVの直流電源300の負極側電位と同一としている。
図7において、101はスイッチング素子302の両端に接続された分圧回路、SW,SWはスイッチ(グラウンド側に接続されている状態をオフ状態とする)、102は減算回路、103は積分回路、104はゼロクロスコンパレータ、105はオンオフ検出コンパレータ、106は電圧検出制御回路、106a,107bはカウンタである。
Here, FIG. 7 is a voltage detection circuit of a three-phase voltage source PWM inverter described in Non-Patent Document 1 as a prior art document, and FIG. 8 is an operation waveform diagram thereof.
In FIG. 7, a part of the circuit configuration of the three-phase voltage type PWM inverter INV is omitted and only one phase of output is shown, and the potential (ground potential) serving as the reference of the voltage detection circuit is the DC power supply 300 of the inverter INV The negative electrode side potential is the same.
In FIG. 7, 101 is a voltage dividing circuit connected to both ends of the switching element 302, SW 0 and SW 1 are switches (a state connected to the ground side is turned off), 102 is a subtracting circuit, and 103 is an integrating circuit. Circuit 104, zero cross comparator, 105 on / off detection comparator, 106 voltage detection control circuit, 106a and 107b counters.

この従来技術の動作を、図8を参照しながら以下に説明する。
まず、図7の電圧検出回路は、PWMインバータINVの三角波キャリアの頂点を1周期Tの開始時刻(図8におけるt=0)とし、キャリア1周期におけるインバータINVの出力電圧(図7におけるインバータINVの出力端子Uとグラウンドとの間の電圧)の平均値をディジタル量として検出するものである。
その検出動作の具体的な内容は以下の通りである。
(1)動作1
電圧検出制御回路106は、図示されていない制御回路から入力されるキャリア同期信号により三角波キャリアの頂点を認識すると、スイッチSWをオンさせて分圧回路101による分圧電圧vを周期Tの間、減算回路102の+側に入力可能とする。これと同時に、分圧電圧vの立ち上がりを計測するためのカウンタ106aがクロック信号のカウントを開始する。このとき、スイッチSWはオフ状態であり、グラウンド側に接続されている。
The operation of this prior art will be described below with reference to FIG.
First, the voltage detection circuit in FIG. 7 sets the apex of the triangular wave carrier of the PWM inverter INV as the start time of one cycle T (t = 0 in FIG. 8), and the output voltage of the inverter INV in the carrier cycle (inverter INV in FIG. 7). The average value of the voltage between the output terminal U and the ground) is detected as a digital quantity.
The specific contents of the detection operation are as follows.
(1) Operation 1
Voltage detection control circuit 106 recognizes the vertices of the triangular wave carrier by carrier synchronization signal input from the control circuit (not shown), a divided voltage v i by the voltage dividing circuit 101 by turning on the switch SW 0 of the period T In the meantime, it is possible to input to the + side of the subtraction circuit 102. At the same time, the counter 106a for measuring the rise of the divided voltage v i starts counting the clock signal. At this time, the switch SW 1 is turned off, is connected to the ground side.

(2)動作2
上記カウンタ106aは、分圧電圧vが入力されているオンオフ検出コンパレータ105の出力により、分圧電圧vの立ち上がりまでの時間t(図8参照)をカウントし、動作を停止する。
(3)動作3
動作2により得られたtの2倍の時間2tが経過した後、スイッチSWをオンさせて基準電圧VREFを減算回路102の−側へ入力する。これと同時に、基準電圧VREFを入力した時間を計測するカウンタ106bがクロック信号のカウントを開始する。
なお、積分回路103には、時間tが経過した時から分圧電圧vが入力されており、時間2tが経過した後には、分圧電圧vと基準電圧VREFとの差の電圧が入力されることになるので、積分回路103の出力電圧は図8に示すような値となる。
(2) Operation 2
The counter 106a is the output of the on-off detection comparator 105 the divided voltage v i is input, counts the time t 1 (see FIG. 8) to the rising of the divided voltage v i, to stop the operation.
(3) Operation 3
After a time 2t 1 that is twice t 1 obtained by the operation 2 has elapsed, the switch SW 1 is turned on to input the reference voltage V REF to the minus side of the subtraction circuit 102. At the same time, the counter 106b that measures the time when the reference voltage VREF is input starts to count the clock signal.
Note that the accumulation circuit 103 are inputted divided voltage v i from the time of lapse of time t 1, after the elapse of time 2t 1 is the difference between the divided voltage v i and the reference voltage V REF Since a voltage is input, the output voltage of the integrating circuit 103 has a value as shown in FIG.

(4)動作4
時間(T−t)において分圧電圧vが立ち下がった後は、積分回路103への入力は−VREFのみとなり、図8に示す如く積分回路103の出力電圧は減少する。
(5)動作5
時間(2t+t)が経過して積分回路103の出力電圧が0Vになると、ゼロクロスコンパレータ104から出力されたゼロクロス検出信号が電圧検出制御回路106に入力される。電圧検出制御回路106は、スイッチSWをオフさせて減算回路102への基準電圧VREFの入力を停止すると共に、基準電圧入力時間計測用のカウンタ106bの動作を停止する。なお、スイッチSWのオフに先立ち、時間Tが経過した時点でスイッチSWはオフとなっている。
(4) Operation 4
After the divided voltage v i falls at time (T−t 1 ), the input to the integration circuit 103 is only −V REF, and the output voltage of the integration circuit 103 decreases as shown in FIG.
(5) Operation 5
When the time (2t 1 + t 2 ) elapses and the output voltage of the integration circuit 103 becomes 0V, the zero cross detection signal output from the zero cross comparator 104 is input to the voltage detection control circuit 106. Voltage detection control circuit 106, along with turns off the switch SW 1 to stop input of the reference voltage V REF to the subtracting circuit 102, it stops the operation of the reference voltage input time measuring counter 106b. Prior to the off switch SW 1, switch SW 0 at the time of the lapse of time T is off.

以上の動作により、キャリア1周期における分圧電圧vの平均値Viaveを基準電圧VREFの関数として表現することができ、上記平均値Viaveに分圧回路101の分圧比を乗じればインバータ1相分の出力電圧の平均値を検出することができる。 With the above operation, the average value V iave of the divided voltage v i in one carrier cycle can be expressed as a function of the reference voltage V REF , and the average value V iave can be multiplied by the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit 101. The average value of the output voltage for one phase of the inverter can be detected.

杉本英彦,田中伸幸,「三相電圧形PWMインバータの電圧検出回路の開発」,平成17年電気学会産業応用部門全国大会,I−415〜I−418Hidehiko Sugimoto, Nobuyuki Tanaka, “Development of Voltage Detection Circuit for Three-Phase Voltage Type PWM Inverter”, 2005 IEEJ National Conference on Industrial Applications, I-415 to I-418

非特許文献1に記載された従来技術では、前述したクロック信号の周波数を高くすることにより、出力電圧の分解能すなわち検出精度を高くすることが可能である。しかし、現実には、電圧検出回路に用いている電子部品の特性や性能の点からクロック周波数には自ずと限界があるので、電圧検出精度を高めることは困難である。このため、出力電圧検出値には依然として誤差が含まれることになり、インバータに対する所望の制御性能を得ることができないという問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、実際の出力電圧に限りなく等しい出力電圧推定値を演算可能とし、電圧検出回路に要するコストを削減すると共に、電動機等の負荷の制御性能を向上させた高性能な制御装置を提供することにある。
In the prior art described in Non-Patent Document 1, it is possible to increase the resolution of the output voltage, that is, the detection accuracy, by increasing the frequency of the clock signal described above. However, in reality, the clock frequency is naturally limited in terms of the characteristics and performance of the electronic components used in the voltage detection circuit, so it is difficult to increase the voltage detection accuracy. For this reason, the output voltage detection value still contains an error, and there is a problem that a desired control performance for the inverter cannot be obtained.
Accordingly, the problem to be solved by the present invention is that it is possible to calculate an output voltage estimated value that is equal to the actual output voltage, reducing the cost required for the voltage detection circuit, and improving the control performance of a load such as an electric motor. Is to provide a simple control device.

上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第1の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第1の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第2の出力電圧指令値を演算する手段と、第2の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第2の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第1の出力電圧指令値と前記出力電圧誤差補正値とから、前記電力変換器の出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、を備えたものである。
In order to solve the above-described problem, the invention according to claim 1 includes a current adjusting unit that calculates the first output voltage command value so as to eliminate a deviation between the output current command value of the power converter and the output current detection value; Means for calculating the second output voltage command value by correcting the first output voltage command value with the output voltage error correction value, and turning on the semiconductor switching element of the power converter using the second output voltage command value A power converter control device comprising: a drive signal generating means for turning off;
Using the difference between the reference voltage command value obtained from the second output voltage command value and the output voltage calculation value obtained from the output current detection value and the load constant set value as the output voltage error correction value. Output voltage error correction means to be obtained;
Output voltage estimating means for calculating an output voltage estimated value of the power converter from a first output voltage command value and the output voltage error correction value.

請求項2に係る発明は、電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第1の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第1の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第2の出力電圧指令値を演算する手段と、第2の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第2の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第1の出力電圧指令値と高周波成分を除いた前記出力電圧誤差補正値との和により、出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、を備えたものである。
According to a second aspect of the present invention, there is provided a current adjusting means for calculating a first output voltage command value so as to eliminate a deviation between an output current command value of the power converter and an output current detection value, and a first output voltage command value. Means for calculating the second output voltage command value by correcting the output voltage error correction value, and generating a drive signal for turning on and off the semiconductor switching element of the power converter using the second output voltage command value And a power converter control device comprising:
Using the difference between the reference voltage command value obtained from the second output voltage command value and the output voltage calculation value obtained from the output current detection value and the load constant set value as the output voltage error correction value. Output voltage error correction means to be obtained;
Output voltage estimation means for calculating an output voltage estimated value based on the sum of the first output voltage command value and the output voltage error correction value excluding high-frequency components.

請求項3に係る発明は、電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第1の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第1の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第2の出力電圧指令値を演算する手段と、第2の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第2の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第2の出力電圧指令値と高周波成分を抽出した前記出力電圧誤差補正値との差により、出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、を備えたものである。
According to a third aspect of the present invention, there is provided a current adjusting means for calculating a first output voltage command value so as to eliminate a deviation between an output current command value of the power converter and an output current detection value, and a first output voltage command value. Means for calculating the second output voltage command value by correcting the output voltage error correction value, and generating a drive signal for turning on and off the semiconductor switching element of the power converter using the second output voltage command value And a power converter control device comprising:
Using the difference between the reference voltage command value obtained from the second output voltage command value and the output voltage calculation value obtained from the output current detection value and the load constant set value as the output voltage error correction value. Output voltage error correction means to be obtained;
Output voltage estimating means for calculating an output voltage estimated value based on a difference between the second output voltage command value and the output voltage error correction value obtained by extracting a high frequency component.

請求項4〜6に係る発明は、請求項1〜3の何れか1項により演算した出力電圧推定値と出力電流検出値とを用いて、負荷である電動機の抵抗等の電動機定数、または電動機の回転速度、もしくは電動機の磁束を演算する手段を備えたものである。   The inventions according to claims 4 to 6 use the output voltage estimated value and the output current detection value calculated according to any one of claims 1 to 3, or a motor constant such as a resistance of a motor that is a load, or a motor. Means for calculating the rotational speed of the motor or the magnetic flux of the electric motor.

本発明によれば、デッドタイムやフォトカプラ等による信号遅延、スイッチング素子のオン電圧等による出力電圧誤差を考慮して実際の出力電圧に限りなく等しい出力電圧推定値を得ることができ、電力変換器の負荷である電動機等の速度やトルクを高精度に制御可能な低コストの制御装置を提供することができる。   According to the present invention, it is possible to obtain an output voltage estimated value that is equal to the actual output voltage in consideration of an output voltage error due to a dead time, a signal delay due to a photocoupler, an on-voltage of a switching element, etc. It is possible to provide a low-cost control device capable of controlling the speed and torque of an electric motor or the like that is a load of the machine with high accuracy.

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図1は、本発明の第1実施形態を示す構成図であり、この実施形態は、電動機を駆動するPWMインバータの制御装置に本発明を適用した場合のものである。
図1(a)において、d軸電流指令値i 、q軸電流指令値i とd軸電流検出値i、q軸電流検出値iとの偏差が加減算手段1d,1qによりそれぞれ演算され、これらの偏差は電流調節手段2に入力されている。電流調節手段2は前記偏差をゼロにするように調節動作し、d軸電圧指令値vd0 **及びq軸電圧指令値vq0 **を出力する。
また、電動機Mの一次抵抗値R,二次抵抗値R,漏れインダクタンスLσによる電圧降下、d,q軸上のクロスタームによる干渉項、及びq軸の逆起電力成分を加減算手段3d,4d,4qにより加減算して得たd軸,q軸補正量Δvd0 **,Δvq0 **を、加減算手段5d,5qにて前記d軸電圧指令値vd0 **,q軸電圧指令値vq0 **にそれぞれ加算することにより、第1の電圧指令値としてのd軸電圧指令値vd0 及びq軸電圧指令値vq0 を得る。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. This embodiment is a case where the present invention is applied to a control device for a PWM inverter that drives an electric motor.
In FIG. 1A, the deviation between the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * and the d-axis current detection value i d and the q-axis current detection value i q is calculated by the addition / subtraction means 1d and 1q. These are calculated, and these deviations are input to the current adjusting means 2. The current adjusting means 2 adjusts the deviation to zero and outputs a d-axis voltage command value v d0 ** and a q-axis voltage command value v q0 ** .
The primary resistance value R 1 of the motor M, the secondary resistance R 2, the leakage inductance L sigma voltage drop due, d, interference terms due to the cross-term of the q-axis, and q-axis of the counter electromotive force component addition and subtraction means 3d , 4d, 4q, and the d-axis and q-axis correction amounts Δv d0 ** , Δv q0 ** obtained by the addition / subtraction means 5d, 5q, the d-axis voltage command value v d0 ** , q-axis voltage command By adding each to the value v q0 ** , a d-axis voltage command value v d0 * and a q-axis voltage command value v q0 * are obtained as the first voltage command value.

一方、電動機Mに流れる電流は電流検出手段6により検出され、座標変換手段7によって静止座標系から回転座標系のd軸電流検出値i、q軸電流検出値iに変換される。これらのd軸電流検出値i及びq軸電流検出値iは、d軸電流指令値i ,q軸電流指令値i 、及びd軸電圧指令値v 、q軸電圧指令値v と共に出力電圧誤差補正手段8に入力され、この出力電圧誤差補正手段8により演算された出力電圧誤差補正値Δv,Δvが加減算手段9d,9qにより前記d軸電圧指令値vd0 、q軸電圧指令vq0 に加算される。これにより、出力電圧誤差を補正した第2の電圧指令値としてのd軸電圧指令値v 及びq軸電圧指令値v が演算される。 On the other hand, the current flowing through the motor M is detected by the current detection means 6 and converted by the coordinate conversion means 7 from the stationary coordinate system to the d-axis current detection value i d and the q-axis current detection value i q of the rotating coordinate system. These d-axis current detection value i d and q-axis current detection value i q are the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , the d-axis voltage command value v d * , and the q-axis voltage. The command value v q * is input to the output voltage error correction means 8, and the output voltage error correction values Δv d , Δv q calculated by the output voltage error correction means 8 are added to the d-axis voltage command value by the addition / subtraction means 9 d , 9 q. v d0 * is added to the q-axis voltage command v q0 * . Thereby, the d-axis voltage command value v d * and the q-axis voltage command value v q * are calculated as the second voltage command value with the output voltage error corrected.

これらのd軸電圧指令値v 、q軸電圧指令値v は座標変換手段10により回転座標系から静止座標系の電圧指令値に変換され、PWMインバータINVに供給される。PWMインバータINVでは、上記電圧指令値に基づいて半導体スイッチング素子をオン、オフさせることにより、デッドタイムやフォトカプラ等による信号遅延、スイッチング素子のオン電圧等による誤差電圧が補償された交流電圧を生成して電動機Mに供給する。 The d-axis voltage command value v d * and the q-axis voltage command value v q * are converted from the rotating coordinate system to the voltage command value of the stationary coordinate system by the coordinate conversion means 10 and supplied to the PWM inverter INV. In the PWM inverter INV, the semiconductor switching element is turned on and off based on the voltage command value, thereby generating an AC voltage that compensates for a dead time, a signal delay due to a photocoupler, an error voltage due to the ON voltage of the switching element, etc. And supplied to the motor M.

上記構成において、出力電圧誤差補正手段8は、後述するように出力電圧演算値v^,v^と基準電圧指令値vdn ,vqn とを求め、これらの差を出力電圧誤差推定値vdrip^,vqrip^として求めると共に、これらの出力電圧誤差推定値vdrip^,vqrip^に基づいて求めた出力電圧誤差補正値Δv,Δvを用いてd軸電圧指令値vd0 、q軸電圧指令値vq0 を補正することにより、出力電圧誤差に起因する電圧歪みを低減させて電動機Mのトルクリプルや回転むらを改善するために設けられている。
なお、本実施形態では、図1(b)に示すように、d軸電圧指令値vd0 、q軸電圧指令値vq0 及び出力電圧誤差補正値Δv,Δvを用いて出力電圧推定手段20が出力電圧推定値vdest,vqestを演算するものであるが、この出力電圧推定手段20の構成及び作用については後述する。
In the above configuration, the output voltage error correction means 8 obtains the output voltage calculation values v d ^, v q ^ and the reference voltage command values v dn * , v qn * as will be described later, and uses these differences as output voltage error. D-axis voltage command values using the output voltage error correction values Δv d and Δv q obtained based on the estimated output voltage error values v drip ^, v qrip ^, as well as the estimated values v drip ^, v qrip ^ By correcting v d0 * and q-axis voltage command value v q0 * , the voltage distortion caused by the output voltage error is reduced, and torque ripple and rotation unevenness of the motor M are improved.
In this embodiment, as shown in FIG. 1B, the output voltage is calculated using the d-axis voltage command value v d0 * , the q-axis voltage command value v q0 *, and the output voltage error correction values Δv d and Δv q. The estimation unit 20 calculates the output voltage estimation values v dest and v qest , and the configuration and operation of the output voltage estimation unit 20 will be described later.

次に、図2は図1(a)における出力電圧誤差補正手段8の構成図である。
この出力電圧誤差補正手段8では、回転座標上のd軸電流検出値i、q軸電流検出値iから出力電圧演算値v^,v^を数式1により求める。
Next, FIG. 2 is a block diagram of the output voltage error correction means 8 in FIG.
In this output voltage error correction means 8, the output voltage calculation values v d v and v qり are obtained by Equation 1 from the d-axis current detection value i d and the q-axis current detection value i q on the rotation coordinates.

ここで、数式2に示すように、図2の出力電圧誤差補正手段8により求めた出力電圧誤差補正値Δv,Δvを用いて第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 を補正することにより、第2の出力電圧指令値v ,v を得ることができる。 Here, as shown in Equation 2, the first output voltage command values v d0 * and v q0 * are obtained using the output voltage error correction values Δv d and Δv q obtained by the output voltage error correction means 8 of FIG. By correcting, the second output voltage command values v d * and v q * can be obtained.

図2に示す如く、第2の出力電圧指令値v ,v からd,q軸に干渉するリアクタンス電圧降下成分(干渉項)とq軸の逆起電力成分を加減算手段8a,8b,8dによりキャンセルした基準電圧指令値vdn ,vqn を、数式3のように求める。 As shown in FIG. 2, the reactance voltage drop component (interference term) that interferes with the d and q axes from the second output voltage command values v d * and v q * and the counter electromotive force component of the q axis are added / subtracted means 8a and 8b. , 8d, the reference voltage command values v dn * , v qn * are obtained as shown in Equation 3.

数式3のd軸基準電圧指令値vdn における右辺第二項とq軸基準電圧指令値vqn における右辺第二項がリアクタンス電圧降下成分であり、q軸基準電圧指令値vqn における右辺第三項が逆起電力成分である。
なお、数式3から明らかなように、周波数が低い領域ではω(電気角周波数)及びω(機械角周波数)が小さいためリアクタンス電圧降下成分と逆起電力成分とが微小になるので、基準電圧指令値vdn ,vqn を第2の出力電圧指令値v ,v として(すなわち、vdn =v ,vqn =v として)演算してもよい。
The second term on the right side of the d-axis reference voltage command value v dn * in Equation 3 and the second term on the right side of the q-axis reference voltage command value v qn * are reactance voltage drop components, and the q-axis reference voltage command value v qn * The third term on the right side is the back electromotive force component.
As is clear from Equation 3, since ω 1 (electrical angular frequency) and ω m (mechanical angular frequency) are small in the low frequency region, the reactance voltage drop component and the back electromotive force component are very small. Even if the voltage command values v dn * and v qn * are calculated as the second output voltage command values v d * and v q * (that is, as v dn * = v d * and v qn * = v q * ) Good.

次に、図2の加減算手段8c,8eを用いて、数式3及び数式1から、出力電圧誤差推定値vdrip^,vqrip^を数式4のように求める。 Then, using the addition and subtraction means 8c, 8e of Figure 2, from Equations 3 and 1, obtaining the output voltage error estimate v drip ^, the v qrip ^ as Equation 4.

更に、出力電圧誤差推定値vdrip^,vqrip^を時定数τのローパスフィルタ8f,8gに通すことにより、数式5のように出力電圧誤差補正値Δv,Δvを求める。 Further, the output voltage error correction values Δv d and Δv q are obtained as shown in Expression 5 by passing the estimated output voltage error values v drip ^ and v qrip ^ through the low-pass filters 8 f and 8 g having the time constant τ.

数式5により演算された出力電圧誤差補正値Δv,Δvを用いて、数式2により第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 を更新(補正)する。
なお、本実施形態をソフトウェアによって構成する場合には、演算周期毎に数式5を演算して出力電圧誤差補正値Δv,Δvを求め、1演算周期後に第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 を数式2により補正する構成となる。
The first output voltage command values v d0 * and v q0 * are updated (corrected) according to Equation 2 using the output voltage error correction values Δv d and Δv q calculated according to Equation 5.
When the present embodiment is configured by software, Formula 5 is calculated for each calculation cycle to obtain output voltage error correction values Δv d and Δv q , and the first output voltage command value v d0 is calculated after one calculation cycle. * , V q0 * is corrected by Equation 2.

前述した出力電圧誤差補正手段8は、インバータINVのデッドタイムやスイッチング素子のオン電圧、フォトカプラの信号遅延等に起因する出力電圧誤差推定値vdrip^,vqrip^を求め、更に出力電圧誤差補正値Δv,Δvを求めて第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 を補正するように作用する。
従って、この出力電圧誤差補正手段8が有効である場合には、発生する出力電圧誤差と出力電圧誤差補正値Δv,Δvが一致するので、実際の出力電圧は第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 に一致し、この出力電圧指令値vd0 ,vq0 を出力電圧推定値としてインバータINVの制御に利用することができる。
Output voltage error correction unit 8 described above, the ON voltage of the dead time and the switching elements of the inverter INV, the output voltage error estimate due to the signal delay or the like of the photocoupler v drip ^, obtains the v qrip ^, and the output voltage error The correction values Δv d and Δv q are obtained and the first output voltage command values v d0 * and v q0 * are corrected.
Accordingly, when the output voltage error correction means 8 is effective, the generated output voltage error and the output voltage error correction values Δv d and Δv q coincide with each other, so that the actual output voltage is the first output voltage command value. v d0 *, v q0 * to match, the output voltage command value v d0 *, v q0 * can be used for control of the inverter INV as the output voltage estimate.

しかしながら、実際には、制御遅れや出力電圧誤差補正手段8に用いる電動機定数の設定値に誤差などが存在するので、これらも含めて出力電圧誤差補正手段8が出力電圧誤差補正値Δv,Δvを演算することになる。
このため、電圧指令値に基づいてインバータINVが実際に電圧を出力する間に発生する電圧誤差であるか、あるいは、電動機定数の設定値誤差等により実際の電圧に現れる電圧誤差であるかを分離することが困難であり、第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 を出力電圧推定値とすることができない(実際の出力電圧は第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 に一致しない)。
However, in practice, there are errors in the set values of the motor constants used for the control delay and the output voltage error correction means 8, and the output voltage error correction means 8 including these also includes the output voltage error correction values Δv d and Δv. q is calculated.
For this reason, it is separated whether it is a voltage error that occurs while the inverter INV actually outputs a voltage based on the voltage command value or a voltage error that appears in the actual voltage due to a set value error of the motor constant, etc. The first output voltage command values v d0 * and v q0 * cannot be used as the estimated output voltage (the actual output voltage is the first output voltage command value v d0 * , v q0 Does not match * ).

そこで、本実施形態では、出力電圧誤差補正値Δv,Δvのうち、電動機定数の設定値等に起因する定常的な誤差分のみをローパスフィルタにより抽出し、数式6のように出力電圧推定値vdest,vqestを求める。
図3は、数式6を演算するための出力電圧推定手段20の構成図であり、20a,20cはローパスフィルタ、20b,20dは加減算手段である。
Therefore, in the present embodiment, only the stationary error due to the set value of the motor constant or the like is extracted from the output voltage error correction values Δv d and Δv q by the low-pass filter, and the output voltage estimation is performed as in Expression 6. The values v dest and v qest are obtained.
FIG. 3 is a block diagram of the output voltage estimating means 20 for calculating Formula 6, wherein 20a and 20c are low-pass filters, and 20b and 20d are addition / subtraction means.

ここで、ローパスフィルタ20a,20cの時定数τは、図2の出力電圧誤差補正手段8に用いたローパスフィルタ8f,8gの時定数τよりも大きい値とする。その理由は、デッドタイムやオン電圧等による誤差はd,q座標軸では出力周波数に起因する交流成分となるが、電動機定数の設定値誤差等は定常誤差となり直流成分とみなすことができる。従って、出力電圧誤差補正値Δv,Δvを、直流成分を抽出するために大きい時定数τのローパスフィルタ20a,20cに通すことにより、実際の出力電圧に現れる成分と現れない成分とを分離することができ、複数の誤差要因があっても実際の出力電圧値に近い出力電圧推定値vdest,vqestを得ることができる。 Here, the time constant τ s of the low-pass filters 20a and 20c is set to a value larger than the time constant τ of the low-pass filters 8f and 8g used in the output voltage error correction means 8 of FIG. The reason for this is that errors due to dead time, on-voltage, etc. become AC components due to the output frequency on the d and q coordinate axes, but set values errors of motor constants etc. become stationary errors and can be regarded as DC components. Accordingly, the output voltage error correction values Δv d and Δv q are passed through the low-pass filters 20a and 20c having a large time constant τ s to extract the direct current component, whereby the components that appear in the actual output voltage and the components that do not appear in the actual output voltage. The output voltage estimated values v dest and v qest that are close to the actual output voltage value can be obtained even if there are a plurality of error factors.

図5は、本実施形態の効果を示すシミュレーション結果の波形図である。
このシミュレーションでは、デッドタイム誤差を5μs、キャリア周期を100μs、出力電圧誤差補正手段8に用いる電動機定数を真値の0.5倍としてベクトル制御を行い、実際のU相出力電圧、本実施形態によるU相出力電圧推定値、電流調節手段2の出力(第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 )、U相出力電圧指令値(第2の出力電圧指令値v ,v )の4つを比較した。
FIG. 5 is a waveform diagram of a simulation result showing the effect of the present embodiment.
In this simulation, vector control is performed by setting the dead time error to 5 μs, the carrier period to 100 μs, and the motor constant used for the output voltage error correction means 8 to be 0.5 times the true value, and the actual U-phase output voltage, according to the present embodiment. U-phase output voltage estimated value, current regulator 2 output (first output voltage command value v d0 * , v q0 * ), U-phase output voltage command value (second output voltage command value v d * , v q * ) 4) were compared.

図5より、本実施形態による出力電圧推定値の波形は実際の出力電圧にほぼ等しく、インバータINVの出力電圧が高精度に推定されていることが分かる。一方、U相出力電圧指令値(第2の出力電圧指令値v ,v )を用いると、デッドタイム誤差を出力電圧誤差補正手段8が補正しようとするため、実際の出力電圧と異なった波形となり、電流調節手段2の出力(第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 )を用いると、電動機定数の設定値誤差分が含まれておらず、実際の出力電圧よりも振幅が小さくなって誤差が現れることが分かる。
以上から、本実施形態によれば、実際の出力電圧値に限りなく等しい出力電圧推定値を得ることができる。このため、従来のように電圧検出回路を用いる場合に比べて、高精度な出力電圧推定値を速度センサレスベクトル制御などに用いることが可能になる。
As can be seen from FIG. 5, the waveform of the estimated output voltage according to the present embodiment is substantially equal to the actual output voltage, and the output voltage of the inverter INV is estimated with high accuracy. On the other hand, if the U-phase output voltage command value (second output voltage command value v d * , v q * ) is used, the output voltage error correction means 8 tries to correct the dead time error. When the output of the current adjusting means 2 (first output voltage command values v d0 * , v q0 * ) is used, the set value error of the motor constant is not included and the actual output voltage is used. As can be seen from FIG.
From the above, according to the present embodiment, it is possible to obtain an estimated output voltage value that is not limited to the actual output voltage value. For this reason, it is possible to use a highly accurate output voltage estimated value for speed sensorless vector control or the like, compared to the case where a voltage detection circuit is used as in the prior art.

次に、図4は、出力電圧推定手段20の他の構成例を示している。図4において、20e,20gはハイパスフィルタ、20f,20hは加減算手段であり、この例では、出力電圧推定値vdest,vqestを数式7により演算する。 Next, FIG. 4 shows another configuration example of the output voltage estimation means 20. In FIG. 4, 20 e and 20 g are high-pass filters, and 20 f and 20 h are addition / subtraction means. In this example, the output voltage estimated values v dest and v qest are calculated by Equation 7.

図3の例では、ローパスフィルタ20a,20cを用いて出力電圧誤差補正値Δv,Δvの定常成分を抽出し、これらを第1の出力電圧指令値vd0 ,vq0 に加算して出力電圧推定値vdest,vqestを演算した。しかし、図4及び数式7に示すように、ハイパスフィルタ20e,20gを用いて出力電圧誤差補正値Δv,Δvの交流成分を抽出し、これらを第2の出力電圧指令値v ,v から減算すれば、同様に出力電圧推定値vdest,vqestを演算することができる。 In the example of FIG. 3, the low-pass filters 20a and 20c are used to extract the steady components of the output voltage error correction values Δv d and Δv q , and these are added to the first output voltage command values v d0 * and v q0 *. The output voltage estimated values v dest and v qest were calculated. However, as shown in FIG. 4 and Expression 7, the AC components of the output voltage error correction values Δv d and Δv q are extracted using the high-pass filters 20 e and 20 g, and these are extracted as the second output voltage command values v d * , By subtracting from v q * , the output voltage estimated values v dest and v qest can be calculated in the same manner.

次いで、図6は、本発明の第2実施形態の主要部を示す構成図である。
この実施形態では、前記出力電圧推定手段20により得た出力電圧推定値を用いて、電動機の回転速度、電動機磁束及び抵抗値を推定する速度・磁束・抵抗推定手段30を備えている。
いわゆる速度センサレスベクトル制御において、電動機の回転速度、電動機磁束及び抵抗値の演算方法は種々知られているが、一例として、久保田寿夫ほか3名による「適応二次磁束オブザーバを用いた誘導電動機の速度センサレス直接形ベクトル制御」(電気学会論文誌D,111巻11号,第954−960頁,1991年)に記載された演算方法がある。
以下、その内容を略述する。
Next, FIG. 6 is a configuration diagram showing the main part of the second embodiment of the present invention.
In this embodiment, a speed / magnetic flux / resistance estimating means 30 for estimating the rotation speed of the motor, the motor magnetic flux and the resistance value using the output voltage estimated value obtained by the output voltage estimating means 20 is provided.
In so-called speed sensorless vector control, various methods for calculating the motor rotation speed, motor magnetic flux, and resistance value are known. As an example, Toshio Kubota et al. “The speed of an induction motor using an adaptive secondary magnetic flux observer”. There is an operation method described in “Sensorless Direct Vector Control” (The Institute of Electrical Engineers of Japan D, Vol. 111, No. 11, pp. 954-960, 1991).
The contents will be outlined below.

状態変数xを、インバータの出力電流i及び電動機磁束φとして、電動機の電圧方程式から状態方程式に書き表すと、数式8となる。 The state variables x, the output current i s and the motor magnetic flux phi r of the inverter, when put out to the state equation from the voltage equation of the motor, the equation (8).

なお、数式8以下の数式において、記号^は推定値を表し、ドット(・)は微分を表す行列、A11,A12,A21,A22,Bは電動機の抵抗やインダクタンス等の定数を表す行列である。また、vはインバータの出力電圧であり、本発明における出力電圧推定値に対応する。
数式8の状態方程式は、インバータの出力電圧からインバータの出力電流及び電動機磁束が演算できることを示しており、この状態方程式から出力電流推定値及び電動機磁束推定値を演算する。
In Equation 8 and below, the symbol ^ represents an estimated value, the dot (·) represents a matrix representing differentiation, and A 11 , A 12 , A 21 , A 22 , and B represent constants such as resistance and inductance of the motor. It is a matrix that represents. Further, v s is the output voltage of the inverter and corresponds to the output voltage estimated value in the present invention.
The state equation of Formula 8 indicates that the output current of the inverter and the motor magnetic flux can be calculated from the output voltage of the inverter, and the output current estimated value and the motor magnetic flux estimated value are calculated from this state equation.

また、電動機速度推定値ω^は、数式8により演算した電動機磁束推定値と、出力電流検出値と数式8による出力電流推定値との差から、数式9のように演算する。 Further, the motor speed estimated value ω r ^ is calculated as shown in Expression 9 from the difference between the motor magnetic flux estimated value calculated according to Expression 8 and the output current detection value and the output current estimated value according to Expression 8.

ただし、K,Kは制御ゲイン、eid,eiqはそれぞれd軸電流の検出値と推定値との差、q軸電流の検出値と推定値との差、φdr^,φqr^は電動機磁束推定値のd軸成分、q軸成分を表している。
数式9により演算した電動機速度推定値を速度指令値と共に用いて速度調節を行う制御系を構成すれば、速度検出手段(速度検出値)を有しなくても電動機の所望の速度制御やトルク制御を行うことができる。
更に、電動機の一次抵抗推定値R^、二次抵抗推定値R^は、数式10のように演算する。
Where K P and K I are control gains, e id and e iq are the difference between the detected value of the d-axis current and the estimated value, the difference between the detected value of the q-axis current and the estimated value, φ dr ^, φ qr ^ Represents the d-axis component and the q-axis component of the estimated motor magnetic flux value.
If a control system that adjusts the speed by using the estimated motor speed value calculated by Equation 9 together with the speed command value is configured, the desired speed control and torque control of the motor can be achieved without the speed detection means (speed detection value). It can be performed.
Furthermore, the primary resistance estimated value R s ^ and the secondary resistance estimated value R r ^ are calculated as shown in Equation 10.

ただし、λはゲイン、Rsrnは一次抵抗と二次抵抗のノミナル値の比、ids^,iqs^はインバータの出力電流のd軸成分、q軸成分を表している。
数式10により演算した一次抵抗及び二次抵抗の推定値を用いて数式8の状態方程式におけるパラメータを補正したり、出力電圧誤差補正手段8の電動機定数を補正したりすれば、制御精度の一層の向上が期待でき、インバータINVの制御性能を改善することができる。
However, λ 1 represents the gain, R srn represents the ratio of the nominal values of the primary resistance and the secondary resistance, and i ds ^ and i qs ^ represent the d-axis component and the q-axis component of the output current of the inverter.
If the estimated values of the primary resistance and the secondary resistance calculated by Expression 10 are used to correct the parameters in the state equation of Expression 8 or the motor constant of the output voltage error correction means 8 is corrected, the control accuracy can be further improved. Improvement can be expected, and the control performance of the inverter INV can be improved.

以上のように、速度・磁束・抵抗推定手段30において数式8〜数式10を用いることにより、本発明の特徴である高精度な出力電圧推定値を利用して電動機速度や電動機定数を演算可能であるから、高精度な電圧検出回路を必要とする従来技術に比べて、制御装置を低コストに提供することができる。
なお、上述した電動機磁束や電動機速度、電動機定数の演算方法はあくまで一例であり、これらの演算方法は本発明において特に限定されるものではない。すなわち、本発明は、様々な演算方法を用いて電動機磁束や電動機速度等を演算する場合にも適用可能であり、高精度かつ高価な電圧検出回路を用いる場合と同様の特性を得ることができる。
As described above, by using Equation 8 to Equation 10 in the speed / magnetic flux / resistance estimation means 30, the motor speed and the motor constant can be calculated using the high-accuracy output voltage estimation value, which is a feature of the present invention. As a result, the control device can be provided at a lower cost compared to the prior art that requires a highly accurate voltage detection circuit.
The above-described calculation methods for the motor magnetic flux, the motor speed, and the motor constant are merely examples, and these calculation methods are not particularly limited in the present invention. That is, the present invention can be applied to the case where the motor magnetic flux, the motor speed, and the like are calculated using various calculation methods, and the same characteristics as in the case of using a highly accurate and expensive voltage detection circuit can be obtained. .

本発明の第1実施形態を示す構成図である。It is a block diagram which shows 1st Embodiment of this invention. 図1(a)における出力電圧誤差補正手段の構成図である。It is a block diagram of the output voltage error correction | amendment means in Fig.1 (a). 図1(b)における出力電圧推定手段の構成図である。It is a block diagram of the output voltage estimation means in FIG.1 (b). 図1(b)における出力電圧推定手段の構成図である。It is a block diagram of the output voltage estimation means in FIG.1 (b). 第1実施形態の効果を示すシミュレーション結果の波形図である。It is a wave form diagram of the simulation result which shows the effect of a 1st embodiment. 本発明の第2実施形態の主要部を示す構成図である。It is a block diagram which shows the principal part of 2nd Embodiment of this invention. 従来技術を示す構成図である。It is a block diagram which shows a prior art. 図7の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of FIG.

符号の説明Explanation of symbols

1d,1q,3d,4d,4q,5d,5q,9d,9q:加減算手段
2:電流調節手段
6:電流検出手段
7,10:座標変換手段
8:出力電圧誤差補正手段
8a〜8e:加減算手段
8f,8g:ローパスフィルタ
20:出力電圧推定手段
20a,20c:ローパスフィルタ
20e,20g:ハイパスフィルタ
20b,20d,20f,20h:加減算手段
30:速度・磁束・抵抗推定手段
INV:インバータ
M:電動機
1d, 1q, 3d, 4d, 4q, 5d, 5q, 9d, 9q: addition / subtraction means 2: current adjustment means 6: current detection means 7, 10: coordinate conversion means 8: output voltage error correction means 8a to 8e: addition / subtraction means 8f, 8g: Low-pass filter 20: Output voltage estimation means 20a, 20c: Low-pass filter 20e, 20g: High-pass filters 20b, 20d, 20f, 20h: Addition / subtraction means 30: Speed / magnetic flux / resistance estimation means INV: Inverter M: Electric motor

Claims (6)

電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第1の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第1の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第2の出力電圧指令値を演算する手段と、第2の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第2の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第1の出力電圧指令値と前記出力電圧誤差補正値とから、前記電力変換器の出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
Current adjusting means for calculating the first output voltage command value so as to eliminate the deviation between the output current command value of the power converter and the detected output current, and the first output voltage command value is corrected by the output voltage error correction value And a means for calculating a second output voltage command value and a means for generating a drive signal for turning on and off the semiconductor switching element of the power converter by using the second output voltage command value. In the control device of the converter,
Using the difference between the reference voltage command value obtained from the second output voltage command value and the output voltage calculation value obtained from the output current detection value and the load constant set value as the output voltage error correction value. Output voltage error correction means to be obtained;
Output voltage estimation means for calculating an output voltage estimated value of the power converter from a first output voltage command value and the output voltage error correction value;
An apparatus for controlling a power converter, comprising:
電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第1の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第1の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第2の出力電圧指令値を演算する手段と、第2の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第2の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第1の出力電圧指令値と高周波成分を除いた前記出力電圧誤差補正値との和により、出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
Current adjusting means for calculating the first output voltage command value so as to eliminate the deviation between the output current command value of the power converter and the detected output current, and the first output voltage command value is corrected by the output voltage error correction value And a means for calculating a second output voltage command value and a means for generating a drive signal for turning on and off the semiconductor switching element of the power converter by using the second output voltage command value. In the control device of the converter,
Using the difference between the reference voltage command value obtained from the second output voltage command value and the output voltage calculation value obtained from the output current detection value and the load constant set value as the output voltage error correction value. Output voltage error correction means to be obtained;
Output voltage estimation means for calculating an output voltage estimated value by the sum of the first output voltage command value and the output voltage error correction value excluding high frequency components;
An apparatus for controlling a power converter, comprising:
電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第1の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第1の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第2の出力電圧指令値を演算する手段と、第2の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第2の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第2の出力電圧指令値と高周波成分を抽出した前記出力電圧誤差補正値との差により、出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
Current adjusting means for calculating the first output voltage command value so as to eliminate the deviation between the output current command value of the power converter and the detected output current, and the first output voltage command value is corrected by the output voltage error correction value And a means for calculating a second output voltage command value and a means for generating a drive signal for turning on and off the semiconductor switching element of the power converter by using the second output voltage command value. In the control device of the converter,
Using the difference between the reference voltage command value obtained from the second output voltage command value and the output voltage calculation value obtained from the output current detection value and the load constant set value as the output voltage error correction value. Output voltage error correction means to be obtained;
An output voltage estimating means for calculating an output voltage estimated value based on a difference between the second output voltage command value and the output voltage error correction value obtained by extracting a high frequency component;
An apparatus for controlling a power converter, comprising:
請求項1〜3の何れか1項により演算した出力電圧推定値と出力電流検出値とを用いて、負荷である電動機の定数を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。   Control of a power converter comprising means for calculating a constant of an electric motor that is a load using the output voltage estimated value and the output current detection value calculated according to any one of claims 1 to 3. apparatus. 請求項1〜3の何れか1項により演算した出力電圧推定値と出力電流検出値とを用いて、負荷である電動機の回転速度を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。   A power converter comprising: means for calculating a rotation speed of an electric motor as a load using the output voltage estimated value and the output current detection value calculated according to any one of claims 1 to 3. Control device. 請求項1〜3の何れか1項により演算した出力電圧推定値と出力電流検出値とを用いて、負荷である電動機の磁束を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。   Control of a power converter comprising means for calculating a magnetic flux of an electric motor as a load using the output voltage estimated value and the output current detection value calculated according to any one of claims 1 to 3. apparatus.
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