JP3674741B2

JP3674741B2 - Control device for permanent magnet synchronous motor

Info

Publication number: JP3674741B2
Application number: JP10431898A
Authority: JP
Inventors: 芳信佐藤; 博大沢; 尚史野村
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1998-04-15
Filing date: 1998-04-15
Publication date: 2005-07-20
Anticipated expiration: 2018-04-15
Also published as: JPH11299297A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、永久磁石同期電動機の制御装置、特に永久磁石同期電動機の弱め磁束運転制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７に永久磁石同期電動機制御装置の従来例を示す。
この回路は、コンバータ１、インバータ２、電流検出器（電流センサ）３、永久磁石同期電動機（ＰＭ）４、これにつながる磁極位置センサ５、速度センサ６、およびトルク指令を受けてインバータ２にゲートパルス信号を与える制御装置７等より構成される。
【０００３】
上記制御装置は以下のように構成される。
ここでは、回転子上の永久磁石が作り出す磁束と同期して回転する回転座標系で、磁束方向をｄ軸とし、それに直交する方向をｑ軸とするｄｑ座標を考え、永久磁石同期電動機の電流検出値Ｉ_V，Ｉ_Wをｄｑ座標電流検出値Ｉ_d，Ｉ_qに変換する３相／２相（３／２）変換器７０１、トルク指令値とコンバータの出力電圧値，速度センサの検出値ωに応じてｄ軸電流指令値，ｑ軸電流指令値を演算する電流指令演算器７０２、ｄ軸，ｑ軸電流検出値をｄ軸，ｑ軸電流指令値に追従させる電流調節器７０３、ｄｑ座標上の２相電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を大きさ｜Ｖ₁｜，ｄ軸を基準とする角度δ₁での極座標形式で表現される電圧指令ベクトルに変換する極座標変換器７０４、位置センサの検出値θと電圧指令ベクトルの角度δ₁を加える加算器７０５、電圧指令ベクトルと同じ電圧をインバータで出力するための、ゲートパルス信号を演算するＰＷＭ演算器７０６等から構成される。
【０００４】
その動作について説明する。
電流センサ３により検出される相電流検出値は、位置センサ５により検出される磁極位置信号θを用いて、３／２変換器７０１で座標変換され、ｄ軸，ｑ軸電流検出値に変換される。一方、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*は、電流指令演算器７０２においてトルク指令値，コンバータ１の出力電圧値，速度センサ６の検出値ω等を用いて演算される。このｄ軸，ｑ軸電流検出値をその指令値に追従させる電流調節器７０３により、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値が得られる。この電圧指令値は、極座標変換器７０４により電圧の大きさ｜Ｖ₁｜と角度指令値δ₁に変換される。なお、角度指令値δ₁は同期電動機の負荷角または内部相差角と呼ばれるが、上記演算にて得られるδ₁を以下では第１の負荷角指令値と呼ぶ。加算器７０５ではこの第１の負荷角指令値と磁極位置信号とが加算され、電圧の大きさ｜Ｖ₁｜と角度（δ₁＋θ）がＰＷＭ演算器７０６に入力され、ここで、その大きさと角度に対応するパルスパターンが演算される。このパルスパターンをインバータ２にゲートパルス信号として与えることで、永久磁石同期電動機４を所望の態様で駆動することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、永久磁石による誘起電圧は回転速度に比例して増加する。このため、高速時には誘起電圧がインバータなどの電力変換器が出力し得る最大電圧を超えて制御不能になることがある。また、定出力特性が要求される電気自動車などの用途では、電機子反作用磁束を利用した弱め磁束制御を行なうことが、電力変換器の容量を小さくする上で効果的であり、定出力特性が得られるだけでなく誘起電圧をインバータが出力し得る電圧以下にすることができる。なお、弱め磁束制御は具体的には、永久磁石のつくる磁束と逆方向の起磁力をつくる電流、すなわち負のｄ軸電流を流して行なっている。
【０００６】
図８に弱め磁束制御時の電圧ベクトル例を示す。同図の実線の半円はインバータの出力し得る最大電圧の軌跡、点線の半円は制御上の電圧余裕がある場合の出力電圧の軌跡を示し、Ｖ，Ｖ’は各場合の電圧ベクトル、Ｉ，Ｉ’は各場合の電流ベクトルを示す。
永久磁石同期電動機の誘起電圧がインバータの出力電圧よりも高い場合、その差の電圧を負のｄ軸電流を流し電機子反作用を利用することで補う、弱め磁束制御を行なっている。
【０００７】
しかし、図７に示す従来例では、誘起電圧の上限とインバータが出力し得る最大電圧との間には電圧余裕が必要である。なぜなら、誘起電圧が最大電圧を少しでも超えると所望のトルクが得られなくなり、最悪の場合は制御系が不安定となり制御不能となるからである。そのため、上記の電圧余裕はインバータの最大電圧の１０％程度にする場合もあるが、これにより出力可能な電圧が低下する。このことは、大形で高価なインバータが必要になったり、より大きなｄ軸電流を流すことになり、電動機が大形化し高価になるなどの問題が生じる。
【０００８】
上記の問題を解決するため、例えば特開平９−４７１００号に示すような方式が提案されている（提案方式ともいう）。この方式によれば、中・高速時のインバータ出力電圧をインバータが出力可能な最大電圧にし得るので、上記のような電圧余裕は必要なく、その分インバータや電動機を小形化できる。しかし、この方式は特定の永久磁石同期電動機にしか適用できない。以下にその理由を示す。ところで、永久磁石同期電動機のトルクτはＰ_fを極対数、ψ_mを磁束、Ｌ_d，Ｌ_qをｄ軸，ｑ軸の各インダクタンスとして、次の（１）式のように表わされる。
τ＝Ｐ_f｛ψ_mＩ_q＋（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_dＩ_q｝ …（１）
【０００９】
永久磁石同期電動機の回転子の構造は、回転子表面に磁石を取り付けた表面磁石構造と、回転子内部に磁石を取り付けた埋込磁石構造が一般的である。前者ではｄｑ直交座標系で表わしたｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスは等しいが、後者ではｄ軸インダクタンスよりもｑ軸インダクタンスの方が大きくなる突極性を有している。このため、前者の場合はトルクはｄ軸電流には無関係でｑ軸電流に比例するが、後者の場合はトルクはｄ軸電流，ｑ軸電流の双方の関数となる。すなわち、上記提案方式では前者の電動機を対象としており、後者のように突極性を有する電動機には適用すると、所望のトルクを得られないという問題がある。
したがって、この発明の課題は、永久磁石同期電動機の回転子の構造に関わらず、所望のトルクを得られるようにすることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決すべく、請求項１の発明では、回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給する電力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置と、前記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値を求める電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検出値とから電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当する第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電圧指令ベクトルに変換する変換手段と、前記電圧の大きさ指令値の上限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを演算するトルク演算手段と、トルク指令値に対してトルク演算手段にて求めたトルク演算値をフィードバックして第２の負荷角指令値を求める負荷角指令値演算手段と、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたときは、前記第１の負荷角指令値に代えて第２の負荷角指令値から電圧指令ベクトルを演算するように切り換える切換手段とを設けるようにしている。
【００１１】
請求項２の発明では、回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給する電力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置と、前記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値を求める電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検出値とから電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当する第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電圧指令ベクトルに変換する変換手段と、前記電圧の大きさ指令値の上限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを演算するトルク演算手段と、トルク指令値に対してトルク演算手段にて求めたトルク演算値をフィードバックして負荷角指令値の補正値を求める補正演算手段とを備え、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたときは、前記第１の負荷角指令値に前記補正値を加算した第２の負荷角指令値を与えて電圧指令ベクトルを演算するようにしている。
【００１２】
上記請求項１または２の発明においては、前記電力変換器として電圧形インバータを用い、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段で制限されないときは電圧形インバータにパルス幅制御をさせ、電圧制限手段で制限されるときは電圧形インバータに方形波電圧を出力させるよう電圧形インバータへのゲートパルス信号を切り換えるゲートパルス信号切換手段を設けることができる（請求項３の発明）。
請求項１ないし３のいずれかに記載の発明では、前記トルク演算手段では、永久磁石のつくる磁束方向の起磁力を生じるｄ軸電流およびこれに直交するｑ軸電流と、永久磁石同期電動機の電気定数とからトルクを演算することができ（請求項４の発明）、または、前記永久磁石同期電動機の端子電圧を検出する検出手段を付加し、前記トルク演算手段では、永久磁石同期電動機の前記端子電圧検出値，電気定数，電流，磁極位置信号および回転速度からトルクを演算することができる（請求項５の発明）。
【００１３】
上記請求項１または２の発明においては、前記トルク演算手段では、前記電圧制限手段によって制限された電圧の大きさ指令値，第２の負荷角指令値，永久磁石同期電動機の電気定数，電流および回転速度からトルクを演算することができ（請求項６の発明）、上記請求項３の発明においては、前記トルク演算手段では、前記電圧形インバータが方形波電圧を出力した場合の方形波電圧値，第２の負荷角指令値，永久磁石同期電動機の電気定数，電流および回転速度からトルクを演算することができる（請求項７の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図７に示す従来例と異なる点は、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値を或る値に制限する電圧制限手段としての電圧リミッタ７０７と、トルクを推定演算するトルク演算器７１２と、トルク指令値とトルク推定（演算）値との偏差を無くすように負荷角を調整し、第２の負荷角指令値を出力する負荷角調節器７１０と、第２の負荷角指令値の急激な変化を抑えるためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）７１１と、第１の負荷角指令値δ₁と第２の負荷角指令値δ₂とを切り換える切換器７０８と、負荷角の切り換えを判断する角度切換判断器７０９とを付加した点にある。
このような構成により、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値が電圧リミッタ値よりも大きい場合は、電圧の大きさの指令値は電圧リミッタ７０７により電圧リミッタ値に制限されるとともに、このことを角度切換判断器７０９で判断して、負荷角指令値を第１の負荷角指令値δ₁の代わりに、第２の負荷角指令値δ₂を用いてインバータ２に対する電圧指令ベクトルを演算するようにしている。
【００１５】
すなわち、図８で説明したように弱め磁束制御時には常に負のｄ軸電流を流す必要があるが、インバータの出力し得る電圧を高くすることで、誘起電圧とインバータ出力電圧との差を小さくし、その分、ｄ軸電流を減少させるものである。このため、図８に示すように、制御上の電圧余裕がある場合の電流ベクトルＩ’のｄ軸電流成分Ｉ_d’よりも、電流ベクトルＩのｄ軸電流成分Ｉ_dの方が小さくなっている。
また、弱め磁束制御を行ない、出力電圧Ｖが一定の場合でのトルクと負荷角との関係は、例えば図２に示すように、負荷角が０度から９０度の範囲では、トルクは負荷角に応じて単調増加であるため、トルク指令値に対するトルク演算値の偏差を無くすように負荷角を調節する構成とすることにより、出力電圧一定の条件下でトルクを安定に制御することができる。なお、トルクを検出するのにトルクメータ等の機器を用いると、コスト等の関係から適用できる範囲が限定されることもあるため、ここでは以下のようにしている。
【００１６】
トルクを演算により求める第１の方法は、ｄ軸，ｑ軸電流検出値を先の（１）式に代入して求める方法である。
第２の方法は、ｄ軸，ｑ軸電圧を下記数１として示される（２）式によって求め、ｄ軸，ｑ軸の電圧，電流から下記数２として示される（３）式によって出力Ｐを求め、これを下記数３として示される（４）式の如く回転速度ωで除算して求める方法である。
【数１】

【数２】

【数３】

【００１７】
図３はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
図７に示す従来例と異なる点は、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値を或る値に制限する電圧リミッタ７０７と、トルクを推定演算するトルク演算器７１２と、トルク指令値とトルク推定値との偏差を無くすように負荷角指令値を補正するための補正値を演算する負荷角補正器７２０と、負荷角指令値の急激な変化を抑えるためのローパスフィルタ７２１と、第１の負荷角指令値δ₁に負荷角指令の補正値を加算する加算器７２２とを付加した点である。
このような構成により、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値が電圧リミッタ値よりも大きい場合は、電圧の大きさの指令値は電圧リミッタ７０７により電圧リミッタ値に制限されるとともに、加算器７２２により第１の負荷角指令値δ₁に、負荷角補正器７２０からの補正値が加算されて第２の負荷角指令値δ₂を得、これを用いてインバータ２に対する電圧指令ベクトルを演算する。
【００１８】
図４はこの発明の第３の実施の形態を示す構成図である。
これは図１に示すものに対し、ＰＷＭ演算器７０６の入力である電圧指令ベクトルの大きさと角度とを用い、方形波電圧を出力するのに必要な同期ＰＷＭのゲートパルス信号を作成する方形波電圧演算器７１３と、この方形波電圧演算器７１３の出力とＰＷＭ演算器７０６の出力との切り換えを行なう切換器７２４と、コンバータの出力電圧値と電圧リミッタ値と角度切換判断器７０９の出力とから、インバータ２に入力するゲートパルス信号を選択する切換器７１５とを付加して構成される。
このような構成により、電圧指令ベクトルの大きさがＰＷＭ演算器７０６の最大出力電圧よりも大きくなるときは、インバータ２に入力するゲートパルス信号として、ＰＷＭ演算器７０６の出力から方形波電圧演算器７１３の出力へ切り換えるようにする。
【００１９】
すなわち、出力電圧一定の条件下でトルクの制御をするために、インバータの最大基本波電圧である方形波電圧を用いるものである。方形波電圧とＰＷＭ方式による線間電圧波形例を図５に示す。同図（ａ）は方形波電圧の例、（ｂ）はＰＷＭ電圧の例である。
つまり、コンバータの出力電圧をＥｄとすると、方形波電圧の線間基本波電圧Ｖ_l1は次の数４として示される（５）式で表わされる。一方、通常用いられているＰＷＭ方式である正弦波，三角波比較ＰＷＭ方式の線間基本波電圧Ｖ_p1（変調度＝１）は次の数５として示される（６）式で表わされる。
【００２０】
【数４】

【数５】

すなわち、方形波電圧の線間基本波電圧はＰＷＭ方式の線間基本波電圧に比べて２７％も高くなり、この電圧増加により同一のトルクまたは出力を得るための電流を低減でき、機器の小型化が可能となる。また、方形波電圧を用いることにより、スイッチング回数の減少によるスイッチング損失を低減でき、機器の高効率化が可能となる。
【００２１】
図６はこの発明の第４の実施の形態を示す構成図である。
これは図１に示すものに対し、インバータの出力電圧を検出する電圧検出器８を設けた点が特徴である。トルク演算器７１２に、電圧検出器８で検出された電動機の端子電圧，電動機の電気定数，電流，磁極位置および回転速度を入力し、検出された端子電圧値の基本波振幅を電圧の大きさ｜Ｖ｜とし、この検出電圧の位相と電動機の位置から負荷角δを求め、これら諸量を（２）〜（４）式に代入してトルクを演算するようにしたものである。
【００２２】
トルクの演算を、図６では（２）〜（４）式を利用して行なうようにしているが、図１，図３の例のように、電圧検出器８を設けず、電圧リミッタ７０７によって電圧の大きさが制限される場合は、その制限値を電圧の大きさ｜Ｖ｜として用いることができ、または、図４の例のようにインバータが方形波電圧を出力する場合は、その方形波電圧値を電圧の大きさ｜Ｖ｜として用いることが可能であることは言うまでもない。
【００２３】
【発明の効果】
請求項１または２の発明によれば、永久磁石同期電動機を弱め磁束制御するに当たり、第１の負荷角指令値に代えて第２の負荷角指令値、または第１の負荷角指令値に補正値を加算したものを用いることで、出力電圧一定の条件の下でトルクを制御することが可能となり、従来必要であった電圧余裕を不要にし得るという利点が得られる。その結果、出力電圧が増加し、弱め磁束制御に必要なｄ軸電流成分が減少し、同一のトルクまたは出力を得る場合の機器の小型化，低コスト化が可能となる。
請求項３の発明では、請求項１または２の発明において、インバータの最大基本波電圧である方形波電圧を用いることで、ＰＷＭ方式よりも出力電圧が増加し弱め磁束制御に必要なｄ軸電流成分が減少し、同一のトルクまたは出力を得る場合の機器の小型化，低コスト化が可能になるだけでなく、スイッチング損失が低減し、機器効率を高めることが可能となる。
【００２４】
請求項４の発明では、請求項１ないし３の発明において、ｄ軸，ｑ軸電流検出値を用いることで、掛算のみの簡単な演算でトルク演算が可能となり、高速かつ高価な演算器が不要となる。
請求項５の発明では、請求項１ないし３の発明において、電動機の端子電圧，電動機の電機子抵抗，電流，磁極位置信号，回転速度を用いてトルクを演算するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸インダクタンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下を最小にすることができる。
【００２５】
請求項６の発明では、請求項１または２の発明において、電圧リミッタ値，第２の負荷角指令値，電動機電流，巻線抵抗および回転速度からトルクを演算するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸インダクタンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下を最小にすることができる。
請求項７の発明では、請求項３の発明において、方形波電圧の出力電圧，第２の負荷角指令値，電動機の巻線抵抗および回転速度からトルクを演算するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸インダクタンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下を最小にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】弱め磁束制御時の負荷角とトルクの関係説明図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
【図４】この発明の第３の実施の形態を示す構成図である。
【図５】方形波電圧波形とＰＷＭ電圧波形の説明図である。
【図６】この発明の第４の実施の形態を示す構成図である。
【図７】従来例を示す構成図である。
【図８】弱め磁束制御時の電圧ベクトル説明図である。
【符号の説明】
１…コンバータ、２…インバータ、３…電流センサ、４…永久磁石同期電動機（ＰＭ）、５…磁極位置センサ、６…速度センサ、７…制御装置、７０１…３相／２相（３／２）変換器、７０２…電流指令演算器、７０３…電流調節器、７０４…極座標変換器、７０５，７２２…加算器、７０６…ＰＷＭ演算器、７０７…電圧リミッタ、７０８，７１４…切換器、７０９…角度切換判断器、７１０…負荷角調節器、７１１，７２１…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、７１２…トルク演算器、，７１５…パルス切換判断器、７２０…負荷角補正器、８…電圧検出器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for a permanent magnet synchronous motor, and more particularly to a flux-weakening operation control of a permanent magnet synchronous motor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 7 shows a conventional example of a permanent magnet synchronous motor control device.
This circuit includes a converter 1, an inverter 2, a current detector (current sensor) 3, a permanent magnet synchronous motor (PM) 4, a magnetic pole position sensor 5 connected thereto, a speed sensor 6, and a torque command to gate the inverter 2. The control device 7 is configured to provide a pulse signal.
[0003]
The control device is configured as follows.
Here, in the rotating coordinate system that rotates in synchronization with the magnetic flux generated by the permanent magnet on the rotor, the dq coordinate is defined with the magnetic flux direction as the d axis and the direction orthogonal thereto as the q axis, and the current of the permanent magnet synchronous motor Three-phase / two-phase (3/2) converter 701 for converting detection values I _V and I _W into dq coordinate current detection values I _d and I _q , torque command value, output voltage value of converter, detection value of speed sensor a current command calculator 702 for calculating a d-axis current command value and a q-axis current command value according to ω, a current regulator 703 for causing the d-axis and q-axis current detection values to follow the d-axis and q-axis current command values, dq A polar coordinate converter 704 that converts the two-phase voltage command values V _d ^* and V _q ^* on the coordinates into a voltage command vector expressed in polar coordinate format at an angle δ ₁ with a magnitude | V ₁ | and a d-axis as a reference. The adder 70 adds the detected value θ of the position sensor and the angle δ ₁ of the voltage command vector. 5. A PWM calculator 706 for calculating a gate pulse signal for outputting the same voltage as the voltage command vector by an inverter.
[0004]
The operation will be described.
The phase current detection value detected by the current sensor 3 is coordinate-converted by the 3/2 converter 701 using the magnetic pole position signal θ detected by the position sensor 5, and converted to d-axis and q-axis current detection values. The On the other hand, the d-axis and q-axis current command values I _d ^* and I _q ^* are calculated using the torque command value, the output voltage value of the converter 1, the detected value ω of the speed sensor 6, etc. in the current command calculator 702. . A d-axis and q-axis voltage command value is obtained by a current regulator 703 that causes the d-axis and q-axis current detection values to follow the command value. This voltage command value is converted into a voltage magnitude | V ₁ | and an angle command value δ ₁ by a polar coordinate converter 704. The angle command value δ ₁ is called a load angle or internal phase difference angle of the synchronous motor, and δ ₁ obtained by the above calculation is hereinafter referred to as a first load angle command value. The adder 705 adds the first load angle command value and the magnetic pole position signal, and the voltage magnitude | V ₁ | and the angle (δ ₁ + θ) are input to the PWM calculator 706, where the magnitude is And a pulse pattern corresponding to the angle is calculated. By giving this pulse pattern to the inverter 2 as a gate pulse signal, the permanent magnet synchronous motor 4 can be driven in a desired manner.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the induced voltage by the permanent magnet increases in proportion to the rotation speed. For this reason, at high speeds, the induced voltage may exceed the maximum voltage that can be output by a power converter such as an inverter and may become uncontrollable. Also, in applications such as electric vehicles that require constant output characteristics, it is effective to reduce the capacity of the power converter by performing weak flux control using armature reaction magnetic flux. In addition to being obtained, the induced voltage can be made lower than the voltage that the inverter can output. Specifically, the flux-weakening control is performed by passing a current that generates a magnetomotive force in the opposite direction to the magnetic flux generated by the permanent magnet, that is, a negative d-axis current.
[0006]
FIG. 8 shows an example of a voltage vector during the flux weakening control. In the figure, the solid semicircle indicates the locus of the maximum voltage that can be output from the inverter, the dotted semicircle indicates the locus of the output voltage when there is a control voltage margin, V and V ′ are the voltage vectors in each case, I and I ′ indicate current vectors in each case.
When the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor is higher than the output voltage of the inverter, a flux weakening control is performed to compensate for the difference voltage by passing a negative d-axis current and utilizing the armature reaction.
[0007]
However, in the conventional example shown in FIG. 7, a voltage margin is required between the upper limit of the induced voltage and the maximum voltage that can be output by the inverter. This is because if the induced voltage exceeds the maximum voltage even slightly, a desired torque cannot be obtained, and in the worst case, the control system becomes unstable and becomes uncontrollable. For this reason, the voltage margin may be about 10% of the maximum voltage of the inverter, but this reduces the voltage that can be output. This causes a problem that a large and expensive inverter is required, or a larger d-axis current flows, and the motor becomes large and expensive.
[0008]
In order to solve the above problem, for example, a method as shown in Japanese Patent Laid-Open No. 9-47100 has been proposed (also referred to as a proposed method). According to this method, the inverter output voltage at medium / high speed can be set to the maximum voltage that can be output by the inverter. Therefore, the voltage margin as described above is not required, and the inverter and the motor can be miniaturized correspondingly. However, this method can be applied only to a specific permanent magnet synchronous motor. The reason is shown below. By the way, the torque τ of the permanent magnet synchronous motor is expressed by the following equation (1), where P _f is the number of pole pairs, ψ _m is the magnetic flux, L _d and L _q are the d-axis and q-axis inductances.
τ = P _f {ψ _m I _q + (L _d −L _q ) I _d I _q } (1)
[0009]
As for the structure of the rotor of the permanent magnet synchronous motor, a surface magnet structure in which a magnet is attached to the rotor surface and an embedded magnet structure in which a magnet is attached inside the rotor are common. In the former, the d-axis inductance and the q-axis inductance expressed in the dq orthogonal coordinate system are equal, but in the latter, the q-axis inductance has a saliency that is larger than the d-axis inductance. For this reason, in the former case, the torque is independent of the d-axis current and is proportional to the q-axis current. In the latter case, the torque is a function of both the d-axis current and the q-axis current. In other words, the proposed method targets the former electric motor, and there is a problem that a desired torque cannot be obtained when applied to an electric motor having saliency like the latter.
Accordingly, an object of the present invention is to obtain a desired torque regardless of the structure of the rotor of the permanent magnet synchronous motor.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, in the invention of claim 1, a permanent magnet synchronous motor using a permanent magnet as a rotor, a power converter for supplying power to the motor, and a control for controlling the power converter Apparatus, current command calculation means for obtaining a current command value of the motor from the torque command value of the motor, voltage command calculation means for obtaining a voltage command value of the motor from the current command value and the current detection value, and the voltage command value Is converted into a voltage command vector in a polar coordinate format indicated by a voltage magnitude command value and a first load angle command value corresponding to the load angle, and a voltage limit for setting an upper limit of the voltage magnitude command value Means, a torque calculation means for calculating the torque of the motor, and a load angle command value calculation for obtaining a second load angle command value by feeding back a torque calculation value obtained by the torque calculation means to the torque command value Stage and, when the magnitude command value of the voltage is limited by the voltage limiting means, switching to switch to calculating the voltage command vector from the second load angle command value instead of the first load angle command value Means.
[0011]
In invention of Claim 2, the permanent magnet synchronous motor which used the permanent magnet for the rotor, the power converter which supplies electric power to this motor, the control apparatus which controls this power converter, and the torque command value of the said motor Current command calculation means for determining the current command value of the motor from the voltage, voltage command calculation means for determining the voltage command value of the motor from the current command value and the detected current value, and the voltage command value and the magnitude command value of the voltage and the load. calculating a conversion means for converting the voltage command vector of the polar coordinate type shown in the first load angle command value corresponding to the angular, and voltage limiting means for setting the upper limit of the size of the command value of the voltage, the torque of the electric motor includes a torque calculation means, and a correction calculating means for feeding back the torque calculation value obtained by the torque calculating means with respect to the torque command value to obtain a correction value of the load angle command value, the magnitude of the voltage command When but which is limited by the voltage limiting means is in the so that to calculate the second voltage command vector giving load angle command value obtained by adding the correction value to the first load angle command value.
[0012]
In the first or second aspect of the present invention, a voltage source inverter is used as the power converter, and when the voltage magnitude command value is not limited by the voltage limiting means, the voltage source inverter performs pulse width control, thereby limiting the voltage. When it is limited by the means, gate pulse signal switching means for switching the gate pulse signal to the voltage source inverter so as to output a square wave voltage to the voltage source inverter can be provided (invention of claim 3).
In the invention according to any one of claims 1 to 3, in the torque calculation means, a d-axis current that generates a magnetomotive force in a magnetic flux direction generated by a permanent magnet and a q-axis current that is orthogonal to the magnetomotive force, and the electric power of the permanent magnet synchronous motor. Torque can be calculated from a constant (invention of claim 4), or detection means for detecting a terminal voltage of the permanent magnet synchronous motor is added, and the torque calculation means includes the terminal of the permanent magnet synchronous motor. Torque can be calculated from the detected voltage value, electrical constant, current, magnetic pole position signal and rotational speed (invention of claim 5).
[0013]
In the first or second aspect of the invention, in the torque calculation means, the voltage magnitude command value limited by the voltage limiting means, the second load angle command value, the electric constant of the permanent magnet synchronous motor, the current and Torque can be calculated from the rotational speed (invention of claim 6), and in the invention of claim 3, the torque calculator means a square wave voltage value when the voltage source inverter outputs a square wave voltage. The torque can be calculated from the second load angle command value, the electrical constant of the permanent magnet synchronous motor, the current and the rotational speed (invention of claim 7).
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
The difference from the conventional example shown in FIG. 7 is that a voltage limiter 707 as voltage limiting means for limiting the command value of the voltage magnitude, which is the output of the polar coordinate converter 704, to a certain value, and torque calculation for estimating and calculating torque. 712, a load angle adjuster 710 that adjusts the load angle so as to eliminate the deviation between the torque command value and the torque estimation (calculation) value, and outputs a second load angle command value, and a second load angle command A low-pass filter (LPF) 711 for suppressing a sudden change in value, a switch 708 for switching between the _first load angle command value δ ₁ and the second load angle command value δ _2, and determination of load angle switching. The angle switching determination unit 709 is added.
With such a configuration, when the voltage magnitude command value output from the polar coordinate converter 704 is larger than the voltage limiter value, the voltage magnitude command value is limited to the voltage limiter value by the voltage limiter 707. At the same time, this is determined by the angle switching determiner 709, and the voltage command for the inverter 2 is used for the load angle command value using the _second load angle command value δ ₂ instead of the _first load angle command value δ _1. The vector is calculated.
[0015]
That is, as described with reference to FIG. 8, it is necessary to always flow a negative d-axis current during the flux-weakening control. However, by increasing the voltage that can be output from the inverter, the difference between the induced voltage and the inverter output voltage is reduced. The d-axis current is reduced accordingly. Therefore, as shown in FIG. 8, than 'd-axis current component I _d' of the current vector I when there is a voltage margin on the control, the direction of d-axis current component I _d of the current vector I becomes smaller Yes.
Further, the relationship between the torque and the load angle when the flux-weakening control is performed and the output voltage V is constant is, for example, as shown in FIG. 2, when the load angle is in the range of 0 to 90 degrees, the torque is the load angle. Therefore, the torque can be stably controlled under the condition that the output voltage is constant by adopting a configuration in which the load angle is adjusted so as to eliminate the deviation of the torque calculation value with respect to the torque command value. Note that when a device such as a torque meter is used to detect torque, the applicable range may be limited due to the cost or the like, and therefore, the following is performed.
[0016]
The first method for obtaining the torque by calculation is a method for obtaining the d-axis and q-axis current detection values by substituting them into the above equation (1).
In the second method, the d-axis and q-axis voltages are obtained by the following equation (2), and the output P is obtained from the d-axis and q-axis voltages and currents by the following equation (2). This is a method of obtaining and dividing this by the rotational speed ω as shown in the following equation (4) expressed as the following equation (3).
[Expression 1]

[Expression 2]

[Equation 3]

[0017]
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
7 differs from the conventional example shown in FIG. 7 in that a voltage limiter 707 that limits the command value of the voltage magnitude that is the output of the polar coordinate converter 704 to a certain value, a torque calculator 712 that estimates and calculates torque, and a torque A load angle corrector 720 for calculating a correction value for correcting the load angle command value so as to eliminate the deviation between the command value and the torque estimated value, and a low-pass filter 721 for suppressing a sudden change in the load angle command value; The point is that an adder 722 for adding the correction value of the load angle command to the first load angle command value δ ₁ is added.
With such a configuration, when the voltage magnitude command value output from the polar coordinate converter 704 is larger than the voltage limiter value, the voltage magnitude command value is limited to the voltage limiter value by the voltage limiter 707. At the same time, the correction value from the load angle corrector 720 is added to the first load angle command value δ ₁ by the adder 722 to obtain the second load angle command value δ ₂ , which is used for the voltage to the inverter 2. Calculate the command vector.
[0018]
FIG. 4 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
This is a square wave for generating a synchronous PWM gate pulse signal necessary to output a square wave voltage using the magnitude and angle of the voltage command vector that is input to the PWM calculator 706, as shown in FIG. A voltage calculator 713, a switch 724 that switches between the output of the square wave voltage calculator 713 and the output of the PWM calculator 706, the output voltage value of the converter, the voltage limiter value, and the output of the angle switch determiner 709 And a switch 715 for selecting a gate pulse signal to be input to the inverter 2.
With such a configuration, when the magnitude of the voltage command vector becomes larger than the maximum output voltage of the PWM calculator 706, a square wave voltage calculator is output from the output of the PWM calculator 706 as a gate pulse signal to be input to the inverter 2. Switch to 713 output.
[0019]
That is, in order to control the torque under the condition that the output voltage is constant, a square wave voltage that is the maximum fundamental wave voltage of the inverter is used. FIG. 5 shows an example of the voltage waveform between the square wave voltage and the PWM method. FIG. 4A shows an example of a square wave voltage, and FIG. 4B shows an example of a PWM voltage.
That is, assuming that the output voltage of the converter is Ed, the line wave fundamental wave voltage V _l1 of the square wave voltage is expressed by the following equation (5) expressed as the following equation (4). On the other hand, the line-to-line fundamental wave voltage V _p1 (modulation factor = 1) of the sine wave and triangular wave comparison PWM method, which is a commonly used PWM method, is expressed by the following equation (6).
[0020]
[Expression 4]

[Equation 5]

That is, the line fundamental wave voltage of the square wave voltage is 27% higher than the line fundamental wave voltage of the PWM system, and this voltage increase can reduce the current for obtaining the same torque or output, thereby reducing the size of the device. Can be realized. Further, by using the square wave voltage, switching loss due to a decrease in the number of switching operations can be reduced, and the efficiency of the device can be increased.
[0021]
FIG. 6 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
This is different from that shown in FIG. 1 in that a voltage detector 8 for detecting the output voltage of the inverter is provided. The terminal voltage of the motor detected by the voltage detector 8, the electric constant of the motor, the current, the magnetic pole position and the rotation speed are input to the torque calculator 712, and the fundamental amplitude of the detected terminal voltage value is the magnitude of the voltage. The load angle δ is obtained from the phase of the detected voltage and the position of the motor, and the torque is calculated by substituting these quantities into the equations (2) to (4).
[0022]
In FIG. 6, the calculation of torque is performed using the equations (2) to (4). However, the voltage detector 8 is not provided and the voltage limiter 707 is used as in the examples of FIGS. When the voltage magnitude is limited, the limit value can be used as the voltage magnitude | V |, or when the inverter outputs a square wave voltage as in the example of FIG. It goes without saying that the wave voltage value can be used as the voltage magnitude | V |.
[0023]
【The invention's effect】
According to the first or second aspect of the present invention, when the permanent magnet synchronous motor is weakened and flux-controlled, the second load angle command value or the first load angle command value is corrected instead of the first load angle command value. By using the sum of the values, it becomes possible to control the torque under the condition that the output voltage is constant, and there is an advantage that the voltage margin that has been conventionally required can be made unnecessary. As a result, the output voltage increases, the d-axis current component necessary for the flux-weakening control decreases, and the device can be reduced in size and cost when the same torque or output is obtained.
According to a third aspect of the invention, in the first or second aspect of the invention, by using a square wave voltage that is the maximum fundamental wave voltage of the inverter, the output voltage is increased as compared with the PWM method, and the d-axis current required for the flux-weakening control is increased. When the components are reduced and the same torque or output is obtained, it is possible not only to reduce the size and cost of the device, but also to reduce the switching loss and increase the device efficiency.
[0024]
In the invention of claim 4, in the inventions of claims 1 to 3, by using the d-axis and q-axis current detection values, torque calculation can be performed by simple calculation only by multiplication, and a high-speed and expensive calculator is not required. It becomes.
In the invention of claim 5, in the invention of claims 1 to 3, the torque is calculated using the terminal voltage of the motor, the armature resistance of the motor, the current, the magnetic pole position signal, and the rotational speed. Even when the d-axis and q-axis inductances fluctuate, a decrease in torque control performance can be minimized.
[0025]
Since the torque is calculated from the voltage limiter value, the second load angle command value, the motor current, the winding resistance and the rotation speed in the invention of the first or second aspect, Even when the d-axis and q-axis inductances fluctuate, a decrease in torque control performance can be minimized.
In the invention of claim 7, in the invention of claim 3, the torque is calculated from the output voltage of the square wave voltage, the second load angle command value, the winding resistance of the motor and the rotational speed. Even when the d-axis and q-axis inductances fluctuate, a decrease in torque control performance can be minimized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is an explanatory diagram of a relationship between a load angle and torque at the time of flux-weakening control.
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram of a square wave voltage waveform and a PWM voltage waveform.
FIG. 6 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a conventional example.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a voltage vector at the time of flux-weakening control.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Converter, 2 ... Inverter, 3 ... Current sensor, 4 ... Permanent magnet synchronous motor (PM), 5 ... Magnetic pole position sensor, 6 ... Speed sensor, 7 ... Control apparatus, 701 ... 3 phase / 2 phase (3/2) ) Converter, 702 ... Current command calculator, 703 ... Current regulator, 704 ... Polar coordinate converter, 705, 722 ... Adder, 706 ... PWM calculator, 707 ... Voltage limiter, 708, 714 ... Switch, 709 ... Angle switching judgment unit, 710... Load angle adjuster, 711, 721... Low pass filter (LPF), 712. Torque calculator, 715 ... Pulse switching judgment unit, 720.

Claims

A permanent magnet synchronous motor using a permanent magnet as a rotor, a power converter that supplies power to the motor, a control device that controls the power converter, and a current command value of the motor from a torque command value of the motor Current command calculation means to be obtained; voltage command calculation means for obtaining a voltage command value of the motor from the current command value and the current detection value; and a first command corresponding to the voltage magnitude command value and the load angle. conversion means for converting the voltage command vector of the polar coordinate type shown by the load angle command value, and voltage limiting means for setting the upper limit of the size of the command value of the voltage, and the torque calculating means for calculating a torque of the electric motor, a torque command A load angle command value calculating means for obtaining a second load angle command value by feeding back the torque calculated value obtained by the torque calculating means to the value, and the voltage magnitude command value by the voltage limiting means. When restricted Te is a permanent magnet synchronous motor, characterized in that a and switching means for switching so as to calculate the voltage command vector from the second load angle command value instead of the first load angle command value Control device.

A permanent magnet synchronous motor using a permanent magnet as a rotor, a power converter that supplies power to the motor, a control device that controls the power converter, and a current command value of the motor from a torque command value of the motor Current command calculation means to be obtained; voltage command calculation means for obtaining a voltage command value of the motor from the current command value and the current detection value; and a first command corresponding to the voltage magnitude command value and the load angle. conversion means for converting the voltage command vector of the polar coordinate type shown by the load angle command value, and voltage limiting means for setting the upper limit of the size of the command value of the voltage, and the torque calculating means for calculating a torque of the electric motor, a torque command and a correction calculating means for feeding back the torque calculation value obtained by the torque calculating means for values to obtain a correction value of the load angle command value, the magnitude command value of the voltage to the voltage limiting means When restricted Te is the first load angle command value to the correction value permanent magnet synchronous motor, wherein that you calculating the voltage command vector giving a second load angle command value obtained by adding the Control device.

A voltage source inverter is used as the power converter, and when the voltage magnitude command value is not limited by the voltage limiting means, the voltage type inverter performs pulse width control, and when it is limited by the voltage limiting means, the voltage type inverter 3. The permanent magnet synchronous motor control device according to claim 1, further comprising gate pulse signal switching means for switching a gate pulse signal to the voltage source inverter so as to output a square wave voltage.

The torque calculation means calculates a torque from a d-axis current that generates a magnetomotive force in a magnetic flux direction produced by a permanent magnet, a q-axis current that is orthogonal thereto, and an electric constant of the permanent magnet synchronous motor. The control apparatus of the permanent-magnet synchronous motor in any one of 1 thru | or 3.

Detection means for detecting the terminal voltage of the permanent magnet synchronous motor is added, and the torque calculation means calculates torque from the terminal voltage detection value, electric constant, current, magnetic pole position signal and rotation speed of the permanent magnet synchronous motor. The control device for a permanent magnet synchronous motor according to any one of claims 1 to 3.

The torque calculating means calculates torque from the voltage magnitude command value limited by the voltage limiting means, the second load angle command value, the electrical constant of the permanent magnet synchronous motor, the current and the rotational speed. The controller for a permanent magnet synchronous motor according to claim 1 or 2.

The torque calculating means calculates a torque from a square wave voltage value, a second load angle command value, an electric constant of a permanent magnet synchronous motor, a current and a rotational speed when the voltage source inverter outputs a square wave voltage. The controller for a permanent magnet synchronous motor according to claim 3.