JP3882728B2

JP3882728B2 - Electric motor control device

Info

Publication number: JP3882728B2
Application number: JP2002278809A
Authority: JP
Inventors: 卓明苅込
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2002-09-25
Filing date: 2002-09-25
Publication date: 2007-02-21
Anticipated expiration: 2022-09-25
Also published as: JP2004120854A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電動機の制御装置に関し、例えば三相同期電動機におけるセンサレス制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２００１−３３９９９９号公報
【特許文献２】
特開平１０−２２９６９９号公報
同期電動機（以下、モータと記載）をインバータで駆動し、速度制御系として制御するためには、回転子の磁極位置（位相）を検出する必要がある。回転子の位置をセンサレスで検出する方法としては、上記の特許文献等にも記載のように、モータに印加する駆動電流に加えて高周波電流を重畳し、この結果として得られるインダクタンスを検出することにより、磁極位置を推定する技術が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記のごとき従来の磁極位置の検出方法において、高負荷時においては、検出されるインダクタンスが駆動電流の位相によってずれてしまう、つまり駆動電流位相角の影響を受けてしまうため、正確な磁極位置を推定することが困難になるという問題があった。
【０００４】
本発明は上記のごとき問題を解決するためになされたものであり、高負荷時でもセンサレス動作が可能な電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては、電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流よりも周波数の高い高周波電流を重畳し、その重畳した駆動電流の値を高周波電流目標に一致させるように制御する高周波電圧指令を求め、その高周波電圧指令の空間ベクトルの角度によって磁極位置を算出する磁極位置算出手段を設け、また、高負荷時の対策としては、高周波電圧指令の空間ベクトルの長さを、トルク目標値に応じた電圧ベクトル長さの目標に一致させるように制御するための補正角を算出する手段を設け、高負荷時には、磁極位置算出手段で算出した磁極位置を前記補正角で補正した値を磁極位置とし、高負荷時以外では磁極位置算出手段で算出した値をそのまま磁極位置とするように構成している。
【０００６】
【発明の効果】
本発明においては、高負荷時以外では高周波電圧指令の空間ベクトルの角度から算出した磁極位置を用い、高負荷時には電圧ベクトル長さに応じた補正角で補正した値を磁極位置とすることにより、磁極位置センサ無し（いわゆるセンサレス制御）で、高負荷時でも低負荷時でも常に正確な磁極位置を用いてトルク制御を行うことが出来る。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図である。
図１において、制御手段１（詳細後述）は、電流センサ４の信号を入力し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）指令６を算出してインバータ回路２へ送る。インバータ回路２は、電源部５の直流電力をＰＷＭ指令６に応じた三相電力に変換し、その電力でモータ３を駆動する。電流センサ４はインバータ回路２からモータ３へ送られる三相電力のうちの二相（例えばＵ相とＶ相）の電流を検出する。上記電流センサ４の検出値は制御手段１へ送られ、ＰＷＭ指令６の算出に用いられる。なお、三相電流は、Ｕ＋Ｖ＋Ｗ＝０の関係があるので、何れかの二相を検出すれば演算で残りの一相の電流も求めることが出来る。
【０００８】
図２は、図１の制御手段１の詳細を示す第１の実施例のブロック図である。図２において、電流目標算出部７では、外部から与えられたトルク目標Ｔ^＊からテーブル参照により、下記（数１）式に示すように、ｄｑ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を算出する。テーブルはあらかじめ実験的に取得しておく。なお、モータ３の回転速度を入力しない理由は、停止時や低速時におけるセンサレス制御では弱め磁束制御領域に入らないので、速度によりｄｑ軸電流目標値が変らないためである。
【０００９】
【数１】

ただし、Ｔ^＊：トルク目標［Ｎ・ｍ］
ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電流目標値［Ａ］
次に、ｄｑ軸電流制御部８は、後述するｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑをｄｑ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊と一致させるように制御するためのｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ'^＊、ｖ_ｑ'^＊を出力する。この演算は、例えば下記（数２）式に示すようなＰＩ制御によって行う。
【００１０】
【数２】

ただし、ｖ_ｄ'^＊、ｖ_ｑ'^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］
ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電流目標値［Ａ］
ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐｄ、Ｋ_ｐｑ：ｄ軸／ｑ軸比例ゲイン
Ｋ_ｉｄ、Ｋ_ｉｑ：ｄ軸／ｑ軸積分ゲイン
なお、ｄｑ軸電流制御部８の次段に、必要に応じて非干渉制御部を設けてもよい。非干渉制御の例としては、下記（数３）式に示すごとき制御を行う。
【００１１】
【数３】

ただし、ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］(非干渉制御部の出力）
ｖ_ｄ'^＊、ｖ_ｑ'^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］(ｄｑ軸電流制御部８の出力)
ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸インダクタンス［Ｈ］
Φ：誘起電圧定数［Ｗｂ］
ω：角速度（電気角）［ｒａｄ／ｓ］
次に、三相変換部９では、後述する磁極位置θ（位相）を用い、下記（数４）式に示すようにｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に変換する。
【００１２】
【数４】

ただし、ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］
ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊：三相電圧指令［Ｖ］
θ：磁極位置［ｒａｄ］
上記の三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊は加算器１０によって後述する高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊と加算された後、ＰＷＭ信号に変換し、このＰＷＭ信号に従って、パワーモジュール１１（図１のインバータ回路２に相当）で直流電圧をスイッチングすることにより、モータ３に三相交流電流を与えて駆動する。電流センサ４は上記三相の駆動電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出する。ただし、何れかの二相を検出すれば演算で残りの一相の電流も求めることが出来る。
【００１３】
次に、ｄｑ軸変換部１２では、後述する磁極位置θを用いて、電流センサ４から得られる三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、下記（数５）式に示すようにｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑに変換し、前記ｄｑ軸電流制御部８へ送る。
【００１４】
【数５】

ただし、ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：三相電流［Ａ］
θ：磁極位置［ｒａｄ］
また、三相高周波電流抽出部１３では、ハイパスフィルタ等を用いて、下記（数６）式に示すように、電流センサ４より得られる三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗから高周波電流ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈを抽出する。
【００１５】
【数６】

ただし、ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：三相電流［Ａ］
ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈ：三相高周波電流［Ａ］
Ｇ(ｓ)：ハイパスフィルタ
ｓ：ラプラス演算子
次に、三相高周波電流制御部１４では、三相高周波電流ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈを高周波電流目標ｉ_ｈ ^＊と一致させるため、下記（数７）式に示すようなＰＩ制御等を行い、高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊を出力する。この高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊は、前記のように加算器１０によって前記三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に加算される。
【００１６】
【数７】

ただし、ｉ_ｈ ^＊：三相高周波電流目標［Ａ］
ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈ：三相高周波電流［Ａ］
ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊：三相高周波電圧指令［Ｖ］
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐｈ：比例ゲイン
Ｋ_ｉｈ：積分ゲイン
なお、高周波電流目標ｉ_ｈ ^＊は三相とも同じ値である。したがって駆動電流に重畳される高周波電流は、空間電流ベクトルが０となる、三相で等しい高周波電流となる。また、この振幅は、電流センサ４およびアナログの検出電流値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器の性能や、ノイズ等の問題があるため、ある程度の大きさを持つ必要があるが、あまり大きいと電力損失も大きくなるので、実験的に決定する必要がある。また、高周波電流の周波数は、この制御方式でのモータの最大回転数に対し、数倍程度とする。基本的には、振幅および位相は変化させない。
【００１７】
次に、αβ軸変換部１５では、下記（数８）式に示すように、三相高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊をαβ軸高周波電圧指令ｖ_αｈ、ｖ_βｈに変換する。
【００１８】
【数８】

ただし、ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊：三相高周波電圧指令［Ｖ］
ｖ_αｈ、ｖ_βｈ：α軸／β軸高周波電圧指令［Ｖ］
図３、図４は、これまで説明した制御ブロックで実現される電流波形を示す図である。図３は電流センサ４で検出された三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、三相高周波電流抽出部１３で抽出した高周波電流ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈと、三相高周波電流制御部１４から出力された高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊と、を示す。また、図４は高周波電流空間ベクトルの軌跡（ａ）と、高周波電圧指令空間ベクトルの軌跡（ｂ）と、高周波電圧指令空間ベクトルの長さ（ｃ）と、を示す。
図３に示すように、高周波電流ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈは三相とも等しくなり、図４（ａ）に示すようにαβ軸上（空間ベクトル上）で０となる。また、高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊は、位相は等しく、インダクタンス差により振幅の異なる波形となり、αβ軸上では、インダクタンスが小さくなる方向のベクトルとなる。
【００１９】
次に、再び図２において、磁極位置算出部１６は、αβ軸高周波電圧指令、つまり図４（ｂ）に示した高周波電圧指令空間ベクトルの角度θ’（α軸からの角度）を検出する。この角度θ’は下記（数９）式で示される。
【００２０】
【数９】

ただし、ｖ_αｈ ^＊、ｖ_βｈ ^＊：α軸／β軸高周波電圧指令［Ｖ］
θ’：±（π／２）範囲の磁極位置［ｒａｄ］
ただし、上記の角度θ’は±（π／２）［ｒａｄ］範囲でしか求まらないため、前回の演算値（磁極位置θ）との差が±（π／２）［ｒａｄ］以上の場合は、π［ｒａｄ］を加算して±π［°］範囲に拡張する。このようにして拡張した値を磁極位置θ［ｒａｄ］とする。
なお、初期値は±（π／２）［ｒａｄ］範囲とし、π［ｒａｄ］ずれているか否かを、ｄ軸強め電流（正の電流）による磁気飽和を用いたＮＳ判定（回転子の磁極ＮＳの位置判定）で確認する。このＮＳ判定は、制御開始の初期に１度だけ行う。
また、αβ軸高周波電圧指令は、周期的に０となるため、しきい値より小さい場合は、高周波電圧指令空間ベクトルの角度検出を行わず、角速度と制御周期より磁極位置を算出する。
【００２１】
これまで説明した制御ブロックによる磁極位置算出では、高負荷時には制御不能となる。この理由は、図５に示すように、高負荷時には高周波電圧指令空間ベクトルの角度が、駆動電流位相と相関を持つためである。
一方、図６に示すように、高周波電圧指令空間ベクトルの長さも、駆動電流の位相と相関を持つため、これを制御することにより、駆動電流の位相を制御できることになる。つまり、高周波電圧指令空間ベクトルの長さを制御することにより、駆動電流位相角を一定に保つことが出来る。
そのため図２の電圧ベクトル長さ検出部１７は、高周波電圧指令空間ベクトルの長さｖｈ^＊を最大値（または実効値）として求める。
そして電圧ベクトル長さ制御部１８は、トルク目標Ｔ^＊からテーブル参照によって下記（数１０）式に示すごとき電圧ベクトル長さの目標ｖｈ^＊＊を求め、その目標と電圧ベクトル長さ検出部１７で検出した電圧ベクトル長さｖｈ^＊とを一致させるため、ＰＩ制御等を行い、下記（数１１）式で示す補正角θ_ｃｒを出力する。上記のテーブルは予め実験的に取得しておく。
【００２２】
【数１０】

ただし、Ｔ^＊：トルク目標［Ｎ・ｍ］
ｖｈ^＊＊：電圧ベクトル長さの目標［Ｖ］
【００２３】
【数１１】

ただし、θ_ｃｒ：補正角［ｒａｄ］
ｖｈ^＊：電圧ベクトル長さ［Ｖ］
ｖｈ^＊＊：電圧ベクトル長さの目標［Ｖ］
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐθ、Ｋ_ｉθ：比例／積分ゲイン
また、図２のスイッチ部ＳＷ１は、トルクまたは電流を用いて、実験的に求めたしきい値に応じて高負荷時（電流またはトルクがしきい値より大）と低負荷時（電流またはトルクがしきい値以下：つまり高負荷時以外）を判別し、高負荷時にはＯＮ、低負荷時（高負荷時以外）にはＯＦＦになる。このスイッチ部ＳＷ１の出力と磁極位置算出部１６の出力とは加算器１９で加算される。したがって低負荷時には磁極位置算出部１６で算出した磁極位置θがそのまま出力され、高負荷時には磁極位置算出部１６で算出した値に補正角θ_ｃｒが加算された値が磁極位置θとして出力され、前記の三相変換部９やｄｑ軸変換部１２へ送られる。
上記のように、高負荷時以外では高周波電圧指令空間ベクトルの角度から算出した磁極位置θを用い、高負荷時には電圧ベクトル長さに応じた補正角θ_ｃｒで補正した値を磁極位置θとすることにより、磁極位置センサ無し（いわゆるセンサレス制御）で、高負荷時でも低負荷時でも常に正確な磁極位置を用いてトルク制御を行うことが出来る。
【００２４】
また、従来の突極形同期モータのセンサレス制御では、高周波の正弦波電圧／電流、パルス電圧等を駆動電圧（電流）に重畳し、インダクタンス差を検出して磁極位置を検出しているが、重畳電流はｄｑ軸上（空間ベクトル上）に存在するため、トルクリップルを発生させ、音や振動の原因となり、かつ、ｄｑ軸電流制御（駆動電流の制御）に影響を及ぼすこともある。しかし、本発明では、高周波電圧指令空間ベクトルの角度から算出した磁極位置θを用いているため、トルクリップルが全く発生しないので、音や振動を生じることがなく、かつ、ｄｑ軸電流制御に全く影響を与えない、という特徴がある。さらに、高負荷時には電圧ベクトル長さに応じた補正角θ_ｃｒで補正した値を磁極位置θとすることにより、高負荷時でも制御可能である。
【００２５】
以下、前記磁極位置算出部１６における磁極位置算出演算とＮＳ判定演算についてフローチャートを用いて説明する。
図７は、磁極位置算出演算の全体のフローチャートである。
図７において、まず、ステップ１では、α軸高周波電圧指令ｖ_αｈ ^＊の二乗とβ軸高周波電圧指令ｖ_βｈ ^＊の二乗との和の値が所定のしきい値より大きいか否かを判断する。ステップ１で“ＮＯ”の場合、つまりαβ軸高周波電圧指令が小さい場合には、αβ軸高周波電圧指令が周期的に０となる場合に相当するので、高周波電圧指令空間ベクトルの角度検出は行わず、ステップ４で、角速度×制御周期の値を前回のθに加算することにより、今回の磁極位置θを算出する。
【００２６】
ステップ１で“ＹＥＳ”の場合には、ステップ２で磁極位置θを検出し、ステップ３で磁極位置θを微分して角速度を算出する。
上記ステップ２における磁極位置θの検出は、前記磁極位置算出部１６で説明したように、前記（数９）式を用いて角度θ’を検出し、さらに前回の演算値（磁極位置θ）との差が±（π／２）［ｒａｄ］以上の場合は、π［ｒａｄ］を加算して±π［°］範囲に拡張する。このようにして拡張した値を磁極位置θ［ｒａｄ］とする。
【００２７】
図８は、図７のステップ２において角度θ’から磁極位置θを算出する演算のフローチャートである。
図８において、まずステップ５では、演算が初回か否かを判別し、初回の場合にはステップ８で、今回算出した角度θ’をそのまま磁極位置θとして出力する。
ステップ５で初回でなかった場合には、ステップ６で前回の演算における磁極位置θの値と今回の演算値θ’との差が±（π／２）以上か否かを判断する。ステップ６で“ＮＯ”の場合は、ステップ８へ行き、今回算出した角度θ’をそのまま磁極位置θとして出力する。
ステップ６で“ＹＥＳ”の場合は、ステップ７で、今回算出した角度θ’にπを加算した値を磁極位置θとして出力する。
【００２８】
次に、図９は、ＮＳ判定演算を示すフローチャートである。このフローは、前記図７、図８のフローとは異なる制御周期で、初期値の確認のために１回のみ行なわれるフローである。
図９において、まず、ステップ１１では、ｑ軸電流目標値ｉ_ｑ ^＊を０、ｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊を負の値とし、ステップ１２で、上記の状態におけるα軸高周波電圧指令ｖ_αｈ ^＊の二乗とβ軸高周波電圧指令ｖ_βｈ ^＊の二乗との和の最大値Ｖmax１を求める。
次に、ステップ１３では、ｑ軸電流目標値ｉ_ｑ ^＊を０、ｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊を正の値とする。ただし、ステップ１１とステップ１３におけるｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊の値は、正負は異なっても絶対値は等しい値とし、その値は実験的に適正値を求める。
ステップ１４では、上記の状態におけるα軸高周波電圧指令ｖ_αｈ ^＊の二乗とβ軸高周波電圧指令ｖ_βｈ ^＊の二乗との和の最大値Ｖmax２を求める。このステップはｄ軸強め電流（正の電流）を与えて磁気飽和させ、検出角度がπ［ｒａｄ］だけずれているか否かを判定するために行う。
次に、ステップ１５では、ｑ軸電流目標値ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊の値を共に０とする。そしてステップ１６では、Ｖmax２がＶmax１より大か否かを判断する。
ステップ１６で“ＮＯ”の場合は、検出角度がずれていなかった場合なので、検出角度θをそのまま出力する。“ＹＥＳ”の場合は、回転子のＮ極とＳ極が逆位置、つまりπだけずれている場合なので、ステップ１７で“θ＋π”を磁極位置θとして出力する。
【００２９】
次に、図１０は、図１の制御手段１の詳細を示す第２の実施例のブロック図である。
この実施例は、高負荷時に電圧ベクトル長さ制御のみで磁極位置を算出する方式である。図１０において、電圧ベクトル長さ制御部１８の出力は、補正角ではなく、磁極位置θそのものとなる。そしてスイッチ部ＳＷ２は、トルク（または電流）を用いて、実験的に求めたしきい値に応じて高負荷時（電流またはトルクがしきい値より大）と低負荷時（電流またはトルクがしきい値以下：つまり高負荷時以外）を判別し、高負荷時には電圧ベクトル長さ制御部１８側、低負荷時（高負荷時以外）には磁極位置算出部１６側に切り換わる。したがって図１０においては、低負荷時（高負荷時以外）には磁極位置算出部１６で算出した値がそのまま磁極位置θとして出力され、高負荷時には電圧ベクトル長さ制御部１８で算出した値がそのまま磁極位置θとして出力される。
【００３０】
なお、本発明は、従来の三相３線式（１相あたりのＩＧＢＴが２個）モータにも三相６線式（１相あたりのＩＧＢＴが４個）モータにも同様に適用することが出来、かつ、同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図。
【図２】図１における制御手段１の詳細を示す第１の実施例のブロック図。
【図３】図２の構成における三相電流、高周波電流および高周波電圧指令の各電流波形を示す図。
【図４】図２の構成における各ベクトルを示す図であり、（ａ）は高周波電流空間ベクトルの軌跡、（ｂ）高周波電圧指令空間ベクトルの軌跡、（ｃ）高周波電圧指令空間ベクトルの長さを示す図。
【図５】高負荷時における高周波電圧指令空間ベクトルの角度と駆動電流位相との相関を示す図。
【図６】高周波電圧指令空間ベクトルの長さと駆動電流の位相との相関を示す図。
【図７】磁極位置算出演算の全体のフローチャート。
【図８】図７のステップ２において角度θ’から磁極位置θを算出する演算のフローチャート。
【図９】ＮＳ判定演算を示すフローチャート。
【図１０】図１における制御手段１の詳細を示す第２の実施例のブロック図。
【符号の説明】
１…制御手段２…インバータ回路
３…モータ４…電流センサ
５…電源部６…ＰＷＭ指令
７…電流目標算出部８…ｄｑ軸電流制御部
９…三相変換部１０…加算器
１１…パワーモジュール１２…ｄｑ軸変換部
１３…三相高周波電流抽出部１４…三相高周波電流制御部
１５…αβ軸変換部１６…磁極位置算出部
１７…電圧ベクトル長さ検出部１８…電圧ベクトル長さ制御部
１９…加算器ＳＷ１…スイッチ部
ＳＷ２…スイッチ部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device, for example, a sensorless control technique in a three-phase synchronous motor.
[0002]
[Prior art]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 2001-339999 [Patent Document 2]
In order to control a synchronous motor (hereinafter referred to as a motor) with an inverter and control it as a speed control system, it is necessary to detect the magnetic pole position (phase) of the rotor. As a method of detecting the position of the rotor without a sensor, as described in the above-mentioned patent documents, a high-frequency current is superimposed in addition to the drive current applied to the motor, and the resulting inductance is detected. Thus, a technique for estimating the magnetic pole position is known.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional method for detecting the magnetic pole position as described above, the detected inductance is shifted by the phase of the drive current at high load, that is, it is affected by the drive current phase angle. There was a problem that it was difficult to estimate.
[0004]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide an electric motor control device capable of sensorless operation even at high loads.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the present invention, a high-frequency current having a frequency higher than the drive current is superimposed on the drive current for driving the electric motor, and the value of the superimposed drive current is matched with the high-frequency current target. The magnetic pole position calculation means for calculating the magnetic pole position based on the angle of the space vector of the high frequency voltage command is provided, and as a countermeasure at high load, the length of the space vector of the high frequency voltage command is provided. Is provided for calculating a correction angle for controlling to match the target of the voltage vector length according to the torque target value, and the magnetic pole position calculated by the magnetic pole position calculation means at the time of high load is the correction angle. The corrected value is used as the magnetic pole position, and the value calculated by the magnetic pole position calculation means is used as it is as the magnetic pole position except when the load is high.
[0006]
【The invention's effect】
In the present invention, by using the magnetic pole position calculated from the angle of the space vector of the high-frequency voltage command except when the load is high, and by setting the value corrected with the correction angle according to the voltage vector length when the load is high, Without a magnetic pole position sensor (so-called sensorless control), torque control can always be performed using an accurate magnetic pole position at both high and low loads.
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of an embodiment of the present invention.
In FIG. 1, the control means 1 (details will be described later) receives a signal from the current sensor 4, calculates a PWM (Pulse Width Modulation) command 6, and sends it to the inverter circuit 2. The inverter circuit 2 converts the DC power of the power supply unit 5 into three-phase power corresponding to the PWM command 6 and drives the motor 3 with the power. The current sensor 4 detects a current of two phases (for example, a U phase and a V phase) in the three-phase power sent from the inverter circuit 2 to the motor 3. The detection value of the current sensor 4 is sent to the control means 1 and used for calculation of the PWM command 6. Since the three-phase current has a relationship of U + V + W = 0, if any two phases are detected, the remaining one-phase current can be obtained by calculation.
[0008]
FIG. 2 is a block diagram of the first embodiment showing details of the control means 1 of FIG. In FIG. 2, the current target calculation unit 7 calculates dq-axis current target values i _d ^* and i _q ^* as shown in the following (Equation 1) by referring to the table from the torque target T ^* given from the outside. To do. The table is acquired experimentally beforehand. The reason for not inputting the rotation speed of the motor 3 is that the dq axis current target value does not change depending on the speed because the sensorless control at the time of stop or low speed does not enter the weak flux control region.
[0009]
[Expression 1]

However, T ^* : Torque target [N · m]
i _d ^* , i _q ^* : d-axis / q-axis current target value [A]
Next, the dq-axis current control unit 8 controls a dq-axis voltage command v _d ′ for controlling dq-axis currents i _d and i _q, which will be described later, to coincide with the dq-axis current target values i _d ^* and i _q ^*. ^* , V _q ' ^* is output. This calculation is performed by PI control as shown in the following (Equation 2), for example.
[0010]
[Expression 2]

However, v _d ' ^* , v _q ' ^* : d-axis / q-axis voltage command [V]
i _d ^* , i _q ^* : d-axis / q-axis current target value [A]
i _d , i _q : d-axis / q-axis current [A]
s: Laplace operator K _pd , K _pq : d-axis / q-axis proportional gain K _id , K _iq : d-axis / q-axis integral gain Note that, if necessary, non-interfering with the next stage of the dq-axis current control unit 8 A control unit may be provided. As an example of non-interference control, control as shown in the following equation (3) is performed.
[0011]
[Equation 3]

However, v _d ^* , v _q ^* : d-axis / q-axis voltage command [V] (output of non-interference control unit)
v _d ' ^* , v _q ' ^* : d-axis / q-axis voltage command [V] (output of dq-axis current control unit 8)
i _d , i _q : d-axis / q-axis current [A]
L _d , L _q : d axis / q axis inductance [H]
Φ: induced voltage constant [Wb]
ω: angular velocity (electrical angle) [rad / s]
Next, the three-phase converter 9 uses a magnetic pole position θ (phase), which will be described later, and converts the dq-axis voltage commands v _d ^* and v _q ^* into the three-phase voltage commands v _u ^* as shown in the following equation (4) ^. , V _v ^* , v _w ^* .
[0012]
[Expression 4]

However, v _d ^* , v _q ^* : d-axis / q-axis voltage command [V]
v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* : three-phase voltage command [V]
θ: Magnetic pole position [rad]
The above three-phase voltage commands v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* are added to high-frequency voltage commands v _uh ^* , v _vh ^* , v _wh ^*, which will be described later, by the adder 10, and then converted into PWM signals. In accordance with this PWM signal, the DC voltage is switched by the power module 11 (corresponding to the inverter circuit 2 in FIG. 1), so that the motor 3 is driven by applying a three-phase AC current. The current sensor 4 detects the three-phase drive currents i _u , i _v and i _w . However, if any two phases are detected, the remaining one-phase current can be obtained by calculation.
[0013]
Next, in the dq axis conversion unit 12, three-phase currents i _u , i _v , i _w obtained from the current sensor 4 are converted into dq axes as shown in the following (Equation 5) using a magnetic pole position θ described later. The currents are converted into currents i _d and i _q and sent to the dq axis current control unit 8.
[0014]
[Equation 5]

However, i _d , i _q : d-axis / q-axis current [A]
i _u , i _v , i _w : three-phase current [A]
θ: Magnetic pole position [rad]
The three-phase high-frequency current extraction unit 13 uses a high-pass filter or the like to generate a high-frequency current i from the three-phase currents i _u , i _v , and i _w obtained from the current sensor 4 as shown in the following formula (6). Extract _uh , i _vh and i _wh .
[0015]
[Formula 6]

However, i _u , i _v , i _w : three-phase current [A]
i _uh , i _vh , i _wh : three-phase high-frequency current [A]
G (s): High-pass filter s: Laplace operator Next, in the three-phase high-frequency current control unit 14, in order to match the three-phase high-frequency currents i _uh , i _vh , i _wh with the high-frequency current target i _h ^* , the following ( PI control or the like as shown in Formula 7) is performed, and high-frequency voltage commands v _uh ^* , v _vh ^* , v _wh ^* are output. The high-frequency voltage commands v _uh ^* , v _vh ^* , and v _wh ^* are added to the three-phase voltage commands v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* by the adder 10 as described above.
[0016]
[Expression 7]

However, i _h ^* : three-phase high-frequency current target [A]
i _uh , i _vh , i _wh : three-phase high-frequency current [A]
_vuh ^* , _vvh ^* , _vwh ^* : three-phase high-frequency voltage command [V]
s: Laplace operator K _ph : proportional gain K _ih : integral gain Note that the high-frequency current target i _h ^* is the same value for all three phases. Therefore, the high-frequency current superimposed on the drive current is a three-phase equal high-frequency current with a spatial current vector of zero. Further, this amplitude needs to have a certain amount of magnitude because of problems such as the performance of the current sensor 4 and the A / D converter that converts the analog detected current value into a digital signal, and noise. If it is larger, the power loss becomes larger, so it must be determined experimentally. In addition, the frequency of the high-frequency current is several times the maximum number of rotations of the motor in this control method. Basically, the amplitude and phase are not changed.
[0017]
Next, the αβ axis conversion unit 15 converts the three-phase high-frequency voltage commands v _uh ^* , v _vh ^* , v _wh ^* into αβ-axis high frequency voltage commands v _αh , v _βh as shown in the following equation (8). To do.
[0018]
[Equation 8]

However, _vuh ^* , _vvh ^* , _vwh ^* : three-phase high-frequency voltage command [V]
v _αh , v _βh : α axis / β axis high frequency voltage command [V]
3 and 4 are diagrams illustrating current waveforms realized by the control blocks described so far. FIG. 3 shows three-phase currents i _u , i _v , i _w detected by the current sensor 4, high-frequency currents i _uh , i _vh , i _wh extracted by the three-phase high-frequency current extraction unit 13, and three-phase high-frequency current control. The high-frequency voltage commands v _uh ^* , v _vh ^* , and v _wh ^* output from the unit 14 are shown. FIG. 4 shows the locus (a) of the high-frequency current space vector, the locus (b) of the high-frequency voltage command space vector, and the length (c) of the high-frequency voltage command space vector.
As shown in FIG. 3, the high-frequency currents i _uh , i _vh , i _wh are equal in all three phases, and are zero on the αβ axis (on the space vector) as shown in FIG. Further, the high-frequency voltage commands v _uh ^* , v _vh ^* , and v _wh ^* have the same phase and different waveforms depending on the inductance difference, and are vectors in the direction in which the inductance decreases on the αβ axis.
[0019]
Next, in FIG. 2 again, the magnetic pole position calculation unit 16 detects the αβ-axis high-frequency voltage command, that is, the angle θ ′ (angle from the α-axis) of the high-frequency voltage command space vector shown in FIG. This angle θ ′ is expressed by the following equation (Equation 9).
[0020]
[Equation 9]

However, v _αh ^* , v _βh ^* : α-axis / β-axis high-frequency voltage command [V]
θ ′: magnetic pole position in the range of ± (π / 2) [rad]
However, since the above angle θ ′ can be obtained only in the range of ± (π / 2) [rad], the difference from the previous calculation value (magnetic pole position θ) is ± (π / 2) [rad] or more. In this case, π [rad] is added to extend the range to ± π [°]. The value expanded in this way is defined as the magnetic pole position θ [rad].
Note that the initial value is in the range of ± (π / 2) [rad], and whether or not the deviation is π [rad] is determined by NS determination using magnetic saturation by d-axis strong current (positive current) (rotor magnetic pole) NS position determination). This NS determination is performed only once at the beginning of control start.
Further, since the αβ-axis high-frequency voltage command periodically becomes 0, if it is smaller than the threshold value, the angle of the high-frequency voltage command space vector is not detected, and the magnetic pole position is calculated from the angular velocity and the control cycle.
[0021]
In the magnetic pole position calculation by the control block described so far, control becomes impossible at high load. This is because, as shown in FIG. 5, the angle of the high-frequency voltage command space vector has a correlation with the drive current phase when the load is high.
On the other hand, as shown in FIG. 6, since the length of the high-frequency voltage command space vector also has a correlation with the phase of the drive current, the phase of the drive current can be controlled by controlling this. That is, the drive current phase angle can be kept constant by controlling the length of the high-frequency voltage command space vector.
Therefore, the voltage vector length detection unit 17 in FIG. 2 obtains the length vh ^* of the high-frequency voltage command space vector as the maximum value (or effective value).
Then, the voltage vector length control unit 18 obtains a target vh ^** of the voltage vector length as shown in the following equation (10) from the torque target T ^* by referring to the table, and the target and the voltage vector length detection unit 17 In order to make the detected voltage vector length vh ^* coincide with each other, PI control or the like is performed, and a correction angle θ _{cr expressed} by the following equation (11) is output. The above table is acquired experimentally in advance.
[0022]
[Expression 10]

However, T ^* : Torque target [N · m]
vh ^** : Target of voltage vector length [V]
[0023]
[Expression 11]

However, θ _cr : Correction angle [rad]
vh ^* : Voltage vector length [V]
vh ^** : Target of voltage vector length [V]
s: Laplace operator K _pθ , K _iθ : Proportional / integral gain Further, the switch unit SW1 in FIG. 2 uses torque or current, and at high load (current or torque) according to an experimentally obtained threshold value. Is greater than the threshold value) and when the load is low (current or torque is below the threshold value, that is, other than during high load), it is ON at high load, and is OFF at low load (other than high load) . The output of the switch unit SW1 and the output of the magnetic pole position calculation unit 16 are added by an adder 19. Therefore, when the load is low, the magnetic pole position θ calculated by the magnetic pole position calculation unit 16 is output as it is, and when the load is high, a value obtained by adding the correction angle θ _cr to the value calculated by the magnetic pole position calculation unit 16 is output as the magnetic pole position θ. It is sent to the three-phase converter 9 and the dq axis converter 12.
As described above, the magnetic pole position θ calculated from the angle of the high-frequency voltage command space vector is used except when the load is high, and the value corrected with the correction angle θ _cr corresponding to the voltage vector length is set as the magnetic pole position θ when the load is high. As a result, torque control can always be performed using an accurate magnetic pole position at both high and low loads without a magnetic pole position sensor (so-called sensorless control).
[0024]
In addition, in sensorless control of a conventional salient-pole synchronous motor, a magnetic pole position is detected by superimposing a high-frequency sine wave voltage / current, pulse voltage, etc. on a drive voltage (current) and detecting an inductance difference. Since the superimposed current exists on the dq axis (on the space vector), torque ripple is generated, which causes noise and vibration, and may affect dq axis current control (control of drive current). However, in the present invention, since the magnetic pole position θ calculated from the angle of the high-frequency voltage command space vector is used, no torque ripple is generated, so no sound or vibration is generated, and no dq-axis current control is performed. It has the characteristic of not affecting. Furthermore, when the load is high, the value corrected with the correction angle θ _cr corresponding to the voltage vector length is set as the magnetic pole position θ, so that control is possible even at high load.
[0025]
Hereinafter, the magnetic pole position calculation calculation and NS determination calculation in the magnetic pole position calculation unit 16 will be described with reference to flowcharts.
FIG. 7 is an overall flowchart of the magnetic pole position calculation calculation.
In FIG. 7, first, in step 1, it is determined whether or not the sum of the square of the α-axis high-frequency voltage command v _αh ^{* and} the square of the β-axis high-frequency voltage command v _βh ^* is greater than a predetermined threshold value. . If “NO” in step 1, that is, if the αβ-axis high-frequency voltage command is small, this corresponds to a case where the αβ-axis high-frequency voltage command periodically becomes 0, so that the angle detection of the high-frequency voltage command space vector is not performed. In Step 4, the current magnetic pole position θ is calculated by adding the value of angular velocity × control cycle to the previous θ.
[0026]
If “YES” in the step 1, the magnetic pole position θ is detected in the step 2, and the magnetic pole position θ is differentiated in the step 3 to calculate the angular velocity.
As described in the magnetic pole position calculation unit 16, the detection of the magnetic pole position θ in the above step 2 detects the angle θ ′ using the equation (9), and further calculates the previous calculated value (magnetic pole position θ). Is equal to or greater than ± (π / 2) [rad], π [rad] is added to extend the range to ± π [°]. The value expanded in this way is defined as the magnetic pole position θ [rad].
[0027]
FIG. 8 is a flowchart of the calculation for calculating the magnetic pole position θ from the angle θ ′ in step 2 of FIG.
In FIG. 8, first, in step 5, it is determined whether or not the calculation is the first time. In the first case, in step 8, the angle θ ′ calculated this time is directly output as the magnetic pole position θ.
If it is not the first time in step 5, it is determined in step 6 whether or not the difference between the value of the magnetic pole position θ in the previous calculation and the current calculation value θ ′ is ± (π / 2) or more. If “NO” in the step 6, the process goes to the step 8, and the angle θ ′ calculated this time is output as it is as the magnetic pole position θ.
If “YES” in the step 6, a value obtained by adding π to the angle θ ′ calculated this time is output as the magnetic pole position θ in a step 7.
[0028]
Next, FIG. 9 is a flowchart showing NS determination calculation. This flow is a flow that is performed only once for confirmation of the initial value in a control cycle different from the flow of FIGS.
In FIG. 9, first, in step 11, the q-axis current target value i _q ^{* is set} to 0 and the d-axis current target value i _d ^{* is set} to a negative value, and in step 12, the α-axis high-frequency voltage command v _αh in the above state is _set. The maximum value Vmax1 of the sum of the square of ^{* and} the square of the β-axis high-frequency voltage command v _βh ^* is obtained.
Next, in step 13, the q-axis current target value i _q ^{* is set} to 0, and the d-axis current target value i _d ^* is set to a positive value. However, the value of the d-axis current target value i _d ^* in step 11 and step 13 is the same as the absolute value even if the sign is different, and an appropriate value is experimentally obtained.
In step 14, the maximum value Vmax2 of the sum of the square of the α-axis high-frequency voltage command v _αh ^{* and} the square of the β-axis high-frequency voltage command v _βh ^{* in} the above state is obtained. This step is performed in order to determine whether or not the detected angle is shifted by π [rad] by applying a d-axis stronger current (positive current) to cause magnetic saturation.
Next, in step 15, both the q-axis current target value i _q ^* and the d-axis current target value i _d ^* are set to 0. In step 16, it is determined whether Vmax2 is larger than Vmax1.
If “NO” in the step 16, the detected angle is not shifted, and therefore the detected angle θ is output as it is. In the case of “YES”, since the N pole and S pole of the rotor are in the opposite positions, that is, when they are shifted by π, “θ + π” is output as the magnetic pole position θ in step 17.
[0029]
Next, FIG. 10 is a block diagram of the second embodiment showing details of the control means 1 of FIG.
In this embodiment, the magnetic pole position is calculated only by voltage vector length control when the load is high. In FIG. 10, the output of the voltage vector length control unit 18 is not the correction angle but the magnetic pole position θ itself. Then, the switch unit SW2 uses torque (or current) to determine whether the load is high (current or torque is greater than the threshold) and low load (current or torque is reduced) according to the experimentally obtained threshold. The threshold value is below: that is, when the load is not high, and the voltage vector length control unit 18 side is switched when the load is high, and the magnetic pole position calculation unit 16 is switched when the load is low (except when the load is high). Therefore, in FIG. 10, the value calculated by the magnetic pole position calculation unit 16 is output as it is as the magnetic pole position θ when the load is low (except when the load is high), and the value calculated by the voltage vector length control unit 18 is high when the load is high. The magnetic pole position θ is output as it is.
[0030]
The present invention can be similarly applied to a conventional three-phase three-wire (two IGBTs per phase) motor and a three-phase six-wire (four IGBTs per phase) motor. And the same effect can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of the first embodiment showing details of the control means 1 in FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram showing current waveforms of a three-phase current, a high-frequency current, and a high-frequency voltage command in the configuration of FIG.
4 is a diagram showing vectors in the configuration of FIG. 2, where (a) is a locus of a high-frequency current space vector, (b) a locus of a high-frequency voltage command space vector, and (c) a length of the high-frequency voltage command space vector. FIG.
FIG. 5 is a diagram showing a correlation between an angle of a high-frequency voltage command space vector and a drive current phase at high load.
FIG. 6 is a diagram showing the correlation between the length of a high-frequency voltage command space vector and the phase of a drive current.
FIG. 7 is an overall flowchart of a magnetic pole position calculation calculation.
FIG. 8 is a flowchart of the calculation for calculating the magnetic pole position θ from the angle θ ′ in step 2 of FIG. 7;
FIG. 9 is a flowchart showing NS determination calculation;
10 is a block diagram of a second embodiment showing details of the control means 1 in FIG. 1. FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Control means 2 ... Inverter circuit 3 ... Motor 4 ... Current sensor 5 ... Power supply part 6 ... PWM command 7 ... Current target calculation part 8 ... dq axis current control part 9 ... Three-phase conversion part 10 ... Adder 11 ... Power module DESCRIPTION OF SYMBOLS 12 ... dq axis conversion part 13 ... Three phase high frequency current extraction part 14 ... Three phase high frequency current control part 15 ... alpha beta axis conversion part 16 ... Magnetic pole position calculation part 17 ... Voltage vector length detection part 18 ... Voltage vector length control part 19 ... Adder SW1 ... Switch part SW2 ... Switch part

Claims

An inverter circuit that is connected to a DC power source, converts the power from the DC power source into AC and outputs it, and drives the motor by the AC power, and the inverter circuit is based on the torque target value and the magnetic pole position of the motor rotor. And a control means for controlling the motor, and a motor control device that performs the above control without a sensor for detecting the magnetic pole position of the motor rotor,
Means for superimposing a high-frequency current having a frequency higher than the drive current on the drive current for driving the electric motor;
Magnetic pole position calculating means for extracting the superimposed drive current, obtaining a high frequency voltage command for controlling the value to match a high frequency current target, and calculating a magnetic pole position according to an angle of a space vector of the high frequency voltage command;
Means for calculating a correction angle for controlling the length of the space vector of the high-frequency voltage command so as to match the target of the voltage vector length according to the torque target value;
When the torque or drive current of the motor is a high load greater than or equal to a predetermined value, the magnetic pole position calculated by the magnetic pole position calculating means is corrected by the correction angle as the magnetic pole position, and when the load is not high, the magnetic pole position calculating means Means for setting the calculated value as the magnetic pole position;
An electric motor control device.

An inverter circuit that is connected to a DC power source, converts the power from the DC power source into AC and outputs it, and drives the motor by the AC power, and the inverter circuit is based on the torque target value and the magnetic pole position of the motor rotor. And a control means for controlling the motor, and a motor control device that performs the above control without a sensor for detecting the magnetic pole position of the motor rotor,
Means for superimposing a high-frequency current having a frequency higher than the drive current on the drive current for driving the electric motor;
Magnetic pole position calculating means for extracting the superimposed drive current, obtaining a high frequency voltage command for controlling the value to match a high frequency current target, and calculating a magnetic pole position according to an angle of a space vector of the high frequency voltage command;
Voltage vector length control means for calculating an angle value for controlling the length of the space vector of the high-frequency voltage command to match the target of the voltage vector length according to the torque target value;
The angle value calculated by the voltage vector length control means is used as the magnetic pole position when the torque or drive current of the motor is higher than a predetermined value, and the value calculated by the magnetic pole position calculation means is used when the load is not high. And means to
An electric motor control device.

When the motor is a three-phase motor, the same high-frequency current with a spatial current vector of 0 is superimposed on the driving current of each of the three phases as the high-frequency current superimposed on the driving current, respectively. The motor control device according to claim 2.