JP4128746B2

JP4128746B2 - サブサンプリング形離散フーリエ変換を使用する広帯域チャネライザ

Info

Publication number: JP4128746B2
Application number: JP2000556548A
Authority: JP
Inventors: ザンジ、カムビズ、シー
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1997-08-29
Filing date: 1998-08-27
Publication date: 2008-07-30
Anticipated expiration: 2018-08-27
Also published as: EP1016211A1; WO1999010979A1; DE69804823D1; KR20010023224A; EP1016211B1; CN1269067A; JP2002519902A; CA2301105A1; DE69804823T2; AU8923598A; US6005900A; AU753799B2

Description

【０００１】
（発明の背景）
（発明の技術分野）
本発明は、広帯域チャネル化（channelization）技術に関し、より詳細には、サブサンプリング形離散フーリエ変換（subsampled discrete fourier transform）フィルタバンクを使用する方法に関する。
【０００２】
（関連技術の説明）
複数の無線チャネルを同時に受信する必要のある無線受信器は、広帯域信号からいくつかの無線チャネルを抽出しなければならない。かかる受信器には、マクロ基地局、マイクロ基地局、ピコ基地局などを含めてもよい。この形式の受信器は、使用可能な全チャネルの規則正しく間隔をあけた部分集合に各基地局を有効に結びつける周波数再利用計画に従って動作するのが普通である。
【０００３】
先行技術による方法の１つでは、DFT（discrete fourier transform：離散フーリエ変換）フィルタバンクを利用して、信号から個々の無線チャネルが抽出される。既存のDFTチャネライザ（channelizer）に付随する問題点は、DFTチャネライザが、広帯域無線信号からあらゆるチャネルを抽出してしまうことである。各基地局は、使用可能な全チャネルのうち規則正しく間隔をあけた部分集合を利用しているだけなのだから、上記問題点ために、チャネライザによる大量の算術演算が必要になるとともに、受信器の価格／複雑性が増加する。したがって、広帯域信号から無線チャネルを抽出するために、もっと能率的で複雑さの少ない方法が要望されている。
【０００４】
（発明の要約）
本発明は、受信器内で広帯域信号を処理する際に使用するチャネライザに関する前述の問題点などを克服する。最初に、サブサンプリング形フィルタバンクによって広帯域信号が処理され、受信された広帯域信号内の複数のチャネルから、選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネルを抽出する。サブサンプリング形DFTチャネライザは、広帯域信号から潜在しているチャネルのすべて（全部でＭチャネル）を抽出する多相フィルタのバンクから構成される。多相フィルタの出力は時間を変えられて（time aliased）、選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネル（M/L個の所望のチャネル）と同数の第２の一連の信号を発生する。
【０００５】
この第２の一連の信号は、M/Lポイント離散逆フーリエ変換によって処理され、M/L個の帯域信号（bandpass signals）になる。離散逆フーリエ変換の係数と一連の搬送信号をミックスして、これらの帯域信号をベースバンドにシフトすると、広帯域信号からM/L個の規則正しく間隔をあけたチャネルを抽出することになる。このシステムは、処理に必要な電力量を大幅に低減する。本発明によるこのシステムでは、所望のチャネルを形成するために必要な算術演算の回数は、あらゆるチャネルを抽出するために必要な現在の算術演算の回数より大幅に少ない。
【０００６】
（発明の詳細な説明）
本発明をより完全に理解するために、添付の図面とともに、次に続く詳細な説明に論及する。
【０００７】
これらの図面と、より詳細には図１を参照すると、一般的な広帯域受信器のブロック図が示されている。送信された広帯域信号はアンテナ５で受信器に受信される。（全体を１０で示す）ミキシングとフィルタリングのいくつかのステージを通じて、この信号が所望の周波数帯域に処理されると、ミクサー１５によって、広帯域アナログ・ディジタル変換器２０の入力として、比較的広い帯域幅のベースバンド信号x（t）にミックスダウンされる。アナログ・ディジタル変換器２０が、広帯域アナログ信号x（t）を広帯域ディジタル信号x（n）に変換すると、この信号x（n）は、各種無線チャネル３０を抽出するために、ディジタルチャネライザ２５によって処理される。（図３に示す）先行技術としてのDFTチャネライザ２５は、広帯域信号x（n）内のあらゆるチャネルを抽出するための能率的な計算方法（a computaionally efficient manner）を備えている。
【０００８】
図２を参照すると、実数を使用する（real）低域FIRフィルタを表す１枝路（branch）のDFTチャネライザH_o(w)の機能図が示されている。フィルタバンク中の他の全フィルタは、この基本低域フィルタ（lowpass prototype）の変形（modulated version）である。したがって、
【数１】

となるが、ここでMはチャネルの数に等しい。H_i(w)は、離散時間周波数
【数２】

の中央、または等価な連続時間周波数
【数３】

（FsはA/D変換器のサンプリング周波数である）の中央にある複素数の値を使用する帯域フィルタを表し、Ｍは、{ -F_s/2, +F_s/2 }の間のチャネルの総数に等しいことに注意されたい。つまり、このフィルタバンクには、f_cs = F_s/Mだけ間隔をあけて離れている正確にＭ個の帯域幅の等しいフィルタが、存在することになる。図３のDFTチャネライザは、Ｍがダウンサンプリング係数Ｎの整数倍であるときに限り有効である（つまり、M = N x K_iであって、Kは何らかの正の整数である）。DFTチャネライザは、離散逆フーリエ変換（IDFT）と、基本低域フィルタH_o(n)による多相分解（polyphase decomposition）とを使用して能率よく実施されうる。普通、この方法は、DFTチャネライザと呼ばれており、図３に示されている。
【数４】

【０００９】
次に図３を参照すると、DFTチャネライザのブロック図が示されている。図３で、複数のE_i(z)は、H_o(z)の多相構成要素（polyphase component）を表す。したがって、
【数５】

【００１０】
先行技術によるDFTチャネライザの主な限界は、周波数範囲{ -F_s/2, F_s/2 }のあらゆるチャネルをチャネル化してしまうが、実際に必要なのはこれらのチャネルの部分集合だけでよいということである。たとえば、7/21周波数再利用計画を使用するたいていのセルラーシステムにおいては、各基地局は、７無線チャネルごとに、そこから１チャネルを使用するだけである。したがって、受信器は、７番目のチャネルをすべてチャネル化する必要があるにすぎない。
【００１１】
次に図４を参照すると、本発明によるサブサンプリング形DFTチャネライザが示されている。サブサンプリング形DFTチャネライザの場合、７番目に出力されるチャネルだけをすべて計算しなければならないと想定するとともに、チャネルの総数MがLの整数倍であると想定する。したがって、
M = L x r
ここでｒは何らかの正の整数である。
【００１２】
サブサンプリング形DFTチャネライザは、広帯域離散信号x（n）から所望のチャネル{c_o[n],c_L[n],c_2L[n],...,c_M-L[n]}だけを計算する。
【００１３】
図４と図３を比較すると、サブサンプリング形DFTチャネライザでは、DFTチャネライザのMポイントDFTが、時間を変えるブロックとM/LポイントIDFTとに置き変えられていることが判る。時間を変えるブロックとM/LポイントIDFTを組み合わせた複雑さは、MポイントIDFTの複雑さよりもかなり少ない。
【００１４】
時間を変えるブロックの出力は、次式による多相フィルタの出力からつくられる。
【数６】

図４のサブサンプリング形DFTチャネライザ内のM/LポイントIDFTのQ個の出力は、{r₀[n],r_L[n],r_2L[n],…,r_m-L[n]}（つまり、図３のIDFTブロックのＬ番目ごとの出力）である。
【００１５】
同様に、図４のサブサンプリング形DFTチャネライザの最終出力は、
{c_o[n],c_L[n],c_2L[n],…,c_m-L[n]}（つまり、図３のIDFTブロックのＬ番目ごとの最終出力）である。
【００１６】
一例として、帯域幅が約１０ＭＨｚのアナログ信号x（n）を考え、各無線チャネルがD-AMPSの規格に準拠していると想定する。特にチャネル間隔は、f_cs = 30 KHzとする。さらに、7/21周波数再利用パターンが使用されていると想定する。そうすると、x（n）から７番目ごとのチャネルだけ、すなわち、L=７を抽出する必要がある。
【００１７】
A/D変換器のサンプリング周波数がF_s = 34.02 MHzに設定されているとすると、図３の完全なDFTチャネライザは、x（n）内のあらゆる30 KHzの帯域を抽出するために使用されうる。この場合のチャネルの総数は、M = 34.02 MHZ/30 KHZ = 1134である。サイズが1134のIDFTは、F_s/N秒ごとにDFTチャネライザによって実行される必要がある。1134は非常に大きな数（highly composite number）であるから、クーリー・チューキーのFFTアルゴリズム（Cooley-Tukey FFT algorithm）を使用して、このIDFTを能率よく計算することができる。
【００１８】
また、図４のサブサンプリング形DFTチャネライザを使用して、x（n）から７番目のチャネルだけをすべて抽出することができる（つまり、A/D変換器のサンプリング周波数がF_s = 34.02 MHzに設定されていると、L = 7）。このケースでは、（M/L = 1134/7 = 162であるから）サブサンプリング形DFTチャネライザは、F_s/Nごとに162ポイントIDFTを実行する必要がある。1134ポイントIDFTの複雑さは、162ポイントIDFTの複雑さの約７倍である。
【００１９】
次に図４を再度参照すると、広帯域離散信号 x[n]は、多相フィルタ１００のバンクによってサンプリングされフィルタリングされて、信号列 s_i[n]を発生する。 s_i[n]信号の各枝路は１０５のLによって時間が変更され、新しい信号列 z_i[n]を発生する。信号列 z_i[n]のM/LポイントIDFT１１０が実行されると、信号列 r_i[n]が発生する。M/L ポイント IDFT １１０のサブサンプリング係数を N としたとき、信号列 r _i [n]は、ミクサー１１５で搬送信号列e^-jWrNn、
【数７】

とミックスされると、選択されたチャネルc _i [n]が広帯域信号から生じる。
【００２０】
サブサンプリング形DFTチャネライザのM/LポイントIDFTは、DFT/IDFTを計算するための既存の高速アルゴリズムのどれかを使用して計算されうる。これらのアルゴリズムは、２を基数とする高速フーリエ変換アルゴリズム（radix-2 FFT algorithm）、クーリー・チューキーの高速フーリエ変換アルゴリズム、ウイノグラードの素数の長さに注目した高速フーリエ変換アルゴリズム（Winograd prime-length FFT algorithm）、および素数因子高速フーリエ変換アルゴリズム（prime-factor FFT algorithm）を含む。M/Lの正確な値によっては、IDFTの計算に特定のアルゴリズムがより能率的かも知れない。したがって、サブサンプリング形DFTチャネライザの空きのパラメータ（たとえばF_s およびＭ）を選び、特定のFFT/IFFTアルゴリズムを使用して、得られたIDFTをさらに能率的に計算してもよい。換言すると、これらのパラメータを選択して、能率的に計算できるIDFTのサイズを求めてもよい。
【００２１】
たとえば、M/Lが非常に大きな数の場合、クーリー・チューキーのFFTアルゴリズムを使用して、得られたIDFTを能率的に計算してもよい。これとは反対に、M/Lが素数の場合は、ウイノグラードの素数の長さに注目したFFTアルゴリズムを使用して、得られたIDFTを能率的に計算してもよい。最後に、M/Lが、べき数４の数の場合は、基数４のFFTアルゴリズム（radix-4 FFT algorithm）を使用して、得られたIDFTを能率的に計算することができる。
【００２２】
本発明による方法と装置の好適実施例を添付の図面に示し、上記詳細な説明の中で説明してきたが、本発明は、開示された実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲で説明されかつ定義されているとおり、本発明の範囲を逸脱することなく、多数の再構成、修正および代替が可能であることは理解されるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的な広帯域受信器のブロック図を示す図。
【図２】１枝路のDFTチャネライザの機能図を示す図。
【図３】 DFTチャネライザを示す図。
【図４】サブサンプリング形DFTチャネライザのブロック図を示す図。

Claims

受信した信号をアナログベースバンド信号に変換する第１の回路（１０，１５）と、
前記アナログベースバンド信号をディジタルベースバンド信号に変換するアナログ・ディジタル変換器（２０）と、
前記ディジタルベースバンド信号から、選択された規則正しく間隔をあけた複数のチャネルを抽出するサブサンプリング形DFTチャネライザと、
を備えた受信器であって、
前記サブサンプリング形DFTチャネライザは、
M個の信号を含む第１の一連の信号を抽出する複数の多相フィルタ（１００）と、
前記第１の一連の信号に対し、nを信号のインデックスしたとき、数式

で示されるL時間（LはM/Lが自然数となる数）の信号処理を行い、M/L個の信号を含む第２の一連の信号を発生する第２の回路（１０５）と、
前記第２の一連の信号から、前記選択された規則正しく間隔をあけた複数のチャネルのIDFT係数を計算するM/Lポイント離散逆フーリエ変換（１１０）と、
前記IDFT係数と搬送信号列e^-jWrNn（ここで、Wr=2π/Q×rであり（ r は IDFT 係数ｒ _KL のＫ（０≦Ｋ≦Ｑ−１）と同一の値）、Nはサブサンプリング係数である）とを結合して前記選択された規則正しく間隔をあけた複数のチャネルを供給する結合器（１１５）と、
を備えた受信器。
請求項１に記載の受信器において、前記第１の一連の信号は、前記ディジタルベースバンド信号内の各チャネルを含む受信器。
請求項１に記載の受信器において、前記第２の一連の信号は、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャネルに等しい複数の信号だけを含む受信器。
請求項１に記載の受信器において、前記サブサンプリング形DFTチャネライザは、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャネルのひとつである任意のチャネルを前記ディジタルベースバンド信号から抽出することができる受信器。
広帯域信号を処理するチャネライザであって、
前記広帯域信号を受信する入力端子と、
前記受信された広帯域信号内の複数のチャネルから、選択された規則正しく間隔をあけた複数のチャネルを抽出するサブサンプリング形DFTチャネライザと、
を備えたチャネライザにおいて、
前記サブサンプリング形DFTチャネライザは、
M個の信号を含む第１の一連の信号を抽出する複数の多相フィルタ（１００）と、
前記第１の一連の信号に対し、nを信号のインデックスしたとき、数式

で示されるL時間（LはM/Lが自然数となる数）の信号処理を行い、M/L個の信号を含む第２の一連の信号を発生する回路（１０５）と、
第２の一連の信号から、前記規則正しく間隔をあけた複数のチャネルのIDFT係数を計算するM/Lポイント離散逆フーリエ変換（１１０）と、
前記IDFT係数と搬送信号列e^-jWrNn（ここで、Wr=2π/Q×rであり（ r は IDFT 係数ｒ _KL のＫ（０≦Ｋ≦Ｑ−１）と同一の値）、Nはサブサンプリング係数である）とを結合して、前記選択された規則正しく間隔をあけた複数のチャネルを供給する結合器（１１５）と、
前記選択された規則正しく間隔をあけたチャネルを出力する出力端子と、
を備えたチャネライザ。
請求項５に記載のチャネライザにおいて、前記第１の一連の信号は、前記広帯域信号内の各チャネルを含むチャネライザ。
請求項５に記載のチャネライザにおいて、前記第２の一連の信号は、前記選択された規則正しく間隔をあけた複数のチャネルの数に等しい複数の信号だけを含むチャネライザ。
請求項５に記載のチャネライザにおいて、前記サブサンプリング形DFTチャネライザは、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャネルのひとつである任意のチャネルを前記ディジタルベースバンド信号から抽出することができるチャネライザ。
規則正しく間隔をあけた複数のチャネルを含む広帯域信号を処理する方法であって、
前記複数のチャネルを含む前記広帯域信号を受信するステップと、
前記広帯域信号をフィルタリングして、前記広帯域信号内のM個の信号を含む第１の一連の信号を抽出するステップと、
前記第１の一連の信号に対し、nを信号のインデックスしたとき、数式

で示されるL時間（LはM/Lが自然数となる数）の信号処理を行い、M/L個の信号を含む第２の一連の信号を得るステップと、
前記第２の一連の信号を、M/Lポイント離散逆フーリエ変換（１１０）に従って処理し、前記規則正しく間隔をあけたチャネルのうち、選択した数のチャネルのIDFT係数を得るステップと、
前記IDFT係数と搬送信号列e^-jWrNn（ここで、Wr=2π/Q×rであり（ r は IDFT 係数ｒ _KL のＫ（０≦Ｋ≦Ｑ−１）と同一の値）、Nはサブサンプリング係数である）とを混合して、前記選択した数のチャネルを得るステップと、
前記選択した数のチャネルを出力するステップと、
を含む方法。