KR19990044319A - 광 위성 피더 링크 - Google Patents

Abstract

복수의 지상 준거 기지국, 이동국 및 기지국과 이동국 사이를 중계하기 위한 적어도 하나의 궤도 위성을 포함하는 셀룰라 통신 위성 시스템이 개시되어 있다. 복수의 피더 링크(feederlink)들은 기지국과 위성 사이에서 기지국으로부터 신호 및 전력을 위성에 전송하는데 이용된다.

Description

광 위성 피더 링크

셀룰라 통신 시스템은 고정 기지국(ground-based station) 또는 궤도 위성 또는 이 둘의 조합에 의해서 서비스되는 다수의 로밍(roaming)을 하는, 자동차에 장착되거나 손에 쥘 수 있는 전화 셋트를 포함할 수 있다. 다수의 가입자들을 서비스하는 이러한 시스템의 용량은 얼마나 많은 무선 스펙트럼이 서비스에 할당되고 무선 스펙트럼이 얼마나 효율적으로 사용되는가에 달려있다. 스펙트럼 이용의 효율성은 평방 킬로미터에 대해 메가헤르쯔당 동시 통화(얼랑; elrangs)의 수로 측정된다. 일반적으로, 스펙트럼 효율은 더 많은 통화를 동일한 대역폭으로 압축(packing)시키도록 하는 것보다 이용 가능한 대역폭을 재사용하는 방법을 찾음으로써 몇 배나 더 개선될 수 있는데, 이는 대역폭을 협소화하는 것이 일반적으로 통화간의 공간적 분리를 증가시킬 필요를 초래하여 용량의 이득을 무효로 하기 때문에다. 따라서, 근접한 주파수 재사용이 가능하도록 각 통화에 사용되는 대역폭을 증가시키는 것이 일반적으로 더 낫다.

용량을 증가시키는 한가지 방법은 위상 어레이 통신 위성(phased array communication satellite)을 사용하여 지상국으로부터의 신호를 복수의 이동국으로 중계하는 것이다. 지상 관제 궤도 위상 어레이 시스템(ground-controlled orbiting phased system)이 미국 특허 출원 제98/179,953호 및 미국 특허 출원 제 08/179,947호에 개시되어 있는데, 이들 양자는 여기서 설명을 위해 참조된다.

종래의 기술은 전개 가능한 위상 어레이의 케이블링을 감소하기 위해 분포된 디멀티플렉싱을 갖는 코히어런트 시 다중화된(coherent time-multiplexed) 피더 링크의 사용은 설명하지 않는다.

몇몇 종래 기술의 시스템은 어레이의 각 소자들을 중심에 위치한 트랜스폰더에 접속하는 분리 동축 케이블 또는 도파관을 갖는다. 이 구성은 안테나 또는 소자 생성될 빔의 수가, 예를 들어, 6, 19, 또는 37 개와 같이 적었던 종래 기술 시스템에서는 충분하였으나, 본 발명에서 계획된 소자 또는 빔의 수에 대해서는 비실용적이다. 본 발명의 한 실시예는 다수의 피더 케이블을 제거하여 시스템의 무게를 상당히 감소시킨다.

전형적인 위성 통신 시스템이 갖고 있는 또 다른 문제점은 통신용으로 이용 가능한 위성의 전력량이 제한되어 있다는 것이다. 이러한 문제를 극복하기 위해서, 전형적인 통신 위성은 쏠라 패널(solar panel)을 사용하여 태양광을 에너지로 변환시킨다. 그러나, 쏠라 패널에 의해 제공된 전력은 때로는 충분치가 않다. 따라서, 위성에 부가의 전력을 제공하는 방법이 요구된다.

<발명의 요약>

본 발명의 목적은 지상 중지 기지국과 위성국 사이에서 피더 링크를 이용하여 정보 및 전력을 위성에 전송하는 통신 시스템을 제공하는 것이다. 또한, 본 발명의 목적은 고 데이타율로 통신을 하는 실용적인 시스템과 저렴한 방법으로 위성에 전력을 제공하는 것이다.

본 발명의 한 실시예에 따르면, 셀룰라 통신 시스템은 복수의 지상 중지 기지국, 복수의 이동국 및 기지국들과 이동국들 간에 정보 신호를 중계하기 위한 적어도 하나의 궤도 위성을 포함한다. 기지국과 위성국 사이에는 기지국에서 위성으로 정보 신호 및 전력을 전송하기 위한 복수의 피더 링크들이 제공된다.

본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 셀룰라 통신 시스템에서 피더 링크를 통해 지상 중지 기지국으로부터 궤도 위성으로 정보를 전송하는 방법이 개시되어 있다. 적어도 하나의 이동국에 의도된 정보 신호들은 위성을 형성하는 위상 어레이 소자마다 구동 신호를 형성하도록 처리된다. 그런 다음 구동 신호들은 시다중화된다. 최종적으로, 시다중화된 신호들은 위성으로 향하는 레이저 빔 피더 링크 상으로 진폭, 주파수 쉬프트 키잉(frequency-shift keyed)된다.

본 발명은 위성국과 지상국 사이에서 광 피더 링크(optical feederlink)를 이용하여 전력 및 정보 신호를 제공하는 위성 통신 시스템에 관한 것이다.

도 1(a)-(b)는 본 발명에 따른 위성의 일반적인 구조를 설명하는 도면.

도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 주파수 듀플렉스를 이용하여 전송 및 수신을 위한 액티브 안테나 소자를 설명하는 도면.

도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 코히런트 시 다중화 피더 링크를 설명하는 도면.

도 4는 본 발명에 따른 수신 디멀티플렉서의 제1단을 설명하는 도면.

도 5는 본 발명에 따른 수신 디멀티플렉서의 제2단을 설명하는 도면.

도 6은 직각 모듈레이션을 설명하는 도면.

도 7은 본 발명에 따른 수신 처리 소자들을 설명하는 도면.

도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 수신 처리 소자를 설명하는 도면.

도 9는 본 발명의 한 실시예에 따른 수신 처리 및 K 대역 전송 멀티플렉싱 소자를 설명하는 도면.

도 10은 본 발명의 한 실시예에 따른 위성 통신 시스템을 설명하는 도면.

도 11은 본 발명의 한 실시예에 따른 망원 구조를 설명하는 도면.

도 12는 본 발명의 한 실시예에 따른 또 다른 망원 구조를 설명하는 도면.

도 1(a)은 본 발명에 따른 위성의 일반적인 배치를 설명한다. 도 1(a)은 발사를 위한 발사용 로켓이 비치되기에 더욱 적합한 개략적인 원통 형태를 형성하도록 발사 구조 내에 접혀진 복수의 안테나 어레이 패널(30) 및 쏠라 패널(20)을 갖는 위성(10)을 도시한다. 위성은 또한 어포지 부스트 모터(apogee boost motor)(50)와 같은 다른 통상의 서브 시스템과 배터리 및 조절 시스템(power conditioning system), 자세 감지기(attitude sensor)를 갖는 휠 자세 제어 시스템, 휠 모멘텀(wheel momentum) 주기적으로 덤핑(dumping)하기 위한 마그네틱 토킹 시스템(magnetic torquing system), 열 파이프 열 제어 시스템(heat-pipe thermal control system), 텔레메트리(telemetry), 트랙킹 및 제어 시스템, 및 당 기술에 잘 공지되어 있는 관련 통신 페이로드 일렉트로닉스와 같은 도 1에 도시되지 않은 다른 서브 시스템들도 포함할 수 있다.

도 1(b)은 안테나 패널과 쏠라 패널이 궤도 내에 전개된 다음의 통상적인 구조의 위성을 설명한다. K 대역 피더 링크 안테나(40)는 지표쪽을 향하도록 위치되고 보내진 어포지 부스트 모터는 지구로부터 바깥쪽을 향한다. 각 안테나 패널은 액티브 소자를 형성하는 관련된 액티브 위상 어레이 모듈을 갖는 다수의 안테나 소자들을 포함한다. 액티브 소자들은 전송 전용 소자, 수신 전용 소자 또는 시 이중화 기능(time-duplexing) 또는 주파수 이중화(frequency duplexing) 기능을 사용하는 전송/수신 소자일 수 있다. 후자의 경우, 이중화 필터(duplexing filter)는 동시 전송 및 수신을 허용한다.

도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 주파수 중복화 구조를 설명한다. 패치 안테나(patch antenna)(100)는 통전 지반면(conducting ground plane)(101) 상에 위치하여 어레이 소자를 형성한다. 지반면(101)은, 예를 들면, 그 반대측에 소자가 탑재되어 있는 인쇄 배선 회로 기판일 수 있다. 패치 안테나(100)에는 교차 선형 편파(cross-linear polarization)를 형성하도록 90°오프셋된 두 점이 공급된다. 교차 선형 편파는 90°, 3dB 결합기(102)를 사용함에 의해 RHC 및 LHC로 원형 편파로 변환된다. 한 편파는 필터(105)를 통해 전송 전력 증폭기(106)를 결합기(102)의 한 입력에 접속시킴으로써 전송하는데 사용되고 다른 결합기 포트는 필터(103)를 통해서 포트를 저잡음 증폭기(104)에 접속시킴으로써 수신을 하는데 사용된다. 전송 및 수신을 위해서 반대 편파를 사용하는 것은 아마도 1와트 rms로 전송할 수 있는 전력 증폭기(105)와 10-16 와트로 수신할 수 있는 저잡음 증폭기(104) 간의 20dB의 아이솔레이션(isolation)을 제공한다. 전력 레벨의 이 큰 불균형 때문에, 결합기가 제공하는 20dB의 아이솔레이션보다 더 큰 아이솔레이션이 필요하다. 필터(105)는 전력 증폭기(106)에 의해 증폭된 수신 주파수에서 잠재적 간섭 성분 및 광대역 잡음을 차단한다. 저잡음 증폭기(104)를 포화시킬 만큼 강한 나머지 전송 주파수 에너지가 상기 저잡음 증폭기에 도달하는 것을 차단하면서, 원하는 수신 주파수를 통과시키는 필터(103)에 원하는 전송 주파수를 통과시킨다. 충분한 전송/수신 주파수 간격(듀플렉스 간격 : duplex spacing)으로, 결합기(102) 뿐만 아니라 이러한 필터들이 전력 증폭기(196) 및 저잡음 증폭기 소자들(104)로 탑재되어 있는 인쇄 배선 회로 패널(101) 상에 저렴하게 프린트될 수 있다. 몇몇 경우, 패치 안테나(100) 각각은 관련된 전력 증폭기 및 저잡음 증폭기를 항상 갖지 않을 수 있다. 다수의 패치 안테나들은 먼저 함께 결합된 그들의 상호 접속을 가져서 "서브 어레이"를 형성하고 그런 다음 그 서브 어레이의 패널 증폭기 및 저잡음 증폭기에 접속된다.

이러한 서브 어레이를 고안할 때의 목적은 서브 어레이의 각각의 소자들을 결합시킴으로써 형성되는 복합 레디에이션 다이아그램(composit radiation diagram)이 통신이 제공될 전체 영역을 서비스하게 한다는 것이다. 레디에이션 다이어그램이 너무 넓으면, 서브 어레이의 수와 그에 따른 관련 전력 증폭기 및 저잡음 증폭기들이 불필요하게 많아지고, 이들 각각이 K 대역 피더를 통해 기지국으로부터 신호를 수신해야 하기 때문에, 사용되는 피더 링크 대역폭의 양은 필요한 것보다 많아질 것이다. 한편, 서브 어레이 패턴이 너무 협소해지면, 서비스 영역의 에지에서 이득 손실이 생길 것이다. 서비스 영역은, 예를 들면, 위성이 순간적으로 수평면 상에서 20°위에서보일 수 있는 지구 영역으로 취해질 수 있다. 서비스 영역의 에지에서의 이러한 이득 손실은 지구 바운드 이동국(earth bound mobil station)이 가장 경사진 지역에 있는 서비스 영역의 에지에는 더 많은 이득을 주고, 위성이 바로 위에 있고 이동국에 대해 경사 범위가 최소인 서비스 영역의 에지에는 이득을 덜 주도록 각 소자의 레디에이션 패턴을 형성함으로써 최소화될 수 있다. 서비스 영역의 에지에서의 이득은 지구 서비스 영역보다 다소 더 넓은 빔폭의 서브 어레이를 이용하고 원하는 빔을 형성하도록 보다 많은 서브 어레이를 숙고하여 사용함으로써도 개선될 수 있다. 이는 보다 넓은 K 대역폭을 필요로 하고, 가능하다면, 두 요소를 사용하는 것이 좋다. 원하지 않는 인터모듈레이션 성분의 소산에 의해서 지표를 인터셉트하지 않는 방향으로 생성됨과 함께 멀티플 신호들을 전송하기 위한 효율 클래스 C 전력 증폭기를 사용하는 것과 같은 여기서 참조로서 고려되었던 미국 특허 출원 제 08/179,947호의 다른 발명적인 국면이 사용될 수 있다.

도 3은 K 대역 피더 링크 상에서 사용되는 시 다중화 포맷을 설명한다. 위성 전송 방향의 경우, 지상국 신호 처리기는 복수의 이동국에 예정된 신호들의 무게의 합을 포함하는 복소 신호를 나타내는 각 전송 어레이 소자에 대한 복소(I+iQ) 신호 샘플들을 산출한다. 각 소자의 복합 신호는 대응하는 위성 어레이 소자들로부터 그들을 전송하는 합성된 효과가 각 이동국에 의도된 각 신호가 원하는 방향으로 전송되도록 산출된다. 디지탈 신호 처리기에서 이 신호들을 발생시키기 위한 행렬 수학 연산은 미국 특허 출원 제 08/179,953에 개시되어 있고, 이는 여기서 참조로서 고려된다.

각 소자에 대한 신호 샘플들은 순차 소자의 실수부를 나타내는 시다중화된 'I' 신호(201) 및 연속 소자의 허수부를 나타내는 시다중화된 'Q' 신호(202)로 시다중화된다. 공지된 교정 샘플들(200)이 수신 디멀티플렉서에서 동기 및 주파수 보정을 원조하도록 멀티플렉스 포맷 내에 포함될 수 있다. I-다중화된 신호는 K 대역 캐리어 코사인 성분으로 변조되고 Q 다중화된 신호는 사인 캐리어파로 변조된다. 이는 직각 변조기에 의해서 공지된 방식으로 수행될 수 있다. 원한다면, 변조는 먼저 더 낮은 중간 주파수 캐리어 상으로 가해지고 그런 다음 K 대역로 변환된다.

도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 위성에서의 수신 디멀티플렉서를 설명한다. 신호들은 K 대역 안테나(40)를 이용해서 K 대역를 통해 지상국으로부터 수신된다. 수신된 신호들은 수퍼헤테로다인 수신기(superheterodyne receiver)(41) 프린시플(principle)을 이용해서 증폭되고, 필터링되고 다운컨버트되며 최종적으로 직각 복조기를 이용하여 복소 I, Q 베이스밴드로 변환되어 I 및 Q 다중화된 파형을 생성한다. 이 파형들은 I 디멀티플렉서(43) 및 Q 디멀티플렉서(44)에 의해 샘플링되어 서로 다른 어레이 패널에 의도된 파형 샘플들을 분리시킨다. 이를 용이하게 하기 위해, 멀티플렉싱 순서는 다음과 같이 되는 것이 양호하다.

교정 샘플 0

패널 0의 소자 0에 대한 샘플

패널 1의 소자 0에 대한 샘플

패널 2의 소자 0에 대한 샘플

패널 3의 소자 0에 대한 샘플

패널 4의 소자 0에 대한 샘플

············

교정 샘플 1

패널 0의 소자 1에 대한 샘플

패널 1의 소자 1에 대한 샘플

패널 2의 소자 1에 대한 샘플

패널 3의 소자 1에 대한 샘플

패널 4의 소자 1에 대한 샘플

········· 등

이렇게 디멀티플렉서는 교정 샘플 0을 제1 출력 상으로 분리시키고, 패널 0의 소자 0에 대한 샘플은 제2 출력 상으로 분리, 패널 1의 소자 0에 대한 샘플은 제3 출력 상으로 분리하고, 그런 다음 교정 샘플 1을 상기 제1 출력 상으로 다시 분리시키고, 패널 0의 소자 1에 대한 샘플은 상기 제2 출력 상으로 분리시킨다. 따라서, 출력 1로부터, 연속 교정 샘플들 0, 1, 2,....0, 1, 2....의 스트림이 생성되어 동기화 및 주파수 보정 장치(45)에 전송되고 출력 2로부터, 패널 0의 연속 소자들 0, 1, 2,...에 대한 샘플의 스트림이 생성된다. 출력 3으로부터, 패널 1의 연속 소자들 0, 1, 2...에 대한 샘플의 스트림이 생성된다.

동기화 및 주파수 보정 장치(45)는 사전에 공지된 교정 샘플들의 시퀀스를 예상하도록 프로그램되고 교정 샘플들의 예상된 스트림이 수신될 때까지 디멀티플렉서(43 및 44)를 동기화하기 위해서 클럭 발생기(42)의 타이밍을 제어한다. 예로서, 위성이 31 개의 전개가능 위상 어레이 패널을 포함하고 총 32 개의 멀티플렉스 사이클 내에 전개된 하나의 교정 샘플이 있다고 가정하자. 수 32는 양호하게는 2의 전력인데 이는 고속 멀티플렉서들 또는 디멀티플렉서들이 바이폴라 트랜지스터 스위치들의 2진 트리(binary tree)로서 보다 쉽게 구성될 수 있고, 여기서 신호의 쌍들은 제1단 멀티플렉서의 셋트에서 다중화되고 그 쌍들은 다중화 고속 멀티플렉서의 제2단 셋트에서 더 다중화된다. 32 개의 사이클당 31 개의 샘플들 각각은 특정 패널로 예정되고 패널의 각 소자에 예정된 샘플들의 서브 멀티플렉스로 구성될 수 있다. 예를 들면, 패널당 16 개의 소자와 31 개의 패널이 있을 수 있다. 그 결과, 어레이 내의 소자들의 총 수는 31 ×16 =496일 수 있다. 어레이 내의 소자들의 총 수는 교정 샘플 및 멀티플렉싱의 제1 단에서 멀티플렉스된 패널의 수를 변화시키거나 패널당 소자들의 수를 변화시킴으로써 변할 수 있다. 후자의 경우, 두 개의 전력의 멀티플렉스 사이클을 갖는 것은 중요한게 아닌데, 왜냐하면 저속 서브 멀티플렉서는 임의의 수의 입력으로 구성하기에 쉽기 때문이다. 각 소자가 대략 1 ㎒의 대역폭으로 복합 신호를 방사한다고 가정하면, 나이키스트 샘플링을 만족시키는데 필요한 소자에 대해 초당 복소 샘플들의 수는 일백만 개이다. K 대역 링크를 통하는 초당 샘플들의 총 수는 초당 1600만 개의 샘플들의 32 개의 서브 멀티플렉스 스트림을 포함하여 51200백만 개일 수 있는데, 여기서 초당 1600백만 개의 샘플 스트림은 각각의 어레이 패널에 대한 것이고 초당 하나의 1600백만 개의 샘플 스트림은 교정 샘플로 구성된다. 16 메가샘플/초 교정 스트림은 바람직하게는 +1, -1 또는 0과 같은 공지된 신호 레벨로 구성될 수 있고 I와 Q 스트림 상에서 16메가바이트 코드를 형성할 수 있다. 이는 위성으로 또는 위성으로부터 하우스키핑 정보를 전송하거나 커맨드하는것 뿐만 아니라 동기화를 획득하고 유지하는데에 보다 충분한 정보이다.

I 샘플과 Q 샘플로 구성되는 교정 샘플들은 함께 복소 샘플을 형성한다. 전송된 1 + iQ의 복소 샘플은 A·cos(θ) + jA ·sin(θ)로서 수신될 수 있는데 여기서 A는 전파 경로를 통한 감쇠 및 수신기에서 증폭된 다음에 수신된 것이고, θ는 경로상에 도입된 위상 시프트이다. 동기화 및 주파수 보정 장치(45)는 이러한 I와 Q 교정 샘플들의 제곱의 합을 계산하여 A2를 산출할 수 있는데, 이는 수신기(41) 및 디멀티플렉서(43 및 44)로부터의 출력 교정 샘플들이 원하는 진폭이될 때까지 수신기(41)의 이득을 조정하는데 사용될 수 있다. 이는 어레이 신호 샘플들도 원하는 크기가 된다는 것을 보장한다.

절대 위상 시프트 θ는 어레이 신호들의 상대 위상만이 중요하기 때문에 중요하지 않다. 그러나, θ의 변화율은 주파수 에러를 나타내고, 동기화 및 주파수 보정 장치(45)는 공식 Q(i)·I(i-1)-I(i)·Q(i-1)을 이용하여 동일한 종류의 I와 Q 교정 샘플과 I(i-1), Q(i-1) 및 Q(i)를 결합시킴으로써 위상 변화율을 산출할 수 있다.

이 공식은 동일한 형태의 연속 교정 샘플들 사이에서 위상이 얼마나 회전하였는가를 측정을 제공하여, 주파수 에러를 측정한다. 이는 주파수 에러가 허용 가능한 범위 내에 있을 때까지 K 대역 수신기(41)에서 사용되는 국부 발진기를 보정하는데 사용될 수 있다. 상기 예에서 1600만 개 정도로 산출될 수 있는 주파수 에러의 초당 샘플들의 수는 신속하고 정확한 음향 주파수 제어 피드백 루프가 구성될 수 있다는 것을 보장하기에 충분하다. 절대 위상 θ의 소자도 또한 음향 주파수 제어 피드백에 포함될 수 있어서, 주파수 폐쇄 루프 뿐만 아니라 위상 폐쇄 루프를 형성한다. 이는 Q 샘플 A·sin(θ)의 소자를 피드백 루프에 부가함으로써 종결될 수 있는데, 이는 0으로 제어되어, θ를 목적값 0으로 제어한다.

클럭 발생기(42)는, 예상된 교정 샘플 패턴을 분리시키도록 동기화 장치(45)의 제어 하에서 동기화되는 경우, 각 패널에 대해 각각 분리된 신호 샘플과 함께 출력 클럭 펄스 및 어레이 패널에 분배하기 위한 프레이밍 스트로브(framing strob)를 발생시킨다.

도 5는 이러한 클럭들과 스트로브들이 특정 패널의 각 소자에서 어떻게 사용되는지를 설명한다. 장치(42)로부터의 클럭 신호는 버퍼 증폭기(37a)에 의해서 버퍼링되고 카운터(33)를 구동하는데 사용된다. 장치(42)로부터의 스트로브 신호는 버퍼 증폭기(37b)에서 버퍼링되고 카운터를 리셋하는데 사용된다. 스트로브 신호는, 예를 들면, 교정 샘플이 디멀티플렉서(43 및 44)에 의해서 분리되고 어레이 소자 샘플이 분리되지 않는 경우의 시간에 대응하는데, 여기서 스트로브는 시다중화 포맷으로부터 어레이 샘플 분리의 시작을 마크(mark)한다. 카운터(33)는 샘플마다 샘플링 회로를 발생시키고 회로(34)를 보류하는 스트로브 다음에 다수의 클럭 펄스 N으로 프로그램된다. 이는 I와 Q 멀티플렉스 스트림으로부터 당해의 어레이 패널의 소자 N에 대한 신호를 분리시킨다. 버퍼 증폭기(38a, 38b)는 샘플링 스위치(34)로부터의 글리치(glitch)들이 I 및 Q 멀티플렉스 라인으로 피드백하지 못하도록 하여 라인 상에서 잠재적 간섭을 피할 수 있는데, 이는 패널의 모든 소자들에 공통적이다. 소자 'N'에 대한 분리된 I와 Q 샘플들은 서브 멀티플렉스 샘플 비율(상기 예에서, 1 메가샘플/초)보다 절반 정도되는 컷오프(cutoff) 주파수를 갖는 저역 필터(35 및 36)를 이용하여 연속 복조 파형으로 변환된다.

도 6은 도 5에서 설명된 회로에 의해 생성된 연속 I와 Q 파형이 직각 변조기를 이용하여 L 밴드 캐리어를 직각 변조하는데 어떻게 사용되는지를 설명한다. 원하는 L 밴드 중심 주파수는, 예를 들면, 인쇄 배선 회로 어레이 패널 상의 스트라이프라인 트랙을 따라 모든 소자에 분포되는 국부 발진기 신호(56)에 의해 결정된다. 국부 발진기 신호의 일부는 패널 상에 또한 프린트될 수 있는 방향 결합기(directional coupler)(55)를 이용하는 샘플 오프된 라인(sampled off line)(56)이다. 버퍼 증폭기(54)에서 버퍼링된 다음에. 신호는 힐버트(Hilbert) 네트워크 또는 위상 시프터(51)를 이용해서 90°만큼 위상이 다른 성분으로 분리된다. 소자들은 I와 Q 각각의 캐리어파들 상에 I와 Q 변조를 가하는 각각의 I와 Q 밸런스 변조기를 구동시킨다. 변조된 I와 Q 캐리어파들은 합산 접합부(58)에서 합산되어 신호를 생성시켜서 전력 증폭기(106)를 구동시킨다.

서로 다른 소자들에 분포된 국부 발진기(56)의 상대 위상을 제어하는 단계가 필요 없는데, 이는 임의의 위상차가 고정되고 중간 견지에서 안정적이며 지상국에서 소자 I 및 Q 샘플의 발생 중에 이러한 것들은 보상될 수 있기 때문이다. 미국 특허 출원 제 08/179,953호는 여기서 참조로서 고려되는데 이 참조 문헌은 이동 터미널을 이용해서 이러한 요소의 불완전한 보상에 의해 야기된 빔 형성 에러를 판정하고, 위성을 통해 리턴(return) 링크를 통해서 기지국으로 이러한 측정을 주기적으로 전송한다.

도 7은 본 발명의 한 실시예에 따른 수신 신호 처리 네트워크의 일부분을 설명한다. 어레이 소자 또는 서브 어레이에서 수신된 신호는 저잡음 증폭기(104)에 의해서 증폭되고, 그런 다음, 필터(64)에서 화상 제거가 있은 후에, 신호는 제1 국부 발진기 신호(61)로 수퍼헤테로다잉함으로써 믹서(64)에서 다운컨버트된다. 최종 신호는 인쇄 배선 회로 트랙을 따라서 모든 소자에 분포되고 각 소자들은 방향 결합기(62) 및 버퍼 증폭기(62)를 이용해서 신호의 일부를 샘플링한다. 적당한 중간 주파수로 믹스 다운되었던 수신된 신호는 바이패스 필터(65)를 이용해서 필터링되어 원하는 총 시스템 대역폭(상기 예에서 1㎒)을 부과한다. 그런 다음 필터링된 신호는 신호를 편리한 레벨로 상승시키도록 중간 주파수 증폭기(66)를 이용하여 더 증폭된다. 증폭된 중간 주파수 신호는 직각 복조기(69)를 이용해서 복소(I, Q) 베이스밴드로 다운컨버트된다. 제2 국부 발진기는 베이스밴드로 변환되는 대역폭의 중심 주파수를 정의하고 모든 소자에 분포된다.

도 8에 도시되어 있는 회로에는 분포된 국부 발진기의 수를 감소시키고 실리콘 칩에 집적되는데 적당치 않은 회로 소자의 수를 최소화하기 위해 어느 정도의 변형이 있을 수 있다. 예를 들면, 화상 제거 필터(60)를 사용하는 대신에, 스플리팅 증폭기(74), 직각 VCO(71)로부터의 직각 국부 발진기 신호에 의해서 구동되는 믹서(72 및 73) 및 중간 주파수 힐버트 결합 네트워크(70)를 포함하는 화상 제거 믹서 구조(75)가 사용될 수 있다.

분포될 국부 발진기 신호의 수는 제1 및 제2 국부 발진기 주파수가, 예를 들면, 32 : 1의 단순한 관계를 갖도록 선택되면 감소될 수 있다. 제1 국부 발진기 주파수는 증폭기(76)에 의해서 버퍼링되고 디지탈 분배기(77)에 공급되어 버퍼(80 및 81)에 의한 분포 제2 국부 발신지 신호 샘플 오프 라인(67)과의 비교를 위해 위상 비교기(78)에서 32로 나뉘어 진다. 그러면, 에러 신호는 루프 필터(79)를 이용하여 필터링되고 직각 전압 제어 발진기(71)의 전압 제어 입력에 인가되어 주파수 및 위상을 제어한다. 이러한 회로들은 또한 실용화가 감소되었고 모든 블럭(75, 77, 78, 80, 81, 82, 66 및 69)을 포함하는 단일 실리콘 칩으로 집적될 수 있다. 103, 65 및 79와 같은 비집적가능 필터들만이 칩의 외부에 남아 있고, 수 평방 밀리미터의 실리콘만을 점유한다. 또한, 동일한 기술이 전송 국부 발진기 신호(56)를 국부적으로 생성하는데 사용될 수 있어서, 단일 기준 주파수는 어레이 패널을 따라 소자들에 분포되기만 하면 된다.

도 9는 분포 멀티플렉서(91 및 92)를 이용하고 최종적으로 위성에 대해 설명했던 것과 유사한 지상국에서 사용되는 교정 신호를 또한 통합하는 중심 멀티플렉서(93)를 이용하여 모든 패널 신호들을 수퍼멀티플렉싱하여 패널의 각 소자로부터의 신호를 패널 멀티플렉스 신호로 다중화, 동기화 획득, 유지, 자동 이득 제어 및 자동 주파수 제어를 실행한다.

클럭 및 스트로브를 분포시키기 위한 라인들의 수는 수신 처리를 위한 클럭 및 스트로브가 전송을 위해 사용되는 것과 동일할 수 있으면, 최소화되고, 이는 양호한 해결책이다.

도 10은 본 발명의 한 실시예에 따른 위성 통신 시스템을 설명한다. 궤도 위성(300)이 소지하고 있는 통신 트랜스폰더는 하나 이상의 중심 기지국들(302)에서 전송된 신호를 복수의 이동국들 또는 터미널들(304)에 중계하고, 또 역으로 중계한다. 지상 준거 기지국들로부터 위성까지의 링크들(306)은 상술한 바와 같이 위성상에 있는 위상 어레이 안테나마다 복소 구동 신호의 광대역 타임 멀티플렉스를 지닌다. 그러면, 위성은 신호를 이동국에 중계하기 위한 빔을 형성한다. 기지국들과 위성 간의 링크들은 피더 링크라고 부른다.

본 발명의 한 실시예에 따르면, 피더 링크들은 기지국으로부터 위성에 정보 뿐만 아니라 전력도 전송한다. 전력은 이하에서 설명하겠지만 복수의 기지국에 의해 전송되는 다수의 저전력 피더 링크를 이용함으로써 위성에 전송된다. 기지국의 지점 다이버시티는 의험한 고 에너지 밀도의 가능성이 상업 항공 공간 어느 지점에서도 나타나는 것을 막는다. 또한, 지점 다이버시티는 나쁜 날씨 조건으로 인한 고마이크로파 주파수에서 신호 감쇠를 극복하는데도 도움이 된다.

통상 광원은 모든 방향으로 방사된다. 그러나, 레이저원으로부터의 출력은 이상적인 균일 평파와 매우 근접한데, 그 다이버젼스는 주로 굴절 효과로 인한 것이다. 파장(λ)에서 빛을 방출하는 유효 방사 어퍼츄어가 D인 레이저에 있어서, 각 다이버전스(θ_d)는 θ_d= βλ/D 로 주어지는데, 여기서 β는 효율 인수이다. 망원 장치는 방사 어퍼츄어를 증가시킴에 의해 각 다이버전스를 감소시키는데 사용될 수 있다. 도11은 종래의 광 설계 망원 구조를 도시하는데, 이는 현재 기술을 사용하여 용이하게 이행될 수 있다. 레이저(400)으로부터의 광이 빔 확장기에서 확장되고 시준기(404)를 사용하여 시준된다. 광이 확장된 이후에, 빔은 디크로익(dichroic) 빔 분할기(406)를 통과하여 빔 직경을 D값만큼 확대하는 망원 광학 시스템(408)으로 진입한다. 실제 자유 공간 레이저 통신 시스템의 일반값은 D=40cm, 10배율이다. 2축 짐벌 미러는 전송기 및 공통 원격-수신 어퍼츄어 사이의 개략적인 빔 정렬에 사용된다. 그러한 시스템의 부가적 이점으로는 솔라 셀이 부착되어 위성 상의 기계적 복잡성을 감소시킨다는 것이다.

고도 10355km의 저궤도 위성용의 수개의 망원 구조물에 대해 설명된다. λ=0.694 ㎛ 및 망원경 직경이 1m인 루비 레이저가 사용되는 경우, 위성에서의 레이저 빔 직경은 약 13.5m이다. 그러한 레이저에 있어서, 평균 전송 전력은 펄스 모드에서 1와트이고, 소망된 경우 10MW까지의 최고 전력이 얻어질 수 있다. 다른 예로는 λ=1064 ㎚인 Nd:YAG CW 레이저가 사용될 수 있다. 이러한 경우, 레이저는 200와트의 평균 전력을 갖는다. 망원경 직경이 1m일 때, 위성에서의 빔 직경은 20.7m이다.

도12는 도11에 도시된 망원 렌즈 구조 이외의 망원 미러를 사용하는 별도 망원 구조를 도시한다. 이러한 구조에서, 레이저(420)는 빔내의 광을 위성으로 반사하는 만곡된 미러(422)로 향한다. 미러(422)가 1m의 높이를 갖는 경우, 위성에서의 빔 직경은 약 20m가 될 것이다.

고 용량성 위성에서, 레이저 광학 피더 링크가 본 발명의 한 실시예에 따라 사용될 수 있다. 광학적 신호는 구름을 경유하는 경우에 심각하게 감쇄될 수 있다. 이러한 문제점은 본 발명에서 적어도 일부의 사이트가 궤도 위성의 방해물 없는 관측 확보를 보장하기에 충분한 다중 공간 사이트를 제공함에 의해 방지될 수 있다. 비행기에 위험을 주기 않고 레이저 빔을 사용하여 위성에 전력을 전송하기 위해서, 다중 저-전력 레이저가 다양한 사이트로부터 발사되는데, 이들 빔은 위성의 고도에서만 조화되어, 에너지 밀도는 모든 다른 위치들에서 안정 제한값 미만으로 유지된다. 또한, 60,000피트에서 비행하는 비행기의 수평선내의 레이저 사이트의 수는 제한되어, 비행기 내에 잠재적으로 위험한 에너지가 되도록 조화되지 않는다.

정보를 위성으로 전송하기 위해서, 지상 빔 형성 컴퓨터가 위성 본 위상 어레이 소자를 위한 구동 신호를 형성하도록 각각의 사용자의 단말기로 지정되는 정보 신호를 처리한다. 각각의 구동 신호는 복소 신호(I+jQ)를 형성하는 In-위상 및 직각 성분을 포함한다. I, Q 신호는 TDM 프레임에서 I₁, Q₁, I₂, Q₂, ... 순서로 시간 다중화되고, 이는 다음으로 레이저 빔으로 진폭 또는 주파수 시프트-키잉된다. 예를 들면, 정보를 전송하기 위한 한 방법은 아래와 같다. I 채널로 비트 0을 전송하기 위해서, 모든 레이저는 그 전력을 오프된다. 비트 1을 전송하기 위해서, 레이저는 온된다. 정보는 Q 채널에서 유사한 방식으로 전송된다. 수신기는 논코히런트(noncoherent) 검출기이다. 그러한 검출기는 수신된 포톤의 수를 카운트하고 포톤의 수가 매우 작다면 비트 0을 출력한다. 일반적으로, 시스템 설계자는 임계 Λ을 선택한다. α가 포톤 카운트면, 수신기는 α ≤ Λ이면 0, α > Λ이면 1을 출력한다. Λ는 에러 확률을 최소화하도록 선택될 수 있다. 또한, I, Q 신호는 본 명세서에 참조되는 미국 특허 출원 번호 08/225, 399호에 개재된 것과 같은종래 방식으로 마이크로웨이브 빔 상으로 변조될 수 있다.

다운링크 방향에서, 피더 링크는 위성-본 변조된 레이저를 채택할 수 있다. 레이저는 자세 제어 시스템의 도움으로 정확하게 기계적으로 제어됨에 의해 중앙 지국으로 향하도록 조절될 수 있다. 적어도 2개의 레이저가 날씨에 의한 감쇄를 방지하도록 사이트를 변화시키기 위한 별도 중앙국으로 향하도록 조절될 수 있다. 또한, 별예로 사용될 수 있는 마이크로웨이브 빔은 스팟 빔 또는 전역 빔이 될 수 있다.

비컨(beacon) 신호가 레이저를 조절하도록 다운링크상에 사용될 수 있는데, 이는 중앙 기지국으로 향한다. 이 비컨 신호는 전송 광학적 파장, 예를 들어 830 ㎚ 파장과 상이한 광학적 파장의 공간 포착을 중계하여 데이터를 추적한다. 이 경우, 송신기의 다이크로익 빔 스플리터는 유입되는 비컨 신호를, CCD(charged coupled device) 검출기 어레이와 포토 다이오드에 개별적으로 결합되는 한 세트의 빔 스플리터와 초점 렌즈로 향하게 한다. CCD 출력은 코스 정렬도를 가리키며, 이 후 짐볼(gimball) 미러를 사용하여 미세한 정렬을 위한 조정이 행해진다. 포토 다이오드는 수신기로부터 비컨 데이터를 발생시킨다.

본 명세서에 참조로서 포함된 미국 특허 출원 제08/179,953호에 개시된 내용을 참조하여 당업자들은 본 발명의 많은 세부적인 변형을 고안해낼 수도 있다. 이러한 모든 변형은 다음의 청구 범위에 기재된 바와 같은 본 발명의 사상 및 범주내에 포함되는 것으로 간주되어야 한다.

본 발명은 그 사상 및 본질적인 특성으로부터 벗어나지 않으면서 다른 형태로 구현될 수도 있음은 당업자에게 있어서 자명할 것이다. 따라서, 본 명세서상에 개시된 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 제한적으로 해석되어서는 안된다. 본 발명의 범주는 상기한 내용 보다는 첨부된 청구 범위에 의해 지시되며, 그와 동등한 수단과 범위에 속하는 모든 변형을 포함한다.

Claims (13)

1. 셀룰라 통신 시스템에 있어서,

   복수의 지상 준거 기지국;

   복수의 이동국;

   상기 기지국과 상기 이동국 사이에서 정보 신호를 중계하기 위한 적어도 하나의 궤도 위성; 및

   상기 기지국과 상기 위성 사이에서 상기 기지국으로부터 상기 정보 신호 및 전력을 상기 위성에 전송하기 위한 복수의 피더 링크

   를 포함하는 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.
2. 제1항에 있어서, 상기 피더 링크는 광 피더 링크인 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.
3. 제1항에 있어서, 상기 피더 링크는 레이저 빔인 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.
4. 제3항에 있어서, 상기 레이저 빔은 저전력 레이저 빔인 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.
5. 제3항에 있어서, 복수의 레이저 빔들은 위성의 표고에서 조화되는 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.
6. 제1항에 있어서, 상기 기지국들은 흩어져 있는 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.
7. 제1항에 있어서, 상기 피더 링크들은 마이크로파 빔인 것을 특징으로하는 셀룰라 통신 시스템.
8. 셀룰라 통신 시스템에서 피더 링크를 통해 지상 준거 기지국으로부터 궤동 위성에 정보를 전송하는 방법에 있어서,

   적어도 하나의 이동국에 의도된 정보 신호를 저리하여 위성 본 위상 어레이 소자들마다 구동 신호를 형성하는 단계;

   상기 구동 신호를 시다중화하는 단계; 및

   상기 위성으로 가는 레이저 빔 피더 링크 상으로 상기 시다중화된 신호를 진폭 또는 주파수-시프트 키잉하는 단계

   를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
9. 셀룰라 통신 시스템에서 피더 링크를 통해 지상 준거 기지국으로부터 궤도 위성으로 정보를 전송하는 방법에 있어서,

   적어도 하나의 이동국에 의도된 정보 신호를 처리하여 위성 본 위상 어레이 소자마다 구동 신호를 형성하는 단계;

   상기 구동 신호를 시다중화하는 단계; 및

   상기 위성으로 가는 마이크로파 피더 링크 상으로 상기 시다중화된 신호를 변조하는 단계

   를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 제1항에 있어서, 상기 위성은 중심 지상 중지 기지국에 대하여 다운 피더링크를 위한 스티어러블 레이저를사용하는 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.
11. 제10항에 있어서, 상기 위성은 또 다른 중심 지상 준거 기지국에 대하여 다운 피더 링크마다 복수의 추가 레이저를 더 사용하는 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.
12. 제1항에 있어서, 상기 위성은 마이크로파 빔을 사용하여 중심 지상 준거 기지국에 다운 피더 링크를 형성하는 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.
13. 제1항에 있어서, 상기 위성은 복수의 마이크로파 빔을 사용하여 상기 복수의 기지국에 다운 피더 링크를 형성하는 것을 특징으로 하는 셀룰라 통신 시스템.