KR102461803B1

KR102461803B1 - 전류 분로 모니터

Info

Publication number: KR102461803B1
Application number: KR1020197017649A
Authority: KR
Inventors: 더글라스 에스. 피아세키
Original assignee: 위트리시티 코포레이션
Priority date: 2016-11-21
Filing date: 2017-11-20
Publication date: 2022-11-02
Also published as: KR20190097049A; WO2018094350A3; CN110622010B; EP3542171A2; US20180145543A1; CN110622010A; EP3542171B1; EP3542171A4; US10601259B2; US20190123594A1; US10164481B2; WO2018094350A2

Abstract

감지 레지스터를 통과하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터(CSM) 회로. 아날로그 회로는 감지 레지스터를 가로지르는 전압에 비례하는 아날로그 출력 신호를 제공한다. 전원 장치는 제1 전압 공급 레벨의 고정 전압 전원 장치 및 플로팅 전원 장치를 포함한다. 플로팅 전원 장치는 전압 입력상의 전압 레벨 및 플로팅 그라운드로부터 참조된 제2 전압 공급 레벨에서 동작한다. 전압 입력은 제1 전압 공급 레벨보다 높은 전압 레벨로부터 제1 전압 공급 레벨보다 낮은 전압 레벨까지 변하고, 플로팅 전원 장치는 적어도 전압 입력의 전압 레벨이 제1 전압 공급 레벨 이상일 때 아날로그 회로에 전력을 공급한다. 크로스오버 회로는 전압 입력 상의 전압 레벨이 제1 전압 공급 레벨에 대한 값에 근접한 것을 검지할 때 플로팅 전원 장치로부터의 전력을 제1 전압 공급 레벨에서의 고정 전압 전원 장치로 스위칭한다.

Description

전류 분로 모니터

(관련 출원에 대한 상호 참조)

본 출원은 2016년 11월 21일, 전류 분로 모니터라는 제하로 출원된 미국 특허 출원 제15/357,921호의 국제 PCT이며(Att. Dkt. No.WTCT-33181), 이의 전체 내용이 본 명세서에 참조로 포함된다.

(기술 분야)

본 출원은 일반적으로 무선 전력 전송(WPT) 시스템에 관한 것이다.

WPT(Wireless Power Transfer)라고도 하는 무선 충전은 코드를 상호 연결하지 않고 전원이 전자기 에너지를 갭을 가로질러 전기 로드로 전송할 수 있게 하는 기술이다. WPT의 두 가지 방향은 예를 들어, 전자기 복사, 초음파 또는 음향 파를 통해 에너지를 전달하는 복사 무선 충전과 전자기장 진동을 통해 에너지를 전송하는 비 복사 충전이 있다.

무선 전력 전송 시스템은 전력 송신기 유닛(PTU) 및 전력 수신기 유닛(PRU)을 포함할 수 있다. 송신기는 수신기에서 수신기 공진기 코일에 결합된 송신기 공진기 코일에 전력을 공급하기 위한 컴포넌트를 포함할 수 있다. 수신기는 이동 전자 장치, 의료 장치, 차량 등의 것과 같은 하나 이상의 로드에 결합될 수 있다. 효율성을 보존하기 위해 수신기와 송신기 사이에 일부 유형의 통신 경로를 갖는 것이 이로울 수 있다.

본 발명에 따르면 무선 전력 전송 시스템을 제공할 수 있다.

본 발명의 일 양태에서, 본 개시 물은 전압 입력의 하이 사이드에 근접하여 배치된 감지 레지스터를 통과하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터(CSM: current shunt monitor) 회로를 특징으로 한다. 이 CSM 회로는 대향 측들 상의 감지 레지스터를 가로질러 연결된 제1 및 제2 입력과 상기 감지 레지스터를 가로지르는 전압에 비례하는 증폭된 아날로그 출력 신호를 제공하기 위한 출력을 갖는 아날로그 회로를 포함한다. 시스템 그라운드 기준 및 플로팅 전원 장치에 대한 제1 전압 공급 레벨에서 동작하는 제1 전압 출력을 제공하도록 구성된 고정 전압 전원 장치를 포함하는 전원 장치가 제공된다. 플로팅 전원 장치는 전압 입력상의 전압 레벨 및 플로팅 그라운드로부터 참조된 제2 전압 공급 레벨에서 동작하도록 구성되며, 플로팅 전원 장치는 아날로그 회로의 적어도 일부에 전력을 공급하고, 전압 입력의 전압 레벨이 상기 제1 전압 공급 레벨보다 높은 전압 레벨에서 상기 제1 전압 레벨보다 낮은 전압 레벨까지 변할 수 있고, 상기 플로팅 전원 장치는 적어도 상기 전압 입력의 전압 레벨이 상기 제1 전압 공급 레벨보다 높을 때 상기 아날로그 회로의 적어도 일부에 전력을 공급하도록 구성된다. 상기 CSM 회로는 상기 전압 입력상의 전압 레벨이 상기 제1 전압 공급 레벨 이하의 값에 근접한 것을 검지하면 상기 제2 전압 공급 레벨에서의 플로팅 전원 장치로부터 상기 제1 전압 공급 레벨에서의 상기 고정 전압 전원장치로 전력을 스위칭하도록 구성된 크로스오버 회로를 포함한다.

CSM의 또 다른 구현 예에서, 상기 전압 입력상의 전압 레벨은 상기 감지 레지스터의 최고 전압 측의 전압이다.

CSM의 또 다른 구현 예에서, 상기 고정 전압 전원 장치는 상기 감지 레지스터의 최고 전압 측상의 전압 값에 대해 상기 아날로그 회로의 적어도 제2 부분에 전력을 공급한다.

CSM의 또 다른 구현 예에서, 상기 아날로그 회로는 감지 레지스터의 대향 측들에 연결된 제1 및 제2 입력과 차동 아날로그 출력을 갖는 차동 증폭기를 포함한다.

CSM의 또 다른 구현 예에서, 상기 차동 증폭기는 디지털 스위치 제어 신호에 의해 제어되는 스위치 커패시터 증폭기를 포함하고, 상기 스위치 커패시터 증폭기의 적어도 제1 부분은 상기 전압 입력의 상기 전압 레벨이 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨이상일 때 상기 플로팅 전원 장치에 의해 전력이 공급된다.

CSM의 또 다른 구현 예에서, 상기 고정 전압 전원 장치는 스위치 커패시터 증폭기의 적어도 제2 부분에 전력을 공급하고,상기 디지털 제어 신호 중 신호들은 스위치 커패시터 증폭기의 상기 제1 부분을 제어하고 및 상기 디지털 제어 신호의 중 다른 것들은 상기 스위치 커패시터 증폭기의 상기 제2 부분을 제어한다.

CSM의 또 다른 구현 예에서, 상기 디지털 제어 신호는 시스템 그라운드 기준과 상기 제1 전압 공급 레벨 사이의 전압 레벨로 수신되며, 상기 전류 전압 감지 회로는 상기 전압 입력의 상기 전압 레벨이 상기 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨이상일 때 상기 전압 입력의 상기 전압 레벨과 상기 플로팅 그라운드 사이의 전압에서 변하도록 상기 스위치 커패시터 증폭기의 제1 부분을 제어하는 상기 디지털 제어 신호 중 신호들을 변환된 디지털 제어 신호로 변환하는 전압 변환기를 포함한다.

CSM의 또 다른 구현 예에서, 스위치 커패시터 증폭기는 각각 상기 변환된 디지털 제어 신호 중 하나에 의해 제어되는 각각의 스위치를 통해 상기 감지 레지스터의 각 측에 연결가능한 하나의 플레이트를 구비하는 제1 및 제2 스위칭 커패시터를 포함하고, 상기 제1 및 제2 커패시터의 각각은 상기 고정 전원 장치에 의해 전력이 공급되는 차동 입력 아날로그 증폭기의 제1 및 제2 입력 각각에 연결된 다른 플레이트들을 갖고, 상기 스위치 커패시터 증폭기의 제2 부분은 상기 차동 입력 아날로그 증폭기를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태에서, 본 개시물은 전압 입력의 하이 사이드에 근접하여 배치되는 감지 레지스터를 통과하는 전류를 모니터링하고 제1 및 제2 전압 도메인을 가로질러 동작하는 전류 분로 모니터(CSM: current shunt monitor) 회로를 특징으로 한다. 상기 CSM 회로는 고정 전압 전원 장치 및 플로팅 전원 장치를 포함하는 전원 장치를 포함한다. 상기 고정 전압 전원 장치는 제1 전압 도메인에서 시스템 그라운드 기준에 대해 제1 전압 공급 레벨에서 고정 전압 출력에서 동작한다. 플로팅 전원 장치는 제2 전압 도메인에서 플로팅 전압 공급 레벨로 동작하고, 전압 입력상의 전압 레벨 및 플로팅 그라운드로부터 참조된다. 전압 감지 회로는 대향 측들 상의 상기 감지 레지스터를 가로질러 연결된 제1 및 제2 입력과 상기 감지 레지스터를 가로지르는 전압에 비례하는 증폭 아날로그 출력 신호를 제공하는 출력을 구비하며 제공된다. 상기 전압 감지 회로는 상기 전압 입력상의 최고 정격 전압보다 작은 회로 공급 전압 레벨에서 동작하는 아날로그 회로 컴포넌트를 갖는 아날로그 회로를 포함한다. 플로팅 전원 장치는 적어도 상기 아날로그 회로의 제1 부분에 대한 전력을 제공하도록 구성되고, 상기 전압 입력 상의 전압 레벨이 상기 제1 전압 공급 레벨의 미리 정해진 전압 값 내에 있는 것으로 검지되면 제2 전압 공급 레벨에서의 플로팅 전원 장치로부터 제1 전압 공급 레벨에서의 상기 고정 전압 전원 장치로 상기 아날로그 회로의 적어도 제1 부분으로 전력을 스위칭하도록 구성된 크로스오버 회로가 제공된다.

CSM 회로의 다른 양태에서, 상기 아날로그 회로는 상기 감지 레지스터의 대향 측들에 연결된 제1 및 제2 입력과 차동 아날로그 출력을 갖는 차동 증폭기를 포함한다.

CSM 회로의 또 다른 양태에서, 상기 차동 증폭기는 디지털 스위치 제어 신호들에 의해 제어되는 스위치 커패시터 증폭기를 포함하고, 상기 스위치 커패시터 증폭기의 적어도 제1 부분은 상기 전압 입력의 상기 전압 레벨이 상기 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨이상일 때 상기 플로팅 전원 장치에 의해 전력공급된다.

CSM 회로의 또 다른 양태에서, 상기 고정 전압 전원 장치는 상기 스위치 커패시터 증폭기의 적어도 제2 부분에 전력을 공급하고, 상기 디지털 제어 신호는 상기 스위치 커패시터 증폭기의 제1 및 제2 부분 모두를 제어한다.

CSM 회로의 또 다른 양태에서, 상기 디지털 제어 신호는 시스템 그라운드 기준과 상기 제1 전압 공급 레벨 사이의 전압 레벨로 수신되고, 전류 전압 감지 회로는 상기 전압 입력의 전압 레벨이 상기 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨이상일 때 상기 전압 입력의 전압 레벨과 상기 플로팅 그라운드 사이의 전압에서 변하도록 변환된 디지털 제어 신호로 상기 스위치 커패시터 증폭기의 상기 제1 부분을 제어하는 상기 디지털 제어 신호들 중 신호들을 변환하는 전압 변환기를 포함한다.

상기 CSM 회로의 또 다른 양태에서, 상기 스위치 커패시터 증폭기는 각각 변환된 디지털 제어 신호들 중 하나에 의해 제어되는 각각의 스위치를 통해 상기 감지 레지스터의 각각의 측에 연결 가능한 하나의 플레이트를 가지는 제1 및 제2 스위칭 커패시터를 포함하고, 상기 제1 및 제2 커패시터의 각각은 상기 제2 전원 장치에 의해 전력이 공급되는 차동 입력 아날로그 증폭기의 제1 및 제2 입력 중 각각의 하나에 연결된 다른 플레이트들을 갖고, 상기 스위치 커패시터 증폭기의 상기 제2 부분은 상기 차동 입력 아날로그 증폭기를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태에서, 본 개시 물은 전압 입력의 하이 사이드에 근접하여 배치된 감지 레지스터를 통과하는 전류를 모니터링하는 방법을 특징으로 한다. 이 방법은 다음 단계들을 포함한다. 전압은 전압 감지 회로에 의해 대향 측들 상의 감지 레지스터를 가로질러 감지되고, 상기 감지 레지스터를 가로지르는 전압에 비례하는 증폭된 아날로그 출력 신호가 제공된다. 시스템 그라운드 기준에 대해 제1 전압 공급 레벨에서 동작하는 고정 전압 출력이 제공된다. 제2 전압 공급 레벨은 전압 입력상의 전압 레벨 및 플로팅 그라운드로부터 참조되어 생성된다. 전압 감지 회로의 적어도 제1 부분은 제2 전압 공급 레벨로부터 전력이 공급되고, 전압 입력이 제1 전압 공급 레벨보다 높은 전압 레벨로부터 상기 제1 전압 공급 레벨의 미리 정해진 전압 값 내의 전압 레벨로 변하면서 제2 전압 공급 레벨은 제2 전압 공급 레벨로 유지되도록 구성될 수 있다. 제2 전압 공급 레벨은, 적어도 전압 입력의 전압 레벨이 미리 정해진 전압 값만큼 제1 전압 공급 레벨이상일 때, 전압 감지 회로의 적어도 제1 부분에 전력을 공급한다. 전압 입력상의 전압 레벨이 제1 전압 공급 레벨의 미리 정해진 전압 값 내에 있음을 감지하면, 전력은 제2 전압 공급 레벨로부터 제1 전압 공급 레벨까지 전압 감지 회로의 적어도 제1 부분으로 스위칭된다.

본 방법의 다른 양태에서, 전압 입력상의 전압 레벨은 감지 레지스터의 최고 전압 측 상의 전압이다.

본 방법의 다른 양태에서, 제1 전압 공급 레벨은 상기 감지 레지스터의 최고 전압 측상의 전압 값에 대해 상기 전압 감지 회로의 적어도 제2 부분에 전력을 공급한다.

본 방법의 다른 양태에서, 상기 전압 감지 회로는 상기 감지 레지스터의 대향 측들에 연결된 제1 및 제2 입력과 차동 아날로그 출력을 갖는 차동 증폭기를 포함한다.

보다 완전한 이해를 위해, 첨부된 도면과 관련하여 취해진 다음의 설명을 참조한다.
도 1은 송신기 및 수신기를 포함하는 공진 무선 전력 전송(WPT) 시스템에 대한 블록도를 도시한다.
도 2는 WPT 시스템 내에 통합된 전류 분로 모니터(CSM: Current Shunt Monitor)의 일부의 블록도를 도시한다.
도 3은 CSM의 상세한 블록도를 도시한다.
도 4는 CSM 및 관련 전원 장치의 상세한 블록도를 도시한다.
도 4a는 크로스오버 동작을 갖는 플로팅 전원 장치 및 고정 전원 장치의 그래프를 도시한다.
도 5는 CSM의 회로도를 도시한다.
도 5a 내지 도 5c는 트래킹/샘플링/증폭 동안 스위치 커패시터 증폭기의 스위치 커패시터 동작을 도시한다.
도 6은 플로팅 전원 장치의 개략도를 도시한다.
도 7은 크로스오버 회로의 개략도를 도시한다.
도 8은 레벨 시프터의 개략도를 도시한다.
도 9는 예시적인 무선 전력 송신기의 블록도를 도시한다.
도 10은 예시적인 RF 변환기의 개략도를 도시한다.
도 11은 전압 센서가 저전압 도메인에 배치되는 상술한 시스템의 개략도를 도시한다.
도 12는 전압 센서가 고전압 도메인에 배치된 상술한 시스템의 개략도를 도시한다.
도 13은 도 12의 고전압 도메인에서 전압 센서의 개략도를 도시한다.

도면을 참조하면, 본 명세서에서 유사한 엘리먼트를 가리키기 위해 유사한 참조 번호가 사용되고, 전류 분로 모니터(CSM)의 다양한 도면 및 실시 예가 도시되고 설명되며, 다른 가능한 실시 예가 설명된다. 도면은 반드시 일정한 비율로 그려지는 것은 아니며, 일부의 경우, 도면은 예시적인 목적으로만 적절한 위치에서 과장 및/또는 단순화되어있다. 당업자는 가능한 실시 예의 다음의 예시에 기초한 많은 가능한 응용 및 변형을 이해할 것이다.

이제, 도 1을 참조하면, 전력 수신 유닛(PRU)(104)과 인터페이스하는 전력 송신 유닛(PTU)(102)을 포함하는 예시적인 무선 전력 전송(WPT) 시스템의 블록도가 도시된다. 무선 전력은 PTU(102)로부터 PRU(104)로 전송된다.

PTU(102)는 전력을 PRU(104)로 무선 송신하기 위해 발진 자기장을 생성하는 제1 공진기(106)를 포함한다. 전력 증폭기(110)와 제1 공진기(106) 사이를 인터페이스하기 위한 정합 회로(108)가 제공된다. 전원 장치(112)가 입력을 위한 외부 소스로부터 전력 증폭기(110)로의 전력을 생성하기 위해 제공된다, 전원 장치(112), 전력 증폭기(110), 및 정합 회로(108) 및 제1 공진기(106)를 제어하기 위해 제어기(114)가 제공된다. 제어기(114)는 양방향 시그널링 경로(118)를 통해 PRU(104)와 통신하도록 통신 모듈(116)과 인터페이싱한다.

PRU(104)는 무선 전력 경로(122)를 통해 PTU(102)의 제1 공진기(106)와 인터페이싱하는 제2 공진기(120)를 포함한다. 제2 공진기(120)의 출력은 출력을 DC 레벨로 정류하기 위해 정류기(124)로 입력되고 그 다음에 DC-DC 컨버터(126)에 입력된다. 이것은 장치 로드(128)에 입력되는 출력 전력을 포함한다. 다수의 로드가 DC-DC 컨버터(126)와 인터페이스될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 통신 모듈(130)은 시그널링 경로(118)를 통해 PTU(102) 및 그와 관련된 통신 모듈(116)과 인터페이스하도록 동작할 수 있다. 제어기(134)는 제2 공진기(120), 정류기(124), 통신 모듈(130) 및 DC-DC 컨버터(126)와 인터페이스하도록 PRU(104) 상에 제공된다.

통신 모듈들(116 및 130)은 충전 동작을 제어하기 위한 목적으로 PRU(104)와 PTU(102) 사이에서 피드백 시그널링을 제공한다. 무선 전력은 약 6.78MHz의 ISM(Industrial Scientific Medical) 주파수 대역에서 생성된다. 시그널링 경로(118) 상의 통신은 예를 들어 제어 시그널링을 위한 대역외 통신 경로를 통해 용이하게 될 수 있고 2.4GHz ISM 대역에서 동작한다. 예를 들어, 이 대역외 통신 경로는 Bluetooth(BLE), Wifi 또는 라디오를 통해 이루어질 수 있다.

PTU(102)는 다수의 기능적 상태로 동작할 수 있다. 하나의 기능 상태는 PTU(102)가 자체 검사를 수행하는 구성 상태(Configuration state)이고, 그중 하나는 PTU(102)가 제1 공진기에서 임피던스의 변화를 주기적으로 검지하는 PTU 절전(Power Save) 상태이고, 그중 하나는 PTU(102)가 PRU(들)과 데이터 접속을 구축하는 PTU 저전력(Low Power) 상태이다. 다른 상태는 PTU 전력 전송 상태이며, 여기서 PTU(102)는 전력 전송을 조절할 수 있다. 다른 하나는 PTU(102)가 과열과 같은 임의의 로컬 고장(fault) 상태를 경험할 때 발생하는 로컬 고장 상태(Local Fault State)이다. 다른 하나는 불량 개체가 검지되거나 시스템 오류 또는 기타 고장이 보고될 때 발생하는 PTU 래칭 고장 상태이다.

또한, PRU(104)는 다수의 기능 상태를 갖는다. 하나는 PRU(104)가 저전압일 때의 널(Null) 상태이고, 하나는 PRU(104)가 PTU(102)와 통신 링크를 구축하는 PRU 부트(Boot) 상태이고, 하나는 통신이 수행될 때의 PRU 온(On) 상태이고, 하나는 과전압, 과전류 또는 과열 경고가 있거나 전원을 셧다운해야 하는 오류가 있는 경우인 PRU 시스템 오류(System Error) 상태이다.

무선 충전 기능을 지원하기 위해 사용되는 예시적인 통신 프로토콜은 전력 레벨의 제어, 유효 로드의 식별 및 비 호환 장치의 보호를 위한 블루투스 저 에너지(BLE) 링크를 통해 이루어질 수 있다. 통신 프로토콜에는 세 가지 단계가 있을 수 있는데, 첫 번째는 장치 감지, 두 번째는 정보 교환, 세 번째는 충전 제어이다. 장치 검출과 관련하여, PTU(102)는 PRU(104)가 광고를 브로드캐스팅할 때까지 전력을 공급을 유도할 수 있다. PTU(102)는 접속 요구로 PRU 광고에 응답할 수 있다. 정보 교환은 PTU(102) 및 PRU(104)가 그들의 정적 및 동적 파라미터를 교환하게 한다. 충전 제어는 PTU(102)가 PRU(104)로부터 요청된 요구를 충족시키기에 충분한 전력을 제공할 수 있을 때 또는 PRU(104)가 에너지를 수신하도록 인가될 때 개시된다.

이하에서 설명되는 바와 같이, 전류 분로 모니터(CSM)는 PRU(104) 활동 또는 외래/불량 물체 존재와 같은 정보를 제공할 수 있는 제1 공진기(106)로의 전류를 모니터링하는데 이용될 수 있다. 예를 들어, 외래 물체가 무선 전력 전송 시스템의 부근에 배치되면, 이것은 무선 전력 송신기(PTU)(102)에서 순환하는 전류의 변화를 일으키는 송신기에서의 반사 임피던스의 시프트를 야기할 수 있다. 전류의 서지는 CSM을 통해 전력 증폭기(110)의 모니터링을 통해 제어기(114)에 의해 검출될 수 있다.

이제 도 2를 참조하면, CSM과 관련된 PTU(102)(그의 일부분)의 블록도가 도시되어있다. PTU(102)의 이 부분에는, 라인(206) 상에 DC 전력 전압을 제공하기 위해 오프라인 인버터(204)를 구동하는 AC 전원(202)이 제공된다. 이것은 100kHz - 500kHz 범위에서 작동하는 DC-DC 컨버터(208)인 버스 변조기(208)를 구동시킨다. 전압 라인(210) 상의 그의 출력은 노드(212) 상의 버스 전압(VBUS)을 제공한다. 감지 레지스터(214)는 노드(212)와 RF 인버터 또는 DC/AC 컨버터로 구현될 수 있는 전력 증폭기(216)에 입력되는 노드(215) 사이에 배치된다. 그라운드선(218)은 RF 인버터 또는 DC/AC 컨버터로 구현될 수 있는 버스 변조기(208)와 전력 증폭기(216) 사이에 배치된다. 감지 레지스터기(214)는 "전류 분로 레지스터"라고 지칭된다.

노드(212 및 215) 상의 전류 분로 저항(214) 양단의 전압은 전류 분로 모니터(CSM:current shunt monitor)(220)에 입력된다. CSM(220)은 이 저항기(214) 양단에 20mV 정도의 매우 작은 전압을 감지하도록 동작 가능하고, 여기서 라인(210) 상의 전압은 그라운드 이상의 매우 낮은 전압으로부터 20 내지 40V 또는 심지어 더 높은 전압까지의 범위일 수 있다. 특정 모드에서, CSM(220)은 버스 변조기(208)에 의한 전류 출력을 감지하여 PRU(102) 측의 불규칙성을 검출할 수 있다. 또한, 그것은 PTU(102)의 "램프 업" 동안 전류를 감지하도록 동작할 수 있다. 예를 들어, PTU(102)는 PRU(104)에 전달하기에 충분한 전력이 있을 때까지 선형 램프 업 방식으로 자신의 전력을 증가시킬 수 있다. 이 동작 동안 PTU(102)에서의 전류를 모니터링하는 것에 효익이 있고, 따라서 매우 낮은 전압에서 20-40V 또는 그보다 높은 매우 높은 전압으로 동작하도록 CSM(220)을 구성하는 것에 효익이 있다.

본 실시 예의 CSM(220)은 마이크로컨트롤러 유닛(MCU)(232)과 인터페이스하는 아날로그 제어 집적 회로(IC)(230)의 통합부일 수 있다. 전력 증폭기(216)는 또한 펄스 폭 변조(PWM) 회로(234)에 의해 제어된다. 따라서, 아날로그 제어 IC(230)에 의해, 정합 회로(미도시)에 추가하여 전원 장치, 버스 변조기, 전력 증폭기 및 공진기의 형태의 PTU(102)의 기본 컴포넌트가 제어될 수 있다. 이 아날로그 제어 IC(230)는 PTU(102)의 기본 컴포넌트의 동작을 모니터링하고 MCU(232)로부터 구성 정보를 획득할 수 있다.

도 3을 참조하면, CSM(220)의 더 상세한 도가 도시되어 있다. CSM(220)의 출력은 노드(306) 상의 아날로그 그라운드(GNDA)에 대해 참조되는 2개의 차동 입력을 수신하는 단일 종단 증폭기(302)에 입력된다. CSM(220)의 2개의 차동 출력은 각각 레지스터(308 및 310)를 통해 차동 증폭기(302)의 2개의 차동 입력에 입력되고, 피드백 레지스터(314)는 하나의 입력에서 출력으로 배치된다. 노드(316) 상의 이러한 출력은 다중 모듈들을 하나의 출력으로 멀티플렉싱하는 아날로그 제어 IC(230) 상에 배치된 아날로그 멀티플렉서(미도시)에 입력된다.

이제 도 4를 참조하면, CSM(220)의 전체 전력 공급 및 디지털 제어 동작의 개략도가 도시된다. 전체 시스템은, 저전압 아날로그 측(402) 및 고전압 아날로그 측을 가지고, 고전압 측(404)은 고 전압 도메인 내의 고전압 레벨에서 전압 레벨이 존재할 수 있는 것임을 알려주는 것으로 정의된다. 2개의 측을 나누는 점선(406)이 도시되어있다. 저전압 측(402)은 저전압 도메인에서 약 5.0V의 표준 고정 아날로그 전압에서 동작한다. 이 실시 예에서, 고전압 측(404) 및 저전압 측(402) 모두의 아날로그 회로는 5.0V의 낮은 아날로그 전압 레벨, 즉 0.0V 내지 5.0V의 공급 전압 레벨로 동작된다. 고전압 측(404)에서, 노드(212 및 215) 상의 실제 전압 레벨은 20 내지 40V(또는 그 이상)만큼 높을 수 있고 또한 0.0V만큼 낮을 수 있다. 그러나, 고전압 측(404) 상의 아날로그 및/또는 디지털 회로는 약 5.0V의 전압 값에서 동작한다. 따라서, 노드(210) 상의 VBUS 상의 전압 레벨이 5.0V의 저전압 레벨보다 더 높더라도, 이는 수용될 수 있다. 이러한 전압 강하가 없으면, 즉, 5.0V의 공급 전압 레벨에서 동작할 때, 안전한 동작을 위해 일부 또는 모든 컴포넌트에 대해 고전압 정격이 요구될 것이다. 따라서, CSM(220)은 저전압 섹션(410)과 고 전압 섹션(412)으로 분할되고, CSM과 연관된 아날로그 회로는 저전압 섹션(410)의 부분과 고전압 섹션의 부분 사이에서 분할된다. 2개의 섹션(410 및 412) 사이에 절연 부(414)가 제공된다. 디지털 제어 섹션(418)은 저전압 섹션(410) 및 고전압 섹션(412)을 제어하기 위해 제공된다. GNDA에 대해 참조되는 5.0V의 고정 전압 레벨에서 전압을 출력하고, CSM(220)의 저전압 측(402) 및 CSM(220)의 저전압 섹션(410) 상의 디지털 제어(418)에 전력을 공급하도록 전원 장치(420)가 제공된다.

디지털 제어(418)는 저전압 섹션(410)으로의 입력을 위해 디지털 제어 라인(419) 상에 디지털 제어 신호를 생성하며, 여기서 디지털 제어 전압 레벨은 전원 장치(420)에 의해 출력된 5.0V의 상위 공급 전압 레벨로 제한된다. 디지털 제어(418)는 디지털 제어 라인(421) 상에 디지털 제어 신호를 생성하여 고전압 섹션(412)을 제어한다. 이들 디지털 제어 신호는 디지털 제어 라인(421) 상에 출력되고, 고전압 섹션(412)을 제어할 때, 레벨 시프터(430)를 통해 처리된다. 이 레벨 시프터(430)는 후술하는 바와 같이, 고전압 섹션(412) 내에 존재하는 저전압 아날로그 컴포넌트의 제어에 필요한 범위까지 상하 레일 전압 레벨을 시프트한다. 예를 들어, 레일-투-레일 디지털 전압이 0V와 5V 사이에 있고, 노드(212)의 고전압 레벨이 40V이면, "시프트된" 디지털 제어 라인(431) 상에 레벨 시프터(431)에 의해 출력되는 디지털 제어 전압에 대한 레일-투-레일 전압 범위는 노드(212) 상의 40V 레벨이 35V의 플로팅 기준 또는 그라운드에 대해 참조되는 5.0V의 레일-투-레일 디지털 전압 레벨을 가질 것이다.

고전압 섹션(412) 및 저전압 섹션(410)의 2개의 상이한 전압 레벨로 동작하는 2개의 상이한 섹션이 존재하기 때문에, 이들 2개의 섹션 각각은 상이한 전압 도메인에서 동작한다는 것을 알 수 있다. 이하에서 상세히 설명하는 바와 같이, 각 섹션은 정격 전압 동작 범위, 즉 이들 아날로그 회로 및 이와 관련된 디지털 제어 전압이 안전하게 동작할 수 있는 전압과 관련된, 그 내부에서 동작하는 스위치 아날로그 회로를 스위칭한다. 이와 같이, 이 아날로그 회로는 자신의 특정 전압 도메인 내에서 동작하여, 아날로그 회로에 입력되고 아날로그 회로로부터 출력되는 아날로그 전압 및 관련 디지털 스위칭 전압의 범위가 특정 전압 도메인 내에서 동작하도록 해야 한다. 예를 들어, 전류 감지 레지스터(214)의 일 측 상의 노드(212) 상의 전압이 예를 들어 40V의 고전압에 있을 때, 이 전압은 고전압 도메인 내에 존재해야 한다. 노드(215) 상의 전류 감지 레지스터의 다른 측의 전압은 더 낮은 전압(약 20mV 더 낮음)일 수 있지만, 여전히 이 전압은 고전압 도메인 내에 존재해야 한다. 디지털 제어 라인(431) 상의 디지털 제어 전압은 고전압 도메인 내에 한정되어야 한다. 저전압 섹션(410)과 관련된 저전압 도메인 내의 아날로그 전압 및 디지털 스위칭 전압에 관해서는, 그것들은 저전압 도메인 내에 존재해야 한다.

노드(212) 상의 전압이 전원 장치(420)에 의해 출력된 5.0V의 전압 레벨 이상인 동작 조건에 대해, 고 전압 기준 레벨로서 고전압 레벨을 노드(212)로부터 수신하고 또한 전원 장치(420)로부터 5.0V 레벨을 수신하도록 동작 가능한 크로스오버/레벨 시프터(432)가 제공된다. 라인(436) 상의 크로스오버/레벨 시프터(432)의 출력 전압 범위는 노드(212) 상의 전압이 전원 장치(420)의 5.0V 레벨이상일 때 "플로팅(float)"하는 전압 범위이다. 용어 "플로팅"은 노드(212) 상의 전압이 고 전압 섹션(412)에 동력을 공급하는 플로팅 전원 전압의 상부 레일 전압으로서 고전압 레벨을 제공하고, 약 5.0V의 전압 레벨로 노드(212) 상의 전압 이하로 "플로팅하는" 노드(212) 상의 상부 레일 전압에 대해 "플로팅" 기준 전압을 제공하는 동작을 가리킨다. 일반적으로, 대부분의 저전압 아날로그 및 디지털 회로는 3.2V 내지 5.0V 사이의 전압 범위에서 동작할 수 있다. 따라서, 노드(212) 상의 전압이 전원 장치(420)에 의해 출력된 5.0V 고정 전압 레벨보다 높을 때, 노드(212) 상의 전압과 플로팅 그라운드 기준 전압(미도시), 즉 "플로팅 전원 전압" 사이의 실제 전압이 전원 장치(420)의 고정 전압 레벨과 거의 동일하게 유지된다. 이 플로팅 전원 장치는 CSM(220)의 고전압 섹션(412)와 관련된 회로의 동작과 관련된 저전압 아날로그 컴포넌트에 대한 정격 동작 전압 범위 내에 있을 수 있는 동작 전압을 제공한다. 이 회로는 일부 디지털 회로뿐만 아니라 본 명세서에서 후술되는 바와 같이 아날로그 스위치로 구성된다. 노드(212) 상의 전압이 전원 장치(420)의 고정 전원 출력의 5.0V 레벨에 가까운 레벨 이하로 떨어질 때, 레벨 시프터(432)에서 플로팅 전원 출력으로부터 전원 장치(420)의 출력으로 스위치오버될 수 있다.

이제 도 4a를 참조하면, 플로팅 전원 장치의 전압 출력 및 전원 장치(420)에 의한 고정 전압 출력으로의 자신의 시프트를 나타내는 그래프가 도시되어있다. 노드(212) 상의 상부 레일 전압은 VDDH로 표시되고 플로팅 기준 전압은 VSSH로 표시된다. VDDH와 VSSH 사이의 전압 차는 플로팅 전원 전압 범위를 포함하고, VDDA(고정 전원 장치(20)의 포지티브 전압)와 GNDA(고정 전압 전원 장치(420)의 기준 또는 그라운드 전압 레벨) 사이의 전압 법위에서 동작하는 전원 장치(420)의 고정 동작 전압과 동일하거나 그보다 작다. 플로팅 전원 전압은 적어도 고전압 섹션(412)에서 활용되는 저전압 아날로그 회로 컴포넌트를 동작시키기에 충분한 레벨일 수 있다(하기에 기술되는 도 5, 도 5a-c 및 도 6-9 참조). 고전압 섹션(412) 내의 이들 저전압 아날로그 회로 컴포넌트는 플로팅 기준 전압(VSSH)과 상부 레일 전압(VDDH) 사이, 또는 VSSH 또는 VDDH의 레벨에서 디지털 제어 블록(418)에 의해 생성된 디지털 제어 신호를 수신할 수 있다. 이것들은 레벨 시프터(430)를 통해 각각 VDDA 및 GNDA로부터 그 범위까지 레벨 시프트될 수 있다. 노드(212) 상의 전압이 전원 장치(420)에 의해 출력된 아날로그 전압 레벨과 대략 동일한 전압으로 떨어질 때, 크로스오버 레벨 시프터(432)에 의해 출력된 전원 전압은 점(450)에서 전원 장치(420)에 의해 출력된 고정 아날로그 전압으로 점프하거나 스위칭할 수 있다. 스위치 오버가 없는 경우, VDDH와 VSSH 사이의 전압 차는 플로팅 전압 기준 VSSH는 GNDA와 동일할 때 감소한다. 이에 대해서는 하기에서 더 상세하게 설명될 것이다. 또한, VSSH의 레벨은 GNDA의 레벨, 아날로그 전압 그라운드만큼 낮을 수 있고, VDDH의 값은 점선(452)으로 표시된 바와 같이 계속 떨어질 수 있다.

이제 도 5를 참조하면, CSM(220)의 회로도가 도시되어있다. CSM(220)은 고전압 섹션(412)과 저전압 섹션(410)으로 나누어진다. 절연 섹션(414)은 2개의 커패시터(502 및 504)를 포함한다. 이것은 스위치 커패시터 증폭기이다. 고전압 섹션(412)은 T 게이트 스위치로 지칭되는 복수의 스위치로 구성된다. 이들은 감지 레지스터(214)의 어느 하나의 측 상의 노드들(212 및 215) 중 어느 하나 상의 전압을 커패시터들(502 및 504) 중 각각의 것에 샘플링하도록 동작 가능하다. 노드(212)와 커패시터(502)의 고 전압 측과 인터페이싱하는 노드(508) 사이에 배치된 제1 T 게이트가 제공된다. 제2 T 게이트(510)는 노드(215)와 커패시터(504)의 고전압 측과 인터페이스하는 노드(512) 사이에 배치된다. 노드(512 및 508) 사이에 T 게이트(518)가 제공된다. 이들 3개의 T 게이트(506, 510 및 518)는 스위치 커패시터 증폭기 동작에 대한 샘플 및 홀드 동작을 용이하게 한다. 이러한 T 게이트는 고전압 측에서 동작하지만 저전압 컴포넌트로 구현되고, 따라서 노드(212 또는 215) 중 어느 하나에 존재하는 최대 전압보다 작은 플로팅 전압을 요구한다.

아래에서 설명되는 바와 같이, 포지티브 기준 전압(VPREF)과 노드(508) 사이에 배치된 T 게이트(524)가 또한 제공된다. 상보적인 T 게이트(526)는 네거티브 기준 전압(VNREF)과 노드(512) 사이에 배치된다. 이들 2개의 게이트(524, 526)는 캘리브레이션 목적으로 제공된다. 상술한 바와 같이, 감지 레지스터(214)와 노드(212, 215) 양단의 전압은 20mV 정도로 낮을 수 있다. 입력 전압은 시스템을 교정하기 위해 T 게이트(524 및 526)의 포지티브 및 네거티브 기준 전압 입력(VPREF, VNREF) 양단에 제공될 수 있다.

저전압 측(402)에는 직렬로 배치된 2개의 차동 증폭기(528, 530)가 제공된다. 커패시터(502)의 저전압 측은 증폭기(528)의 네거티브 입력에 연결되고 커패시터의 저전압 측(504)은 증폭기(528)의 포지티브 입력에 연결된다. 증폭기(528)의 공통 모드 전압 입력은 저전압 아날로그 전원 장치(420)에 의해 출력된, VDDA와 아날로그 그라운드(GDNA) 사이의 대략 중간의 전압에 배치된 공통 모드 전압(VCM)에 연결된다. 이 VCM 전압은 예시적인 실시 예에서 대략 2.4V이다. 각각의 증폭기(528, 530)는 VDDA와 GDNA 사이에 연결된 공급 입력을 가지며, 즉, 이것들은 그로부터 출력된 고정 전압으로 저전압 전원 장치(420) 상에서 작동한다.

피드백 커패시터(532)는 증폭기(528)의 네거티브 입력과 그의 포지티브 출력(증폭기를 반전시키는 증폭기(528 및 530)) 사이에 배치되고 N 채널 스위치 트랜지스터(534)는 커패시터(532)를 가로질러 연결된 그의 소스/드레인 경로를 구비한다. 유사하게, 피드백 커패시터(536)는 증폭기(528)의 포지티브 입력과 그의 네거티브 출력 사이에 배치된다. N 채널 스위치 트랜지스터(538)는 커패시터(536) 양단에 연결된 소스/드레인 경로를 갖는다. 피드백 커패시터(540)는 증폭기(530)의 네거티브 입력과 그의 포지티브 출력 사이에 연결되고, N 채널 스위치 트랜지스터(542)는 피드백 커패시터(540)를 가로질러 연결된 그의 소스/드레인 경로를 구비한다. 피드백 커패시터(544)는 증폭기(530)의 포지티브 입력과 그의 네거티브 출력 사이에 연결되고, N 채널 스위치 트랜지스터(546)는 피드백 커패시터(544)를 가로질러 연결된 그의 소스/드레인 경로를 구비한다. 증폭기(530)로의 공통 모드 입력은 또한 VCM에 연결된다. 증폭기(528)의 포지티브 출력은 이득 조정 커패시터(548)를 통해 증폭기(530)의 네거티브 입력에 연결되고 증폭기(528)의 네거티브 출력은 이득 조정 커패시터(551)를 통해 증폭기(530)의 포지티브 입력에 연결된다.

이득 조정 커패시터(548, 551)는 각각 상이한 커패시턴스 값의 커패시터를 포함하는 프로그램 가능한 커패시터 뱅크이다. 관련된 피드백 커패시터들(540 및 544)에 대해 이들 커패시터들 및 그의 값을 선택함으로써, 증폭기(530)의 이득이 선택적으로 변경될 수 있다. 일반적으로, 커패시터(540, 544)는 각각 "C"의 값을 가지며, 이득 조정 커패시터(548, 551)를 형성하는 커패시터 뱅크 각각의 선택 가능한 커패시터는 "10C", "4C", "2C" 및 "C"와 같은 값의 범위일 수 있다. 일부 실시 예에서, 이득 조정 커패시터(548, 551) 내의 커패시터는 예를 들어 "17C"의 값이 제공될 수 있도록 병렬 구성으로 결합될 수 있다. 다시, 이 구성의 목적은 증폭기(530)의 이득을 조정할 수 있게 하는 것이다. 일부 경우에는, 이득 조정 커패시터(548 및 551) 모두가 동일한 값으로 조정될 수 있다.

이중 단(double-ended) 투 단일 단(single-ended) 증폭기(550)는 증폭기(530)의 출력을 증폭하고 라벨링된 VCSM 상에 단일 출력을 제공하도록 제공된다. 증폭기(530)의 포지티브 출력은 직렬 레지스터(552)를 통해 증폭기(550)의 네거티브 입력으로 입력되고, 증폭기(530)의 네거티브 출력은 직렬 레지스터(554)를 통해 증폭기(550)의 포지티브 입력에 입력된다. 피드백 레지스터(556)는 증폭기(550)의 네거티브 입력과 그 출력 사이에 배치되고, 그 출력은 증폭된 아날로그 전압(VCSM)을 제공한다.

이제 도 5a 내지 도 5c를 참조하면, 고전압 측 및 저전압 측의 다양한 스위치를 동작시키는 단계가 도시되어있다. 도 5a에 도시된 "트래킹" 단계에서, 감지 레지스터(214) 양단의 전압은 커패시터(502 및 504)의 각각의 고전압 플레이트 상에 배치되고, 스위치(506 및 510)는 닫힌 위치에 있고 스위치(518)는 개방되어있다. 커패시터(502 및 504)의 고전압 플레이트는 각각의 스위치(506 및 510)를 통해 각각의 노드(212 및 215)에 연결되고, 전하가 이들 노드(212 및 215)로/로부터 커패시터(502 및 504)의 각각의 고 전압 플레이트로 흐른다. 저전압 측에서, 증폭기(528)와 관련된 피드백 커패시터(532 및 536)의 저전압 플레이트는 스위치(534 및 538)가 닫힌 위치에 있을 때 증폭기(528)의 각 출력으로 단락된다. 이것은 증폭기(528)를 단일(unity) 이득 증폭기로 만든다. 유사하게, 증폭기(530)의 각각의 네거티브 및 포지티브 입력에 연결된 커패시터(540 및 544)의 플레이트는 스위치(542 및 546)에 의해 증폭기(530)의 개별 출력으로 단락되어 그 증폭기(530)를 단일 이득 증폭기로 만든다. 따라서, 증폭기(528 및 530) 모두의 포지티브 및 네거티브 출력상의 전압은 증폭된 공통 모드 전압일 수 있다. 스위치들(534, 538, 542 및 546)은 스위치 제어 신호(ph1)에 의해 제어되고 스위치들(506 및 510)은 ph1, ph1d의 지연 버전에 의해 제어된다. 스위치(518)는 스위치 제어 신호(ph2)에 의해 제어된다. 이들 제어 신호는 이하에서 설명되는 바와 같이 스위치 커패시터 동작을 위한 스위칭 단계이다.

이 "트래킹" 단계에서, 증폭기(528)의 포지티브 및 네거티브 입력 각각의 전압은 공통 전압(VCM) 플러스/마이너스 오프셋(VOFF)에서 유지된다. 따라서 네거티브 입력의 전압은 VCM - VOFF/2가 될 것이고 포지티브 입력의 전압은 VCM + VOFF/2가 된다. 이 단계에서, 스위치들(506 및 510) 모두가 폐쇄되어, 노드(212) 상의 전압이 커패시터(502)의 고전압 플레이트에 인가되고 노드(215) 상의 전압이 커패시터(504)의 고전압 플레이트에 인가된다는 것을 알 수 있다. 상술한 바와 같이, 레지스터(214) 양단의 전압은 대략 20mV일 수 있다. 고전압 레벨이 약 20V이면, 노드(212) 상의 전압은 20V일 수 있고 노드(215) 상의 전압은 19.980V, 20mV의 차이일 수 있다. 커패시터(502 및 504)의 저전압 플레이트 상의 전압은 VCM +/- VOFF이기 때문에, 이들 두 커패시터 각각에서 전하 차가 있을 수 있다. 전하는 Q = CV의 관계로 정의된다. 이 포인트에서, 스위치들(534, 538)이 닫혀있기 때문에 피드백 커패시터들(532 및 536)(또한 적분 커패시터들로서 언급됨) 상에 저장된 전하가 없다.

동작의 제2 단계, "샘플링" 단계에서, 도 5b에 도시된 바와 같이, 증폭기(528 및 530)는 신호(ph1)의 상태를 변경시킴으로써 증폭기(528) 상의 스위치(534 및 538) 및 증폭기(530) 상의 스위치(542 및 544)를 개방하여 개방 루프 모드로 놓이지만, 신호(ph1d)의 상태는 변하지 않으며, 이는 ph1의 지연된 버전이기 때문에 스위치(506 및 510)는 닫힌 상태를 유지한다. 이 점에서, 증폭기(528)에 대한 네거티브 및 포지티브 입력과 연관된 노드에서, 커패시터(502 및 504)의 저전압 플레이트 상에, 또는 증폭기(528)의 입력에 연결된 커패시터(532 및 536)의 플레이트에 대해 변화가 발생하지 않는다.

다음 단계에서, 도 5c에서, 신호(ph1d)는 스위치(506 및 510)의 상태를 변경하여 이것들이 개방되고 신호(ph2)가 스위치(518)의 상태를 변경하고 스위치(518)가 닫히도록 한다. 이는 커패시터(502 및 504)의 2개의 고전압 플레이트를 함께 단락시켜, 2개의 커패시터(502 및 504) 사이의 전하가 재분배되도록 한다. 커패시터(502 및 504)는 예를 들어 100배의 팩터만큼 커패시터(532 및 536)보다 현저하게 크고, 증폭기(528)의 네거티브 및 포지티브 입력상의 전압은 VCM +/- VOFF에서 실질적으로 동일하게 유지되기 때문에, 전하의 이러한 재분배는 증폭기(528)의 포지티브 및 네거티브 출력상의 전압을 변화시킬 수 있다. 이것은 원래 커패시터(502 및 504)의 고전압 플레이트 양단의 전압 차의 증폭을 가져올 수 있다. 커패시터(548 및 551) 상의 전압이 결과로서 변경되기 때문에, 이것은 또한, 증폭기의 이득은 관계식 VOUT/VIN

CIN/CFB에 의해 입력 커패시터(들)-CIN 및 피드백 커패시터(들)(540/544)-CFB의 비율로 정의되는 것으로 나타내는, 커패시터(544, 540)와 대응 커패시터(551, 548) 사이의 비율에 따라 커패시터(540, 544)에 전하의 재분배를 야기할 수 있다. 커패시터(548 및 551)는 적분 또는 피드백 커패시터(540 및 544)보다 현저하게 크며, 이들의 비율은 증폭기(530)의 이득을 정의한다. 이것은 증폭기(528)의 출력의 증폭 동작이며, 증폭기(528)에 의해 다시 증폭된다.

이 동작 중에, 저전압 측과 관련된 커패시터의 충전 및 방전은 저전압 전원 장치로/로부터 흐르는 전하에 의해 촉진되고, 고전압 측 상의 스위치는 전하가 고전압 노드(212 및 215)로/로부터 커패시터(502 및 504)의 각각의 고전압 플레이트로/로부터 흐르도록 한다. 고전압(플로팅) 전원 장치는 T 게이트(506, 510, 518, 524, 526)에 입력되는 디지털 스위칭 전압 및 감지된 아날로그 전압 값이 전압 도메인 내에 존재할 수 있도록 하는 고전압 도메인을 정의하도록 동작한다. 예를 들어, 노드(212) 상의 전압이 20V이고 노드(215) 상의 전압이 19.980V이고, 레벨 시프팅된 디지털 제어 신호가 20V와 15V 사이에서 스위칭한다면, 노드(212) 상의 20V의 전압과 35V의 플로팅 기준 전압 사이에 배치된 고전압 공급원은 T 게이트(506, 510, 518, 524 및 526)가 완전히 턴오프되거나 완전히 턴온되는 것을 보장하기에 충분하다. 커패시터(502 및 504)의 고 전압 플레이트상의 전압이 예를 들어 20V의 고전압 레벨에 대략 유지되고 커패시터(502 및 504)의 저전압 플레이트가 실질적으로 전압 VCM +/- VOFF로 유지되기 때문에 전체 전하에는 거의 변화가 없다.

비교하여, 스위치들(534, 538, 542 및 546)이 개방될 때, 증폭기들(528 및 530)은 샘플링 단계 및 증폭 단계 동안 각각의 커패시터(532, 536, 540 및 544)에 대한 전하 재분배의 결과로서 공통 모드 전압으로부터 고/저 전압으로 자신들의 각각의 포지티브/네거티브 출력들을 드라이브한다. 이 동작을 위한 전력 요구 사항은 샘플링 및 증폭 단계 동안 고정 전원 장치(420)로부터의 각 출력 노드로의 구동 전류를 포함하여 피드백 커패시터를 충전하고 출력을 안정화하도록 한다. 증폭기들(528 및 530)이 고전압 도메인에 배치되면, 이는 플로팅 전원 장치에 더 큰 부하를 요구할 수 있다.

동작시에, 스위치들(506, 510 및 518) 및 커패시터들(502 및 504)은 레벨 변환기로서 동작한다. 이들 컴포넌트는 증폭기(528)의 출력에 증폭된 전압을 제공하기 위해 커패시터(532 및 536)로의 전하의 분배를 통해 레지스터(214)에 걸쳐 배치된 전압을 증폭기(528)의 출력으로 변환한다. 이 레벨 변환은 레지스터(214)의 대향 측들로부터 커패시터(502 및 504)의 상부 플레이트로 전달된 실제 전압으로 저전압 도메인에서 스위치 커패시터 증폭기가 동작하여 이에 따라 그것들을 충전하도록 한다. 이 동작은 저전압 도메인의 전압보다 높은 임의의 전압에서 작동할 수 있다. 증폭기(528 및 530)에 대한 공통 모드 전압은 이 동작을 위한 고전압 도메인에서 전압에 둔감하다. 스위치 커패시터 증폭기의 동작과 관련된 자동 영점 조정과 같은 동작은 레지스터(214)의 어느 한 측의 절대 전압과 독립적인 저전압 도메인에서 수행될 수 있다.

이제 도 6을 참조하면, 노드(212) 상의 전압이 도 4a에 도시된 전원 장치(420)의 고정 전압 이상일 때 라인(436) 상의 전압 출력을 제공하는 플로팅 전원 장치의 개략도가 도시된다. 크로스오버 스위치(602)는 그에 대한 각각의 입력상의 고전압 전원 전압(VDDH) 및 아날로그 저전압 전원 전압(VDDA)을 수신하도록 제공된다. 또한 아날로그 그라운드(GNDA)도 입력으로서 제공된다. 크로스오버 스위치(602)의 출력은 공급 전압(VSUP)으로서 노드(604) 상에 제공되고 노드(606) 상에 고전압 기준(VSSH)이 제공된다. 공급 전압(VSUP)은 고전압 섹션(412)에 제공된 하이 측 전압 레벨이고, 고전압 섹션에 제공되는 그라운드 기준 전압은 VSSH이다. 이하에서 설명되는 바와 같이, 스위치 오버 후에 VSSH는 대략 GNDA와 같을 것이라는 것에 유의하라. 노드(604 및 606) 사이에는 그의 애노드가 노드(606)에 연결되고 그의 캐소드가 노드(604)에 연결된 제너 다이오드(610)가 배치된다. 이 제너 다이오드(610)에 걸리는 브레이크다운 전압은 대략 5.0V 이하이다. 따라서, 노드(604, 606) 양단의 전압은 제너 다이오드 브레이크다운 전압을 초과하지 않는다.

소스/드레인 경로가 노드(604)에 함께 연결되고, 게이트가 노드(606)에 연결되고, 게이트가 P 채널 트랜지스터 커패시터를 형성하는 트랜지스터(612)가 제공된다. 이것은 노드(604) 상의 출력(VSUP)에 전류를 공급하기 위한 소정의 커패시턴스를 제공한다. 제너 다이오드(610)에 바이어스를 제공하기 위해, 바이어스 전류가 라인(613)을 통해 노드(614)에 공급된다. 라인(613)을 통한 이러한 바이어스 전류는 전류 미러로 제공된다. 전류 미러는 소스가 노드(618)에 연결되고 드레인이 노드(620)에 연결되고, 트랜지스터(616)의 드레인에 바이어스 전류(IBIAS)가 입력되는 N 채널 트랜지스터(616)와, 다이오드 구성으로 함께 연결되는 그 게이트 및 드레인으로 구성된다. 노드(618)는 N 채널 트랜지스터(617)의 소스/드레인 경로의 일 측에 연결되고, 다른 측은 아날로그 그라운드(GNDA)에 연결되고, 게이트는 VDDA에 연결된다. 노드(620)는 커패시터로 구성된 N 채널 트랜지스터(622)의 일 측에 연결되고, 다른 측은 GNDA에 연결된다. 노드(620)는 N 채널 트랜지스터(624)의 게이트에 연결되고, 그 소스/드레인 경로는 노드(614)와 N 채널 트랜지스터(626)의 소스/드레인 경로의 일 측 사이에 연결된다. 트랜지스터(626)의 소스/드레인 경로의 다른 측은 아날로그 그라운드(GNDA)에 연결되고, 그의 게이트는 VDDA에 연결된다. 노드(614)는 또한 N 채널 트랜지스터(628)의 소스/드레인 경로의 일 측에 연결되고, 다른 측은 N 채널 트랜지스터(630)의 소스/드레인 경로의 일 측에 연결되고, 트랜지스터(630)의 소스 /드레인 경로의 다른 측은 아날로그 그라운드(GNDA)에 연결되고 그의 게이트는 제어 전압(Vcontrol)에 연결된다. 따라서, 트랜지스터(616 및 617)를 통해 제공된 전류는 트랜지스터(630)가 제어 전압(Vcontrol)으로 턴온될 때 직렬 연결된 트랜지스터(624 및 626) 및 직렬 연결된 트랜지스터(628 및 630)로 미러링된다. 이것은 제너 다이오드(610)를 턴온하기에 충분한 바이어스 전류를 제공한다. 그러나, 고전압 공급을 위한 기준 측 전압(VSSH)인 노드(606) 상의 전압은 제너 다이오드(610)의 제너 다이오드 브레이크다운 전압보다 높게 노드(604) 상의 공급 전압(VSUP) 아래로 풀다운 되지 않는다. 따라서, 전압(VDDH)이 노드(212) 상의 예를 들어 20V의 고전압으로부터 저전압 전원 장치보다 높은 전압으로 감소 변화함에 따라, 노드(604 및 606) 양단의 전압은 제너 다이오드(610)의 제너 브레이크다운 전압을 초과하지 않을 것이다. 그러나, 노드(606)가 제너 다이오드(610)의 브레이크다운 전압보다 충분히 낮을 때, 제너 다이오드(610)는 턴오프하기 시작할 수 있다. 그 결과, 노드(604)가 VDDH에 연결되고 VDDH가 VDDA 아래로 떨어지면 노드(604)와 노드(606) 사이의 전압이 요구되는 전압 이하로 감소할 수 있다. VDDA로 스위칭하면 VDDH가 VDDA 미만으로 떨어질 때 노드(604)와 노드(606) 사이의 전압이 특정 값 이하로 감소하지 않게 된다. VDDH가 VDDA 이상일 때, 노드(604 및 606) 양단의 전압은 전압(VDDH)이 전압(VDDA) 이상인 동안 제너 다이오드(610)의 브레이크다운 전압으로 유지된다. 이것이 크로스오버 스위치(602)의 목적이며, 이는 도 7과 관련하여 논의될 것이다.

이제 도 7을 참조하면, 크로스오버 스위치(602)의 개략도가 도시된다. 노드(604)는 P 채널 트랜지스터(702)의 소스/드레인 경로의 일 측에 연결되고, 다른 일 측은 전압(VDDH)와 관련된 노드(704)에 연결되고; 노드(704)는 또한 감지 레지스터(214)의 하이 사이드 상의 고전압 노드(212)와 관련된다. 트랜지스터(702)가 연결되어 그 벌크가 소스에 연결되고 드레인이 노드(704)에 연결되도록 한다. 제2 P 채널 트랜지스터(706)는 그 소스가 노드(604)에 연결되고 드레인이 아날로그 전압(VDDA)과 연관된 노드(710)에 연결된다. 트랜지스터(706)의 벌크는 그 소스에 연결된다. 트랜지스터(702)의 게이트는 인버터(712)의 출력에 연결되고, 그 입력은 트랜지스터(706)의 게이트에 연결된 노드(714)에 연결된다. 인버터(712)는 그 포지티브 공급 전압이 노드(604)에 연결되고 기준 공급 전압 레벨이 노드(606) 상의 고전압 기준 VSSH에 연결된다. 따라서, 인버터(712)는 노드(604, 606) 양단에 배치된 전압에 관계없이 전력을 공급받는다.

노드(704) 상의 고전압(VDDH)은 히스테리시스(hysteresis)를 갖는 비교기(724)에 대한 입력을 위한 분할된 전압을 제공하는 탭 노드(722)를 갖는 2개의 직렬 연결된 레지스터(718 및 720)로 구성된 레지스터 분배기를 통해 연결된다. 유사하게, 노드(710) 상의 전압(VDDA)은 2개의 직렬 연결된 레지스터(728 및 730)로 구성된 레지스터 분배기에 의해 분할되고, 탭 노드(732)상의 분할된 전압은 비교기(724)의 다른 입력에 입력된다. 비교기(724)는 노드(710)에 연결된 포지티브 전원 입력 및 아날로그 그라운드(GNDA)에 연결된 기준 또는 VSS 입력을 가짐으로써, 저전압 측으로부터 전력이 공급된다. 노드(704) 상의 전압(VDDH)이 VDDA 바로 위에 있는 레벨에 매우 근접하게 떨어질 때, 비교기(724)의 출력은 N 채널 트랜지스터(736)의 게이트를 하이로 구동하여 트랜지스터(736)를 턴온시키고, 소스는 아날로그 그라운드(GNDA)에 연결되고 및 드레인은 노드(714)에 연결되어, 트랜지스터(706)의 게이트를 로우로 풀링하고 그렇게 턴온한다. 노드(714)가 로우로 풀링되면, 인버터(712)의 출력은 하이로 이동하여, 트랜지스터(702)를 턴오프시킨다. 트랜지스터(706)는 트랜지스터(706)가 턴오프될 때 그의 소스/드레인 경로의 일 측에 전압(VDDH)을 갖고, 다른 쪽에 전압(VDDA)을 가질 수 있다는 것에 유의해야 한다. 이것은 이러한 트랜지스터 양단에 고전압을 야기할 수 있으므로, 트랜지스터(706)가 상대적으로 고전압 트랜지스터인 것이 유리할 것이다. 트랜지스터(736)가 오프일 때 노드(604)까지 트랜지스터(706)의 게이트를 풀링하여 트랜지스터(706)를 턴오프할 수 있는 레지스터(707)가 노드(604)와 노드(714) 사이에 배치된다. 그러나, 이는 노드(714)가 하이이고, 따라서, 트랜지스터(736)의 소스는 잠재적으로 VDDH로 하이가 될 수 있다는 것을 의미한다. 따라서, 트랜지스터(736)가 또한 고전압 트랜지스터인 것이 유리하다.

이제 도 8을 참조하면, 저전압 측(402)에서 생성된 디지털 제어 신호를 고전압 측(404) 상의 디지털 제어 신호로 변환하기 위한 개략도가 도시되어있다. ph1과 같은 제어 전압 입력 신호는 2개의 직렬연결 트랜지스터, VDDA와 GNDA 사이에 연결된 N 채널 트랜지스터(806)와 직렬로 연결된 P 채널 트랜지스터(804)로 구성된 제1 인버터의 입력으로 노드(802) 상에 입력되고, P 채널 트랜지스터(804)는 출력 노드(808)와 VDDA 사이에 연결되고 N 채널 트랜지스터(806)는 노드(808)와 GNDA 사이에 연결되고, 그 게이트는 노드(802)에 연결된다. 노드(808)는 2개의 직렬연결 트랜지스터, VDDA와 노드(812) 사이에 연결된 P 채널 트랜지스터(810) 및 노드(812)와 GNDA 사이에 직렬로 연결된 N 채널 트랜지스터(814)로 구성된 제2 인버터의 입력에 연결되고, 그의 게이트는 노드(808)에 연결된다. 노드(808) 상의 제1 인버터의 출력은 소스/드레인 경로가 노드(822)와 GNDA 사이에 연결된 N 채널 트랜지스터(820)를 구동하도록 연결된다. 노드(812) 상의 제2 인버터의 출력은 N 채널 트랜지스터(824)의 게이트에 연결되고, 그의 소스/드레인 경로는 노드(825)와 GNDA 사이에 연결된다.

도 7의 크로스오버 스위치(602)로부터의 노드(604) 상의 선택된 전압 출력은 VSUP이고,이 구성에서 VDDH로 도시되어 있지만, 전압(VSUP)은 전원 전압(VDDH 또는 VDDA) 중 가장 높은 전압의 출력으로 이해된다 . 노드(604) 상의 이 전압은 크로스 커플링(cross coupling) 래치 구성으로 연결된 2개의 P 채널 트랜지스터(830 및 832)의 소스에 연결된다. 트랜지스터(830)는 노드(604)와 래치 노드(834) 사이에 연결된 소스/드레인 경로를 구비한다. P 채널 트랜지스터(832)는 노드(604)와 래치 노드(836) 사이에 연결된 소스/드레인 경로를 구비한다. 트랜지스터(830)의 게이트는 래치 노드(836)에 연결되고, 트랜지스터(832)의 게이트는 래치 노드(834)에 연결된다. P 채널 트랜지스터(837)는 노드(834)에 연결된 소스 및 트랜지스터(824)의 드레인에 대한 노드(825)에 연결된 드레인을 구비하고, 트랜지스터(837)의 게이트는 노드(606) 상의 VSSH에 연결된다. P 채널 트랜지스터(838)는 노드(836)에 연결된 소스, 노드(822)에 연결된 드레인, 및 노드(606) 상의 VSSH에 연결된 게이트를 구비한다. 약한 래치에는 2개의 N 채널 트랜지스터(840 및 842)가 제공된다. N 채널 트랜지스터(840)는 래치 노드(836)에 연결되는 드레인, 노드(606) 상의 VSSH에 연결되는 소스, 및 래치 노드(834)에 연결되는 게이트를 구비한다. N 채널 트랜지스터(842)는 래치 노드(834)에 연결되는 드레인, 노드(606) 상의 VSSH에 연결되는 소스, 및 래치 노드(836)에 연결되는 게이트를 구비한다. 래치 노드(836)는 인버터(844)의 입력으로 입력되는 래치의 출력을 포함하고, 그의 출력은 제2 인버터(846)의 입력에 연결되고, 그의 출력은 레벨 시프트된 출력에서 신호 출력을 제공한다. 예를 들어, 입력상의 제어 신호가 ph2라면, 인버터(846)로부터의 출력은 노드(802) 상의 입력으로부터 약간 지연된 ph2이고, 반전된 출력은 노드(848) 상의 인버터(844)의 출력으로부터 제공될 것이다.

노드(802) 상의 신호가 논리 하이로 상승될 때, 이것은 노드(808)를 로우로 풀링하여, 트랜지스터(820)를 턴오프하고 노드(822)로부터 전류 싱크를 제거한다. 로우가 된 노드(808)는 트랜지스터(810)의 게이트를 로우로 풀링하고, 따라서 트랜지스터(810)를 턴온하고 트랜지스터(814)를 턴오프한다. 이것은 노드(812)를 하이로 더 상승시키고 트랜지스터(824)를 턴온하여 노드(825)를 로우로 풀링한다. 노드(825)가 로우가 될 때, 이것은 트랜지스터(837)의 드레인을 로우로 풀링하여, 전류가 통과하고 노드(834)를 로우로 풀링하게 한다. 이것은 트랜지스터(832)를 턴온하여 노드(836)를 하이로 풀링한다. 노드(836)가 하이가 되면, 노드(836) 상의의 논리 하이를 래칭하는 트랜지스터(832)를 턴오프시킨다. 이것은 연관된 T 게이트를 제어하기 위해 인버터(846)의 출력 상의 논리 하이 및 인버터(844)의 출력 상의 논리 로우를 가져오고, 래치(848)로부터의 이러한 출력은 게이트(506, 510, 518, 524 및 526)를 제어하는데 사용되는 디지털 제어 신호들(ph1d 또는 ph2) 중 하나를 제공하는 것을 나타낸다. 노드(834)가 로우일 때, 트랜지스터(840)는 턴오프되어 노드(836)가 하이가 되도록하고, 이는 노드(834)로부터 VSSH 노드(606)로 전류를 풀링하며 트랜지스터(842)를 턴온한다. 상술한 바와 같이, 트랜지스터(840 및 842)는 노드(836) 상의 논리 상태를 유지하기위한 래치를 제공한다.

노드(802)상의 논리 상태가 로우가 되면, 이는 트랜지스터(804)를 턴온하고 노드(808)를 하이로 풀링하고, 트랜지스터(814 및 820)를 턴온하고 노드(812 및 822)를 로우로 풀링하고 트랜지스터(824)를 턴오프할 수 있다. 트랜지스터(824)를 턴오프하면 노드(825)가 "플로팅"하도록 한다. 트랜지스터(820)를 턴온하면 노드(606) 상의 VSSH가 GNDA 이상일 때 P 채널 트랜지스터(838)의 드레인이 그의 게이트 전압 아래로 풀링되는 것의 결과로서 노드(836)를 로우로 풀링할 수 있다. 트랜지스터(838)의 소스/드레인 경로를 통한 통전은 트랜지스터(830)를 턴온시키고 노드(836)를 로우로 풀링하여, 트랜지스터(842)를 턴오프시키고 트랜지스터(830)를 턴온하고 노드(834)를 하이로 풀링할 수 있다. 이것은 인버터(844 및 846)의 출력상의 논리 상태가 반대 논리 상태로 스위칭하도록 할 수 있다. 이는 인버터들(844 및 846)의 출력에 대한 논리 상태가 노드들(604 및 606) 사이의 전압 범위에 한정되도록, 즉 저논리 상태가 VSSH이고 고 논리 상태가 VDDH되는 것을 보장한다.

노드(802)의 논리 상태가 하이가 되면, 노드(825)가 로우로 풀링되어 트랜지스터(837)가 턴온되고 노드(834)가 로우로 풀링되고, 트랜지스터(832)가 턴온되고 노드(836)를 하이로 풀링함으로써 상술한 것과 반대의 동작이 일어난다. 이것은 노드(834)를 래칭하는 트랜지스터(842)를 턴온시키고 노드(834)를 로우가 되게 하여 트랜지스터(840)를 턴오프시켜 노드(836)를 하이로 래칭한다.

상기 동작은 트랜지스터(702)(도 7 참조)를 턴온함으로써 크로스오버 회로(602)에 의해 노드(704)로부터 선택된 전압(VDDH)에 있는 노드(604) 상의 전압(VSUP)에 관하여 설명된다. 도 6을 참조하면, 노드(212) 상의 전압(VDDH)이 VSUP 상의 전압(VDDH가 크로스오버 회로(602)에 의해 선택된 노드(604) 상의 선택된 전압인 조건이 존재하는 상태))이 제너 다이오드(610)의 제너 브레이크다운 전압과 대략 동일한 포인트의 값으로 감소하기 시작할 때, 노드(606) 상의 전압(VSSH)은 트랜지스터(624 및 626)를 통해 GNDA 상의 기준 전압으로 풀링될 것이다. 전압(VSUP)이 계속 감소함에 따라, 제너 다이오드(610)를 통과하여 흐르는 전류는 감소하고 결국에는 0이 될 것이다. 도 7을 특히 참조하면, 노드(722) 상의 전압, 분압 전압(VDDH)이 노드(732) 상의 전압, 분압 전압(VDDA) 이하로 떨어지고, 트랜지스터(736)가 턴온되면, 전압(VDDA)이 VSUP로서 노드(604) 상에 출력을 위해 트랜지스터(706)에 의해 선택될 것이다. 도 8을 특히 참조하면, 노드(606) 상의 VSSH가 전압(GNDA)과 실질적으로 동일할 때, 양 트랜지스터(837 및 838)가 턴온될 것이다. 이것은 트랜지스터들(824 및 820)이 각각의 노드들(834 및 836) 상의 전압을 제어하게 한다.이 구성에서, 인버터들(844 및 846)의 출력들 상의 디지털 출력 전압은 GNDA와 VDDA 사이의 범위의 디지털 전압, 즉, 제1 전압 도메인 내에 한정되는 디지털 전압이 된다.

이제 도 9를 특히 참조하면, Tx 측에 대해서만 도 2에 상기 도시된 무선 전력 송신기의 블록도가 도시되어있다. 버스 변조기(208)의 출력은 전압(VBUS) 및 전류(IBUS)를 RF 인버터(902)에 제공하는 것으로 도시되어있다. RF 인버터(902)는 DC 전압을 송신 코일(906)에 송신하기 위한 AC 전압으로 변환하도록 동작 가능하다. RF 인버터(902)의 출력은 임피던스 정합 회로(904)에 제공되어 송신 코일(906)의 임피던스를 그 주변 환경과 정합시킨다. RF 인버터(902)에 의해 출력된 구동 전압(VTX)은 AC 신호 및 전류(ITX)로 코일(906)을 구동한다. 신호 제어기(230)는 DC-DC 컨버터인 보조 전원 컨버터(910)로부터의 보조 전원 입력에 의해 전력이 공급된다. 신호 제어기(230)는 안테나(914)와 인터페이스하는 블루투스 저에너지(BLE) 통신 모듈일 수 있는 통신 모듈(912)과 인터페이스한다. 이 안테나(914)는 수신 유닛(미도시)과 통신할 수 있다.

신호 제어기(230)는 저전압 섹션과 연관된 고정 전압 도메인에서 동작함을 알 수 있다. 이와 같이, 저전압 섹션의 디지털 회로는 보조 전원 컨버터(910)에 의해 생성된 고정된 저전압에서 동작하도록 구성된다. 전압(VBUS)은 전압이 위에서 신호 제어기(230)의 동작과 연관된 고정 전압 아래의 범위가 될 수 있는 플로팅 전압이기 때문에, 이 섹션은 플로팅 전압 도메인, 즉 고전압 섹션 내에 존재하는 것으로 표시된다. 전류 감지 모니터(CSM)(220)는 2개의 전압 도메인, 고정 전압 도메인 및 플로팅 전압 도메인을 브리징하는 것으로 도시되어있다. 이는 CSM(220)이 노드(212 및 215)와 인터페이스할 수 있게 하고 양 전압 도메인에서 신호 제어기(230)에 의해 제어될 수 있게 한다. 또한, 신호 제어기(230)는 버스 변조기(208), RF 인버터(902) 및 임피던스 정합 회로(904)를 또한 제어할 수 있음을 알 수 있다.

도 10을 참조하면, RF 인버터(902)의 개략도가 도시되어있다. 버스 변조기(208)에 의해 출력된 전압(VBUS)은 노드(1010) 상에 2개의 스위치(1012 및 1014)의 입력에 입력된다. 일부 실시 예에서, 스위치는 코일(906)의 어느 한 측에 연결될 수 있다. 다른 실시 예에서, 스위치들은 임피던스 정합 회로(904)의 입력에 연결될 수 있다. 코일(906)의 양측으로부터 그라운드로 연결되는 2개의 스위치(1016 및 1018)가 제공된다. 스위치는 6.78MHz의 주파수에서 AC 전압을 생성하도록 제어된다. 코일(906)을 통과하는 전류는 코일(906)에 전달되는 전력을 변화시키도록 동작 가능한 가변 전압(VBUS)으로 대략 일정한 전류로 유지될 수 있다. 전류 감지 레지스터(214) 및 CSM(220)으로 전류를 모니터링함으로써, 코일(906)을 통해 일정한 레벨로 이 전류를 유지하면서 코일(906)을 통해 수신 유닛에 전력을 전달할 수 있다. 스위치(1012-1018)는 신호 제어기(230)에 의해 제어될 수 있다.

이제 도 11을 참조하면, 전류 감지 모니터(220)의 전압 감지부가 저전압 도메인에 배치되는 상술한 시스템의 단순화된 개략도가 도시되어있다. 이 실시 예에서, 전압 감지 회로(1102)는 저전압 도메인 내에 배치되고 고정 전원 장치(420)의 전압 레벨에서 고정 전원 장치(420)로부터 전력을 받는다. 전압 감지 회로(1102)는 도 5의 저전압 도메인(402)에서의 증폭기(528 및 530)를 포함하는 스위치 커패시터 증폭기의 부분으로 구성된다. 고전압 도메인(404)에 배치된 커패시터들((502, 504) 및 스위치들(506, 510 및 518)은 플로팅 회로(1106)로서 고전압 도메인(404)에 배치된 전압 변환기(1104)를 형성한다. 이 플로팅 회로(1106)는 스위치(1108)에 의해 선택될 때 플로팅 전원 장치(1107) 또는 고정 전원 장치(420) 중 어느 하나에 의해 전력이 공급된다. 이 스위치(1108)는 도 6의 크로스오버(602)에 대응한다. 제어기(230)는 저전압 도메인 내에 존재하고, 저전압 도메인으로부터 고전압 도메인으로 레벨 변환된 디지털 전압을 출력하기 위해 디지털 전압 시프터로 입력되는 디지털 제어 신호를 생성하도록 동작 가능하고, 스위치(1108)가 고정 전원 장치의 출력으로 스위칭할 때, 디지털 전압 시프터(1110)의 출력은 또한 스위치(1108)의 출력에 연결된다. 이것은 도 8의 회로에 대해 상기와 같이 기술된다. 동작시, 상술한 바와 같이, 레지스터(214)의 양단의 감지 전압은 전압 감지 회로(1102)에 의한 처리를 위해 고전압 도메인으로부터 저전압 도메인으로 하향 변환된다. 전압 변환기(1104)는 플로팅 전원 장치(1107) 또는 고정 전원 장치(420)의 범위 내에서 정격이 되는 그 안에 배치된 능동 장치를 구비한다. 도 5의 스위치 커패시터 증폭기에 연관된 2개의 커패시터, 커패시터(502, 504)는 고전압 도메인의 최대 전압으로 정격이 되고, 스위치 커패시터 증폭기의 동작에 따라 증폭기(528)의 포지티브 및 네거티브 출력 양단의 전압에 대한 레지스터(214) 양단의 전압의 레벨 변환을 용이하게 한다.

이제 도 12를 참조하면, 고전압 도메인에서 전압 감지 동작이 플로팅 회로(1106)에서 용이하게 되는 대안적인 실시 예가 도시되어있다. 이 동작에서, 전압 감지 회로(1202)는 노드(212, 215) 상의 레지스터(214) 양단의 전압을 입력으로서 수신하고, 전압 변환기(1204)에 출력으로서 제공되어, 그 전압을 저전압 도메인에서 제어기(230)에 대한 입력으로 낮게 레벨 변환하도록 동작가능하다. 이 동작에서, 능동 장치 또는 수동 장치를 포함하는 플로팅 회로(1106)와 연관된 회로는 적어도 플로팅 전원 장치(1107) 또는 고정 전원 장치(420) 중 최고 전압 정격으로 정격이 정해진다. 이는 전압 감지 동작이 고전압 도메인에서 발생하지만, 제어기(230)에 의한 처리는 저전압 도메인에서 발생하도록 한다. 노드(216) 상의 전압이 고정 전원 장치(420)의 출력 전압 레벨 아래로 떨어지면, 스위치(1108)는 플로팅 회로(1106)의 동작을 전원 장치(420)의 출력 전압으로 스위칭할 것이다.

이제 도 13을 참조하면, 도 12의 전압 감지 회로(1202) 및 전압 변환기(1204)의 개략도가 도시된다. 일반적으로, 회로는 전류-전압 컨버터인 트랜스 임피던스 증폭기를 사용한다. 차동 입력 증폭기(1302)는 노드(215)에 연결된 자신의 포지티브 입력을 구비하여 자신의 입력 상의 전압(Vn)을 수신한다. 네거티브 입력은 전압(Vp)에 대한 노드(212)로 레지스터 Rx(1306)를 통해 연결된 노드(1304)에 연결된다. 차동 증폭기(1302)의 네거티브 입력은 높은 개방 루프 이득의 결과로서 포지티브 입력상의 전압과 동일하게 유지되고, 따라서 차동 입력 증폭기(1302)의 포지티브 입력 상의 전압인 Vn으로 표시된다. 증폭기(1302)의 포지티브 전원 노드는 스위치(1108)의 출력상의 노드(604)에 연결되고 증폭기(1302)의 그라운드 공급 노드는 노드(606)상의 플로팅 그라운드에 연결된다. 증폭기(1302)의 출력은, P 채널 트랜지스터(1308)의 게이트에 연결되고, 그의 소스는 노드(1304)에 연결되고 그의 드레인은 출력 전압 노드(1310)에 연결된다. 노드(216)와 아날로그 그라운드 사이의 전체 전압이 그의 소스/드레인 경로를 가로질러 배치될 수 있으므로, 이 트랜지스터(1308)는 고전압 정격 트랜지스터이다. 증폭기(1302)는 로드 레지스터 Ry(1312)를 통과하는 1x로 표시된 출력 전류를 구동하는 전압-전류 컨버터이고, 여기서 로드 레지스터(1312)는 저전압 도메인에 배치된 레지스터이고 노드(1310)는 저전압 도메인에 배치되고; 즉, 노드(1310) 상의 전압은 고정 전원 장치(420)의 범위 내에 있는 전압 레벨에 있다. 상술한 바와 같이, 스위치(1108)는 고정 전원 장치(420)의 출력상의 노드(1316) 상의 전압 사이에서 스위칭하여, 증폭기(1302)에 전력을 공급하도록 동작가능하다.

동작시, 전류(Is)는 레지스터 Rs(214)를 통해 흐른다. 증폭기(1302)의 네거티브 입력상의 전압은 포지티브 입력상의 전압(Vn)과 동일하기 때문에, 레지스터(214 및 1306) 양단의 전압은 IxRx = IsRs 및 Ix =(Is)Rs/Rx가 되도록 동일하다. 저항 Ry(1312) 양단의 전압은 Vout = IxRy로 정의되고, 비례 계수 α가 (Ry)Rs/Rx인 Ix에 대한 관계식, Vout =(RyIs) Rs/Rx 또는 Vout = αIs를 대체한다. 따라서, 레지스터(214)를 통한 전류(Is)는 레지스터(Ry, Rs, Rx)의 값에 비례한다. 고전압 도메인에서 센싱 동작을 처리하기 위해, 레지스터(214)를 통한 전압을 저항(1312)을 구동하기 위한 전류로 변환하는 것이 수행되고, 그런 다음 이 전류(Ix)를 레지스터(214) 양단의 전압에 비례하는 전압으로 변환한다. 플로팅 회로(1106) 내의 전압 감지 회로로의 전력은 노드(216) 상의 전압이 고정 전원 장치(420)의 전압 출력 이상일 때 제너 다이오드(610) 및 커패시터(612)를 포함하는 플로팅 전원 장치(1107)로부터 제공되거나, 노드(216) 상의 전압이 노드(1316) 상의 전압 이하일 때 고정 전원 장치(420)의 출력으로부터 직접 제공된다.

차동 스위치 커패시터 증폭기가 제1 및 제2 전압 도메인들에 걸쳐 동작하는 것으로 개시되며, 제1 전압 도메인에서 고정 전원 레벨에서 동작하는 고정 전원 장치를 포함한다. 또한 고정 전원 레벨보다 큰 고전압에서 플로팅 그라운드로 참조되는 플로팅 전원 레벨에서 동작하는 플로팅 전원 장치를 포함한다. 제1 전압 도메인에서 동작하는 차동 증폭기가 제공되며, 제1 및 제2 차동 입력 및 제1 및 제2 차동 출력을 포함한다. 제1 및 제2 피드백 커패시터들은 제1 및 제2 입력들 중 각각의 하나와 제1 및 제2 출력들 중 각각의 하나 사이에 배치된다. 제1 및 제2 피드백 스위치는 제1 및 제2 피드백 커패시터 중 관련된 하나와 병렬로 배치된다. 제1 및 제2 샘플링 커패시터는 차동 증폭기의 제1 및 제2 차동 입력에서 제2 전압 도메인의 차동 전압 사이에서 인터페이스된다. 제1 및 제2 샘플링 스위치는 샘플링 동작에서 제1 및 제2 샘플링 커패시터 상으로의 제2 전압 도메인에서의 차동 전압의 샘플링 동작을 샘플링하기 위해 제공된다. 등화 스위치는 샘플링 후에 제2 전압 도메인과 인터페이스되는 값을 동일하게 하기 위해 제2 전압 도메인에서 제1 및 제2 샘플링 커패시터를 함께 연결한다. 플로팅 전원 장치를 제1 및 제2 샘플링 스위치 및 등화 스위치에 인터페이스하기 위한 인터페이스 회로가 제공된다. 제어기는 제1 전압 도메인의 제1 및 제2 피드백 스위치와 제1 및 제2 샘플링 스위치 및 제2 전압 도메인의 등화 스위치를 제어하도록 동작 가능하다.

인터페이스 회로는 플로팅 전원 장치의 출력 또는 고정 전원 장치의 출력을 제2 전압 도메인으로 스위칭하고, 플로팅 그라운드에 대해 참조되는 플로팅 전원 장치의 전압 레벨이 제1 전압 도메인에서 전원 레벨 이하가 될 때마다 고정 전원 장치의 출력을 선택하는 크로스오버 스위치를 더 포함한다.

디지털 제어 신호는 제1 전압 도메인에서 생성되어 제1 전압 도메인에서 제1 및 제2 피드백 스위치를 제어한다. 디지털 제어 신호는 제1 및 제2 샘플링 스위치 및 제2 전압 도메인에서의 등화 스위치를 제어하기 위해 제1 전압 도메인에서 생성된다. 레벨 시프터는 제1 전압 도메인에서 생성된 디지털 제어 신호를 플로팅 전원 레벨과 플로팅 그라운드 사이의 제2 전압 도메인에서 동작하는 디지털 제어 신호로 시프트한다.

입력 전원을 갖는 무선 전력 송신기가 개시되며, 제1 전압 도메인에서 가변 DC 전력 레벨을 출력하기 위한 가변 DC 전원 회로를 포함한다. 전류 감지 레지스터는 가변 DC 전원 회로의 출력과 직렬로 배치된다. RF 인버터는 가변 DC 전력 회로의 출력을 AC 구동 신호로 변환하고 제어기는 제2 및 고정된 전압 도메인에서 동작하도록 제공된다. 제어기는 가변 DC 전력 회로 및 RF 인버터를 제어하고, 가변 DC 전력 회로의 출력을 제어하기 위해 전류 감지 레지스터 양단의 전압을 감지하는 전류 감지 모니터를 포함한다. 전류 감지 모니터는 DC 디지털 동작 전압 범위에서 동작 가능한 복수의 디지털 스위치 회로를 포함한다. 복수의 디지털 스위치 회로의 제1 부분은 제1 전압 도메인에서 동작하고, 복수의 디지털 스위치 회로의 제2 부분은 제2 전압 도메인에서 동작한다. 디지털 제어기는 각각의 제1 및 제2 전압 도메인에서 복수의 디지털 스위치 회로의 제1 및 제2 부분을 제어하기 위해 제2 전압 도메인에서 복수의 디지털 제어 신호를 생성한다. 디지털 제어 신호들 중 DC 디지털 동작 전압 범위 내의 각각의 전압 도메인들에서 동작한다.

이 전류 분로 모니터는 플로팅 전원 장치 및 매우 낮은 전압에서 매우 높은 전압으로 동작하는 감지 레지스터에서의 전압 레벨을 감지하는 스위치 커패시터 증폭기를 사용하는 하이 사이드 전류 분로 모니터를 제공하는 본 개시물의 이점을 갖는다는 것이 당업자들에 의해 인식될 것이다. 본원의 도면 및 상세한 설명은 제한적인 방식이 아닌 예시적인 것으로 간주되어야 하며, 개시된 특정 형태 및 실시 예를 제한하려는 의도가 아니라는 것을 이해해야 한다. 반대로, 다음 청구 범위에 의해 정의된 바와 같이, 본원의 취지 및 본위를 벗어나지 않고 본 기술 분야의 당업자에게 자명한 임의의 추가의 수정, 변경, 재배치, 대체, 대안, 설계 선택 및 실시 예도 포함된다. 따라서, 이하의 청구 범위는 그러한 모든 추가의 수정, 변경, 재배치, 대체, 대안, 설계 선택 및 실시 예를 포함하는 것으로 해석되어야한다.

Claims

전압 입력의 하이 사이드에 근접하게 배치된 감지 레지스터를 통과하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터(CSM: current shunt monitor) 회로에 있어서,
대향 측들 상의 상기 감지 레지스터를 가로질러 연결된 제1 및 제2 입력과, 상기 감지 레지스터를 가로지르는 전압에 비례하는 증폭된 아날로그 출력 신호를 제공하는 출력을 구비하는 전압 감지 회로로서, 상기 전압 입력에서 가장 높은 정격 전압보다 낮은 정격 전압을 가지는 아날로그 회로 컴포넌트를 갖는 아날로그 회로를 구비하는 상기 전압 감지 회로;
전원 장치로서,
시스템 그라운드 기준에 대해 제1 전압 공급 레벨에서 동작하는 고정 전압 출력을 제공하도록 구성된 고정 전압 전원 장치;
상기 전압 입력상의 전압 및 플로팅 그라운드로부터 참조된 제2 전압 공급 레벨에서 동작하는 플로팅 전원 장치로서, 상기 플로팅 전원 장치의 전압 공급 레벨은 상기 전압 입력이 상기 제1 전압 공급 레벨 이상의 제1 전압 레벨로부터 상기 제1 전압 공급 레벨의 미리정해진 전압 범위 내의 제2 전압 공급 레벨로 변할 때 상기 제2 전압 공급 레벨에서 유지되도록 구성될 수 있고, 상기 플로팅 전원 장치는 적어도 상기 전압 입력의 전압 레벨이 상기 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨이상일 때 상기 아날로그 회로의 적어도 제1 부분으로 전력을 공급하는 상기 플로팅 전원 장치;
를 구비하는 상기 전원 장치; 및
상기 전압 입력 상의 전압 레벨이 상기 제1 전압 공급 레벨의 미리 정해진 전압 범위 이내인 것을 검지하면 제2 전압 공급 레벨에서의 플로팅 전원 장치로부터 상기 제1 전압 공급 레벨에서의 상기 고정 전압 전원 장치로 상기 아날로그 회로의 상기 적어도 제1 부분으로의 전력을 스위칭하도록 구성된 크로스오버 회로;
를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제1 항에 있어서, 상기 전압 입력상의 전압 레벨은 상기 감지 레지스터의 최고 전압 측 상의 전압인 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제1 항에 있어서, 상기 고정 전압 전원 장치는 상기 감지 레지스터의 최고 전압 측 상의 전압 값들에 대해 상기 아날로그 회로의 적어도 제2 부분에 전력을 제공하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제1 항에 있어서, 상기 아날로그 회로는 상기 감지 레지스터의 대향 측들에 연결된 제1 및 제2 입력 및 차동 아날로그 출력을 갖는 차동 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제4 항에 있어서, 상기 차동 증폭기는 디지털 스위치 제어 신호들에 의해 제어되는 스위치 커패시터 증폭기를 포함하고, 상기 스위치 커패시터 증폭기의 적어도 제1 부분은 상기 전압 입력의 전압 레벨이 상기 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨 이상일 때 상기 플로팅 전원 장치에 의해 전력이 공급되는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제5 항에 있어서, 상기 고정 전압 전원 장치는 적어도 상기 스위치 커패시터 증폭기의 제2 부분에 전력을 공급하고, 상기 디지털 스위치 제어 신호 중 하나는 상기 스위치 커패시터 증폭기의 상기 제1 부분을 제어하고 상기 디지털 스위치 제어 신호의 다른 부분들은 상기 스위치 커패시터 증폭기의 제2 부분을 제어하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제6 항에 있어서, 상기 디지털 스위치 제어 신호들은 시스템 그라운드 기준과 상기 제1 전압 공급 레벨 사이의 전압 레벨들에서 수신되고, 상기 전압 감지 회로는 상기 전압 입력의 전압 레벨이 상기 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨 이상일 때, 상기 전압 입력의 전압 레벨과 상기 플로팅 그라운드 사이의 전압에서 변화하도록 상기 스위치 커패시터 증폭기의 상기 제1 부분을 제어하는 상기 디지털 스위치 제어 신호들 중 신호들을 변환된 디지털 스위치 제어 신호들로 변환시키는 전압 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제7 항에 있어서, 상기 스위치 커패시터 증폭기는 각각 상기 변환된 디지털 스위치 제어 신호들 중 하나에 의해 제어되는 각각의 스위치를 통해 상기 감지 레지스터의 각각의 측에 연결 가능한 하나의 플레이트를 갖는 제1 및 제2 스위칭 커패시터를 포함하고, 제1 및 제2 커패시터의 각각은 고정 전원 장치에 의해 전력이 공급되는 차동 입력 아날로그 증폭기의 제1 및 제2 입력 각각에 연결된 다른 플레이트들을 가지며, 상기 스위치 커패시터 증폭기의 제2 부분은 상기 차동 입력 아날로그 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
전압 입력의 하이 사이드에 근접하여 배치되는 감지 레지스터를 통과하는 전류를 모니터링하고 제1 및 제2 전압 도메인을 가로질러 동작하는 전류 분로 모니터(CSM: current shunt monitor) 회로에 있어서,
전원 장치로서,
상기 제1 전압 도메인에서 시스템 그라운드 기준에 대해 제1 전압 공급 레벨에서 동작하는 고정 전압 출력을 제공하는 고정 전압 전원 장치; 및
상기 제2 전압 도메인의 플로팅 전압 공급 레벨에서 동작하고 상기 전압 입력 상의 전압 레벨 및 플로팅 그라운드로부터 참조되는 플로팅 전원 장치;
를 구비하는 상기 전원 장치;
대향 측들 상의 감지 레지스터를 가로질러 연결된 제1 및 제2 입력과, 상기 감지 레지스터를 가로지르는 전압에 비례하는 증폭된 아날로그 출력 신호를 제공하는 출력을 구비하는 전압 감지 회로로서, 상기 전압 감지 회로는 상기 전압 입력 상의 가장 높은 정격 전압보다 작은 회로 공급 전압 레벨에서 동작하는 아날로그 회로 컴포넌트를 가진 아날로그 회로를 구비하는 상기 전압 감지 회로;
상기 전압 입력 상의 전압 레벨이 상기 제1 전압 공급 레벨의 미리 정해진 전압 값 이내인 것을 검지하면 상기 플로팅 전압 공급 레벨에서의 상기 플로팅 전원 장치로부터 상기 제1 전압 공급 레벨에서의 상기 고정 전압 전원 장치로 상기 아날로그 회로의 상기 적어도 제1 부분으로의 전력을 스위칭하도록 구성된 크로스오버 회로;
를 포함하고,
상기 플로팅 전원 장치는 상기 아날로그 회로의 적어도 제1 부분에 전력을 제공하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제9 항에 있어서, 상기 전압 입력상의 전압 레벨은 상기 감지 레지스터의 최고 전압 측 상의 전압인 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제9 항에 있어서, 상기 고정 전압 전원 장치는 상기 감지 레지스터의 최고 전압 측 상의 전압 값들에 대해 상기 아날로그 회로의 적어도 제2 부분에 전력을 제공하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터회로.
제9 항에 있어서, 상기 아날로그 회로는 상기 감지 레지스터의 대향 측들에 연결된 제1 및 제2 입력과 차동 아날로그 출력을 갖는 차동 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제12 항에 있어서, 상기 차동 증폭기는 디지털 스위치 제어 신호들에 의해 제어되는 스위치 커패시터 증폭기를 포함하고, 상기 스위치 커패시터 증폭기의 적어도 제1 부분은 상기 전압 입력의 전압 레벨이 상기 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨 이상일 때 상기 플로팅 전원 장치에 의해 전력이 공급되는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제13 항에 있어서, 상기 고정 전압 전원 장치는 적어도 상기 스위치 커패시터 증폭기의 제2 부분에 전력을 공급하고, 상기 디지털 스위치 제어 신호는 상기 스위치 커패시터 증폭기의 상기 제1 부분 및 제2 부분 모두를 제어하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제14 항에 있어서, 상기 디지털 스위치 제어 신호들은 시스템 그라운드 기준과 상기 제1 전압 공급 레벨 사이의 전압 레벨들에서 수신되고, 상기 전압 감지 회로는 상기 전압 입력의 전압 레벨이 상기 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨이상일 때, 상기 전압 입력의 전압 레벨과 상기 플로팅 그라운드 사이의 전압에서 변하도록 상기 스위치 커패시터 증폭기의 상기 제1 부분을 제어하는 상기 디지털 스위치 제어 신호들 중 신호들을 변환된 디지털 스위치 제어 신호들로 변환시키는 전압 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
제15 항에 있어서, 상기 스위치 커패시터 증폭기는 각각 상기 변환된 디지털 스위치 제어 신호들 중 하나에 의해 제어되는 각각의 스위치를 통해 상기 감지 레지스터의 각각의 측에 연결 가능한 하나의 플레이트를 갖는 제1 및 제2 스위칭 커패시터를 포함하고, 제1 및 제2 커패시터의 각각은 제2 전원 장치에 의해 전력이 공급되는 차동 입력 아날로그 증폭기의 제1 및 제2 입력 각각의 하나에 연결된 다른 플레이트들을 가지며, 상기 스위치 커패시터 증폭기의 제2 부분은 상기 차동 입력 아날로그 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 전류 분로 모니터 회로.
전압 입력의 하이 사이드에 근접하여 배치된 감지 레지스터를 통과하는 전류를 모니터링하는 방법에 있어서,
전압 감지 회로로 대향 측들 상의 감지 레지스터를 가로지르는 전압을 감지하고 상기 감지 레지스터를 가로지르는 전압에 비례하는 증폭된 아날로그 출력 신호를 출력하는 단계;
고정 전압 전원 장치에 의해, 시스템 그라운드 기준에 대해 제1 전압 공급 레벨에서 동작하는 고정 전압 출력을 생성하는 단계;
플로팅 전압 전원 장치에 의해, 상기 전압 입력상의 전압 레벨 및 플로팅 그라운드로부터 참조된 제2 전압 공급 레벨을 생성하고, 상기 제2 전압 공급 레벨로부터 상기 전압 감지 회로의 적어도 제1 부분에 전력을 공급하는 단계로서, 상기 제2 전압 공급 레벨은 상기 전압 입력이 상기 제1 전압 공급 레벨 이상의 전압 레벨로부터 상기 제1 전압 공급 레벨의 미리정해진 전압 값 내의 전압 레벨로 변할 때 상기 제2 전압 공급 레벨에서 유지되도록 구성될 수 있고, 상기 제2 전압 공급 레벨은 적어도 상기 전압 입력의 전압 레벨이 상기 미리 정해진 전압 값만큼 상기 제1 전압 공급 레벨이상일 때 상기 전압 감지 회로의 적어도 제1 부분으로 전력을 공급하는 단계; 및
크로스오버 회로에 의해, 상기 전압 입력상의 전압 레벨이 상기 제1 전압 공급 레벨의 상기 미리 정해진 전압 값 내에 있음을 검출할 때, 상기 제2 전압 공급 레벨로부터 상기 제1 전압 공급 레벨까지 상기 전압 감지 회로의 적어도 제1 부분으로 전력을 스위칭하는 단계;
를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 방법.
제17 항에 있어서, 상기 전압 입력상의 전압 레벨은 상기 감지 레지스터의 최고 전압 측상의 전압인 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 방법.
제17 항에 있어서, 상기 제1 전압 공급 레벨은 상기 감지 레지스터의 최고 전압 측상의 전압 값에 대해 상기 전압 감지 회로의 적어도 제2 부분에 전력을 공급하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 방법.
제17 항에 있어서, 상기 전압 감지 회로는 상기 감지 레지스터의 대향 측들에 연결된 제1 및 제2 입력과 차동 아날로그 출력을 갖는 차동 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류를 모니터링하는 방법.