KR19980086336A - Switching circuit for soft switching and high power factor of step-down converter - Google Patents
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Abstract
본 발명은, 다이오드 정류회로의 출력단과 스위치 회로사이에 병렬로 연결되는 소용량의 입력 커패시터 무손실 스너버형 스위치로 구성하여, 강압형 컨버터 최대의 결점인 저출력 전압을 증대시키고 역률을 개선하고, 컨버터회로의 리액터 전류 불연속 모드 동작에 따른 영전류,영전압 소프트 스위칭을 달성함므로써 컨버터회로의 효율을 향상시킬 수 있는 강압형 컨버터의 소프트 스위칭과 고역률을 위한 스위칭회로에 관한 것으로서, 본 발명에 따른 스위칭회로가 적용된 강압형 컨버터는입력되는 교류전원전압(es)을 직류로 전파정류하기 위한 풀 브릿지 다이오드(BD) 상기 풀 브릿지 다이오드(BD)의 출력단에 병렬연결된 커패시터(C 20), 상기 풀 브릿지다이오드(BD)의 출력단에 분기 연결된 제 1 스위치(S11),와 제 1 다이오드(D11), 상기, 제 1스위치(S11)와 제 1다이오드(D11)에 각각 직렬연결되는 제 2다이오드(D12),와 제 2스위치(S12),The present invention relates to a diode rectifier circuit comprising a small-capacity input-capacitor snubber-type switch connected in parallel between an output end of a diode rectifier circuit and a switch circuit so as to increase a low output voltage which is a drawback of a step- The present invention relates to a switching circuit for soft switching and a high power factor of a step-down converter capable of improving the efficiency of a converter circuit by achieving zero current and zero voltage soft switching in response to a reactor current discontinuous mode operation, A full bridge diode BD for full-wave rectifying an input AC power supply voltage e s into a direct current, a capacitor C 20 connected in parallel to an output terminal of the full bridge diode BD, A first switch S11 branching to the output terminal of the first switch BD, a first diode D11, a first switch S11, A second diode D12 connected in series to the first diode D11, a second switch S12,
상기 스위치(S11,S12)와 다이오드(D11,D12)의 양 연결점에 연결되는 스너버 커패시터(C10), 상기 제 2스위치(S12)와 제 2다이오드(D12)의 출력 연결점과 접지사이에 역방향으로 연결된 환류 다이오드(D), 평활용 인덕터(Lr), 및 커패시터(Cd),를 포함하여 구성되어, 직류츨력전압을 증대시키고 입력역률을 향상 시키며, 컨버터의 효율을 증대시키는 효과를 가질 뿐만 아니라, 특별한 스위칭 시퀀스가 필요치 않아 개폐회로를 간단히 구성할수 있고, 소자의 전류 스트레스를 경감시켜 소자의 수명을 연장시키는 효과를 갖는 매우 우수한 발명인 것이다.A snubber capacitor C10 connected to both the connection points of the switches S11 and S12 and the diodes D11 and D12 and a snubber capacitor C10 connected in the reverse direction between the output connection point of the second switch S12 and the second diode D12 and the ground And a capacitor Cd so as to increase the DC output voltage and improve the input power factor and to increase the efficiency of the converter, A special switching sequence is not required, so that an open / close circuit can be easily constructed, and the current stress of the device can be reduced to prolong the lifetime of the device.
Description
본 발명은 강압형 교류/직류 컨버터에 적용되는 강압형 컨버터의 소프트 스위칭과 고역률을 위한 스위칭회로에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, 다이오드 정류회로의 출력단과 스위치 회로사이에 병렬로 연결되는 소용량의 입력 커패시터 무손실 스너버형 스위치로 구성하여, 강압형 컨버터의 최대의 결점인 저출력 전압을 증대시키며, 역률을 개선하고, 컨버터회로의 리액터 전극 불연속 모드동작에 따른 영전류 스위칭은 물론, 스위치 개방시에도 영전압으로 소프트 스위칭을 달성함으로써 컨버터 회로의 효율을 향상시킬 수 있는 강압형 컨버터의 소프트 스위칭과 고역률을 위한 스위칭회로에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching circuit for soft switching and a high power factor of a step-down type converter applied to a step-down type AC / DC converter, and more particularly, The input capacitor is composed of a lossless snubber-type switch, which increases the low output voltage, which is the greatest defect of the step-down type converter, improves the power factor and provides zero current switching according to the reactor electrode discontinuous mode operation of the converter circuit, To a soft switching of a step-down converter capable of improving the efficiency of a converter circuit by achieving soft switching by voltage, and a switching circuit for high power factor.
현재, 각종 전자기기용 직류전원으로 많이 이용되고 있는 커패시터 입력형 정류회로는 가격이 싸고 구성이 간단하여 복잡한 제어가 불필요하고, 커패시터의 용량증대에 따라 출력리플이 저감되는 등의 우수한 특징이 있지만, 입력역률이 낮고 입력전류의 파형이 크게 왜곡되는 등의 많은 문제가 발생하므로 그 특성 개선이 요망되고 있었다.Capacitor input type rectifier circuit, which is widely used as a direct current power supply for various electronic devices, is advantageous in that the cost is low, the configuration is simple, complicated control is unnecessary, and output ripple is reduced as capacity of the capacitor is increased. The power factor is low and the waveform of the input current is largely distorted. Therefore, the improvement of the characteristics has been demanded.
따라서, 정류회로에 초퍼회로를 접속해서 입력전류를 정현파 형태로 제어해서 파형개선을 하는 것과 함께 입력역률을 고역률화하는 능동형 컨버터가 상기 문제점을 개선하기 위해 제안되었는데, 상기 능동형 컨버터는, 포함되는 초퍼회로의 종류에 따라 승압형, 승강압형, 강압형으로 구분되고, 고역률을 위한 대부분의 컨버터 회로가 승압형과 승강압형에 대해서인 반면, 동작이 안정되고, 돌입전류가없으며 단락보호도 가능하므로 사용소자는 큰 내압이 필요하지 않아 소형화에 적당하다는 장점을 지닌 강압형 컨버터에 대한 예는 적다.Accordingly, an active converter for connecting a chopper circuit to a rectifier circuit to control the input current in the form of a sinusoidal wave to improve the waveform and to improve the power factor of the input power factor has been proposed for solving the above problem. The active converter includes Depending on the type of chopper circuit, it can be divided into a boost type, a lift type, and a step-down type. Most of the converter circuits for the high power factor are for the boost type and the lift type, while the operation is stable, there is no inrush current, Therefore, there are few examples of a step-down type converter having an advantage that a used device does not require a large internal pressure and is suitable for miniaturization.
그 이유는, 부하전압이 전원전압의 순시치보다 큰 영역에서는 전류가 흐르지 않기 때문에 상기 부하전압을 전원전압보다 낮은값으로 설정하지 않으면, 이때 입력전류 파형의 왜곡이 크게 되므로, 강압형 컨버터의 고역률화는 어려워지는 것이다.If the load voltage is not set to a value lower than the power supply voltage because the load voltage does not flow in a region where the load voltage is larger than the instantaneous value of the power supply voltage, the distortion of the input current waveform becomes large. Power factorization becomes difficult.
상기 능동형 컨버터의 제어방식으로서는 인덕터 전류를 연속으로 흐르게 하는 방식과 불연속으로 흐르게 하는 방식이 있다.As the control method of the active converter, there is a method of continuously flowing the inductor current and a method of flowing the inductor current discontinuously.
인덕터 전류 연속방식이란, 검출된 전압, 전류등의 전기량을 PWM에 의한 개폐신호를 이용하여 정현파 형태로 제어하는 방식인데, 대개 제어가 복잡한 문제점이 있으며, 인덕터 전류 불연속방식은 일정한 주파수와 일정한 시비율(duty factor)을 갖는 개폐신호만으로 초퍼회로의 제어가 가능하므로 소형으로 간단히 구현할 수 있는 특성이 있다.The inductor current continuous method is a method of controlling the amount of electric power such as the detected voltage and current in the form of a sinusoidal wave using the open / close signal by PWM. However, there is a problem in that the control is complicated, and the inductor current discontinuous method has a constant frequency since the chopper circuit can be controlled only by the switching signal having the duty factor, it can be easily implemented in a small size.
도 1은 인덕터 전류를 불연속 모드로 동작시키는 종래의 하드 스위칭방식의 강압형 컨버터의 회로도로서, 입력되는 교류전원전압(es)을 직류로 전파정류하기 위한 풀 브릿지 다이오드(BD), 상기 풀 브릿지 다이오드(BD)에 의해 정류된 정류전압(e1)을 단속(斷續)적으로 부하쪽으로 전달하는 개폐스위치(S), 상기 개폐스위치(S)의 출력단과 접지사이에 역방향으로 연결된 환류 다이오드(D), 상기 개폐 스위치(S)와 부하(Rd)사이에 연결된 평활용 인덕터(Lr), 및 커패시터(Cd)를 포함하여 구성되어 있다.1 is a circuit diagram of a conventional step-down converter of a hard switching type for operating an inductor current in a discontinuous mode. The circuit includes a full bridge diode BD for full-wave rectifying an input AC power supply voltage e s into a direct current, An open / close switch S for intermittently transmitting a rectified voltage e1 rectified by the diode BD to the load side, a reflux diode D connected in reverse between the output terminal of the open / close switch S and the ground, A smoothing inductor Lr connected between the switch S and the load Rd, and a capacitor Cd.
도 2는 입출력 전압 및 리액터 전류의 파형을 도시한 것으로서, 이하에서는상기와 같이 구성된 종래의 하드 스위칭 방식의 강압형 컨버터 회로의 동작을 도 2의 파형도를 참조하여 설명한다.FIG. 2 shows waveforms of the input / output voltage and the reactor current. The operation of the conventional step-down type converter circuit of the hard switching type configured as described above will be described below with reference to the waveform diagram of FIG.
초기 상태에서는 상기 평활용 인덕터(Lr)에는 전류가 흐르지 않고 상기 개폐스위치(S)는 개방상태로 있다.In the initial state, no current flows through the smoothing inductor Lr and the open / close switch S is in an open state.
정류전압(e1)이 출력직류전압(Ed)보다 높을 때(ts) 상기 개폐 스위치(S)를 단락 시키에 되면(t0), 상기 평활용 인덕터(Lr)에는 el-ED의 전압이 인가되고 에너지를 축적하게 되면서 공급전류(i1)와 부하전류(iL)는 동일하게 선형적으로 증가하게 된다.If when the rectified voltage (e1) is higher than the output DC voltage (Ed) (t s) to short circuit the closing switch (S) (t 0), the smoothing inductor (Lr) is applied with a voltage of the el-ED And the supply current (i 1 ) and the load current (i L ) are linearly increased as the energy is accumulated.
이와 같은 상태에서 상기 개폐 스위치를(S)를 개방하게되면(t1), 상기 공급전류(i1)는 영이 되고, 상기 평활용 인덕터(Lr)의 축적에너지에 의해 상기 평활용 인덕터를 흐르는 전류(iL)는 상기 환류 다이오드(D)를 도통시키면서 부하(Rd)측으로 계속 공급되어 서서히 감소하게 되고(t1-t2) 상기 평활용 인덕터(Lr)를 흐르는 전류(iL)가 영으로 되면(t2)초기상태와 같게 된다.When the open / close switch S is opened in this state (t 1 ), the supply current i 1 becomes zero and the current flowing through the smoothing inductor due to the accumulation energy of the smoothing inductor Lr (i L ) is continuously supplied to the load Rd side while continuing the reflux diode D and gradually decreases (t 1 -t 2 ), and the current i L flowing through the smoothing inductor Lr becomes zero (T 2 ) is the same as the initial state.
여기서 상기 개폐 스위치(S)를 재차 단락하게 되면(t3), 다음 사이클이 시작됨과 동시에 전술한 동작(t0-t3)이 반복 수행되는 것이다.Here is that when opening and closing the switch again to separate the (S) (t 3), the next cycle is started and performed at the same time the above-described operation (t 0 -t 3) are repeated.
이후의 스위칭 동작시, 즉 상기 개폐 스위치(S) 단락지에 상기 평활용 인덕터(Lr)에 인가되는 전압(el-Ed)의 크기는 달라지게 되므로 부하(Rd)로 흐르는 전류(iL)의 피크(peak) 값도 이에 비례하여 변하게 됨으로써, 계속적인 상기 개폐 스위치(S)의 단속에 의해 도 2의 (a)와 같은 전류파형을 얻게 된다.The magnitude of the voltage el-Ed applied to the smoothing inductor Lr changes in the subsequent switching operation, that is, at the short-circuit of the open / close switch S, so that the peak of the current i L flowing in the load Rd the peak value also changes in proportion thereto, so that the current waveform as shown in FIG. 2A is obtained by continuous interruption of the opening / closing switch S.
도 2와 같은 전압 및 전류파형을 갖는 종래의 강압형 컨버터의 역률은 다음과 같이 구할 수 있다.The power factor of a conventional step-down converter having the voltage and current waveforms as shown in FIG. 2 can be obtained as follows.
전류가 흐르기 시작하는 시작점(ts)은 입력 정류전압(e1)과 출력전압(Ed)이 일치하는 시점이므로Since the time that matches the starting point (t s) is the input rectified voltage (e1) to the output voltage (Ed) to a current starts to flow
따라서,therefore,
상기 지작지점(ts)이후에 상기 개폐 스위치(S)가 단락(이하, 턴온이라 함)과 개방(이하, 턴오프라 함)을 반복할 때 상기 평활용 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(iL)는When the open / close switch S is short-circuited (hereinafter referred to as turn-on) and open (hereinafter referred to as turn-off) repeated after the dead point t s , the current i L )
와 같이 되고, 상기 전류(iL)의 최대치(iLpeak)는 턴오프 시점(Tr)에서의 전류치이므로 식(4)와 같이 된다.And the maximum value i Lpeak of the current i L is the current value at the turn-off time Tr, so that Equation (4) is obtained.
상기평활용 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(iL)의 불연속 모드는 상기 개폐 스위치(S)가 턴오프되어 있는 시간내에 상기 전류(iL)가 영이 될 때 이루어지므로, 불연속 모드의 조건은 도 2의 (b)에서일때이며, Td는 식(3)에서 iL= 0일때의 시점이므로The discontinuous mode of the current iL flowing in the smoothing inductor Lr is performed when the current i L becomes zero within the time when the opening / closing switch S is turned off, In (b) of , And Td is the time when i L = 0 in equation (3)
의 조건으로 부터From the conditions of
로 된다..
따라서, 불연속 모드의 조건은Therefore, the condition of the discontinuous mode is
로부터from
으로된다..
공급전류(i1)는 상기 개폐 스위치(S)가 턴온 상태일 때 상기 평활용 인덕터(Lr)를 흐르는 평균 리액터 전류와 같으므로,The supply current i 1 is equal to the average reactor current flowing through the smoothing inductor Lr when the open / close switch S is turned on,
여기서 정류전압(e1)은Here, the rectified voltage e1 is
로 되므로, 공급전류(i1)는, The supply current (i 1 ) becomes
이 된다..
상기 식(9)는 공급전류(i1)는 출력전압(Ed)이 적으면 정현파에 가깝다는 것을 의미한다.Equation (9) means that the supply current i 1 is close to a sinusoidal wave when the output voltage Ed is small.
입력역률(PF)은 유효전력÷(입력전압의 실효치×입력전류의 실효치)로 정의되므로, 종래의 강압형 컨버터의 역률(PF)을 입력과 출력전압의 비()로 나타내면,Since the input power factor PF is defined as the effective power ÷ (the effective value of the input voltage × the effective value of the input current), the power factor PF of the conventional stepped- ),
상기 식(10)에서 입력역률(PF)은 상기 입출력 전압비(α)에 의해 영향을 받는 것을 알 수 있다.It can be seen that the input power factor PF is influenced by the input / output voltage ratio? In Equation (10).
그러나, 상기와 같이 동작하는 종래의 하드 스위칭방식의 강압형 컨버터는 리액터 전류가 최대일 때 턴오프 스위칭되기 때문에 턴오프시의 전류 스트레스나 EMI노이즈 문제 등이 발생하게 되며, 또한 강압형 컨버터의 최대 결점인 저출력전압의 문제점을 여전히 내포하고 있기 때문에 이와 관련되는 역률의 개선이 어렵게 되는 문제점이 있었다.However, since the conventional step-down converter of the hard switching type that operates as described above is turned off when the reactor current is at its maximum, there arises current stress and EMI noise at the time of turn-off, There is a problem in that it is difficult to improve the power factor related to the problem because it still involves the problem of low output voltage which is a drawback.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 창작된 것므로서, 강압형 컨버터의 출력전압의 증대 및 입력전류의 고역률화와, 턴오프시 영전압 스위칭으로 컨버터 회로의 효율을 향상시킬수 있는 강압형 컨버터의 소프트 스위칭과 고역률을 위한 스위칭회로를 제공하는 데 그 목적이 있는 것이다.Therefore, the present invention has been developed in order to solve the above problems, so that the efficiency of the converter circuit can be improved by increasing the output voltage of the step-down type converter, increasing the power factor of the input current, And to provide a switching circuit for a soft switching of a step-down type converter and a high power factor.
도 1 은 종래의 하드스위칭 방식의 강압형 컨버터를 도시한 회로도이고,1 is a circuit diagram showing a conventional step-down type converter of a hard switching type,
도 2는 도 1의 입출력 전압 및 리액터 전류의 파형도이고,FIG. 2 is a waveform diagram of the input / output voltage and the reactor current of FIG. 1,
도 3은 본 발명에 따른 소프트 스위칭과 고역률을 위한 스위칭회로가 적용된 강압형 컨버터를 도시한 회로도이고,3 is a circuit diagram showing a step-down converter to which a switching circuit for soft switching and a high power factor is applied according to the present invention,
도 4는 도 3의 스너버 커패시터 전압 및 평활용 인덕터 전류의 스위칭 한 주기 파형도이고,Figure 4 is a switched periodic waveform diagram of the snubber capacitor voltage and smoothing inductor current of Figure 3,
도 5는 도 3의 스위칭 모드별 전류흐름을 위주로 도시한 등가회로도이고,5 is an equivalent circuit diagram mainly showing the current flow for each switching mode of FIG. 3,
도 6은 도 3의 스위칭시의 스위치 양단전압 및 전류의 파형도로서,FIG. 6 is a waveform diagram of voltage and current across the switch at the time of switching in FIG. 3,
(a)도는 턴온시 전압 및 전류의 파형도이고,(a) is a waveform diagram of voltage and current at the time of turning on,
(b)도는 턴오프시 전압 및 전류의 파형도이고,(b) is a waveform diagram of voltage and current at turn-off,
도 7은 도 3의 컨버터회로에서의 리액터 전류를 종래의 컨버터에서의 리액터 전류와 비교하여 표시한 전류 파형도이고,FIG. 7 is a current waveform diagram showing the reactor current in the converter circuit of FIG. 3 compared with the reactor current in the conventional converter,
도 8의 (a)는 도 3의 컨버터회로의 시비율 변화에 따른 입출력 전압비를 종래의 컨버터와 대비하여 도표로 나타낸 것이고,Fig. 8 (a) is a graph showing the input / output voltage ratio according to the change of the duty ratio of the converter circuit of Fig. 3 in comparison with the conventional converter,
(b)는 도 3의 컨버터회로의 시비율 변화에 따른 역률을 종래의 컨버터와 대비하여 도표로 나타낸 것이고,(b) is a graph showing the power factor according to the variation of the duty ratio of the converter circuit of Fig. 3 in comparison with the conventional converter,
(c)는 도 3의 컨버터회로의 시비율 변화에 따른 역률을 종래의 컨버터와 대비하여 도표로 나타낸 것이다.(c) is a graph in which the power factor according to the variation of the duty ratio of the converter circuit of FIG. 3 is plotted as compared with the conventional converter.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명DESCRIPTION OF THE REFERENCE NUMERALS
BD : 풀 브릿지 다이오드 Cd : 평활용 커패시터BD: full bridge diode Cd: smoothing capacitor
C10 : 스너버 커패시터 C20 : 입력 커패시터C10: Snubber capacitor C20: Input capacitor
D : 환류 다이오드 D11,D12:다이오드D: reflux diode D11, D12: diode
Lr : 평활용 인덕터 Rd : 부하Lr: Pyroelectric inductor Rd: Load
S,S11,S12 : 스위치 10 : 본 발명에 따른 스위칭회로S, S11, S12: Switch 10: Switching circuit according to the present invention
상기의 둑적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 강압형 컨버터의 소프트 스위칭과 고역률을 위한 스위칭회로는, 강압형 컨버터 회로에 있어서, 전력공급탄과 부하단 사이에 접속되어 공급전력을 단속적므로 부하에 공급하는 스위칭회로로서, 스위칭소자와 정류소자가 직렬연결되어 상기 전력공급단과 부하단사이에 각각 삽입 연결되는 두 개의 병렬지로,와 상기 두 개의 병렬지로간에 연결되되, 상기 스위칭소자와 상기 정류소자의 접속점간에 연결되는 용량성소자,를 포함하여 구성되고, 상기 양 스위칭소자 중 하나는 부하단에, 다른 하나는 전력공급단에 각각 연결되는 것에 특징이 있는 것이다.The switching circuit for soft switching and the high power factor of the step-down type converter according to the present invention for achieving the above-described damping factor is a step-down type converter circuit which is connected between the power supply charger and the lower terminal to intermittently supply power, A switching element connected in series between the switching element and the rectifying element, the switching element being connected in series between the switching element and the rectifying element, the switching element being connected in series between the switching element and the rectifying element, And one of the two switching elements is connected to the lower terminal and the other terminal is connected to the power supply terminal, respectively.
상기와 같이 구성되는 본 발명에 따른 강압형 컨버터의 소프트 스위칭과 고역률을 위한 스위칭회로는, 상기 스위칭소자가 개폐동작을 반복함므로써 상기 전력공급단에서 공급되는 전력을 단속적으로 부하에 공급하게 되는데, 상기 스위칭 소자의 단락시에는 상기 용량성소자에 충전되어 있던 전압이 공급전력과 함께 부하측에 전달되어 출력전류를 증대시키고, 방전 후에는 전류의 증가율이 둔화됨으로써 전류파형이 정현파에 가깝게 형성되어 입력역률이 개선되며, 또한 상기 스위칭소자의 개방시에는 상기 용량성소자 양단의 영전압에 의해 상기 스위칭소자 양단전압이 급격히 변하지 못함으로써 영전압 스위칭을 하게되어 컨버터의 전력효율을 증대시키게 되는 것이다.The switching circuit for the soft switching and the high power factor of the step-down type converter according to the present invention configured as described above repeats the opening and closing operations of the switching element so that the power supplied from the power supplying end is intermittently supplied to the load The voltage charged in the capacitive element is transmitted to the load side together with the supply power to increase the output current and the rate of increase of the current is decreased after the discharge so that the current waveform is formed close to the sinusoidal wave, And when the switching element is opened, the voltage across the switching element does not change drastically due to the zero voltage across the capacitive element, thereby performing zero voltage switching, thereby increasing the power efficiency of the converter.
이하, 본 발명에 따른 강압형 컨버터의 소프트 스위칭과 고역률을 위한 스위칭회로의 바람직한 실시예의 구성 및 동작에 대해, 첨부된 도면에 의거하여 상세히 설명한다.DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, a configuration and operation of a preferred embodiment of a switching circuit for soft switching and a high power factor of a step-down type converter according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 3은 본 발명에 따른 스위칭회로가 적용된 소프트 스위칭방식의 강압형 고역률 컨버터회로를 도시한 회로도로서, 입력되는 교류전원전압(es)을 전파정류 하기 위한 풀 브릿지 다이오드(BD), 상기 풀 브릿지 다이오드(BD)의 출력단에 병렬연결된 입력 커패시터(C20), 상기 풀 브릿지 다이오드(BD)의 출력단에 분기 연결된 제 1 스위치(S11),와 제 1 다이오드(D11), 상기 제 1 스위치(S11)와 제 1 다이오드(D11)에 각각 직렬연결되는 제 2다이오드(D12),와 제 2스위치(S12), 상기스위치(S11,S12)와 다이오드(D11,D12)의 양 연결점에 연결되는 스너버 커패시터(C10), 상기 제 2스위치(S12)되 제 2다이오드(D12)의 출력 연결점과 접지사이에 역방향으로 연결된 환류 다이오드(D), 상기 스위치(S11,S12)를 통해 출력되는 전류를 평활시켜 부하(Rd)에 공급하는 평활용 인덕터(Lr)및 커패시터(Cd),를 포함하여 구성되어 있다.3 is a circuit diagram showing a soft switching type step-down high-power-factor converter circuit to which a switching circuit according to the present invention is applied. The circuit includes a full bridge diode BD for full-wave rectifying an input AC power source voltage e s , An input capacitor C20 connected in parallel to the output terminal of the bridge diode BD, a first switch S11 branching to the output terminal of the full bridge diode BD, a first diode D11, a first switch S11, A second diode D12 and a second switch S12 connected in series to the first diode D11 and a snubber capacitor C12 connected to both connection points of the switches S11 and S12 and the diodes D11 and D12, A reflux diode D connected between the output terminal of the second diode D12 and the output node of the second diode D12 in a reverse direction and a current output through the switches S11 and S12, A smoothing inductor Lr and a capacitor Cd which supply the smoothed inductor Ld to the smoothing capacitor Rd, .
도 5는, 소프트 스위칭을 이루면서 고역률을 달성하는 스위칭동작을 구분하고, 그 구분된 동작을 모드별 전류방향을 중심으로 도시한 모드별 등가 회로도이고,FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a switching operation for achieving a high power factor while performing soft switching and showing the divided operation around the current direction of each mode.
도 4는 도 3의 모드별 동작에 따른 주요 부분의 파형도로지, 이하에서는 도5의 등가회로도와 도 4의 파형도를 참조하여 본 발명에 따른 스위칭회로가 적용된 고역률 강압형 컨버터의 모드별 동작을 상세히 설명한다.4 is a waveform diagram of a main part according to each mode operation of FIG. 3. Hereinafter, referring to the equivalent circuit diagram of FIG. 5 and the waveform diagram of FIG. 4, the mode of the high power factor down converter to which the switching circuit according to the present invention is applied The operation will be described in detail.
동작설명의 편의를 위해 상기 스너버 커패시터(C10)에는 상기 풀 브릿지 다이오드(BD)의 정류전압(e1)의 피크전압(e1)이 충전되어 있다고 가정한다.It is assumed that the snubber capacitor C10 is charged with the peak voltage e1 of the rectified voltage e1 of the full bridge diode BD for convenience of explanation.
상기 가정은 단순히 동작설명의 편의만을 위한 것일 뿐 상기 컨버터외 이후의 동작에서 자연히 충족되는 조건이다.The above assumption is merely a convenience of operation explanation and is a condition naturally satisfied in the operation after the converter.
상기의 조건하에서 정류전압(e1)과 충전전압(e1)의 합이 부하전압(Ed)보다 낮으면 상기 스위치(S11,S12)를 턴온시켜도 상태는 변함없이 초기상태를 유지한다.If the sum of the rectified voltage e1 and the charging voltage e1 is lower than the load voltage Ed under the above-described condition, the state remains unchanged even when the switches S11 and S12 are turned on.
모드1(t0-t1): S11,S12 턴온상태Mode 1 (t 0 -t 1): S11, S12 turn-on state
정류전압(e1)과 충전전압(Vc)의 합이 부하전압(Ed)보다 높은 상태에서 상기 스위치(S11,S12)를 동시에 턴온 시키면(t0), 상기 평활용 인덕터(Lr)와 상기 스위치(S11,S12)양단에 연결된 상기 스너버 커패시터(C10)가 공진하여 리액터 전류(iL)는When turned on, the rectified voltage (e1) and the charging voltage (Vc) wherein the switch (S11, S12) at a higher load voltage (Ed) the sum of the same time as the switch (t 0), the smoothing inductor (Lr) ( S11, and S12) resonates with the snubber capacitor C10 connected to both ends thereof, and the reactor current (i L )
의 식에따라 증가하게 되고, 상기 스너버 커패시터(C10) 양단의 전압(Vc)은 다음 식에 따라 방전하면서 감소하게 된다.(도 5의 (a)참조)And the voltage V c across the snubber capacitor C10 is decreased while discharging according to the following equation (see FIG. 5 (a)).
이 때, 상기 스위치(S11,S12)는 종래에서와 같이 불연속 모드에서 동작하므로 영전류상태에서 턴온되며, 이 모드는 상기 스너버 커패시터(C10)의 양단 전압(Vc)이 0이 될 때까지 진행된다.At this time, since the switches S11 and S12 operate in the discontinuous mode as in the prior art, the switches S11 and S12 are turned on in the zero current state until the both end voltage V c of the snubber capacitor C10 becomes zero It proceeds.
이모드가 진행되는 시간(T1)은 상기 식(11)에서 Vc= 0 일때의 시간에 해당하므로The time (T 1 ) at which this mode proceeds is equivalent to the time when V c = 0 in Equation (11)
가 되고, 따라서 상기 평활용 인덕터(Lr)를 흐르는 리액터 전류(iL)의 최종치(I1)는So that the final value I 1 of the reactor current i L flowing through the smoothing inductor Lr becomes
에 의해 결정된다..
모드2(t1-t2) : S11,S12턴온상태Mode 2 (t 1 -t 2): S11, S12 turn-on state
상기 스너버 커패시터(Cr)의 양단전압(Vc)이 방전하여 영이 되면(t1) 이 모드가 시작되는데, 이 모드가 시작되면 상기 제 1스위치(S11), 상기 스너버 커패시터(Cr),그리고 상기 제2 스위치(S12)를 통해 흐르던 리액터 전류(iL)는 상기 제1 스위치(S11)와 제 2다이오드(D12)의 지로 및 상기 제 1다이오드(D11)와 제 2스위치(S12)의 지로를 통해 분리되어 흐르게 되고(도 5의 (b)참조), 이 때의 리액터 전류는When the both-end voltage V c of the snubber capacitor Cr discharges and becomes zero (t 1 ), the mode starts. When the mode starts, the first switch S 11, the snubber capacitor Cr, The reactor current i L flowing through the second switch S12 is supplied to the gates of the first switch S11 and the second diode D12 and to the gates of the first diode D11 and the second switch S12 (See Fig. 5 (b)), and the reactor current at this time is
의 식에 따라 선형적으로 증가하게 된다.And the linearity increases according to the equation of FIG.
이 모드는 상기 스위치(S11,S12)를 동시에 턴오프시킬 때까지 진행되며, 여기서, 이 모드의 진행시간(T2)은 Ton-T1이고, 따라서 리액터 전류()의 이 모드 종료시의 전류값(I2)은 식(12)로 부터 다음과 같은 값을 갖게 된다.This mode proceeds until the switches S11 and S12 are turned off at the same time where the progress time T 2 of the mode is Ton-T 1 and therefore the current value at the end of this mode of the reactor current I (I 2 ) has the following value from equation (12).
모드 3(t2-t3): S11,S12 턴오프상태Mode 3 (t 2 -t 3 ): S11, S12 Turn-off state
상기 스위치(S11,S12)가 동시에 턴오프 되면(t2) 이 모드가 시작된다.When the switch (S11, S12) at the same time is turned off (t 2) is the start mode.
상기 스위치(S11,S12)가 동시에 턴오프 되면 상기 평활용 인덕터(Lr)를 흐르던 전류(iL)는 상기 제 1다이오드(D11), 상기 스너버 커패시터(C10) 그리고 상기 제 2다이오드(D12)의 경로상에 형성된 상기 평활용 인덕터(Lr)와 상기 스너버 커패시터(C10)의 직렬공진회로를 통해, 상기 스너버 커패시터(C10)를 다음 식에 따라 충전하면서 흐르게 되므로(도 5의 (c)참조) 상기 스위치(S11,S12)의 전압은 급격히 상승 하지 않게 된다.When the switches S11 and S12 are simultaneously turned off, the current i L flowing through the smoothing inductor Lr flows through the first diode D11, the snubber capacitor C10 and the second diode D12, Since the snubber capacitor C10 is charged and charged according to the following equation through the series resonance circuit of the smoothing inductor Lr and the snubber capacitor C10 formed on the path of the snubber capacitor C10, The voltage of the switches S11 and S12 does not rise sharply.
단only
이다.to be.
리액터 전류(iL)는The reactor current (iL)
로 주어진다..
한편, 상기 스너버 커패시터(C10)로 인하여 상기 스위치(S11,S12) 양단전압(Vc)은 급격히 상승하지 않으므로 영전압상태에서의 스위칭 동작이 이루어지게 되고, 상기 스너버 커패시터(C10)의 양단전압(Vc)의 정류전압(e1)의 피크치(E1)까지 충전되면 이 모드는 종료하게 된다.On the other hand, the snubber capacitor (C10) as a result of the switch (S11, S12) the both-end voltage (V c) is the switching operation of the zero-voltage state does not rapidly increase and be fulfilled, both ends of the snubber capacitor (C10) This mode ends when the voltage reaches the peak value E1 of the rectified voltage e1 of the voltage V c .
이 모드의 진행시간()은 상기 스너버 커패시터(C10)의 전압(Vc)이 정류전압압(e1)의 피크치(E1)일 때이므로 식(14)로 부터Since the time () of the mode is the time when the voltage V c of the snubber capacitor C10 is the peak value E1 of the rectified voltage e1,
가 되고, 따라서, 상기 평활용 인덕터(Lr)의 리액터 전류(iL)의 최종치(I3)는 다음식으로 된다.Is, therefore, a final value (I 3) of the reactor current (i L) of the smoothing inductor (Lr) is a is a food.
모드 4(t3-t4) : S11,S12턴오프상태Mode 4 (t 3 -t 4): S11, S12 turn-off state
상기 스너버 커패시터 전압(Vc)이 정류전압(e1)의 피크치(E1)까지 충전되면(t3) 상기 환류 다이오드(D)가 도통해서 입력전원(e1)측과 부하측이 분리되어, 리액터 전류(iL)는 상기 환류 다이오드(D)에 의해 형성된 루프를 통해 부하(Rd)측으로 다음 식에 따라 선형적으로 감소하면서 흐르게 된다.(도 5의 (d)참조)The switch when charging to the snubber capacitor voltage (V c) the peak value (E1) of the rectified voltage (e1) (t 3) said free-wheeling diode (D) is conductive to the load side are isolated from the input supply (e1) side, the reactor current (i L ) flows linearly decreasing in accordance with the following equation to the load (Rd) side through the loop formed by the reflux diode (D) (see FIG. 5 (d)
이 모드는 상기 리액터 전류(iL)가 영이되면 종료되고, 계속 시간(T4)은 iL=0일 때까지이므로 상기 식(15)으로 부터This mode is terminated when the reactor current i L becomes zero and the time duration T 4 is until i L =
가 된다..
상기 리액터 전류(iL)가 영이 되면 이모드가 끝나고 초기상태와 같게 되며,상기 스위치(S11,S12)를 재차 턴온하게 되면, 다음 주기가 시작된다.When the reactor current i L becomes zero, the current mode ends and becomes equal to the initial state, and when the switches S11 and S12 are turned on again, the next cycle starts.
상기 스위치(S11,S12)의 영전류 턴온을 위해서는 종래에서와 같이 불연속 모드의 동작이 이루어져야 하는데 이를 위해서는 리액터 전류(iL)가 흐르는 전체시간(T1+T2+T3+T4)이 스위칭 동작주기(Ts)보다 적게 되도록 하는 조건이 필요하다.In order to turn on the zero current of the switches S11 and S12, it is necessary to perform the operation in the discontinuous mode as in the prior art. To do so, the total time T1 + T2 + T3 + T4, during which the reactor current i L flows, Ts) is required.
도 6은 본 발명에 따른 스위칭회로의 영전압/영전류 스위칭을 확인하기 위한 스위칭시의 전압/전류의 실험 파형도로서, 상기 실험을 위해 일정 주파수(20KHz), 일정 시비율의 파형을 발생시키기 위한 PWM파형발생회로와 스위칭소자를 구동 하기 위한 IGBT 구동회로로 구성된 제어회로에서 개폐신호를 출력시켜, 상기 스위치(S11,S12)를 턴온/오프 시키는 동작을 수행하였으며, 이 때에 사용된 신호정격 및 소자정수는 다음 표와 같다.FIG. 6 is an experimental waveform diagram of voltage / current during switching for confirming the zero voltage / zero current switching of the switching circuit according to the present invention. FIG. 6 shows waveforms of voltage / current waveforms at a constant frequency (20 KHz) Off signals are output in a control circuit composed of a PWM waveform generating circuit for driving the switching elements and an IGBT driving circuit for driving the switching elements to turn on and off the switches S11 and S12. The device constants are shown in the following table.
표 실험에 사용된 신호 및 소장의 정격The signal used in the table experiment and the rating of the small intestine
도 7은 본발명에 따른 스위칭회로에 의한 1 스위칭 주기동안의 리액터 전류(iL) 파형을 종래의 하드 스위칭에 의한 리액터 전류(iL)가 종래 회로의 전류에 대해서 증가하는 분을 나타내고 있다.7 shows the minutes to increase with respect to current of the prior art that reactor current (i L) by the reactor current (i L) waveform during the first switching cycle of the switching circuit in the conventional hard switching in accordance with the present invention circuit.
본 발명에 따른 스위칭 회로에서 상기 스위치(S11,S12)가 턴온되어 전류가 상승할 때 상기 스너버 커패시터(C10)에서 방전이 일어나서, 리액터 전류(iL)는 정현파 형태로 급격하게 증가하고, 상기 스너버 커패시터(C10)가 완전히 방전하면 그 후 증가율은 종래의 스위칭 회로의 경우와 마찬가지로 (e1-Ed)/Lr의 식에 따라 선형적으로 증가한다.In the switching circuit according to the present invention, when the switches S11 and S12 are turned on and the current rises, a discharge occurs in the snubber capacitor C10 so that the reactor current IL rapidly increases in a sinusoidal form, When the snubber capacitor C10 is completely discharged, the rate of increase thereafter increases linearly according to the equation (e1-Ed) / Lr as in the case of the conventional switching circuit.
따라서, 상기 스너버 커패시터(C10)의 충방전 전류는 제로크로싱(zero crossing) 부근의 입력전류(i1)를 급격히 증가시키는 작용을 하여 입력전류(i1) 의 파형을 개선시켜 완전한 삼각파인 종래와는 달리 입력전류 파형을 정현파에 가깝게 만든다.Accordingly, the charge and discharge current of the snubber capacitor (C10) is a zero crossings (zero crossing) by improving the waveform of the input current (i 1) the input current (i 1) and serves to increase rapidly in the vicinity of the prior art, a complete triangular wave The input current waveform is made close to the sine wave.
또한, 상기 스위치(S11,S12)의 턴오프시에 급격히 증가된 상승전류의 잉여분이 종래회로의 T2,T3에서의 전류파형(도 2의 (b)참조)에 가산되며, 상승전류(Ie)는 상기 스너버 커패시터(C10)에 축적된 에너지가 전부 상기 평활용 인덕터()로 이동하는 것으로 하면 식(16)으로 표시된다.The surplus of the surge current abruptly increased at the time of the turn-off of the switches S11 and S12 is added to the current waveform (see Fig. 2 (b)) at T 2 and T 3 of the conventional circuit, Ie is represented by equation (16), assuming that the energy stored in the snubber capacitor C10 is all transferred to the smoothing inductor.
상기 전류()의 상승시간을 짧게 하면, 식(16)의 전류분만큼 피크치가 크게 되고, 따라서 전류의 증가로 본 발명에 따른 스위칭 회로가 적용된 컨버터회로의 출력전압이 종래회로의 경우보다 높게 된다.When the rise time of the current () is shortened, the peak value is increased by the current of the equation (16), and consequently, the output voltage of the converter circuit to which the switching circuit according to the present invention is applied becomes higher than that of the conventional circuit .
한편, 상기 풀 브릿지 다이오드(BD) 출력단에 연결된 입력 커패시터(C20)는 상기 스너버 커패시터(C10)와 상기 평활용 인덕터(Lr)의 입력 임피던스를 선로의 임피던스에 정합시키게 되어 선로로 부터 전력공급이 원활하게 이루어질 수 있도록 할 뿐만 아니라, 상기 단속되는 리액터 전류(iL)성분이 상기 입력 커패시터(C20)의 충전후 방전에 의해 공급되도록 함으로서, 공급선로측의 전류성분을 평활화하는 기능을 수행하게 되어 입력역률을 개선시키는 작용도 함께 수행하게 된다.The input capacitor C20 connected to the output terminal of the full bridge diode BD matches the input impedance of the snubber capacitor C10 and the smoothing inductor Lr with the impedance of the line, (I L ) component is supplied by the post-charge discharge of the input capacitor C20, thereby performing the function of smoothing the current component on the supply line side And also improves the input power factor.
도 8은, 상기와 같이 구성되어 동작하는 본 발명에 따른 스위칭회로를 적용한 강압형 컨버터회로의 역률파 효율의 개선을 확인하기 위하여 상기 표에 기재된 조건하에서 구한 실험결과로서, 시비율(=Tr/Ts)가 0.4 이상에서는 연속모드로 동작하기 때문에 시비율이 0.3이하인 경우에 대해서 종래 컨버터 회로와 대비한 것이다.FIG. 8 is a graph showing the results of experiments under the conditions described in the above table to confirm the improvement of the power factor wave efficiency of the step-down converter circuit employing the switching circuit according to the present invention. Ts) is 0.4 or more, it is compared with the conventional converter circuit in the case where the duty ratio is 0.3 or less.
도 8의 실험결과는, 스너버 커패시터(C10)의 충전전압의 영향으로 동일한 시비율에 대해서 종래 컨버터에 비해 훨씬 높은 입출력 전압비를 보여주고 있으며(도 8의(a)) 평활용 인덕터(Lr)에 흐르는 전류의 파형을 개선시켜 입력전류를 보다 정현파에 가깝도록 정형화하여 고조파 성분을 감소시킴으로써 입력역률을 향상시킴(도 8의 (b))과 동시에 , 턴오프시의 스위칭 손실을 감소시킴으로써 컨버터회로의 효율이 향상되었음(도 8의 (c))을 보여주고 있다.8 shows a much higher input / output voltage ratio than the conventional converter for the same duty ratio due to the influence of the charging voltage of the snubber capacitor C10 (Fig. 8 (a)), and the smoothing inductor Lr, The input power factor is improved by reducing the harmonic component by shaping the input current to be closer to the sinusoidal wave by improving the waveform of the current flowing in the converter circuit (FIG. 8 (b)), (Fig. 8 (c)).
상기의 실험결과로 볼 때, 본 발명에 따른 스위칭회로는 강압형 컨버터에 적용되어 직류출력전압을 증대시키고 입력역률을 향상시키며, 컨버터의 효율을 증대 시키는 효과를 가질 뿐 아니라, 2개의 스위치가 동시에 턴온과 턴오프를 수행하므로 특별한 스위칭 시퀀스가 필요치 않아 개폐회로를 간단히 구성할 수 있고, 주 스위치에 흐르는 전류가 턴온시에 2개의 경로로 분류되어 흐르기 때문에 소자의 전류 스트레스를 경감시켜 소자의 수명을 연장시키는 효과를 갖는 매우 우수한 발명인 것이다.As a result of the above experiment, the switching circuit according to the present invention is applied to the step-down type converter to increase the DC output voltage, improve the input power factor, and increase the efficiency of the converter. Turn-on and turn-off, no special switching sequence is required, and the switching circuit can be easily configured. Since the current flowing through the main switch is divided into two paths when the switch is turned on, the current stress of the device is reduced, Which is a very superior invention having an effect of extending.
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| KR1019970022888A KR100213672B1 (en) | 1997-05-31 | 1997-05-31 | A switching circuit for soft switching step-down converter with high power factor |
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100385618B1 (en) * | 2000-12-30 | 2003-05-28 | 삼성전기주식회사 | Low loss PFC switching circuit |
| KR20030062596A (en) * | 2002-01-17 | 2003-07-28 | 한병성 | High-Tc Superconducting Fault Current Limiter Controlling the Amplitude of Fault Current Using Thyristor |
| KR20040001573A (en) * | 2002-06-28 | 2004-01-07 | 아프로시스템스 주식회사 | Single stage high power factor converter |
| KR100451340B1 (en) * | 2002-01-17 | 2004-10-08 | 이성룡 | High-Tc Superconducting Fault Current Limiter of DC-Reactor Type By the Flux-Lock Model |
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-
1997
- 1997-05-31 KR KR1019970022888A patent/KR100213672B1/en not_active IP Right Cessation
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