KR20010023224A - 서브샘플된 이산 푸리에 변환을 사용하는 광대역 채널화 - Google Patents

Abstract

광대역 신호를 처리하기 위한 수신기와 방법이 설명된다. 채널화기는 광대역 신호를 수신하는 수신기로 구성된다. 수신한 광대역 신호는 서브샘플된 DFT-채널화기가 처리하여, 수신한 광대역 신호내 다수의 채널들로부터 규칙적으로 이격된, 선택된 수의 채널들을 추출한다. 그런 다음, 이들 추출한, 규칙적으로 이격된 채널들은 출력되어, 수신기가 더 처리한다.

Description

서브샘플된 이산 푸리에 변환을 사용하는 광대역 채널화{WIDEBAND CHANNELIZATION USING SUBSAMPLED DISCRETE FOURIER TRANSFORMS}

다중무선채널의 동시 수신을 필요로 하는 무선기들은 광대역 신호로부터 다수의 무선채널의 추출을 필요로 한다. 이러한 수신기들은 매크로 기지국, 마이크로 기지국, 피코 기지국 등을 포함할 수 있다. 전형적으로 이러한 유형들의 수신기들은, 규칙적으로 이격된, 모든 가용 채널들의 서브세트로 각 기지국을 효율적으로 제한하는 빈번한 재사용 계획에 따라 작동한다.

구현된 한 선행기술에 있어서, 개별적인 무선채널들은 DFT( 이산 푸리에 변환)필터뱅크를 사용하여 광대역 신호로부터 추출된다. 현존하는 DFT 채널화기(channelizer)에 존재하는 문제점은, 광대역 무선 신호로부터 모든 채널을 추출한다는 것이다. 이것은 채널화기가 상당한 산술적인 연산을 해야하는 것을 필요로 하고 또난 수신기의 비용/복잡성을 증가시킨다. 때문에 각 기지국은 오직, 규칙적으로 이격된 모든 가용채널의 서브셋트를 사용하는데 그치고 있다. 따라서 광대역 신호로부터 무선채널들을 추출하기 위한, 보다 효과적으로 덜 복잡한 방법이 필요하다.

본 발명은 광대역 채널화 기술에 관한 것으로서, 특히 광대역신호를 채널화하기 위해 서브샘플된 푸리에 변환 필터뱅크를 사용하는 방법에 관한 것이다.

도 1 은 일반적인 광대역 수신기의 블록도.

도 2 는 단일 분기의 DFT-채널화기의 기능도.

도 3 은 DFT-채널라이저의 도면.

도4 는 서브샘플된 DFF-채널화기의 블록도.

본 발명은, 수신기 내에서 광대역 신호를 처리하는데 사용하기 위해, 채널화기가 가지는 상기 및 다른 문제점들 극복하는 것이다. 초기에 하나의 광대역 신호를 수신한 필터뱅크로 처리하여, 수신한 광대역 신호 내에 존재하는 다수의 채널로부터 선택된 숫자의, 규칙적으로 이격된 채널들을 추출한다. 이 서브샘플된 DFT-채널화기는 광대역 신호로부터 모든 잠재적인 채널(대체로 M개의 채널들)들을 추출하는 다위상(多位相) 필터의 뱅크로 구성된다. 다음에, 다위상 필터들의 출력은 시간 에일리어싱되어(time aliased), 선택된 숫자의, 규칙적으로 이격된 채널들과 그 숫자(M/L 개의 필요한 채널)와 제2의 신호 시퀀스가 발생된다.

이 제2의 신호 시퀀스는,역 이산 푸리에 변환에 의해 처리되어 M/L 대역통과 신호가 된다. 그런 다음, 역 푸리에 변환 계수들은 반송신호들의 시퀀스와 혼합되어 상기 대역통과신호를 기저대역으로 변위시켜, 광대역신호로부터 M/L 개의 규칙적으로 이격된 채널들을 추출하게 된다. 이러한 시스템은 필요한 철기 전력의 량을 상당히 감소시킨다. 본 발명에 따른 이 시스템에 있어서, 필요한 채널들을 생성하기 위해 필수적인 산술적인 연산들의 숫자는, 모든 채널들을 추출하는데 현재 필요한 산술적인 연산들의 숫자 보다 상당히 적다.

도면을 참조하여 보면, 특히 도 1을 참조하여 보면, 일반적인 광대역 수신기의 블록도가 도시되어 있다. 전송된 광대역신호는 안테나(5)가 수신한다. 혼합과 필터링으로 이루어진 여러 단계(10에 도시됨)를 통해, 신호는 필요한 주파스대역으로 처리된 다음에, 믹서(15)에 의해, 광대역 아날로그-디지탈 변환기(20)에 입력을 위한, 비교적 넓은 대역폭을 가지는 기저대역신호 x(t)으로 하향 혼합(믹스 다운)된다. 아날로그-디지탈 변환기(20)는 아날로그 광대역 신호 X(t)를 디지털 광대역 신호 x(n)로 변환시키고, 디지탈 채널화기(25)가 상기 변환된 신호를 처리하여 다양한 무선채널(30)들을 추출한다. 선행기술 DFT-채널화기(25)(도 3에 도시된 것과 같은 것임)는 광대역 신호 x(n) 내에서 모든 채널들을 추출하는, 계산적으로 효율적인 방법을 제공한다.

도 2를 참조하여 보면, DFT-채널화기의 한 분기의 기능도가 도시되어 있다. H₀(w)는 실제 저역통과 필터를 나타낸다. 필터뱅크 안에 있는 모든 다른 필터는 이 저역통과 프로토타입의 변조된 버전이다. 따라서; O≤i≤M-1, M 은 채널의 수와 같다. H_i(w)는, 이산 시간 주파수에 중심을 두거나, 또는 연속 시간 주파수근처에 등가적으로 중심을 둔 대역통과 복소값(complex-valued) 필터 복잡하게 평가된 베이스패스 복잡하게 평가된 필터에 나타낸다(상기 F_s는 A/D 변환기의 샘플링 주파수이고, M은 {-F_s/2, +F_s/2} 간의 모든 채널들의 숫자와 동일하다). 즉 달리 말하면, 필터뱅크 내에로 이격된, 정확히 M개의 동일한 대역폭 필터들이 있다. M이 다운샘플링 계수 N의 정수의 배수일 때에만 도 3의 DFT-채널화기가 유효하다(즉, M=N ×K; K는 양의 정수이다). DFF-채널화기는 역 이산 푸리에 변환(IDFT)과 저역통과 프로토타입 필터 H₀(n)의 다위상 분해를 삳용하여 효과적으로 구현할 수 있다. 이러한 구현은, 전형적으로 DFT-채널화기로 불리고, 도 3에 도시되어 있다.

: 0≤K ≤M-1

도 3을 참조하여 보면, DFT-채널화기의 블록도가 도시되어 있다. 도3에 있어서, E_i(z)는 H₀(z)의 다위상 성분을 나타낸다. 따라서,

여기서, e_i(n) = h_i[nM+i] 0 ≤i ≤M-1

선행기술 DFT-채널화기의 주 한계는, 실제로 채널들의 서브세트만이 필요하다 할지라도, 주파수 범위에서 모든 채널들을 채널화 한다는 것이다. 예컨대, 7/21 주파수 재사용 계획을 사용하는 대부분의 셀룰러 시스템들에 있어서, 각 기지국은 일곱개의 모든 무선채널들 중에서 하나만을 사용한다. 따라서, 수신기는 모든 7번째 채널을 채널화할 필요가 있을 뿐이다.

도 4를 참보하여 보면, 본 발명의 서브샘플된 DFT-채널화기의 블록도가 도시되어 있다. 서브샘플된 DFT-채널화기에 대해, 오직 모든 L-째 출력 채널만을 계산하여야 하고 또한 채널의 전체 숫자 M은 L의 정수의 배수이다고 가정한다.

M = L x r

여기서, r은 양의 정수

이산 광대역 신호 x(n)로부터, 서브샘플된 DFT-채널화기는 필요한 채널만을 계산한다.

도 4와 도 3을 비교하면, 서브샘플된 DFT-채널화기가 DFT-채널화기 내 M-포인트 DFT를 시간-에일리어싱 블록과 M/L-point IDFT로 교체한다는 것을 알 수 있다. 시간-에일리어싱 블럭과 의 M/L-point IDFT의 결합 복잡성은 M-포인트 IDET의 복잡성보다 훨씬 작다.

시간-에일리어싱 블럭의 출력들은 다음 식에 따라 다위상 필터들의 출력들로부터 형성된다.

0 ≤i ≤Q-1

여기서 Q = M/L,

0 ≤K ≤Q-1

도 5의 서브샘플된 DFT-채널화기에서 M/L - point IDFT의 Q 출력들은이다(즉, 도 3에서 IDFT 블록의 모든 L-번째 출력).

마찬가지로, 도 5에서 서브샘플된 DFT-채널화기의 최종 출력은이다(즉, 도 3에서 DFT-채널화기의 모든 L-번째 최종 출력).

예컨대, 거의 10MHz의 대역폭의 아날로그 신호 x(n)을 상정하고, D-AMPS 표준에 각 채널들을 일치시킨다고 가정하자.

특히, 채널 간격이 f_cs=30 KHz라고 가정하자. 또한, 7/21 주파수 재사용 패턴이 사용된다고 가정하자. 따라서, x(n)에서부터 오직 모든 일곱번째 채널들 만을 추출하라 필요가 있다. 즉, L=7이다.

만일 A/D 변환기의 샘플링 주파수가 F_s=34.02 ㎒에 설정된다면, 도 3의 전체 DFT-채널화기를, x(n)에서 모든 30㎑ 대역을 추출하는데 사용할 수 있다. 이 경우에 있어서, 전체 채널들의 숫자는이다. 크기 1134의 IDFT는 F_s/N 초 마다 DFT-채널화기에 의해 구현될 필요가 있다. 1134는 상당히 복합된 수이기 때문에, 둘리-터키(Dooly-Tukey) FFT 알고리즘을 이러한 IDFT를 효과적으로 계산하는데 사용할 수가 있다.

대안으로, 도 4의 서브샘플된 DFT-채널화기는 x(n)에서부터 모든 7번째 채널만을 추출하는데 사용할 수 있다 (즉, 만약 A/D 변환기의 샘플링 주파수가 F_s=34.02 MHz에 설정된다면, L=7). 이 경우에 있어서, 162-포인트 IDFT는 F_s/N 마다 서브샘플된 DFT-채널화기에 의해 실행될 필요가 있다(왜냐하면 M/L=1134/7=162이기 때문이다).

1134-포인트 IDFT의 복잡도는 162 포인트 IDFT의 대략 7배 정도이다.

다시 도 4를 참조하여 보면, 이산 광대역 신호 x[n]를 다위상 필터의 뱅크(100)로 샘플링하고 필터링하여, 시퀸스을 생성한다.신호의 각 분기는 105에서 L로 시간 에일리어싱 되어, 새로운 시퀀스이 생성된다. M/L - point IDFT(110)은 시퀀스에서 취하여 시퀀스가 산출된다. 이 시퀀스는 믹서(115)에서 반송신호 시퀀스과 혼합되어 광대역신호로부터 선택된 채널들을 산출한다. 여기서이다.

서브샘플된 DFT-채널화기에서 M/L-point IDFT는 DFT/IDFT를 계산하기 위한 공지된 고속 알고리즘을 사용하여 계산할 수 있다. 이들 알고리즘은 레이딕스 (radix)-2 FFT 알고리즘과, 쿨리-터키 FFT 알고리즘과, 위노가드(Winogard) 프라임-렝스(prime-length) FFT 알고리즘과, 프라임-팩터(prime-factor) FFT 알고리즘을 포함한다. M/L의 정확한 값에 따라서, IDFT의 계산을 위한 소정의 알고리즘이 보다 효율적이게 된다. 그러므로, 서브샘플된 DFT-채널화기의 자유(free) 변수(예컨대, F_s및 M)들은, 소정의 FFT/IFFT 알고리즘을 사용하여 최종 IDFT가 보다 효율적으로 계산되도록 선택될 수 있다. 즉 다시 말하자면, 이들 변수들은 효율적으로 계산될 수 있는 IDFT크기를 가지도록 선택될 수 있다.

예컨대, 만일 M/L이 상당히 복잡한 수라면, 쿨리-터키 FFT 알고리즘을, 최종 IDFT를 효율적으로 계산하는데 사용할 수 있다. 한편, 만일 M/L이 프라임 수라면, 최종 IDFT를 효율적으로 계산하는데, 위노가드 프라임-렝스 FFT 알고리즘을 사용할 수 있다. 마지막으로, 만일 M/L이 4의 제곱(power)이라면, 레이딕스-4 FFT 알고리즘을 최종 IDFT를 효율적으로 계산하는데 사용할 수 있다.

비록 본 발명의 바람직한 실시예의 방법과 장치가 첨부도면에 도시되고 또한 상기 상세한 설명에 기술되었다 하더라도, 본 발명은 여기에 한정되지 않고, 다음의 청구범위에 주어지는 본 발명의 사상을 벗어나는 일이 없이 다양한 재구성과, 수정과 대체가 이루어질 수 있다는 것을 알아야 한다.

Claims (14)

1. 수신한 신호를 아날로그 기저대역 신호로 변환하는 수단과,

   상기 아날로그 기저대역 신호를 디지탈 기저대역 신호로 변환하는, 아날로그-디지탈 변환기와,

   상기 디지탈 기저대역 신호에서부터, 규칙적으로 이격된 다수의 선택된 채널들을 추출하는 서브샘플된 DFT-채널화기를 포함하는 수신기.
2. 제1항에 있어서,

   제1시퀀스의 신호를 추출하는 다수의 다위상 필터들과,

   제2시퀀스의 신호를 발생시키기 위해 상기 제1시퀀스의 신호를 시간 에일리어싱하는 수단과,

   상기 제2시퀀스의 신호에서부터, 규칙적으로 이격된 다수의 선택된 채널들에 대한 IDFT 계수들을 계산하는,역 이산 푸리에 변환수단과,

   상기 IDFT 계수들을 반송신호 시퀀스와 결합하여, 규칙적으로 이격된 다수의 선택된 채널을 제공하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
3. 제2항에 있어서, 상기 제1시퀀스의 신호는 디지탈 기저대역 신호 내에 각 채널들을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
4. 제2항에 있어서, 상기 제2시퀀스의 신호는, 규칙적으로 이격된, 선택된 채널들의 숫자와 동일한 다수의 신호들만을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
5. 서브샘플된 DFT-채널화기는 디지탈 기저대역 신호에서부터 임의의 제1채널을 추출할 수 있는 것을 특징으로 하는 채널화기.
6. 광대역 신호를 수신하는 수단과,

   수신한 광대역 신호내 다수의 채널들에서분터, 규칙적으로 이격된 다수의 선택된 채널들을 추출하는 서브샘플된 DFT-채널화기와,

   규칙적으로 이격된, 선택된 채널들을 출력하는 수단을 포함하는, 광대역 신호를 처리하는 채널화기.
7. 제6항에 있어서, 상기 서브샘플된 DFT-채널화기는,

   제1시퀀스의 신호를 추출하는 다수의 다위상 필터들과,

   제2시퀀스의 신호를 발생시키기 위해 상기 제1시퀀스의 신호를 시간 에일리어싱하는 수단과,

   상기 제2시퀀스의 신호에서부터 규칙적으로 이격된 다수의 채널들에 대한 IDFT 계수들을 계산하는이산 푸리에 변환수단과,

   상기 IDFT 계수들과 반송신호 시퀀스를 결합하여 규칙적으로 이격된 다수의 선택된 채널들을 제공하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 채널화기.
8. 제7항에 있어서, 제1시퀀스의 신호가 광대역 신호 내에 각 채널을 포함하는 것을 특징으로 하는 채널화기.
9. 제7항에 있어서, 상기 제2시퀀스의 신호는 규칙적으로 이격된 다수의 선택된 채널들과 동일한 다수의 신호들만을 포함하는 것을 특징으로 하는 채널화기.
10. 제1항에 있어서, 서브샘플된 DFT-채널화기는 광대역 신호로부터 임의의 제1신호를 추출할 수 있는 것을 특징으로 하는 채널화기.
11. 다수의 채널들을 포함하는 광대역 신호를 수신하는 단계와,

    광대역 신호 내 다수의 채널들로부터 규칙적으로 이격된, 선택된 수의 채널들을 추출하는 단계와,

    추출한, 규칙적으로 이격된 채널들을 출력하는 단계를 포함하는, 다수의 채널들을 포함하는 광대역 신호를 처리하는 방법.
12. 제11항에 있어서,

    규칙적으로 이격된, 선택된 수의 채널들 추출하기 위해 광대역 신호 내 다수의 채널들을 서브샘플된 DFT-채널화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 방법.
13. 제11항에 있어서, 광대역 신호 내 다수의 채널들 각각을 추출하기 위해 광대역신호를 필터링하는 단계와,

    규칙적으로 이격된, 선택된 수의 채널들과 그 숫자가 동일한 신호의 시퀀스를 구하기 위해 다수의 채널들을 시간 에일리어싱하는 단계와,

    규칙적으로 이격된, 선택된 수의 채널들의 IDFT 계수를 얻기 위해역 이산 푸리에 변환에 따라 제2시퀀스의 신호를 처리하는 단계와,

    규칙적으로 이격된, 선택된 수의 채널들을 얻기 위해 반송신호 시퀀스와 IDFT 계수들을 혼합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 제11항에 있어서,

    다수의 채널들 각각을 추출하기 위해 광대역 신호를 필터링하는 단계와,

    규칙적으로 이격된, 선택된 수의 채널들에 대한 IDFT 계수를 추출한 다수의 채널들로부터 결정하는 단계와,

    규칙적으로 이격된, 선택된 수의 채널들을 얻기 위해 IDFT 계수들을 반송신호 시퀀스와 혼합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.