JP4120868B2

JP4120868B2 - AC motor control device

Info

Publication number: JP4120868B2
Application number: JP2002262667A
Authority: JP
Inventors: 尚史野村; 博大沢; 寛明林
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2002-09-09
Filing date: 2002-09-09
Publication date: 2008-07-16
Anticipated expiration: 2022-09-09
Also published as: JP2004104898A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電圧源を入力として直流電圧を得る整流回路と、直流電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換するインバータ回路とを用いて交流電動機を制御する制御装置、特に直流電圧の整流リプルの影響によって電動機に発生する低周波の電流ビートを抑制し、電動機のトルクリプルや騒音を低減するための制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
まず、電流ビートの発生メカニズムの概要について説明する。
図４に整流回路とインバータ回路からなる電力変換方式の一般的な例を示す。これは、整流回路１の入力が３相交流電圧，整流回路１が全波整流回路，インバータ回路２の出力が３相の場合の例である。この場合、直流電圧Ｅ_dcには整流回路１の入力電圧周波数ω_sに対して6倍周波数のリプルが発生することが一般に知られている。
【０００３】
インバータ回路２は、スイッチング素子のオン，オフをゲート信号Ｓ_up〜Ｓ_wnに基づいて制御することで、直流電圧を任意の大きさ，任意の周波数の交流電圧に変換する。ゲート信号Ｓ_up〜Ｓ_wnは、各相の変調率λｕ^*，λｖ^*，λｗ^*をＰＷＭ変調器によってＰＷＭ変調して求める。この結果、インバータ回路２の出力電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wは、λｕ^*，λｖ^*，λｗ^*を使って次の〔数１〕のように表わされる。
【数１】

【０００４】
ここで、出力電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wを周波数ω^*の３相正弦波電圧に制御するために、変調率を次の〔数２〕のように制御する場合、直流電圧Ｅ_dcが一定値であれば、出力電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wを正弦波にできるが、Ｅ_dcにリプル成分がある場合はｖ_u，ｖ_v，ｖ_wに低周波のビートが発生する。なお、〔数２〕のλ_aは変調率振幅を示す。
【数２】

【０００５】
ビートの周波数ω_bは、Ｅ_dcのリプル周波数が入力電圧周波数ω_sの6倍周波数であることから、次の〔数３〕となる。
【数３】

【０００６】
上式より、周波数指令ω^*が入力電圧周波数ω_sの6倍に近くなるほど、ビートの周波数ω_bが小さくなる。このため、インバータ回路を使って交流電動機を運転する場合は、ω^*がω_sの6倍に近くなるほど、電圧ビートに対する電機子巻線のインピーダンスが小さくなって電流ビートが顕在化する。電流ビートが発生すると、電動機のトルクリプルや騒音の問題が生じる。
【０００７】
電流ビートを低減するための対策としては、直流電圧Ｅ_dcのリプルを低減することが有効である。しかし、これを実現するためには、直流回路の平滑コンデンサの容量を大きく設計したり、直流回路にリアクトルを挿入する等の方法があるが、いずれも機器が大型化するという問題がある。そこで、制御によって電流ビートを低減する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
この方法は、コンバータの出力である直流電圧Ｅ_dcがその基準値Ｅ_dcrに対しＥ_dc＞Ｅ_dcrとなった場合には、直流電圧Ｅ_dcの値に反比例させてPWM制御の変調率Ａを減少させ、Ｅ_dc＜Ｅ_dcrとなった場合には、直流電圧Ｅ_dcの値に反比例させてPWM制御の変調率Ａを増加させ、ビート現象を低減するものである。
【０００８】
【特許文献１】
特開平０１−２２７６９３号公報（第４頁、図１，図２）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記提案方法をディジタル制御装置で実現する場合、電流ビートを効果的に低減するためには、直流電圧Ｅ_dcのリプルを位相遅れがないように高速に検出し、かつ、制御遅れがないよう各種演算を高速に行なう必要があるが、これにより制御装置がコストアップするという問題が生じる。
したがって、この発明の課題は、制御装置をコストアップさせることなくビート現象を抑制することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、交流電圧源を入力として直流電圧を得る整流回路と、直流電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換するインバータ回路とを用いて交流電動機を制御する制御装置において、
交流電動機の電流と端子電圧をベクトルとしてとらえるとともに周波数指令値で回転する直交回転座標軸としてのγ−δ軸を定義し、
γ軸電圧指令値とδ軸電圧指令値を電気角指令値に基づき相の値に座標変換して第１の相電圧指令値を演算する第１の座標変換器と、
相電流検出値を前記電気角指令値に基づきγ−δ軸の値に座標変換してγ軸電流とδ軸電流を演算する第２の座標変換器と、
γ軸電流の高周波成分を抽出する第１のハイパスフィルタと、
δ軸電流の高周波成分を抽出する第２のハイパスフィルタと、
前記γ軸電流の高周波成分とδ軸電流の高周波成分とを前記電気角指令値に基づき相の値に座標変換して相電流ビートを演算する第３の座標変換器と、
前記相電流ビートを増幅して電流ビート補償電圧を演算する増幅器と、
前記第１の相電圧指令値から前記電流ビート補償電圧を引き算して第２の相電圧指令値を演算する加算器とを設け、
前記インバータ回路により交流電動機の相電圧を第２の相電圧指令値に一致させるように制御することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項２の発明では、交流電圧源を入力として直流電圧を得る整流回路と、直流電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換するインバータ回路とを用いて交流電動機を制御する制御装置において、
交流電動機の電流と端子電圧をベクトルとしてとらえるとともに周波数指令値で回転する直交回転座標軸としてのγ−δ軸を定義し、
γ軸電圧指令値とδ軸電圧指令値を電気角指令値に基づき相の値に座標変換して第１の相電圧指令値を演算する第１の座標変換器と、
相電流検出値を前記電気角指令値に基づきγ−δ軸の値に座標変換してγ軸電流とδ軸電流を演算する第２の座標変換器と、
γ軸電流の基本波成分を抽出する第１のローパスフィルタと、
δ軸電流の基本波成分を抽出する第２のローパスフィルタと、
前記γ軸電流の基本波成分とδ軸電流の基本波成分とを前記電気角指令値に基づき相の値に座標変換して相電流基本波を演算する第３の座標変換器と、
相電流検出値から前記相電流基本波を引き算して相電流ビートを演算する第１の加算器と、
前記相電流ビートを増幅して電流ビート補償電圧を演算する増幅器と、
前記第１の相電圧指令値から前記電流ビート補償電圧を引き算して第２の相電圧指令値を演算する第２の加算器とを設け、
前記インバータ回路により交流電動機の相電圧を第２の相電圧指令値に一致させるように制御することを特徴とする。
上記請求項１または２の発明においては、前記増幅器のゲインを前記周波数指令値の関数とすることができる（請求項３の発明）。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示すブロック図である。
まず、その制御原理から説明する。
相における電圧のビートと電流のビートの周波数は数３で示したように、入力電圧周波数指令ω_sとインバータ出力周波数ω^*の関数であるが、これをγ−δ軸で観測した場合のビートの周波数は６ω_sとなる。一般に、６ω_sは電動機の制御応答周波数に比べて十分高くなることから、γ−δ軸電流の高周波成分を抽出することでγ−δ軸上での電流ビートを検出でき、これらを相電流に座標変換すれば、相における電流ビートを検出できる。そして、この検出した電流ビートを相電圧指令に負帰還すれば、電流ビートを零に制御できる。この発明は、電流ビート成分のみを選択的に制御することで、電動機の制御系への干渉を小さくし、この発明を実施しても制御性能の劣化が余りないようにする。
【００１３】
図１において、ｆ／Ｖ変換器７は、周波数指令ω^*に基づきω^*にほぼ比例するδ軸電圧指令Ｖδ^*を演算する。γ軸電圧指令Ｖγ^*は零とする。ここに、γ−δ軸は周波数ω^*で回転する任意の回転座標であり、δ軸はγ軸に対して９０°進みと定義する。電気角演算器９は、ω^*を積分して電気角指令θ^*を演算する。３相電圧指令ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*は、座標変換器６１によりＶγ^*，Ｖδ^*をθ^*の値に基づいて座標変換して求める。
【００１４】
直流電圧補償器４は、ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*を直流電圧Ｅ_dcで割り算して、インバータ回路２の各相の変調率λｕ^*，λｖ^*，λｗ^*を次の〔数４〕にて求める。
【数４】

インバータ回路２は出力電圧をλｕ^*，λｖ^*，λｗ^*にしたがって制御することで、電動機の端子電圧を指令値に制御することができ、回転子の周波数をその指令値に制御することができる。
【００１５】
座標変換器６２は、相電流検出値ｉ_u，ｉ_wおよびθ^*に基づきγ−δ軸電流ｉγ，ｉδを演算する。γ軸電流ハイパスフィルタ８１とδ軸電流ハイパスフィルタ８２は、それぞれｉγ，ｉδの高周波成分を抽出することにより、γ−δ軸電流ビートｉγ_b，ｉδ_bを演算する。ｉγ_b，ｉδ_bはθ^*を用い座標変換器６３により、相電流ビートｉ_ub，ｉ_vb，ｉ_wbに座標変換される。
【００１６】
相電流ビートにそれぞれ増幅器５の比例ゲインＫ_pbを乗算してビート補償電圧ｖ_ub ^*，ｖ_vb ^*，ｖ_wb ^*を演算し、これらを座標変換器６１の出力である第１の相電圧指令ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*からそれぞれ引き算することで、第２の相電圧指令ｖ_u ^**，ｖ_v ^**，ｖ_w ^**を演算する。ｖ_u ^**，ｖ_v ^**，ｖ_w ^**と直流電圧Ｅ_dcとを用いて変調率λｕ^*，λｖ^*，λｗ^*を演算し、これに基づいてインバータ回路２を制御することで、電流ビートを発生することなく交流電動機（永久磁石式同期電動機）３を駆動制御するものである。
【００１７】
図２にこの発明の第２の実施の形態を示す。
図１とは電流ビートの検出方法を変更したものである。すなわち、座標変換器６２は、相電流検出値ｉ_u，ｉ_wおよびθ^*に基づきγ−δ軸電流ｉγ，ｉδを演算する。γ軸電流ローパスフィルタ８３とδ軸電流ローパスフィルタ８４は、それぞれｉγ，ｉδの低周波成分を抽出し、γ−δ軸電流の基本波成分ｉγ_f，ｉδ_fを演算する。ｉγ_f，ｉδ_fは、θ^*を使って座標変換器６３により３相電流基本波成分ｉ_uf，ｉ_vf，ｉ_wfに座標変換される。３相電流ビートｉ_ub，ｉ_vb，ｉ_wbは、相電流検出値ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wからｉ_uf，ｉ_vf，ｉ_wfをそれぞれ引き算することで演算する。ここで、ｖ相電流検出値ｉ_vは電流の３相合成値が零であることから、ｉ_uとｉ_wを加算した値の極性を極性反転器１０により逆にした値から演算する。以下の処理は図１の場合と同様なので、説明は省略する。
【００１８】
図３にこの発明の第３の実施の形態を示す。図２の増幅器５の代わりに比例ゲイン演算器５１を設け、これにより比例ゲインＫ_pbを得るようにしたものである。
すなわち、数３にも示したように、相電圧ビートの周波数ω_bは周波数指令ω^*の関数であり、一般に低速運転時はω_bが大きいので相電圧ビートに対する電機子巻線のインピーダンスが高く、電流ビートは問題にならない。また、低速時は電機子巻線抵抗の影響などにより電動機の制御系の安定性が高くないので、電流ビートの負帰還を停止するほうが良い。そこで、比例ゲイン演算器５１により、低速時は比例ゲインＫ_pbを零とし、周波数指令ω^*がω_b1〜ω_b2の間はＫ_pbをω^*に比例して増加させ、ω_b2以上でＫ_pbをＫ_pb0にする。以上の処理により、低速時の安定運転と電流ビートが顕在化する速度領域での電流ビートの低減を両立させることができる。
【００１９】
図３は図２の改良例であるが、図１に対しても同様に適用できるのは勿論である。また、以上では永久磁石式同期電動機（ＰＭＳＭ）を駆動制御する場合について説明したが、誘導電動機等の他の交流電動機にも適用することができる。
【００２０】
【発明の効果】
この発明によれば、電流ビート成分を抽出しこれを相電圧指令に負帰還するだけの簡単な構成としたので、特に制御装置を高価にすることなく、電動機の電流ビートを低減することができ、その結果、電動機のトルクリプルや騒音を低減し得るという利点がもたらされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示すブロック図
【図２】この発明の第２の実施の形態を示すブロック図
【図３】この発明の第３の実施の形態を示すブロック図
【図４】整流回路とインバータ回路からなる電力変換方式の一般的な例を示す回路図
【符号の説明】
１…整流回路、２…インバータ回路、３…交流電動機（永久磁石式同期電動機：ＰＭＳＭ）、４…直流電圧補償器、５…増幅器、６１，６２，６３…座標変換器、７…ｆ／Ｖ変換器、８１，８２…ハイパスフィルタ、８３，８４…ローパスフィルタ、９…電気角演算器、１０…極性反転器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device that controls an AC motor using a rectifier circuit that obtains a DC voltage with an AC voltage source as an input, and an inverter circuit that converts the DC voltage into an AC voltage having an arbitrary amplitude and frequency, in particular, the DC voltage The present invention relates to a control device for suppressing a low-frequency current beat generated in an electric motor due to the influence of a rectifying ripple and reducing torque ripple and noise of the electric motor.
[0002]
[Prior art]
First, an outline of a mechanism for generating a current beat will be described.
FIG. 4 shows a general example of a power conversion system composed of a rectifier circuit and an inverter circuit. This is an example in which the input of the rectifier circuit 1 is a three-phase AC voltage, the rectifier circuit 1 is a full-wave rectifier circuit, and the output of the inverter circuit 2 is a three-phase. In this case, it is generally known that a ripple having a frequency 6 times as large as the input voltage frequency ω _s of the rectifier circuit 1 is generated in the DC voltage E _dc .
[0003]
The inverter circuit 2 converts the DC voltage into an AC voltage having an arbitrary magnitude and an arbitrary frequency by controlling on / off of the switching element based on the gate signals S _{up to} S _wn . The gate signals S _{up to} S _wn are obtained by PWM modulating the modulation factors λu ^* , λv ^* , λw ^* of each phase with a PWM modulator. As a result, the output voltages v _u , v _v , and v _w of the inverter circuit 2 are expressed by the following [Equation 1] using λu ^* , λv ^* , and λw ^* .
[Expression 1]

[0004]
Here, in order to control the output voltage v _u , v _v , v _w to the three-phase sine wave voltage of the frequency ω ^* , when the modulation rate is controlled as in the following [Equation 2], the DC voltage E _dc is If the value is constant, the output voltages v _u , v _v and v _w can be made sinusoidal, but if E _dc has a ripple component, beats of low frequency are generated in v _u , v _v and v _w . Note that λ _a in [Equation 2] indicates the modulation factor amplitude.
[Expression 2]

[0005]
The beat frequency ω _b is expressed by the following [Equation 3] because the ripple frequency of E _dc is six times the input voltage frequency ω _s .
[Equation 3]

[0006]
From the above equation, the beat frequency ω _b decreases as the frequency command ω ^* approaches six times the input voltage frequency ω _s . For this reason, when an AC motor is operated using an inverter circuit, the impedance of the armature winding with respect to the voltage beat becomes smaller and the current beat becomes apparent as ω ^* approaches 6 times ω _s . When a current beat occurs, problems such as motor torque ripple and noise occur.
[0007]
As a measure for reducing the current beat, it is effective to reduce the ripple of the DC voltage E _dc . However, in order to achieve this, there are methods such as designing the capacity of the smoothing capacitor of the DC circuit to be large, or inserting a reactor into the DC circuit. Therefore, a method of reducing the current beat by control has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
In this method, when the DC voltage E _dc which is the output of the converter is E _dc > E _dcr with _respect to the reference value E _dcr , the PWM control modulation factor A is set in inverse proportion to the value of the DC voltage E _dc. When E _dc <E _dcr , the modulation rate A of the PWM control is increased in inverse proportion to the value of the DC voltage E _dc to reduce the beat phenomenon.
[0008]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 01-227693 (page 4, FIGS. 1 and 2)
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the proposed method is realized by a digital control device, in order to effectively reduce the current beat, the ripple of the DC voltage E _dc is detected at high speed so that there is no phase delay, and there is no control delay. It is necessary to perform various calculations at a high speed, but this causes a problem that the cost of the control device increases.
Therefore, an object of the present invention is to suppress the beat phenomenon without increasing the cost of the control device.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, the invention of claim 1 uses a rectifier circuit that obtains a DC voltage by using an AC voltage source as an input, and an inverter circuit that converts the DC voltage into an AC voltage having an arbitrary amplitude and frequency. In a control device for controlling an AC motor,
Define the γ-δ axis as an orthogonal rotation coordinate axis that takes the current and terminal voltage of the AC motor as a vector and rotates with the frequency command value,
a first coordinate converter for converting a γ-axis voltage command value and a δ-axis voltage command value into a phase value based on an electrical angle command value and calculating a first phase voltage command value;
A second coordinate converter for calculating a γ-axis current and a δ-axis current by converting the phase current detection value into a γ-δ axis value based on the electrical angle command value;
a first high-pass filter that extracts a high-frequency component of the γ-axis current;
a second high-pass filter that extracts a high-frequency component of the δ-axis current;
A third coordinate converter for calculating a phase current beat by converting the high-frequency component of the γ-axis current and the high-frequency component of the δ-axis current into a phase value based on the electrical angle command value;
An amplifier that amplifies the phase current beat to calculate a current beat compensation voltage;
An adder that calculates a second phase voltage command value by subtracting the current beat compensation voltage from the first phase voltage command value;
The inverter circuit is controlled to make the phase voltage of the AC motor coincide with the second phase voltage command value.
[0011]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a control device that controls an AC motor using a rectifier circuit that obtains a DC voltage with an AC voltage source as an input, and an inverter circuit that converts the DC voltage into an AC voltage having an arbitrary amplitude and frequency. In
Define the γ-δ axis as an orthogonal rotation coordinate axis that takes the current and terminal voltage of the AC motor as a vector and rotates with the frequency command value,
a first coordinate converter for converting a γ-axis voltage command value and a δ-axis voltage command value into a phase value based on an electrical angle command value and calculating a first phase voltage command value;
A second coordinate converter for calculating a γ-axis current and a δ-axis current by converting the phase current detection value into a γ-δ axis value based on the electrical angle command value;
a first low-pass filter for extracting a fundamental wave component of the γ-axis current;
a second low-pass filter for extracting a fundamental wave component of the δ-axis current;
A third coordinate converter for calculating a phase current fundamental wave by converting the fundamental wave component of the γ-axis current and the fundamental wave component of the δ-axis current into a phase value based on the electrical angle command value;
A first adder for calculating a phase current beat by subtracting the phase current fundamental wave from a phase current detection value;
An amplifier that amplifies the phase current beat to calculate a current beat compensation voltage;
A second adder for calculating a second phase voltage command value by subtracting the current beat compensation voltage from the first phase voltage command value;
The inverter circuit is controlled to make the phase voltage of the AC motor coincide with the second phase voltage command value.
In the invention of

claim

1 or 2, the gain of the amplifier can be a function of the frequency command value (invention of claim 3).
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
First, the control principle will be described.
The frequency of the beat of the voltage and the beat of the current in the phase is a function of the input voltage frequency command ω _s and the inverter output frequency ω ^* as shown in Equation 3, but this beat when observed on the γ-δ axis of frequency is 6ω _s. In general, since the sufficiently high compared to the control response frequency of the 6Omega _s electric motor, can detect the current beat on gamma-[delta] axis by extracting the high frequency component of the gamma-[delta] axis current, these on the phase current If the coordinates are converted, the current beat in the phase can be detected. If the detected current beat is negatively fed back to the phase voltage command, the current beat can be controlled to zero. In the present invention, by selectively controlling only the current beat component, interference with the control system of the electric motor is reduced, and even if the present invention is implemented, the control performance is not greatly deteriorated.
[0013]
In FIG. 1, the f / V converter 7 calculates a δ-axis voltage command Vδ ^* that is substantially proportional to ω ^* based on the frequency command ω ^* . The γ-axis voltage command Vγ ^* is zero. Here, the γ-δ axis is an arbitrary rotation coordinate that rotates at the frequency ω ^* , and the δ axis is defined as 90 ° advance with respect to the γ axis. The electrical angle calculator 9 calculates the electrical angle command θ ^* by integrating ω ^* . The three-phase voltage commands v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* are obtained by coordinate-transforming Vγ ^* and Vδ ^* by the coordinate converter 61 based on the value of θ ^* .
[0014]
DC voltage compensator _{^{_{^{4, v u *, v v *}}}} , v w * by dividing the DC voltage E _dc of each phase of the modulation factor of the inverter circuit ^{^{2 λu *, λv *, λw}} * the following [equation 4].
[Expression 4]

The inverter circuit 2 can control the terminal voltage of the motor to the command value by controlling the output voltage according to λu ^* , λv ^* , λw ^* , and can control the frequency of the rotor to the command value. .
[0015]
The coordinate converter 62 calculates γ-δ axis currents iγ, iδ based on the detected phase current values i _u , i _w and θ ^* . The γ-axis current high-pass filter 81 and the δ-axis current high-pass filter 82 calculate γ-δ-axis current beats iγ _b and iδ _b by extracting high-frequency components of iγ and iδ, respectively. The coordinates of iγ _b and iδ _b are converted into phase current beats i _ub , i _vb and i _wb by the coordinate converter 63 using θ ^* .
[0016]
Beat compensation voltages v _ub ^* , v _vb ^* , and v _wb ^* are calculated by multiplying the phase current beat by the proportional gain K _pb of the amplifier 5, respectively, and the first phase voltage command that is the output of the coordinate converter 61 is calculated. The second phase voltage commands v _u ^** , v _v ^** , and v _w ^** are calculated by subtracting from v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* , respectively. By calculating the modulation factors λu ^* , λv ^* , λw ^* using v _u ^** , v _v ^** , v _w ^** and the DC voltage E _dc, and controlling the inverter circuit 2 based on this, The AC motor (permanent magnet synchronous motor) 3 is driven and controlled without generating a current beat.
[0017]
FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention.
FIG. 1 is a modification of the current beat detection method. That is, the coordinate converter 62 calculates the γ-δ axis currents iγ, iδ based on the phase current detection values i _u , i _w and θ ^* . gamma-axis current lowpass filter 83 and [delta] -axis current lowpass filter 84, respectively extracts i?, a low-frequency component of i?, calculates the fundamental component i? _f, i? _f of gamma-[delta] axis current. The coordinates of _iγ _f and iδ _f are transformed into the three-phase current fundamental wave components i _uf , i _vf , and i _wf by the coordinate transformer 63 using θ ^* . The three-phase current beats i _ub , i _vb , i _wb are calculated by subtracting i _uf , i _vf , i _wf from the phase current detection values i _u , i _v , i _w , respectively. Here, the v-phase current detection value _iv is calculated from the value obtained by reversing the polarity of the value obtained by adding i _u and i _w by the polarity inverter 10 because the three-phase composite value of the current is zero. The following processing is the same as that in FIG.
[0018]
FIG. 3 shows a third embodiment of the present invention. A proportional gain calculator 51 is provided in place of the amplifier 5 in FIG. 2, thereby obtaining a proportional gain K _pb .
That is, as shown in Equation 3, the frequency ω _b of the phase voltage beat is a function of the frequency command ω ^* . Generally, ω _b is large during low-speed operation, so the impedance of the armature winding with respect to the phase voltage beat is high. The current beat doesn't matter. Also, at low speeds, the stability of the motor control system is not high due to the influence of the armature winding resistance, etc., so it is better to stop the negative feedback of the current beat. Therefore, the proportional gain computing unit 51, low speed is set to zero, the proportional gain K _pb, between the frequency command omega ^* is ω _b1 ~ω _b2 increases in proportion to K _pb in omega ^*, K in omega _b2 or _{pb is set} to K _pb0 . By the above processing, it is possible to achieve both stable operation at a low speed and reduction of the current beat in the speed region where the current beat becomes obvious.
[0019]
FIG. 3 is an improved example of FIG. 2, but of course it can be applied to FIG. Moreover, although the case where drive control of a permanent magnet type synchronous motor (PMSM) was demonstrated above, it is applicable also to other AC motors, such as an induction motor.
[0020]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the current beat component is extracted and is simply fed back negatively to the phase voltage command, the current beat of the motor can be reduced without particularly increasing the cost of the control device. As a result, there is an advantage that torque ripple and noise of the electric motor can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the invention. FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the invention. FIG. 3 is a block showing a third embodiment of the invention. [Figure 4] Circuit diagram showing a general example of a power conversion system consisting of a rectifier circuit and an inverter circuit [Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Rectifier circuit, 2 ... Inverter circuit, 3 ... AC motor (permanent magnet type synchronous motor: PMSM), 4 ... DC voltage compensator, 5 ... Amplifier, 61, 62, 63 ... Coordinate converter, 7 ... f / V Converters 81, 82... High-pass filter, 83, 84. Low-pass filter, 9 ... Electrical angle calculator, 10 ... Polarity inverter.

Claims

In a control device that controls an AC motor using a rectifier circuit that obtains a DC voltage with an AC voltage source as an input, and an inverter circuit that converts the DC voltage into an AC voltage having an arbitrary amplitude and frequency,
Define the γ-δ axis as an orthogonal rotation coordinate axis that takes the current and terminal voltage of the AC motor as a vector and rotates with the frequency command value,
a first coordinate converter for converting a γ-axis voltage command value and a δ-axis voltage command value into a phase value based on an electrical angle command value and calculating a first phase voltage command value;
A second coordinate converter for calculating a γ-axis current and a δ-axis current by converting the phase current detection value into a γ-δ axis value based on the electrical angle command value;
a first high-pass filter that extracts a high-frequency component of the γ-axis current;
a second high-pass filter that extracts a high-frequency component of the δ-axis current;
A third coordinate converter for calculating a phase current beat by converting the high-frequency component of the γ-axis current and the high-frequency component of the δ-axis current into a phase value based on the electrical angle command value;
An amplifier that amplifies the phase current beat to calculate a current beat compensation voltage;
An adder that calculates a second phase voltage command value by subtracting the current beat compensation voltage from the first phase voltage command value;
A control apparatus for an AC motor, wherein the inverter circuit controls the phase voltage of the AC motor to coincide with a second phase voltage command value.

In a control device that controls an AC motor using a rectifier circuit that obtains a DC voltage with an AC voltage source as an input, and an inverter circuit that converts the DC voltage into an AC voltage having an arbitrary amplitude and frequency,
Define the γ-δ axis as an orthogonal rotation coordinate axis that takes the current and terminal voltage of the AC motor as a vector and rotates with the frequency command value,
a first coordinate converter for converting a γ-axis voltage command value and a δ-axis voltage command value into a phase value based on an electrical angle command value and calculating a first phase voltage command value;
A second coordinate converter for calculating a γ-axis current and a δ-axis current by converting the phase current detection value into a γ-δ axis value based on the electrical angle command value;
a first low-pass filter for extracting a fundamental wave component of the γ-axis current;
a second low-pass filter for extracting a fundamental wave component of the δ-axis current;
A third coordinate converter for calculating a phase current fundamental wave by converting the fundamental wave component of the γ-axis current and the fundamental wave component of the δ-axis current into a phase value based on the electrical angle command value;
A first adder for calculating a phase current beat by subtracting the phase current fundamental wave from a phase current detection value;
An amplifier that amplifies the phase current beat to calculate a current beat compensation voltage;
A second adder for calculating a second phase voltage command value by subtracting the current beat compensation voltage from the first phase voltage command value;
A control apparatus for an AC motor, wherein the inverter circuit controls the phase voltage of the AC motor to coincide with a second phase voltage command value.

3. The AC motor control apparatus according to claim 1, wherein a gain of the amplifier is a function of the frequency command value.