KR100219851B1

KR100219851B1 - Current control apparatus of inverter

Info

Publication number: KR100219851B1
Application number: KR1019970037929A
Authority: KR
Inventors: 이정표
Original assignee: 이종수; 엘지산전주식회사
Priority date: 1997-08-08
Filing date: 1997-08-08
Publication date: 1999-09-01
Also published as: KR19990015680A

Abstract

본 발명은 인버터의 전류제어장치에 관한 것으로, 종래의 범용 인버터는 저렴한 가격으로 다양한 부하의 속도 제어를 해야 하기 때문에, 벡터(Vector)제어 인버터와 같은 속도 궤환 장비를 부착하지 않은 상태, 즉 오픈 루프(Open Loop)에서는 부하에서 요구하는 정확한 전류 지령치를 얻을 수 없었으며, 따라서 토오크 및 자속에 직접 연관되는 전류를 제어할 수 없어 평균 토크를 제어하기 위한 전압/주파수(V/F) 일정 제어를 그 주된 알고리즘으로 채택하고 있으나, 종래의 일정 전압 보상 방법은 영전류 클램핑 현상과 유도전동기 고정자 저항에 의해서 전류의 왜곡이 발생하고, 전류가 왜곡되면서 유도 전동기가 운전된다면, 그 때의 전류를 동기 좌표계에서 관측하면 리플을 포함한 일정한 직류로 나타나게 되며, 또한 종래의 기술은 데드타임으로 발생한 전압의 오차만을 보상하므로, 정현파의 형태로 출력되어야 할 전류의 파형이 왜곡 되어지고, 특히 0전류 근처에서의 전류의 왜곡이 두드러지게 나타나며, 이렇게 나타난 전류는 5차와 7차의 고조파를 함유하고 있어서 모터의 토크 맥동과 발열의 원인이 되고, 구동장치의 성능 저하에 주요한 요인이 되며, 또한 데드타임으로 인한 전류 파형의 왜곡은 저속, 경 부하시에 크게 나타나 종래의 보상 방법을 적용하면 파형의 전체적인 왜곡을 개선 할 수 없는 문제점이 있었다.The present invention relates to a current control device of an inverter, and the conventional general-purpose inverter is required to control the speed of various loads at a low price, so that a speed feedback device such as a vector control inverter is not attached, that is, an open loop. (Open Loop) could not obtain the exact current command value required by the load, and therefore could not control the current directly related to the torque and the magnetic flux. Therefore, the constant voltage / frequency (V / F) constant control to control the average torque was applied. Although the main algorithm is adopted as the main algorithm, the conventional constant voltage compensation method causes a current distortion caused by the zero current clamping phenomenon and the induction motor stator resistance, and the induction motor is operated while the current is distorted. Observations result in a constant direct current with ripple. Since only the error of the pressure is compensated, the waveform of the current to be output in the form of sine wave is distorted, especially the distortion of the current near the zero current is prominent, and this current contains the fifth and seventh harmonics. This causes the motor to cause torque pulsation and heat generation, and is a major factor in deteriorating the performance of the drive system. Also, the distortion of the current waveform due to dead time is large at low speed and light load. There was a problem that can not improve the overall distortion.

따라서, 본 발명은 상기와 같은 종래의 문제점을 해결하기 위하여 창안한 것으로, 전압/주파수(V/F) 일정 제어를 하는 구동장치에 대하여 저속, 경 부하 시에 전류의 왜곡과 토크 맥동 및 모타 발열의 원인이 되고 있는 데드타임의 영향을 보상하여 인버터 출력 전류의 왜곡 및 성능을 개선하는 장치를 제공함으로써, 전압/주파수(V/F)를 일정 제어하는 범용 인버터에 대하여 별도의 추가되는 장비 없이 전압/주파수(V/F)를 일정하게 유지하면서 전류의 왜곡을 개선하므로, 데드타임으로 인한 전류의 왜곡을 막을 수 있고, 5, 7고주파의 감소로 인해 토크의 리플 및 모타의 과열을 현저히 줄일 수 있으며, 센서 리스 벡터 제어의 성능을 향상시킬 수 있고, 또한 다양한 응용 상황에서 발생할 수 있는 전류의 급변을 트립 없이 제어할 수 있는 효과가 있다.Accordingly, the present invention was devised to solve the above-mentioned conventional problems. The present invention is a distortion of the current and torque pulsation and motor heating at low speed and light load for a drive device that performs voltage / frequency (V / F) constant control. By providing a device that compensates for the effects of dead time, which improves the distortion and performance of the inverter output current, it can provide a device for constant voltage / frequency (V / F) control. The current distortion is improved while maintaining the constant frequency / V, which prevents the current distortion due to dead time, and the reduction of torque ripple and motor overheating can be significantly reduced due to the reduction of 5 and 7 frequencies. In addition, it is possible to improve the performance of sensorless vector control and to control the sudden change of current which can occur in various application situations without tripping.

Description

Inverter Current Control Device

본 발명은 인버터의 전류제어장치에 관한 것으로, 특히 전압/주파수(Voltage / Frequency : V/F)의 일정 제어를 하는 펄스폭변조(PWM) 인버터(이하 범용 인버터)에 있어서 저속, 경 부하 시에 전류의 왜곡과 토크 맥동 및 모타 발열의 원인이 되고 있는 데드타임의 보상 및 전류 왜곡을 개선한 인버터의 전류제어장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current control device of an inverter, in particular, in a pulse width modulation (PWM) inverter (hereinafter referred to as a general-purpose inverter) for constant control of voltage / frequency (Voltage / Frequency (V / F)). The present invention relates to an inverter current control device that compensates for dead time and current distortion, which cause distortion of current, torque pulsation, and motor heating.

최근 산업계의 여러 분야에서 유도전동기의 사용이 두드러지고 있으며, 그 이유는 구조가 간단하고 가격이 낮다는 장점이 있기 때문이다. 그러한 유도전동기의 속도 제어 장치로 인버터의 사용이 두드러지고 있으며, 소용량 가변속 드라이브에 있어서 그 제어성의 양호한 범용 인버터 구동이 현 인버터 시장의 주류를 이루고 있다. 그러나, 범용 인버터는 종래의 트랜지스터 구동 인버터에 비해 스위칭 횟수가 많고, 데드타임의 영향이 크게 나타난다.In recent years, the use of induction motors has been prominent in various fields of the industry, because of the advantages of simple structure and low price. The use of inverters is prominent as the speed control device of such induction motors, and the general purpose inverter drive of the controllability in the small capacity variable speed drive is the mainstream of the current inverter market. However, the general-purpose inverter has a greater number of switching times than the conventional transistor driving inverter, and the effect of dead time is large.

특히, 데드타임은 저속 운전 시, 경 부하 시에 전류의 왜곡과 토크 맥동의 원인이 되고있어 그 보상 방법에 관한 연구가 활발하게 진행되고 있다.In particular, the dead time causes the distortion of the current and the torque pulsation at the time of low speed operation and light load, and the research on the compensation method is actively conducted.

도1은 종래 유도 전동기 구동 시스템의 구성을 보인 회로도로서, 단상 또는 3상의 교류전원(1)과; 삼상의 교류 전원을 직류로 변환하는 정류부(3)와; 직류전압을 평활하게 하는 필터 커패시터(4)와; 감속 시에 사용하는 직류 제동부(5)와 직류를 가변 주파수의 전압으로 출력하는 인버터(6)와; 출력 전류를 검출하는 전류 검출부(7)로 구성된 구동장치(2)와; 유도전동기(8)로 구성된다.1 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional induction motor drive system, which includes a single-phase or three-phase AC power supply 1; A rectifier 3 for converting three-phase AC power into direct current; A filter capacitor 4 for smoothing the DC voltage; A DC braking unit 5 used for deceleration and an inverter 6 for outputting DC with a variable frequency voltage; A driving device 2 composed of a current detection section 7 for detecting an output current; It consists of an induction motor (8).

이와 같이 구성된 종래 회로의 동작과정을 설명하면 다음과 같다.Referring to the operation of the conventional circuit configured as described above are as follows.

구동장치(2)에서 인버터(6)의 한 암의 상하 두 스위치가 동시에 온 되면 암 단락이 되어 정류부(3)와 상기 인버터(6)가 파손되어 진다. 따라서 이를 막기 위해 상하 두 스위치 사이의 온 시간에 시간차 즉, 데드타임을 두어야 만 한다.When both the upper and lower switches of one arm of the inverter 6 in the drive device 2 are turned on at the same time, a short circuit occurs and the rectifier 3 and the inverter 6 are damaged. Therefore, in order to prevent this, a time difference, that is, a dead time must be set in the on time between the upper and lower switches.

도2는 인버터의 한 상에 대한 개략적인 회로도로서, 이에 도시된 바와 같이 접지(9)와 한 상의 제1,2 스위치(A+, A-) 사이에는 직류전원(Vdc/2)이 연결되어 있으며, 상기 한 상의 제1,2 스위치(A+, A-)에는 역 병렬로 다이오드(10)가 모터(11)의 한 상과 연결되어 있다.FIG. 2 is a schematic circuit diagram of one phase of the inverter, and as shown therein, a DC power source (Vdc / 2) is connected between the ground 9 and the first and second switches A + and A- of one phase. In the first and second switches A + and A− of one phase, a diode 10 is connected to one phase of the motor 11 in reverse parallel.

단락 방지를 위해서 상기 한 상의 제1,2 스위치(A+, A-)는 동시에 온 시킬 수 없으므로, 이로 인해 구동장치(2)에서 필연적으로 발생되는 데드타임은 출력전압의 크기를 변동시키며, 이 과정을 도3에 나타내었다.Since the first and second switches A + and A- of the phase cannot be turned on at the same time to prevent short circuit, the dead time inevitably generated in the driving device 2 changes the magnitude of the output voltage. Is shown in FIG.

도3은 종래 데드타임에 의한 출력전압의 변화 파형도로서, 이에 도시된 바와 같이 V*는 한 주기의 펄스폭 변조(PWM) 삼각파와 전압 지령치의 비교 출력 값으로, 펄스 형태의 전압 지령치를 의미한다. 이 전압 지령치를 출력하기 위한 스위칭 방법은 도2의 제1 스위치(A+)와 제2 스위치(A-)의 조합으로 표현될 수 있고, 도3에서 시간(td)은 하드웨어 또는 소프트웨어에서 발생시키는 온 타임 지연이다.3 is a waveform diagram of a change in output voltage due to a conventional dead time. As shown therein, V * is a comparison output value of a pulse width modulation (PWM) triangle wave in one cycle and a voltage command value, and means a voltage command value in the form of a pulse. do. The switching method for outputting this voltage setpoint can be represented by a combination of the first switch A + and the second switch A- in FIG. 2, and in FIG. 3, the time td is generated by hardware or software. Time delay.

그러므로, 상기 제1 스위치(A+)와 제2 스위치(A-)의 게이트 온, 오프 전압 파형은 오프 타임에는 지연이 없고, 온 타임에만 상기 시간(td)만큼의 지연이 발생한다.Therefore, the gate on and off voltage waveforms of the first switch A + and the second switch A− do not have a delay in the off time, and a delay by the time td occurs only in the on time.

상기 제1 스위치(A+)와 제2 스위치(A-)의 조합으로 발생되는 출력전압(Vo)은 시간 0 ~ t1, t4 ~ 의 구간에서 상기 제2 스위치(A-)가 턴온 되므로, -Vdc/2 만큼의 전압이 출력되고, 시간 t2 ~ t4의 구간에서는 상기 제1 스위치(A+)가 턴온 되므로, +Vdc/2만큼의 전압이 출력된다.The output voltage Vo generated by the combination of the first switch A + and the second switch A- is turned on during the time 0 to t1 and t4 to -Vdc. The voltage as much as / 2 is output, and since the first switch A + is turned on in the period of time t2 to t4, the voltage as much as + Vdc / 2 is output.

시간 t1 ~ t2, t3 ~ t4의 구간에서는 두 개의 스위치(A+, A-)가 모두 오프 되어 있으므로, 전류가 0V 보다 큰 경우 전류가 0V 보다 크다는 전제에 따라 제2 스위치(A-)의 병렬 다이오드가 도통 되므로, -Vdc/2의 전압이 출력된다. 그러므로 한 주기 동안의 출력전압은 Vo = V* - Vdead 가 된다.In the periods t1 to t2 and t3 to t4, both switches A + and A- are turned off, so when the current is greater than 0 V, the parallel diode of the second switch A- is assumed to be greater than 0 V. Is conducted, a voltage of -Vdc / 2 is output. Therefore, the output voltage during one period becomes Vo = V *-Vdead.

전류가 0V 보다 작은 경우에는 제1 스위치(A+)의 병렬 다이오드가 도통 되므로, +Vdc/2의 전압이 출력된다. 그러므로 한 주기 동안의 출력전압은 Vo = V* + Vdead 이 된다.If the current is less than 0V, since the parallel diode of the first switch A + is conducted, a voltage of + Vdc / 2 is output. Therefore, the output voltage during one period becomes Vo = V * + Vdead.

이러한 오차를 보정하기 위하여 출력전압 지령치(V*)에 시간 td만큼의 전압 Vdead를 보상하여 주어야 한다.To correct this error, the voltage Vdead for the time td must be compensated for the output voltage command value (V *).

도4는 종래 전류가 0보다 큰 경우 펄스퍽 변조 삼각파와 데드타임 보상 파형도로서, 이에 도시된 바와 같이 펄스폭 변조(PWM) 삼각파 한 주기에 시간 td에 해당하는 전압 Vdead는 Ts/2에 좌우대칭으로 적용되므로, 다음의 관계식이 성립한다.FIG. 4 is a diagram of a pulseduck modulation triangle wave and a dead time compensation waveform when the current is greater than 0. As shown in FIG. 4, the voltage Vdead corresponding to the time td in one period of the pulse width modulation (PWM) triangle wave depends on Ts / 2. Since it is applied symmetrically, the following relation holds.

:

:

Vdead

:

:

Vdead

:

도5는 종래 전류가 양인 경우 데드타임 보상 파형도이고, 도6은 종래 전류가 음인 경우 데드타임의 보상 파형도로서, 이에 도시된 바와 같이 도5는 전류가 양인 경우, 음의 출력전압의 오차가 발생하므로, 양의 보상 전압을 더해주고, 도6은 전류가 음인 경우, 양의 출력전압 오차가 발생하므로, 음의 보상 전압을 더해주는 것이다.FIG. 5 is a dead time compensation waveform diagram when the conventional current is positive, and FIG. 6 is a compensation waveform diagram of dead time when the conventional current is negative. As shown in FIG. 5, the error of the negative output voltage when the current is positive is shown. Since a positive compensation voltage is added, and FIG. 6 adds a negative compensation voltage because a positive output voltage error occurs when the current is negative.

도7은 도1에서 인버터의 구성을 보인 상세 블록도로서, 이에 도시된 바와 같이 전압/주파수(V/f, 13)부는 목표 주파수(f*)를 입력받아 일정 비의 패턴으로 동기 좌표계 q축 전압 지령치(Vqse*)를 출력하고, 좌표 변환부(15)는 적분기(14)를 통과한 theta를 기준으로 입력된 상기 동기 좌표계 q축 전압 지령치(Vqse*)와 동기 좌표계 d축 전압 지령치(Vdse*)를 삼상의 정지 좌표계 상 전압 지령치(Vas*, Vbs*, Vcs*)로 변환하여 준다.FIG. 7 is a detailed block diagram illustrating the configuration of the inverter in FIG. 1, and as shown therein, the voltage / frequency (V / f, 13) unit receives the target frequency f *, and the synchronous coordinate system q-axis in a predetermined ratio pattern. Outputs a voltage command value Vqse *, and the coordinate converter 15 outputs the synchronous coordinate system q-axis voltage command value Vqse * and the synchronous coordinate system d-axis voltage command value Vdse input based on theta passed through the integrator 14. Convert *) to the voltage command values (Vas *, Vbs *, Vcs *) on the three-phase stationary coordinate system.

상기 출력된 삼상의 정지 좌표계 상 전압 지령치(Vas*, Vbs*, Vcs*)는 펄스폭 변조(PWM) 삼각파와 비교되며, 출력된 값(도3의 Vo)이 제1,2 스위치(A+, A-)의 게이트 인가 전압이 되어 유도전동기(8)에 가변 삼상 전압을 인가하게 된다.The output voltage command values Vas *, Vbs * and Vcs * on the three-phase stationary coordinate system are compared with a pulse width modulation (PWM) triangle wave, and the output values (Vo in FIG. 3) are converted into the first and second switches A + and A. It becomes the gate application voltage of A-) and applies a variable three-phase voltage to the induction motor (8).

도1의 전류 검출부(7)로 부터 검출된 전류(iabcs)는 전류극성 판별부(17)를 거쳐 전류의 극성에 따른 보상전압(Va_dead, Vb_dead, Vc_dead)을 출력하며, 이 전압이 상기 정지 좌표계 상 전압 지령치(Vas*, Vbs*, Vcs*)와 더해져서 새로운 보상전압을 더한 정지 좌표계 상 전압 지령 치(Vas*_new, Vbs*_new, Vcs*_new)가 모터(8)에 인가된다.The current iabcs detected by the current detector 7 of FIG. 1 outputs the compensation voltages Va_dead, Vb_dead, and Vc_dead according to the polarity of the current through the current polarity discriminating unit 17, which is the stop coordinate system. The voltage reference values Vas * _new, Vbs * _new, Vcs * _new, which are added to the phase voltage command values Va *, Vbs *, Vcs * and added with a new compensation voltage, are applied to the motor 8.

도8은 도7에 적용하여 유도 전동기를 10Hz, 무 부하로 운전할 때 전류 출력 파형도로서, 이에 도시된 바와 같이 파형은 한 상의 출력 전류이며, 아래의 파형은 삼상의 출력 전류를 정지 좌표계 2상 변환한 결과를 XY좌표로 표시한 것으로서, 만일 출력 전류가 정현파 라면 XY좌표 출력의 결과가 원형으로 나타나게 된다.FIG. 8 is a waveform diagram of current output when the induction motor is operated at 10 Hz and no load, as shown in FIG. 7. As shown in FIG. 8, the waveform is the output current of one phase, and the waveform below shows the three-phase output current of the stationary coordinate system. The result of the conversion is expressed in XY coordinates. If the output current is a sinusoidal wave, the result of the XY coordinate output appears as a circle.

도9는 도7에 적용하여 유도 전동기를 10Hz, 무 부하로 운전할 때 출력 전류를 20 주기 이상을 측정한 후 주파수 분석을 한 결과 파형도로서, 이에 도시된 바와 같이 기본파(1f)에 비하여 역 토크를 발생하는 7고조파(7f)가 크게 나타나며, 많은 고차 고조파를 함유함을 알 수 있다.FIG. 9 is a waveform diagram of frequency analysis after measuring an output current of 20 cycles or more when the induction motor is operated at 10 Hz and no load, as shown in FIG. 7. FIG. It can be seen that the seventh harmonic 7f generating the torque appears large, and contains many higher-order harmonics.

상기와 같이 종래의 범용 인버터는 저렴한 가격으로 다양한 부하의 속도 제어를 해야 하기 때문에, 벡터(Vector)제어 인버터와 같은 속도 궤환 장비를 부착하지 않은 상태, 즉 오픈 루프(Open Loop)에서는 부하에서 요구하는 정확한 전류 지령치를 얻을 수 없었으며, 따라서 토오크 및 자속에 직접 연관되는 전류를 제어할 수 없어 평균 토크를 제어하기 위한 전압/주파수(V/F) 일정 제어를 그 주된 알고리즘으로 채택하고 있으나, 종래의 일정 전압 보상 방법은 영전류 클램핑 현상과 유도전동기 고정자 저항에 의해서 전류의 왜곡이 발생하고, 만일 전류가 왜곡되지 않고 유도 전동기가 운전된다면, 그 때의 전류를 동기 좌표계에서 관측하면 일정한 직류로 나타나게 되며, 반대로 전류가 왜곡되면서 유도 전동기가 운전된다면, 그 때의 전류를 동기 좌표계에서 관측하면 리플을 포함한 일정한 직류로 나타나게 되고, 후자의 경우 리플을 포함한 전류에 LPF(Low Pass Filter)를 사용하여 고주파 성분을 제거하면 그 출력 값은 일정한 직류가 된다. 즉 도10은 전압의 동기 좌표계에서의 전압과 전류의 상관 그래프로서, 이에 도시한 바와 같이 범용 인버터의 동기 좌표계로 표현된 각 상의 전류(ide, iqe)는 리플 성분을 포함하고 있고, 이 전류에 저역통과 필터(LPF)를 적용하면 그 값은 일정한 직류로 되며, 이를 전류의 지령치로 사용할 수 있는데, 도10a 처럼 부하가 작은 경우에는 부하가 급변하여도 필터를 거친 전류 지령치가 큰 오차를 갖지 않지만, 도10b 처럼 부하가 큰 경우에는 부하가 갑자기 작아질 때, 모타의 인덕턴스 성분으로 인해 전류의 크기는 급변하지 않고, 역률만 변화하게 되며, 그 때 d축에서 바라본 전류는 실제 부하에서 요구하는 전류보다 크게 보이므로, 전류의 지령치로 사용할 수 없고, 이 때 q축에서 바라본 전류는 d축 전류 지령치의 오차 만큼 크지는 않지만 다소의 오차를 갖으며, 또한 종래의 기술은 데드타임으로 발생한 전압의 오차만을 보상하므로, 정현파의 형태로 출력되어야 할 전류의 파형이 왜곡 되어지며, 특히 0전류 근처에서의 전류의 왜곡이 두드러지게 나타나고, 이렇게 나타난 전류는 5차와 7차의 고조파를 함유하고 있어서 모터의 토크 맥동과 발열의 원인이 되며, 구동장치의 성능 저하에 주요한 요인이 되고, 또한 데드타임으로 인한 전류 파형의 왜곡은 저속, 경 부하시에 크게 나타나며, 종래의 보상 방법을 적용하면 파형의 전체적인 왜곡을 개선 할 수 없는 문제점이 있었다.As described above, the conventional general-purpose inverter needs to control the speed of various loads at a low price. Therefore, in a state in which the load feedback equipment such as a vector control inverter is not attached, that is, the load is required in the open loop. The exact current setpoint could not be obtained, and therefore, it was not possible to control the current directly related to the torque and the magnetic flux. Therefore, the main algorithm adopts constant voltage / frequency (V / F) control to control the average torque. In the constant voltage compensation method, current distortion occurs due to the zero current clamping phenomenon and the stator resistance of the induction motor, and if the induction motor is operated without the current distortion, the current appears at a constant direct current when the current is observed in the synchronous coordinate system. On the contrary, if the induction motor is operated while the current is distorted, the current at that time is If side when being displayed at a constant direct current including ripple, in the latter case using a LPF (Low Pass Filter) on the current ripple, including removing a high frequency component and the output value is a constant direct current. That is, Fig. 10 is a correlation graph of voltage and current in a synchronous coordinate system of voltage, and as shown therein, the currents ide and iqe of each phase represented by the synchronous coordinate system of a general-purpose inverter include a ripple component. When the low pass filter (LPF) is applied, the value becomes a constant direct current, and it can be used as a command value of current. If the load is small as shown in FIG. 10A, the current command value passed through the filter does not have a large error even if the load changes suddenly. In the case of a large load, as shown in FIG. 10B, when the load suddenly decreases, the magnitude of the current does not change rapidly due to the inductance component of the motor, only the power factor changes, and the current viewed from the d-axis is the current required by the actual load. Since it is larger, it cannot be used as the current command value. At this time, the current viewed from the q axis is not as large as the error of the d axis current command value, but has a slight error. In addition, the conventional technique only compensates for the error of the voltage generated due to the dead time, the waveform of the current to be output in the form of a sine wave is distorted, especially the distortion of the current near the zero current appears remarkably, It contains 5th and 7th harmonics, which causes torque pulsation and heat generation of the motor, and is a major factor in deteriorating the performance of the drive system. Also, the distortion of the current waveform due to dead time is large at low speed and light load. Appearance, there is a problem that can not improve the overall distortion of the waveform when applying the conventional compensation method.

따라서, 본 발명은 상기와 같은 종래의 문제점을 해결하기 위하여 창안한 것으로, 전압/주파수(V/F) 일정 제어를 하는 구동장치에 대하여 저속, 경 부하 시에 전류의 왜곡과 토크 맥동 및 모타 발열의 원인이 되고 있는 데드타임의 영향을 보상하여 인버터 출력 전류의 왜곡 및 성능을 개선하는 장치를 제공함에 그 목적이 있다.Accordingly, the present invention was devised to solve the above-mentioned conventional problems. The present invention is a distortion of the current and torque pulsation and motor heating at low speed and light load for a drive device that performs voltage / frequency (V / F) constant control. It is an object of the present invention to provide a device for compensating the influence of dead time, which is the cause of, to improve the distortion and performance of the inverter output current.

도1은 종래 유도 전동기 구동 시스템의 구성을 보인 회로도.1 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional induction motor drive system.

도2는 인버터의 한 상에 대한 개략적인 회로도.2 is a schematic circuit diagram of one phase of an inverter.

도3은 종래 데드타임에 의한 출력전압의 변화 파형도.3 is a waveform diagram of changes in output voltage due to a conventional dead time.

도4는 종래 전류가 0보다 큰 경우 펄스퍽 변조 삼각파와 데드타임 보상 파형도.4 is a pulsepuck modulated triangular wave and dead time compensation waveform when a conventional current is greater than zero;

도5는 종래 전류가 양인 경우 데드타임 보상 파형도.5 is a dead time compensation waveform diagram when the conventional current is positive.

도6은 종래 전류가 음인 경우 데드타임의 보상 파형도.6 is a compensation waveform diagram of dead time when a conventional current is negative.

도7은 도1에서 인버터의 구성을 보인 상세 블록도.Figure 7 is a detailed block diagram showing the configuration of the inverter in Figure 1;

도8은 종래에 유도 전동기를 10Hz, 무 부하로 운전할 때 전류 출력 파형도.Fig. 8 is a waveform diagram of current output when conventionally operating an induction motor at 10 Hz and no load.

도9는 종래에 유도 전동기를 10Hz, 무 부하로 운전할 때 출력 전류를 20 주기 이상을 측정한 후 주파수 분석을 한 결과 파형도.9 is a waveform diagram of conventional frequency analysis after measuring an output current of 20 cycles or more when operating an induction motor at 10 Hz and no load.

도10은 전압의 동기 좌표계에서의 전압과 전류의 상관 그래프.10 is a correlation graph of voltage and current in a synchronous coordinate system of voltage.

도11은 본 발명 인버터의 전류제어장치의 구성을 보인 블록도.Figure 11 is a block diagram showing the configuration of the current control device of the inverter of the present invention.

도12는 본 발명을 적용한 데드타임 보상시 전류의 주파수 분석 파형도.12 is a frequency analysis waveform diagram of current during dead time compensation to which the present invention is applied.

도13은 본 발명의 적용시 출력 전류의 주파수 분석 파형도.Figure 13 is a frequency analysis waveform diagram of the output current upon application of the present invention.

도14는 본 발명에 의한 전류의 과도상태 응답 파형도.14 is a transient response waveform diagram of current according to the present invention;

도15a,b,c,d는 도10에서 보상전압 출력부의 다른 구성의 실시예를 보인 블록도.15A, B, C, and D are block diagrams showing an embodiment of another configuration of the compensation voltage output unit in FIG.

***도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명****** Description of the symbols for the main parts of the drawings ***

1 : 교류전원 2 : 구동장치1: AC power supply 2: driving device

3 : 정류부 4 : 필터 커패시터3: rectifier 4: filter capacitor

5 : 직류 제동부 6 : 인버터5: DC brake unit 6: inverter

7 : 전류검출부 8 : 유도전동기7: current detection unit 8: induction motor

9 : 접지 10 : 다이오드9: ground 10: diode

11 : 모터 12 : 목표주파수11: motor 12: target frequency

13 : 전압/주파수부 14 : 적분기13 voltage / frequency section 14 integrator

15,30,31,32 : 좌표변환부 17 : 전류극성판별부15,30,31,32 Coordinate transformation unit 17 Current polarity discrimination unit

20 : 보상전압출력부 40 : 저역통과 필터(LPF)20: compensation voltage output unit 40: low pass filter (LPF)

21,41 : 대역통과 필터(BPF) 22 : 고역통과 필터(HPF)21,41: Bandpass Filter (BPF) 22: Highpass Filter (HPF)

23,24 : 감산기 25,26 : 비례적분 제어기23,24 subtractor 25,26 proportional integral controller

16,33 : 가산기 A+, A- : 스위치16,33: Adder A +, A-: Switch

이와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명 인버터의 전류 제어장치의 구성은, 목표주파수를 입력받아 그 주파수의 적분값을 출력하는 적분기와; 목표주파수를 입력받아 동기 좌표계의 직류전압 지령치를 출력하는 전압/주파수부와; 상기 적분기의 출력을 기준으로하여 상기 전압/주파수부의 출력을 삼상의 교류전압 지령치로 변환하는 제1 좌표 변환부와; 상기 적분기의 출력을 기준으로하여 전류검출부에서 검출한 전류를 동기 좌표계의 값으로 변환하는 제2 좌표 변환부와; 상기 제2 좌표 변환부의 출력과 동기 좌표계 d축 전류를 입력받아 보상전압을 출력하는 보상전압 출력부와; 상기 적분기의 출력을 기준으로하여 상기 보상전압 출력부의 출력을 정지 좌표계 값으로 변환하는 제3 좌표변환부와; 상기 제3 좌표변환부의 출력과 일정 보상전압을 가산하는 제1 가산기와; 상기 제1 가산기의 출력과 상기 제1 좌표변환부의 출력을 가산하는 제2 가산기로 구성함을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, a configuration of a current controller of an inverter of the present invention includes an integrator that receives a target frequency and outputs an integral value of the frequency; A voltage / frequency unit for receiving a target frequency and outputting a DC voltage command value of a synchronous coordinate system; A first coordinate conversion unit converting the output of the voltage / frequency unit into a three-phase AC voltage command value based on the output of the integrator; A second coordinate converter converting a current detected by the current detector based on the output of the integrator into a value of a synchronous coordinate system; A compensation voltage output unit configured to receive an output of the second coordinate converter and a d-axis current of a synchronous coordinate system, and output a compensation voltage; A third coordinate conversion unit converting the output of the compensation voltage output unit into a static coordinate system value based on the output of the integrator; A first adder configured to add an output of the third coordinate converter and a constant compensation voltage; And a second adder configured to add an output of the first adder and an output of the first coordinate converter.

상기 보상전압 출력부는 제2 좌표 변환부의 출력에서 설정한 범위내에 있는 주파수의 교류성분만을 통과시켜서 출력을 얻는 대역통과 필터(Band Pass Filter)와; 상기 제2 좌표 변환부의 출력에서 설정한 주파수 범위의 이하인 저역부분은 차단하고, 고역 부분만을 통과시키는 고역통과 필터(High Pass Filter)와; 상기 대역통과 필터의 출력과 고역통과 필터의 출력을 감산하는 제1 감산기와; 상기 고역통과 필터의 출력과 동기좌표계 디(D)축 전류지령치를 감산하는 제2 감산기와; 상기 제1,2 감산기에서 출력한 편차에 비례하여 조작량이 변화하는 비례 동작에 더해서 편차의 적분값에 비례하여 변화하는 양을 가해 조작량으로 제어하는 제1,2 비례적분 제어기로 구성함을 특징으로 한다.A band pass filter configured to pass an AC component of a frequency within a range set by an output of a second coordinate converter to obtain an output; A high pass filter which blocks a low pass portion which is less than or equal to a frequency range set by the output of the second coordinate conversion unit and passes only a high pass portion; A first subtractor for subtracting the output of the bandpass filter and the output of the highpass filter; A second subtractor configured to subtract the output of the high pass filter and the synchronous D-axis current command value; In addition to the proportional operation in which the manipulated value changes in proportion to the deviation output from the first and second subtractors, the first and second proportional integral controllers control the manipulated amount by adding an amount that changes in proportion to the integral value of the deviation. do.

또한, 상기 대역통과 필터와 고역통과 필터와 좌표변환부 및 비례적분 제어기는 소프트웨어적으로도 처리가 가능하다.In addition, the bandpass filter, the highpass filter, the coordinate conversion unit, and the proportional integral controller can be processed in software.

이하, 본 발명에 따른 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도11은 본 발명 인버터의 전류제어장치의 구성을 보인 블록도로서, 이에 도시한 바와 같이 전류 검출부(7)로 부터 검출된 전류는 제2 좌표변환부(31)에 의해 동기 좌표계의 값으로 변환되며, 이 값은 실제 전류의 변환 값이 된다. 상기 변환된 전류중 동기 좌표계 q축 전류(iqe)는 보상전압출력부(20)의 대역통과 필터(BPF, 21)로 입력되어 동기 좌표계 q축 전류 지령치(iqe_ref)로 출력되며, 상기 제2 좌표변환부(31)에서 출력한 동기 좌표계 d축 전류(ide)와 동기 좌표계 q축 전류(iqe)는 고역통과 필터(HPF, 22)를 거쳐 필터링된 동기 좌표계 d축 전류(ide^)와 q축 전류(iqe^)로 출력되고, 이 필터링된 전류(ide^, iqe^)와 동기 좌표계 d축 전류 지령치(ide_ref) 및 q축 전류 지령치(iqe_ref)를 연산하여 제1,2 감산기(23, 24)에서 각 축 지령치에 대한 편차를 만들며, 이 편차 값은 제1,2 비례적분 제어기(25, 26)에서 각 축의 제어기 출력(Vdcom, Vqcom(동기좌표계 보상전압))을 만들고, 이 값은 제3 좌표변환부(32)에 의해 정지 좌표계 값으로 변환되며, 제1 가산기(33)에서 종래의 일정 보상 전압과 더해져 새로운 전압 지령치를 만든다.Fig. 11 is a block diagram showing the configuration of the current control device of the inverter of the present invention. As shown in the drawing, the current detected from the current detection unit 7 is converted into the value of the synchronous coordinate system by the second coordinate conversion unit 31. This value becomes the conversion value of the actual current. Among the converted currents, the synchronous coordinate system q-axis current iqe is input to the bandpass filter BPF 21 of the compensation voltage output unit 20 and output as the synchronous coordinate system q-axis current command value iqe_ref. The synchronous coordinate system d-axis current (ide) and the synchronous coordinate system q-axis current (iqe) output from the conversion unit 31 are filtered through the high pass filter (HPF, 22). Outputted as a current (iqe ^), the first and second subtractors (23, 24) are calculated by calculating the filtered currents (ide ^, iqe ^) and the synchronous coordinate system d-axis current command value (ide_ref) and q-axis current command value (iqe_ref). ) Makes a deviation for each axis command value, and this deviation value produces the controller outputs (Vdcom, Vqcom (synchronous coordinate compensation voltage)) of each axis in the first and second proportional integral controllers 25 and 26. It is converted into a static coordinate system value by the three-coordinate conversion unit 32, and is added to the conventional constant compensation voltage in the first adder 33 to add a new voltage command value. Create.

도12는 본 발명을 적용한 데드타임 보상시 전류의 주파수 분석 파형도로서, 이에 도시한 바와 같이 위의 파형인 한 상의 전류는 왜곡되지 않으며, 영전류 근처의 파형도 크게 개선되었음을 알 수 있다. 아래의 파형도 출력 전류가 정현파이므로, XY좌표 출력의 결과가 원형으로 나타나고 있다.FIG. 12 is a frequency analysis waveform diagram of current during dead time compensation to which the present invention is applied. As shown in FIG. 12, the current of one phase, which is the above waveform, is not distorted, and the waveform near zero current is also greatly improved. In the waveforms below, since the output current is a sine wave, the result of the XY coordinate output is shown in a circle.

도13은 본 발명의 적용시 출력 전류의 주파수 분석 파형도로서, 이에 도시한 바와 같이 10Hz, 무 부하로 운전할 때 출력 전류를 20 주기 이상을 측정한 후 그 데이타로 주파수 분석을 한 파형도인데, 기본파(1f)에 비하여 역 토크를 발생하는 7고주파(7f)가 크게 감소하였으며, 많은 고차 고주파가 감소되었음을 알 수 있다.FIG. 13 is a waveform diagram of the frequency analysis of the output current when the present invention is applied. As shown in FIG. 13, the frequency analysis is performed using the data after measuring 20 or more cycles of the output current when operating at 10 Hz and no load. Compared with the fundamental wave 1f, the seventh high frequency 7f that generates the reverse torque is greatly reduced, and it can be seen that many higher-order high frequencies are reduced.

도14는 본 발명에 의한 전류의 과도상태 응답 파형도로서, 이에 도시한 바와 같이 0.5 ~ 40Hz까지의 영역에서 정격 부하까지의 스탭 및 램프 부하응답이 안정된 특성을 보인다.Fig. 14 is a transient response waveform diagram of the current according to the present invention. As shown therein, the step and the lamp load response up to the rated load are stable in the range from 0.5 to 40 Hz.

도15a,b,c,d는 도10에서 보상전압 출력부의 다른 구성의 실시예를 보인 블록도로서, 이에 도시한 바와 같이 대역통과 필터를 대신하여 저역통과 필터나 고역통과 필터로 대체할 수 있고, 고역통과 필터 또는 저역통과 필터와 제1,2 감산기 및 제1,2 비례적분 제어기로 구성하여도 출력되는 보상전압은 도10에서의 보상전압과 동일하다.15A, B, C, and D are block diagrams showing an embodiment of another configuration of the compensation voltage output unit in FIG. 10. As shown in FIG. 10, a low pass filter or a high pass filter may be substituted for the band pass filter. , Even when the high pass filter or the low pass filter, the first and second subtractors, and the first and second proportional integration controllers are configured, the output compensation voltage is the same as the compensation voltage in FIG. 10.

이상에서 설명한 바와 같이 본 발명 인버터의 전류 제어장치는 종래의 전압/주파수(V/F)를 일정 제어하는 범용 인버터에 대하여 별도의 추가되는 장비 없이 전압/주파수(V/F)를 일정하게 유지하면서 전류의 왜곡을 개선하므로, 데드타임으로 인한 전류의 왜곡을 막을 수 있고, 5, 7고주파의 감소로 인해 토크의 리플 및 모타의 과열을 현저히 줄일 수 있으며, 센서 리스 벡터 제어의 성능을 향상시킬 수 있고, 또한 다양한 응용 상황에서 발생할 수 있는 전류의 급변을 트립 없이 제어할 수 있는 효과가 있다.As described above, the current control device of the inverter of the present invention maintains a constant voltage / frequency (V / F) without any additional equipment for a conventional inverter that constantly controls the conventional voltage / frequency (V / F). By improving the distortion of the current, it is possible to prevent the distortion of the current due to dead time, significantly reduce torque ripple and motor overheating due to the reduction of 5 and 7 frequencies, and improve the performance of sensorless vector control. In addition, there is an effect that can control the sudden change of the current that can occur in various application situations without trip.

Claims

An integrator that receives a target frequency and outputs an integral value of the frequency; A voltage / frequency unit for receiving a target frequency and outputting a DC voltage command value of a synchronous coordinate system; A first coordinate conversion unit converting the output of the voltage / frequency unit into a three-phase AC voltage command value based on the output of the integrator; A second coordinate converter converting a current detected by the current detector based on the output of the integrator into a value of a synchronous coordinate system; A compensation voltage output unit configured to receive an output of the second coordinate converter and a d-axis current of a synchronous coordinate system, and output a compensation voltage; A third coordinate conversion unit converting the output of the compensation voltage output unit into a static coordinate system value based on the output of the integrator; A first adder configured to add an output of the third coordinate converter and a constant compensation voltage; And a second adder configured to add an output of the first adder and an output of the first coordinate transformation unit.

The band pass filter of claim 1, wherein the compensation voltage output unit outputs a synchronous coordinate system q-axis current command value by passing only an AC component having a frequency within a range set by the synchronous coordinate system q-axis current which is an output of the second coordinate conversion unit. Pass Filter); A high pass filter which cuts out the low-pass portion which is less than or equal to the frequency range set by the output of the second coordinate converter, and outputs the filtered synchronous coordinate system q and d-axis currents by passing only the high-pass portion; A first subtractor which receives and subtracts the filtered synchronous coordinate system q-axis current which is the output of the bandpass filter and the synchronous coordinate system q-axis current command which is the output of the high pass filter; A second subtractor configured to receive and subtract the filtered synchronous coordinate d-axis current and the synchronous coordinate d-axis current command value which are outputs of the high pass filter; In addition to the proportional operation in which the manipulated value changes in proportion to the deviation output from the first and second subtractors, the first and second proportional integral controllers control the manipulated amount by adding an amount that changes in proportion to the integral value of the deviation. Inverter current control device.

The high-pass filter of claim 1, wherein the compensation voltage output unit cuts out a low pass portion that is less than or equal to a frequency range set by the output of the second coordinate conversion unit, and outputs a filtered synchronous coordinate system q and d-axis current by passing only the high pass portion. High Pass Filter; Low pass filter which cuts out the high frequency part which is greater than the frequency range set in the filtered synchronous coordinate system q-axis current which is the output of the high pass filter, and outputs the synchronous coordinate system q-axis current command value by passing only the low frequency part; ; A first subtractor configured to receive and subtract the filtered synchronous coordinate system q-axis current which is the output of the low pass filter and the output of the high pass filter; A second subtractor configured to receive and subtract the filtered synchronous coordinate system d-axis current and the synchronous coordinate system d-axis current command value which are outputs of the high pass filter; In addition to the proportional operation in which the manipulated value changes in proportion to the deviation output from the first and second subtractors, the first and second proportional integral controllers control the manipulated amount by adding an amount that changes in proportion to the integral value of the deviation. Inverter current control device.

The high-pass filter of claim 1, wherein the compensation voltage output unit cuts out a low pass portion that is less than or equal to a frequency range set by the output of the second coordinate conversion unit, and outputs a filtered synchronous coordinate system q and d-axis current by passing only the high pass portion. High Pass Filter; A first subtractor configured to receive and subtract the output of the high pass filter and the q-axis voltage of a synchronous coordinate system; A second subtractor configured to receive and subtract the output of the high pass filter and the d-axis current command value of the synchronous coordinate system; In addition to the proportional operation in which the manipulated value changes in proportion to the deviation output from the first and second subtractors, the first and second proportional integral controllers control the manipulated amount by adding an amount that changes in proportion to the integral value of the deviation. Inverter current control device.

The first high pass of claim 1, wherein the compensation voltage output unit cuts out a low pass portion that is less than or equal to a frequency range set by the output of the second coordinate conversion unit, and outputs a filtered synchronous coordinate system q and d-axis current by passing only the high pass portion. A high pass filter; A second high pass outputting the filtered synchronous coordinate system q-axis current of the first high-pass filter to block the low-pass portion that is less than or equal to the frequency range set at this output, and output only the high-pass portion to output the synchronous coordinate system q-axis current command value A filter; A first subtractor configured to receive and subtract outputs of the first and second high pass filters; A second subtractor configured to receive and subtract the filtered synchronous coordinate d-axis current and the synchronized coordinate system d-axis current command value of the first high pass filter; In addition to the proportional operation in which the manipulated value changes in proportion to the deviation output from the first and second subtractors, the first and second proportional integral controllers control the manipulated amount by adding an amount that changes in proportion to the integral value of the deviation. Inverter current control device.

The low voltage filter of claim 1, wherein the compensation voltage output unit comprises: a low pass filter for blocking a high frequency part which is greater than or equal to a frequency range set at the output of the second coordinate converter and allowing only a low frequency part to pass; A first subtractor configured to receive and subtract the q-axis current of the synchronous coordinate system that is the output of the second coordinate converter and the q-axis current of the filtered synchronous coordinate system that is the output of the low pass filter; A second subtractor configured to receive and subtract the d-axis current of the synchronous coordinate system that is the output of the second coordinate conversion unit and the d-axis current of the filtered synchronous coordinate system that is the output of the low pass filter; In addition to the proportional operation in which the manipulated value changes in proportion to the deviation output from the first and second subtractors, the first and second proportional integral controllers control the manipulated amount by adding an amount that changes in proportion to the integral value of the deviation. Inverter current control device.