CN110622010A - 电流分流监控器 - Google Patents

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Abstract

一种电流分流监控器(CSM)电路，用于监控经过感测电阻的电流。模拟电路提供与所述感测电阻两端的电压成比例的模拟输出信号。电源包括浮动电源和处于第一电压供电电平的固定电压电源。所述浮动电源以将电压输入端的电压电平和浮动接地电压电平作为参考的第二电压供电电平进行操作。所述电压输入端从高于所述第一电压供电电平的电压电平到低于所述第一电压供电电平的电压电平之间变化，并且至少当所述电压输入端的电压电平高于所述第一电压供电电平时，所述浮动电源将电力提供至所述模拟电路。一旦检测到所述电压输入端上的电压电平在数值上接近所述第一电压供电电平时，跨接电路将电力从所述浮动电源切换至处于所述第一电压供电电平的固定电压电源。

Description

电流分流监控器
相关申请的交叉引用
本申请是申请号为15/357,921、2016年11月21日递交的、题目为“电流分流监控器”(律师卷号：WTCT-33181)的美国申请的PCT国际申请，该美国申请的全部内容通过引用的方式并入本文。
技术领域
本申请大体上涉及无线电力传输(wireless power transfer，WPT)系统。
背景技术
无线充电，也被称作无线电力传输(WPT)，是一种能够使电源将电磁能跨过间隙传输至电负载而不需要互联电缆的技术。WPT的两个方向是辐射式无线充电和非辐射式充电，辐射式无线充电通过例如辐射电磁、超声波或者声波来传输能量，而非辐射式充电通过振荡电磁场来传输能量。
无线电力传输系统可以包括电力发射器单元(power transmitter unit，PTU)和电力接收器单元(power receiver unit，PRU)。发射器可以包括将电力供应至发射器谐振器线圈的部件，该发射器谐振器线圈与接收器中的接收器谐振器线圈耦合。接收器可以耦合至一个或多个负载，例如那些移动电子设备、医疗设备、车辆等。为了节约效率，在接收器和发射器之间具有一些类型的通信路径是有益的。
发明内容
在本发明的一个方面中，所公开的特征在于一种电流分流监控器(current shuntmonitor，CSM)电路，该电路用于监控经过感测电阻的电流，所述感测电阻设置在电压输入端的高压侧附近。所述CSM电路包括：模拟电路，该模拟电路具有第一输入端和第二输入端以及输出端，所述第一输入端和第二输入端在所述感测电阻的相对侧连接穿过所述感测电阻，所述输出端用于提供与所述感测电阻两端的电压成比例的放大的模拟输出信号。提供电源，该电源包括固定电压电源(fixed voltage power supply)和浮动电源(floatingpower supply)，该固定电压电源被配置以提供在相对于系统接地参考电平的第一电压供电电平进行操作的第一电压输出。所述浮动电源被配置以将所述电压输入上的电压电平和浮动接地电压电平作为参考的第二电压电源电平进行操作，所述浮动电源向所述模拟电路的至少一部分提供电力，所述电压输入端的电压电平能够在高于所述第一电压供电电平的电压电平到低于所述第一电压供电电平的电压电平之间变化，并且所述浮动电源被配置以至少当所述电压输入端的电压电平高于所述第一电压供电电平时，向所述模拟电路的至少第一部分提供电力。所述CSM电路包括跨接电路，该跨接电路被配置为，一旦检测到所述电压输入端上的电压电平在数值上接近或者小于所述第一电压供电电平时，将电力从处于所述第二电压供电电平的所述浮动电源切换至处于所述第一电压供电电平的所述固定电压电源。
在所述CSM的另一个实现方式中，所述电压输入端上的电压电平是所述感测电阻的最高电压侧上的电压。
在所述CSM的另一个实现方式中，所述固定电压电源向用于所述感测电阻的最高电压侧上的电压值的所述模拟电路的至少第二部分提供电力。
在所述CSM的另一个实现方式中，所述模拟电路包括差分放大器，该差分放大器具有第一和第二输入端以及差分模拟输出端，所述第一和第二输入端连接至所述感测电阻的相对侧。
在所述CSM的进一步的实现方式中，所述差分放大器包括由数字开关控制信号控制的开关电容放大器，并且其中，当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出所述预定的电压值时，所述开关电容放大器的至少第一部分由所述浮动电源供电。
在所述CSM的进一步的实现方式中，所述固定电压电源向所述开关电容放大器的至少第二部分供电，并且其中，所述数字控制信号中的一些控制信号控制所述开关电容放大器的第一部分，而所述数字控制信号中的其他一些控制信号控制所述开关电容放大器的第二部分。
在所述CSM的进一步的实现方式中，以在系统接地参考电平与所述第一电压供电电平之间的电压电平接收所述数字控制信号，并且其中，电流电压感测电路包括电压变换器(voltage translator)，该电压变换器用于将控制所述开关电容放大器的第一部分的所述数字控制信号中的所述一些控制信号转换成转换的数字控制信号，以当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出所述预定的电压值时，在所述电压输入端的电压电平与所述浮动接地电压电平之间改变电压。
在所述CSM的进一步的实现方式中，所述开关电容放大器包括第一和第二开关电容，每一个开关电容具有电容的一个板，该板经由通过所述转换的数字控制信号中的一个控制信号控制的相应开关而能够连接至所述感测电阻的相应侧，并且所述第一和第二开关电容中的每一个具有电容的另一个板，该另一个板连接至由固定电源供电的差分输入模拟放大器的第一和第二输入端中的相应一个输入端，其中，所述开关电容放大器的第二部分包括所述差分输入模拟放大器。
在本发明的另一个方面中，本公开的特征在于一种电流分流监控器(CSM)电路，用于监控经过感测电阻的电流并且跨第一和第二电压域操作，所述感测电阻设置在电压输入端的高压侧附近。所述CSM电路包括电源，该电源包括固定电压电源和浮动电源。所述固定电压电源以所述第一电压域中的相对于系统接地参考电平处于所述第一电压电平的固定电压输出进行操作。所述浮动电源以在所述第二电压域中并且将所述电压输入端的电压电平和浮动接地电压电平作为参考的浮动的电压供电电平进行操作。提供有电压感测电路，该电压感测电路具有第一和第二输入端以及输出端，所述第一和第二输入端跨越感测电阻器连接到其相对侧上，所述输出端用于提供与所述感测电阻两端的电压成比例的放大的模拟输出信号。所述电压感测电路包括具有模拟电路部件的模拟电路，所述模拟电路部件以小于电压输入端上的最高额定电压的电路电源电压电平进行操作。所述浮动电源被配置以向所述模拟电路的至少第一部分提供电力，提供有跨接电路，该跨接电路被配置为，一旦检测到所述电压输入端上的电压电平在所述第一电压供电电平的预定的电压值以内，将对所述模拟电路的至少第一部分的电力从处于所述第二电压供电电平的所述浮动电源切换至处于所述第一电压供电电平的所述固定电压电源。
在所述CSM电路的另一方面中，所述模拟电路包括差分放大器，该差分放大器具有连接至所述感测电阻的相对侧的第一和第二输入端以及差分模拟输出端。
在所述CSM电路的进一步的方面中，所述差分放大器包括由数字开关控制信号控制的开关电容放大器，并且其中，当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出所述预定的电压值时，所述开关电容放大器的至少第一部分由所述浮动电源供电。
在所述CSM电路的进一步的方面中，所述固定电压电源向所述开关电容放大器的至少第二部分供电，并且其中，所述数字控制信号控制所述开关电容放大器的第一部分和第二部分。
在所述CSM电路的进一步的方面中，以在系统接地参考电平与所述第一电压供电电平之间的电压电平接收所述数字控制信号，并且其中，电流电压感测电路包括电压变换器，该电压变换器用于将控制所述开关电容放大器的第一部分的所述数字控制信号中的所述一些控制信号转换成转换的数字控制信号，以当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出所述预定的电压值时，在所述电压输入端的电压电平与所述浮动接地电压电平之间改变电压。
在所述CSM电路的进一步的方面中，所述开关电容放大器包括第一和第二开关电容，每一个开关电容具有电容的一个板，该板经由通过所述转换的数字控制信号中的一个控制信号控制的相应开关而能够连接至所述感测电阻的相应侧，并且所述第一和第二电容中的每一个电容具有电容的另一个板，该另一个板连接至由第二电源供电的差分输入模拟放大器的第一和第二输入端中的相应一个输入端，其中，所述开关电容放大器的第二部分包括所述差分输入模拟放大器。
在本发明的另一个方面中，本公开的特征在于一种用于监控经过设置在电压输入端的高压侧附近的感测电阻的电流的方法。所述方法包括以下步骤：利用电压感测电路在所述感测电阻的相对侧上感测该感测电阻两端的电压，并且提供与所述感测电阻两端的电压成比例的放大的模拟输出信号。提供以相对于系统接地参考电平的第一电压供电电平进行操作的固定电压输出。产生以所述电压输入端上的电压电平和浮动接地电压电平作为参考的第二电压供电电平。从所述第二电压供电电平为所述电压感测电路的至少第一部分供电，当电压输入从高于第一电压供电电平的电压电平变化到第一电压供电电平的预定电压值内的电压电平时，第二电压供电电平可配置以被保持在第二电压供电电平。至少当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出预定的电压值时，所述第二电压供电电平为所述电压感测电路的至少第一部分供电。一旦检测到所述电压输入端上的电压电平在所述第一电压供电电平的预定的电压值以内，将对所述电压感测电路的至少第一部分的电力从所述第二电压供电电平切换至所述第一电压供电电平。
在所述方法的另一方面中，所述电压输入端上的电压电平是所述感测电阻的最高电压侧上的电压。
在所述方法的另一方面中，所述第一电压供电电平向用于所述感测电阻的最高电压侧上的电压值的所述电压感测电路的至少第二部分提供电力。
在所述方法的另一方面中，所述电压感测电路包括差分放大器，该差分放大器具有连接至所述感测电阻的相对侧的第一和第二输入端以及差分模拟输出端。
附图说明
为了更完整地理解，现在参考结合所附附图的如下描述，在这些附图中：
图1示出了包括有发射器和接收器的谐振式无线电力传输(WPT)系统的框图；
图2示出了包括在WPT系统中的电流分流监控器(CSM)的一部分的框图；
图3示出了CSM的详细的框图；
图4示出了CSM以及相关联的电源的详细的框图；
图4A示出了利用跨接操作的浮动电源和固定电源的曲线图；
图5示出了CSM的电路图；
图5A至图5C示出了在跟踪/采样/放大期间的开关电容放大器的开关电容操作。
图6示出了浮动电源的示意图；
图7示出了跨接电路的示意图；
图8示出了电平移位器(level shifter)的示意图；
图9示出了示例性的无线电力发射器的框图；
图10示出了示例性的RF转换器的示意图；
图11示出了上述系统的简化的示意图，其中，电压传感器设置在低电压域中；
图12示出了上述系统的简化的示意图，其中，电压传感器设置在高电压域中；和
图13示出了在图12中的高电压域中的电压传感器的示意图。
具体实施方式
现在参见附图，其中，相同的参考数字在这里用于指代贯穿于所示出并描述的电流分流监控器(CSM)的相应视图和实施例以及所描述的其他可能的实施例中的相同的元件。这些附图并不必然按比例绘制，并且在一些示例中，这些附图在某些地方被扩大和/或简化，而仅用于说明的目的。本领域技术人员基于如下可能的实施例的示例而应当明了许多可能的应用和变化。
现在参见图1，其示出了示例性的无线电力传输(WPT)系统的框图，该系统包括电力发射单元(PTU)102，该电力发射单元102与电力接收单元(PRU)104交互。无线电力从PTU102传输至PRU 104。
PTU 102包括初级谐振器106，该初级谐振器106产生振荡磁场，以将电力无线传输至PRU 104。匹配电路108用于在功率放大器110与初级谐振器106之间交互。电源112用于从外部源中产生用于输入至功率放大器110的电力。控制器114用于控制电源112、功率放大器110、匹配电路108和初级谐振器106。控制器114与通信模块116交互，以便在双向信令路径118上与PRU 104通信。
PRU 104包括次级谐振器120，该次级谐振器120经由无线电力路径122与PTU 102的初级谐振器106交互。次级谐振器120的输出被输入至整流器124，用于将所述输出整流成直流(DC)电平，该DC电平随后被输入至直流-直流转换器126。这包括输出电力，其随后被输入至设备负载128。应当理解的是，多个负载可以与直流-直流转换器126交互。通信模块130可操作以经由信令路径118与PTU 102交互和与其相关联的通信模块116交互。控制器134设置在PRU 104上，用于与次级谐振器120、整流器124、通信模块130和直流-直流转换器126交互。
通信模块116和通信模块130用于在PRU 104和PTU 102之前提供反馈信令，用于控制充电操作的目的。以大约6.78MHZ的工业科学医学(industrial scientific medical，ISM)频带来产生无限电力。可以例如通过用于控制信令的带外(out-of-band)通信路径、并且以2.4GHZ的ISM频带进行操作来便于在信令路径118上的通信。例如，这种带外通信路径可以经由蓝牙(BLE)、Wifi或者无线电通信。
PTU 102可以在多种功能性状态下操作。一种功能性状态是配置状态，在该配置状态中，PTU 102进行自检，另一种功能性状态是PTU省电状态，在该PTU省电状态下，PTU 102周期性地检测初级谐振器处的阻抗的变化，以及一种功能性状态是PTU低功率状态，在该TU低功率状态下，PTU 102与一个或多个PRU建立数据连接。其他的状态有PTU电力传输状态，在该PTU电力传输状态下，PTU 102可以调节电力传输。其他的状态有本地故障状态，该状态在当PTU 102经历任何本地故障条件(例如超温)时发生。其他的状态有PTU锁定故障状态，该状态在当检测到异常对象或者当报告了系统错误或其他故障时发生。
PRU 104也可以具有多种功能性状态。一种是在PRU 104处于欠压时的空状态，一种是在PRU 104与PTU 102建立通信连接时的PRU启动状态，一种是在执行通信时的PRU接通状态，一种是当存在有过电压、过电流或者超温警报时或者当存在有必须关闭电力的错误时的PRU系统错误状态。
用于支持无线充电功能的示例性的通信协议可以为经由蓝牙低能耗(bluetoothlow energy，BLE)连接，用于控制电平、识别有效负载以及保护非兼容设备。在通信协议中可以具有三个步骤，第一个是设备检测，第二个是信息交换，以及第三个是充电控制。对于设备检测，PTU 102可以指示(beacon)电力直到PRU 104广播广告。PTU 102可以利用连接请求应答PRU广告。信息交换使PTU 102和PRU 104交换它们的静态和动态参数。当PTU 102可以提供足够的电力来满足PRU 104的需求的请求或者当PRU 104被授权接收能量时，开始进行充电控制。
如下文将要描述的，电流分流监控器(CSM)可以用于监控到初级谐振器106的电流，其可以提供信息，例如PRU 104的活动或者外部/异常对象的存在。例如，如果外部对象被放置在无线电力传输系统的附近，则可能在发射器处的反射阻抗中产生移位，从而导致了无线电力发射器(PTU 102)中流通的电流的变化。可以由控制器114经由CSM通过功率放大器的监控检测电流中的浪涌。
现在参见图2，其示出了与CSM相关联的PTU 102(其一部分PTU 102)的框图。在该部分PTU 102中，具有AC(交流)电源202，该AC电源202驱动离线逆变器(inverter)204，以在线路206上提供DC功率电压。这驱动总线调制器208，该总线调制器208是在100kHz至500kHz的范围内操作的直流-直流转换器208。电压线路210上的总线调制器208的输出端在节点212上提供总线电压VBUS。感测电阻214设置在节点212与节点215之间，该节点215输入至功率放大器216，该功率放大器216可以实现为射频(RF)逆变器或者直流/交流转换器。地线218设置在总线调制器208与功率放大器208之间，该功率放大器216可以实现为射频逆变器或者直流/交流转换器。感测电阻214可以被称为“电流分流电阻”。
节点212和节点215上的电流分流电阻214两端的电压被输入至电流分流监控器(CSM)220。CSM 220可操作以感测电阻214两端的非常小的电压(大约20mV的电压)，其中，在至210的线路上的电压可以在非常低的电压(接地以上)到上至20V至40V或者更高的范围内。在一些模式中，CSM 220可以感测由总线调制器208输出的电流，以检测PRU 102侧上的不规则性。此外，CSM 220还可以感测在PTU 102的“坡升(ramp up)”期间的电流。例如，PTU102可以以线性坡升方式来增加其电力，直到具有向PRU 104传递的足够的电力。在这种操作期间，监控PTU 102处的电流是有益的，因此有利于配置CSM220以从非常低的电压到非常高的电压(大约20V至40V或者更高)进行操作。
在当前实施例中，CSM 220可以为模拟控制集成电路(control integratedcircuit，IC)230的组成部分，该模拟控制集成电路与微控制器(microcontroller unit，MCU)单元232交互。功率放大器216也由脉宽调制(pulse width modulation，PWM)电路234控制。因此，除了匹配电路(未示出)之外，电源、总线调制器、功率放大器和谐振器形式的PTU 102的基础部件可以由模拟控制IC 230控制。模拟控制IC 230可以监控PTU 102的基础部件的操作，并且从MCU 232获取配置信息。
现在参见图3，其示出了CSM 220的更详细的视图。CSM 220的输出被输入至单端放大器302，该单端放大器302接收参考节点306上的模拟接地GNDA的两个差分输入。CSM 220的两个差分输出分别经由电阻308和电阻310被输入至差分放大器302的两个差分输入端，并且反馈电阻314设置在一个输入端到输出端之间。节点316上的输出随后被输入至模拟多路复用器(未示出)，该模拟多路复用器设置在模拟控制IC 230上，将多个模块多路复用至输出端。
现在参见图4，其示出了整体的电源以及CSM 220的数字控制操作的示图。该整体的系统被定义为具有低电压模拟侧402和高电压模拟侧404，注意的是高电压侧404是电压电平可以在高电压域中以高电压电平存在的一侧。示出了将两侧分开的虚线406。低电压域中的低电压侧402在大约为5.0V的标准固定模拟电压下操作。在该实施例中，在高电压侧404和低电压侧402的模拟电路以5.0V的低模拟电压(即，具有0.0V至5.0V的供电电压电平)电平操作。在高电压侧404，在节点212和节点215上的实际电压电平可以为高达20V至40V(或者更高)的电压电平，并且还可以为低至0.0V的电压电平。然而，在高电压侧404的模拟和/或数字电路以大约5.0V的电压值操作。因此，即使在节点210上的VBUS处的电压电平高于5.0V的低电压电平，其也可以适用。没有这种电压(即操作以5.0V的供电电压电平操作)的下降，为了安全操作，一些或所有的部件将需要高电压额定值。因此，CSM 220被分成低电压部分410和高电压部分412，与CSM相关联的模拟电路被分成在低电压部分410中的一部分和高电压部分412中的一部分之间。在两个部分410和412之间具有隔离部分414。数字控制部分418用于控制低电压部分410和高电压部分412。电源420用于输出参考GNDA的5.0V的处于固定电压电平的电压，并且为CSM 220的低电压侧402上的数字控制器418和CSM 220的低电压部分410供电。
数字控制器418在数字控制线路419上产生用于输入至低电压部分410的数字控制信号，其中，数字控制器电压电平被限制在由电源420输出的5.0V的上限电源电压电平。数字控制器418在数字控制线路421上产生数字控制信号，以控制高电压部分412。这些数字控制信号被输出到数字控制线路421上，并在控制高电压部分412时，这些信号通过电平移位器430被处理。电平移位器430将上、下轨道电压电平移位直至控制低电压模拟部件所需的范围，所述低电压模拟部件存在于高电压部分412中，将在下文进行描述。例如，如果轨到轨(rail-to-rail)数字电压在0V到5V之间，并且节点212上的高电压电平为40V，那么在“已移位的”数字控制线路431上的由电平移位器431输出的数字控制电压的轨到轨电压范围将具有5.0V的轨到轨数字电压电平，其由节点212上的以35V的浮动参考电平或接地电平作为参考的40V电平所造成。
由于存在以两个不同电压电平(高电压部分412和低电压部分410)操作的两个不同的部分，应当注意的是这两个部分中的每一个部分在不同的电压域中操作。如将在下面进行详细描述的，每一个部分具有在其中操作的开关模拟电路，该开关模拟电路具有与其相关联的额定电压操作范围(即这些模拟电路和与其相关联的数字控制电压可以安全地操作的电压)。这样，该模拟电路必须在其特定电压域内操作，使得输入至模拟电路或者从该模拟电路输出的模拟电压以及相关的数字开关电压的范围在特定的电压域内操作。例如，当电流感测电阻214的一侧上的节点212上的电压为高电压(例如，40V的高电压)时，那么该电压应当存在于高电压域中。在节点215上的电流感测电阻的另一侧上的电压可以是较低的电压(大约20mV或更低)，但是该电压依旧应当存在于所述高电压域中。在数字控制线路431上的数字控制电压也应当被限制在高电压域中。对于在与低电压部分相关联的低电压域中的模拟电压和数字开关电压，它们应当存在于低电压域中。
为了在节点212上的电压在由电源420输出的5.0V的电压电平以上的操作条件，提供有跨接器(crossover)/电平移位器432，其可操作以接收来自节点212的高电压电平作为高电压参考电平以及接收来自电源420的5.0V电平。当节点212上的电压高于电源420的5.0V电平时，在线路436上的跨接/电平移位器432的输出电压范围是“浮动”的电压范围。术语“浮动”指这样的操作：其中节点212上的电压提供高电压电平作为浮动电源电压(其为高电压部分412供电)的上轨电压以及提供相对于节点212上的上轨电压(其在节点212上的电压以下“浮动”大约5.0V的电压电平)的“浮动”参考电压。典型地，多数低电压模拟和数字电路可以在3.2V至5.0V的电压范围上操作。因此当节点212上的电压高于由电源420输出的5.0V的固定电压电平时，在节点212上的电压与浮动接地参考电压(未示出)之间的实际电压，即“浮动电源电压”被保持在大约等于电源420的固定电压电平。该浮动电源提供可以在与电路(其与CSM 220的高电压部分412相关联)的操作相关联的低电压模拟部件的额定操作电压范围内的操作电压。该电路由模拟开关(其将在下文进行描述)以及一些数字电路组成。当节点212上的电压降至接近于或者低于电源420的固定电源输出的5.0V电平的电平时，其可以在电平移位器432处从浮动电源输出切换到电源420的输出。
现在参见图4A，其示出了描述有浮动电源的电压输出以及其移位至由电源420输出的固定电压的曲线图。在节点212上的上轨道电压被标记为VDDH，浮动参考电压被标记为VSSH。VDDH与VSSH之间的电压差包括浮动电源电压范围，并且等于或小于电源420的固定的操作电压，该固定的操作电压在VDDA(固定电源20的正电压)与GNDA(固定电源420的参考电压电平或者接地电压电平)之间的电压范围上进行操作。浮动电源电压可以至少处于足以操作在高压部分412中使用的低压模拟电路部件的电平(参见下文所描述的图5、图5A至图5C以及图6至图9)。应当注意的是，在高电压部分412中的这些低电压模拟电路部件可以以浮动参考电压VSSH与上轨道电压VDDH之间(典型地，VSSH或者VDDH处)的电平来接收由数字控制块418产生的数字控制信号。通过电平移位器430，它们可以分别从VDDA以及GNDA向上移位至该范围。当节点212上的电压降至大约等于由电源420输出的模拟电压电平的电压时，由跨接电平移位器432输出的电源电压在点450处可以跳跃至或者切换至由电源420输出的固定的模拟电压。如果这里没有切换，那么当浮动电压参考VSSH等于GNDA时，在VDDH与VSSH之间的电压差下降。这将在下文进行更详细的描述。此外，VSSH的电平会与GNDA和模拟电压地接地处的电平一样低，并且VDDH的值持续地下降，如虚线452所示。
现在参见图5，其示出了CSM 220的电路图。CSM 220被分成了高电压部分412和低电压部分410。隔离部分412由两个电容502和504组成。其是开关电容放大器。高电压部分412由多个开关组成，所述开关被称为T门开关。它们可操作以将感测电阻214的任一侧上的任一节点(212和215)上的电压采样到电容502和504的相应电容。这里具有第一T门506，该第一T门506设置在节点212与节点506之间并且与电容502的高电压侧交互。第二T门510设置在节点215与节点512之间并且与电容504的高电压侧交互。在节点512与节点508之间设置有T门518。这三个T门506，510和518便于采样并且保持用于开关电容放大操作的操作。这些T门在高电压侧上操作但是利用低压部件实现，并因此需要小于最大电压(其将会出现在两个节点212和215中任一个上)的浮动电压。
如将在下文描述的，还提供有T门524，该T门524设置在正参考电压VPREF与节点508之间。互补T门526设置在负参考电压VNREF与节点512之间。这两个门524和526用于校准的目的。如上面所指出的，感测电阻214和节点212和215两端的电压可以低至20mV。可以提供跨越T门524和526的正负参考电压输入(VPREF，VNREF)两端的输入电压，以校准系统。
在低电压侧402，具有两个串联设置的差分放大器528和530。电容502的低电压侧连接至放大器528的负输入端，电容504的低电压侧连接至放大器528的正输入端。放大器528的共模电压输入端连接至共模电压VCM，该共模电压VCM设置在VDDA和模拟接地GDNA之间的大约中间的电压处，该电压由低电压模拟电源420输出。在示例性的实施例中，该VCM电压大约为2.4V。每一个放大器528和530提供在VDDA与GDNA之间连接的供电输入，即它们在低电压电源420上以从其输出的固定电压工作。
反馈电容532设置在放大器528的负输入端与放大器528的正输出端之间(放大器528和530为反向放大器)，并且N沟道开关晶体管534具有连接电容532两端的源极/漏极路径。类似的，反馈电容536设置在放大器528的正输入端与放大器528的负输出端之间。N沟道开关晶体管538具有连接电容536两端的源极/漏极路径。反馈电容540连接在放大器530的负输入端与放大器530的正输出端之间，并且N沟道开关晶体管542具有连接反馈电容540两端的源极/漏极路径。反馈电容544连接在放大器530的正输入端与放大器530的负输出端之间，并且N沟道开关晶体管546具有连接反馈电容544两端的源极/漏极路径。到放大器530的共模输入端也连接至VCM。放大器528的正输出端通过增益调节电容548连接至放大器530的负输入端，放大器528的负输出端通过增益调节电容551连接至放大器530的正输入端。
增益调节电容548和551是可编程的电容组，每一个电容组包括不同电容值的电容。通过选择这些与关联的反馈电容540和544有关的电容和电容值，可以选择性地改变放大器530的增益。典型的，每一个电容540和544具有“C”值，并且形成增益调节电容548和551的每一个电容组中的可选择的电容的值可以在一定范围(例如，“10C”，“4C”，“2C”和“C”)。在一些实施例中，增益调节电容548和551中的电容可以以并联配置进行组合，使得例如可以提供“17C”的值。这种配置的目的也是能够调节放大器530的增益。在一些情况下，增益调节电容548和551可以被调节至相同的值。
提供有双端到单端放大器550，以放大放大器530的输出端，并且在标记的VCSM上提供单一的输出。放大器530的正输出经由串联电阻552输入至放大器550的负输入，类似的，放大器530的负输出经由串联电阻554输入至放大器550的正输入。反馈电阻556设置在放大器550的负输入与该放大器550的输出之间，放大器550的输出提供放大的模拟电压VCSM。
现在参见图5A至图5C，其示出了用于操作在高电压侧和低电压侧的各个开关的步骤。在图5A中示出的“跟踪”阶段中，可以看出起初开关506和510处于闭合位置并且开关518处于断开时，感测电阻器214两端的电压设置在电容器502和504的相应高压板上。电容502和504的高电压板经由相应开关506和510连接至相应节点212和215，并且电荷流向这些节点212和215或者从这些节点212和215流向电容502和504的相应高电压板。在低电压侧，与放大器528相关联的反馈电容532和536的低电压板通过处于闭合位置的开关534和538对放大器528的相应输出端短路。这使得放大器528成为联合增益放大器。类似的，连接至放大器530的相应负输入端和正输入端的电容540和544的板通过开关542和546对放大器530的相应输出端短路，从而使放大器530成为联合增益放大器。因此，放大器528和530的正输出端和负输出端上的电压可以为放大的共模电压。开关534，538，542和546由开关控制信号ph1进行控制，并且开关506和510由ph1的延迟版本ph1d进行控制。开关518由开关控制信号ph2进行控制。这些控制信号为用于开关电容器操作的开关阶段，如将在下文描述的。
在该“跟踪”阶段中，在放大器528的每一个正输入端和负输入端上的电压保持在共模电压VCM加/减偏置VOFF。因此，在负输入端上的电压可以为VCM-VOFF/2，和在正输入端上的电压可以为VCM+VOFF/2。在该阶段，可以看出开关506和510均闭合，因此节点212上的电压被施加至电容502的高电压板，并且节点215上的电压被施加至电容504的高电压板。如上所述，穿过电阻214的电压可以为大约20mV。如果高电压电平为20V左右，那么节点212上的电压可以为20V而节点215上的电压可以为不同于20mV的19.980V。由于电容502和504上的低电压板上电压为VCM+/-VOFF，在这两个电容的每一个电容处可以有不同的电荷。电荷可以由关系式Q＝CV定义。此时，由于开关534和538闭合，在反馈电容532和536(也可以称为积分电容)上没有存储电荷。
在操作的第二步，如图5B中示出的“采样”阶段，通过改变信号ph1的状态来打开放大器528上的开关534和538并且打开放大器530上的开关542和546，放大器528和530被设置在开环模式中，但是开关506和510保持闭合，因为信号ph1d(其是ph1的延迟版本)的状态没有改变。此时，在与电容502和504的低电压板上的放大器528的负输入端和正输入端或者与连接到放大器528的输入端的电容532和536的板的负输入端和正输入端相关联的节点处不会发生变化。
在下一步，在图5C中，信号ph1d改变开关506和510的状态，使得它们打开，并且信号ph2改变开关518的状态并且开关518闭合。其一起短路电容502和504的两个高电压板，从而使两个电容502和504之间的电荷重新分配。由于电容502和504显著地比电容532和535大(例如，大于100倍)，并且由于放大器528的负输入端和正输入端上的电压基本保持在VCM+/-VOFF，因此电荷的重新分配可以改变放大器528的正输出端和负输出端上的电压。这会导致最初电容器502和504的高电压板两端的电压差放大。由于电容548和551上的电压因此发生变化，这也可能导致根据电容544和540与相应的电容器551和548之间的比率，使电荷重新分配到电容540和544，注意放大器的增益是根据一个或多个输入电容(548/551)–CIN与一个或多个反馈电容(540/544)–CFB的比、通过关系式VOUT/VIN≈CIN/CFB来定义的。电容548和551显著地大于积分或反馈电容540和544，它们的比定义了放大器530的增益。这是放大器528的输出的放大操作，该放大器随后由放大器550被再次放大。
应当注意的是，在所述操作期间，通过流入至低电压电源或者从该低电压电源流出的电荷来便于对与低电压侧相关联的电容的充电和放电，其中高电压侧上的开关使电荷从高电压节点212和215流入到相应电容502和504的高电压板，或者从相应电容502和504的高电压板流入到高电压节点212和215。高电压(浮动)电源操作以限定高电压域，其使数字开关电压和感测的模拟电压值输入至T门506，510，518，524和526，以存在于电压域中。例如，如果节点212上的电压为20V且节点215上的电压为19.980V，并且电平移位数字控制信号在20V和15V之间切换，那么设置在节点212上的20V的电压与35V的浮动参考电压之间的高电压供电足以确保T门506，510，518，524和526完全关断或者完全接通。总电荷几乎没有变化，因为电容502和504的高电压板上的电压大约停留在高电压水平(例如20V)，而电容502和504的低电压板基本上保持在电压VCM+/-VOFF。
比较而言，当开关534，538，542和546打开时，放大器528和530将其相应正/负输出从共模电压驱动到高/低电压，这是采样阶段和放大阶段期间电荷重新分配到相应电容532，536，540和544的结果。该操作所需的电力包括在采样和放大阶段从固定电源420向相应输出节点的驱动电流，以为反馈电容器充电并且使输出稳定。如果放大器528和530设置在高点压域中，则可能需要在浮动电源上的更大的负载。
在操作中，开关506，510和518以及电容502和504操作为电平转换器。这些部件通过将电荷分配到电容532和536，将设置在电阻214两端的电压转换为放大器528的输出，以在放大器528的输出端上提供放大的电压。这种电平转换允许开关电容放大器利用实际电压在低电压域中操作，所述实际电压从电阻器214的对侧传输到电容502和504的上板，从而对其进行相应的充电。该操作可以在高于低电压域的电压的任何电压下操作。对于此操作，放大器528和530的共模电压对高电压域中的电压不敏感。与开关电容放大器的操作相关联的操作(例如自动调零)可以在低电压域中执行，而与电阻214的任一侧上的绝对电压无关。
现在参见图6，其示出了浮动电源的示意图，当节点212上的电压高于图4A中示出的电源420的固定电压时，该浮动电源在线路436上提供有电压输出。交叉开关(crossoverswitch)602用于在其相应输入端上接收高电压电源电压VDDH和模拟低电压电源电压VDDA。此外，模拟接地GNDA也作为输入。交叉开关602的输出设置在节点604上作为电源电压VSUP并且高电压参考VSSH设置在节点606上。电源电压VSUP是提供至高电压部分412的高压侧电压电平，并且提供至高电压部分的接地参考电压是VSSH。应当注意的是，在切换之后，VSSH将约等于GNDA，如下文将要描述的。齐纳(Zener)二极管610设置在节点604与节点606之间，该齐纳二极管610具有连接至节点606的正极以及连接至节点604的负极。齐纳二极管610两端的击穿电压大约为5.0V或者小于5.0V。因此，节点604和606两端的电压不能超过齐纳二极管击穿电压。
提供晶体管612，其具有连接在一起且连接至节点604的源极/漏极路径，和连接至节点606的栅极，该栅极形成了P沟道晶体管电容。这里提供有一些电容，以将电流供应至节点604上的输出VSUP。为了向齐纳二极管610提供偏置，偏置电流经由线路613被提供至节点614。通过线路613的该偏置电流提供有电流镜。所述电流镜由N沟道晶体管616组成，其具有连接至节点618的源极和连接至节点620的漏极，并具有输入至晶体管616的漏极的偏置电流IBIAS，并且在二极管配置中晶体管616的栅极和漏极连接在一起。节点618连接至N沟道晶体管617的源极/漏极路径的一侧，源极/漏极路径的另一侧连接至模拟接地GNDA，并且晶体管617的栅极连接至VDDA。节点620连接至电容配置的N沟道晶体管622的一侧，其另一侧连接至GNDA。节点620连接至N沟道晶体管624的栅极，N沟道晶体管624的源极/漏极路径连接在节点614与N沟道晶体管626的源极/漏极路径的一侧之间。晶体管626的源极/漏极路径的另一侧连接至模拟接地GNDA，并且晶体管626的栅极连接至VDDA。节点614也连接至N沟道晶体管628的源极/漏极路径的一侧，其源极/漏极路径的另一侧连接至N沟道晶体管630的源极/漏极路径的一侧，晶体管630的源极/漏极路径的另一侧连接至模拟接地GNDA并且晶体管630的栅极连接至控制电压Vcontrol。因此，当利用控制电压Vcontrol接通晶体管630时，通过晶体管616和617提供的电流被镜像到串联连接的晶体管624和626以及串联连接的晶体管628和630上。这提供了足以接通齐纳二极管610的偏置电流。然而，节点606上的电压(用于高电压电源的参考侧电压VSSH)将不会拉低到节点604上的电源电压VSUP以下，超过齐纳二极管610的齐纳二极管击穿电压。因此，由于电压VDDH从节点212上的高电压(例如，20V)变化到高于低电压电源的电压，节点604和606两端的电压不会超过齐纳二极管610的齐纳击穿电压。然而，当节点606足够低至小于齐纳二极管610的击穿电压时，齐纳二极管610可以开始截止。其结果是如果节点604连接至VDDH并且VDDH降到VDDA以下，在节点604和节点606之间的电压将降低到所需电压以下。切换至VDDA使得当VDDH降到VDDA以下时，节点604与节点606之间的电压不会降低到特定值以下。当VDDH高于VDDA时，节点604和节点606两端的电压保持在齐纳二极管610的击穿电压，只要电压VDDH高于电压VDDA。这是交叉开关602的目的，其将结合图7进行讨论。
现在参见图7，其示出了交叉开关602的示意图。节点604被连接至P沟道晶体管702的源极/漏极路径的一侧，其源极/漏极路径的另一侧连接至与电压VDDH相关联的阳极704。节点704也与感测电阻214的高压侧上的高电压节点212相关联。连接晶体管702，使得其主体(bulk)连接至源极，并且漏极连接至节点704。第二P沟道晶体管706具有连接至节点604的源极以及连接至与模拟电压VDDA相关联的节点710的漏极。晶体管706的主体连接至其源极。晶体管702的栅极连接至逆变器712的输出端，该逆变器的输入端连接至节点714，节点714连接至晶体管706的栅极。逆变器712具有连接至节点604的正电源电压以及连接至节点606上的高电压参考VSSH的参考供电电压电平。因此，逆变器712通过设置在节点604和节点606两端的任何电压来供电。
电阻分压器节点704上的高压VDDH通过电阻分压器与抽头节点722连接，所述电阻分压器由两个串联连接的电阻718和720组成，所述抽头(tap)节点722提供用于输入至具有磁滞的比较器724的分压。类似的，节点710上的电压VDDA通过由两个串联的电阻728和730组成的电阻分压器来分压，抽头节点732上的分压被输入至比较器724的其他输入端。比较器724具有连接至节点710的正电源输入以及连接至模拟接地GNDA的参考或者VSS输入，因此从低电压侧被供电。当节点704上的电压VDDH下降到非常接近稍微高于VDDA的电平时，比较器724的输出驱动N沟道晶体管736的栅极为高，接通晶体管736，其中晶体管736的源极连接至模拟地GNDA且其漏极连接至节点714，因此将晶体管706的栅极拉低并使其接通。当节点714被拉低时，逆变器712的输出升高，截止晶体管702。应当注意的是，当晶体管706被截止时，晶体管706在其源极/漏极路径的一侧上具有电压VDDH以及在其源极/漏极路径的另一侧上具有电压VDDA。这将导致高电压跨过该晶体管，因此晶体管706是相对高压的晶体管是有益的。电阻707设置在节点604与节点714之间，其可以在晶体管736被截止时将晶体管706的栅极拉高至节点604，从而截止晶体管706。然而，这意味着节点714可以为高，从而导致了晶体管736的源极为高，可能处于VDDH。因此，晶体管736也为高电压晶体管是有利的。
现在参见图8，其示出了将在低电压侧402上产生的数字控制信号好转换成高电压侧404上的数字控制信号的示意图。控制电压输入信号(例如ph1)在节点802上被输入到第一逆变器的输入端，该第一逆变器由两个串联连接的晶体管组成，即连接在VDDA和GNDA之间的串联连接的P沟道晶体管804和N沟道晶体管806，其中P沟道晶体管804连接在VDDA与输出节点808之间，N沟道晶体管连接在节点808与GNDA之间，这两个晶体管的栅极连接至节点802。节点808被连接至第二逆变器的输入端，该第二逆变器由两个串联连接的晶体管组成，即在VDDA与节点812之间连接的P沟道晶体管810以及在节点812与GNDA之间串联连接的N沟道晶体管814，这两个晶体管的栅极连接至节点808。节点808上的第一逆变器的输出端被连接以驱动该N沟道晶体管820，该N沟道晶体管820具有连接在节点822和GNDA之间的源极/漏极路径。节点812上的第二逆变器的输出端连接至N沟道晶体管824的栅极，该N沟道晶体管824的源极/漏极路径连接在节点825和GNDA之间。
从图7中的交叉开关602中选择的节点604上的电压输出是VSUP并且在该配置中被示出为VDDH，但是电压VSUP被理解为电源电压VDDH和VDDA中的最高的一个的输出。节点604上的电压被连接至两个P沟道晶体管830和832的源极，这两个P沟道晶体管连接在交叉耦合锁存配置中。晶体管830具有连接在节点604和锁存节点834之间的源极/漏极路径。P沟道晶体管832具有连接在节点604和锁存节点836之间的源极/漏极路径。晶体管830的栅极被连接至锁存节点836并且晶体管832的栅极被连接至锁存节点834。P沟道晶体管837具有连接至节点834的源极以及连接至节点825(该节点连接至晶体管824的漏极)的漏极，并且晶体管837的栅极被连接至节点606上的VSSH。P沟道晶体管838具有连接至节点836的源极、连接至节点822的漏极以及连接至节点606上的VSSH的栅极。弱锁存器具有两个N沟道晶体管840和842。N沟道晶体管840具有连接至锁存节点836的漏极、连接至节点606上的VSSH的源极以及连接至锁存节点834的栅极。N沟道晶体管842具有连接至锁存节点834的漏极、连接至节点606上的VSSH的源极以及连接至锁存节点836的栅极。锁存节点836包括锁存器的输出，该锁存器的输出被输入到逆变器844的输入端，该逆变器844的输出端连接至第二逆变器846的输入端，以及该第二逆变器846的输出端提供以电平移位输出的信号输出。例如，如果输入端上的控制信号是ph2，那么来自逆变器846的输出将为从节点802上的输入端稍微延迟的ph2，并且反向的输出将从节点848上的逆变器844的输出端提供。
当节点802上的信号上升至逻辑高时，其将节点808拉低,截止晶体管820并且从822移除电流阱。变低的节点808将晶体管810的栅极拉低，因此晶体管810接通且晶体管814截止，这进一步升高节点812并且接通晶体管824，以拉低节点825。当节点825变低，其拉低晶体管837的漏极，从而使电流通过并且拉低节点834。其接通晶体管832，拉高节点836。变高的节点836截止了在节点836上锁存逻辑高的晶体管832。这导致了逆变器846的输出端上的逻辑高以及逆变器844的输出端上的逻辑低，以控制相关联的T门，注意到来自锁存器848的输出提供了数字控制信号ph1d和ph2中的一个，所述数字控制信号ph1d和ph2用于控制门506，510，518，524和526。当节点834变低时，晶体管840截止，以使节点836变高，其接通晶体管842将电流从节点834拉到VSSH节点606。如上面所描述的，晶体管840和842具有锁存器，以保持节点836上的逻辑状态。
当节点802上的逻辑状态变低，其接通晶体管804并且可以拉高节点808，接通晶体管814和820，拉低节点812和822，并截止晶体管824。截止晶体管824使节点835“浮动”。接通晶体管820可以拉低节点836，结果是当节点606上的VSSH在GNDA以上时，P沟道晶体管838的漏极被拉到其栅极电压以下。然后通过晶体管838的源极/漏极路径的传导可以接通晶体管830并且拉低节点836，截止晶体管842并接通晶体管830并拉高节点834。这会导致逆变器844和846的输出端上的逻辑状态切换至相反的逻辑状态。这确保逆变器844和846的输出端上的逻辑状态被限定在节点604和606之间的电压范围中，即低逻辑状态为VSSH，高逻辑状态为VDDH。
当节点802上的逻辑状态变高时，发生与上述节点825被拉低、接通晶体管837并拉低节点834、接通晶体管832并拉高节点836的操作相反的操作。这使得接通晶体管842，将节点834锁存为低，并且节点834变低，截止晶体管840，将节点836锁存为高。
上述操作是关于节点604(VSUP)上的电压进行描述的，该电压通过接通晶体管702(参见图7)而处于通过跨接电路602从节点704选择的电压VDDH。具体参见图6，当节点212上的电压VDDH的值开始下降到VSUP上的电压(存在这样的条件，其中VDDH是通过跨接电路602选择的节点604上的所选电压)等于大约齐纳二极管610的齐纳击穿电压的点时，节点606上的电压VSSH将通过晶体管624和626被拉至GNDA上的参考电压。随着电压VSUP持续下降，流过齐纳二极管610的电流将下降，并最终变为零。具体参见图7，当节点722上的电压(分压VDDH)降到节点732上的电压(分压VDDA)以下时，晶体管736被接通，并且电压VDDA将由晶体管706选择作为VSUP用于在节点604上输出。具体参见图8，当节点606上的VSSH实质上等于电压GNDA时，晶体管837和838都将接通。这将使晶体管824和820控制相应节点834和836上的电压。在该配置中，逆变器844和846输出端上的数字输出电压将是范围在GNDA和VDDA之间的数字电压，即被限制在第一电压域内的数字电压。
现在参见图9，其示出了仅关于Tx侧的上面图2中示出的无线电力发射器的框图。总线调制器208的输出端被示出为向RF逆变器902提供电压VBUS和电流IBUS。RF逆变器902可操作以将DC电压转换成AC电压用于传输至发射线圈906。RF逆变器902的输出被提供至阻抗匹配电路904，以将发射线圈906的阻抗与其周围环境匹配。由RF逆变器902输出的驱动电压VTX利用AC信号和电流ITX驱动线圈906。信号控制器230通过从辅助电源转换器910(其是直流到直流转换器)输入的辅助电源供电。信号控制器230与通信模块912交互，该通信模块可以是与天线914交互的蓝牙低能耗(BLE)通信模块。天线914可以与接收单元(未示出)通信。
可以看到信号控制器230在与低电压部分相关联的固定电压域中操作。这样，低电压部分中的数字电路可以被配置以由辅助电源转换器910产生的固定的低电压进行操作。由于电压VBUS是可以在远高于或低于与信号控制器230的操作相关联的固定电压的范围内的浮动电压，该部分被指示为存在于浮动电压域中，也即高电压部分中。电流感测监控器(CSM)220被示出为桥接两个电压域，即固定电压域和浮动电压域。这使得CSM 220与节点212和215交互并且在两个电压域中由信号控制器230进行控制。此外，可以看到信号控制器230也可以控制总线调制器208、RF逆变器902和阻抗匹配电路904。
现在参见图10，其示出了RF逆变器902的示意图。由总线调制器208输出的电压VBUS在节点1010上被输入至两个开关1012和1014的输入端。在一些实施例中，所述开关可以连接在线圈906的任一侧上。在其他的实施例中，所述开关可以连接至阻抗匹配电路904的输入端。设置有两个开关1016和1018，它们从线圈906的两侧连接至接地。所述开关被控制，以产生频率为6.78MHz的AC电压。通过线圈906的电流可以保持在大约恒定的电流，可变电压VBUS可操作，以改变传递至线圈906的电力。通过利用电流感测电阻214和CSM 220监控电流，可以在将电力经由线圈906传递至接收单元的同时，将通过线圈906的电流保持在恒定水平。可以通过单个的控制器230控制开关1012至1018。
现在参见图11，其示出了本文所描述的系统的简化示意图，其中，电流感测监控器220的电压感测部分设置在低电压域中。在该实施例中，电压感测电流1102设置在低电压域中并且以固定电源420的电压电平从固定电源420接收电力。电压感测电路1102由开关电容放大器的部分组成，该开关电容放大器包括图5中的低电压域402中的放大器528和530。设置在高电压侧域404中的电容502和504和开关506，510和518形成设置在高电压域中的电压变换器1104，作为浮动电路1106。通过开关1108的选择，浮动电路1106由浮动电源1107或者固定电源420供电。开关1108对应于图6中的跨接器(crossover)602。控制器230存在于低电压域中并且可操作以产生数字控制信号，该数字控制信号随后被输入至数字电压移位器1110，以将电平转换的数字电压从低电压域输出至高电压域，并且当开关1108切换到固定电源的输出端时，数字电压移位器1110的输出端也连接至开关1108的输出端。这在上文中针对图8的电路进行了描述。如上文所描述的，在操作时，电阻214两端的感测电压从高电压域转换降至低电压域，用于由电压感测电路1102进行处理。电压变换器1104具有设置在其中的有源设备，所述设备额定(rated)在浮动电源1107或固定电源420的范围内。与图5中的开关电容放大器相关联的两个电容(电容502和504)额定在高电压域的最大电压，并且根据开关电容放大器的操作，便于电阻器214两端的电压电平转换为放大器528的正和负输出端两端的电压。
现在参见图12，其示出了替选的实施例，其中，在高电压域中的浮动电路1106中便于电压感测操作。在该操作中，电压感测电路1202可操作以接收节点212和215上的电阻214两端的电压作为输入，并且作为输出提供至电压变换器1204，以将该电压向下电平转换成低电压域中的控制器230的输入。在该操作中，与浮动电路1106相关联的包括有源设备和无源设备的电路将至少额定在浮动电源1107或者固定电源420中的最大的额定电压。这允许电压感测操作发生在高电压域中，但是由控制器230进行的处理发生在低电压域中。当节点216上的电压下降到固定电源420的输出电压电平以下时，开关1108将浮动电路1106的操作切换至电源420的输出电压。
现在参见图13，其示出了图12的电压感测电路1202和电压变换器1204的示意图。通常，该电路使用作为电流到电压转换器的跨阻抗放大器。差分输入放大器1302具有连接至节点215的正输入端，以在该差分输入放大器的输入端上接收电压Vn。差分输入放大器1302的负输入端连接至节点1304，该节点1304通过电阻Rx 1306连接至节点212(连接至电压Vp)。由于其高开环增益，差分放大器1302的负输入保持等于正输入端上的电压，并因此由Vn(即差分输入放大器1302的正输入端上的电压)标记。放大器1302的正电源节点连接至开关1108的输出端上的节点604并且放大器1302的接地电源节点连接至节点606上的浮动接地。放大器1302的输出端连接至P沟道晶体管1308的栅极，P沟道晶体管1308的源极连接至节点1304并且其漏极连接至输出电压节点1310。该晶体管1308为高额定电压晶体管，因为节点216与模拟接地之间的完全电压可以被设置在其源极/漏极路径两端。放大器1302为电压到电流转换器，该转换器驱动输出电流(以Ix标记)通过负载电阻Ry 1312，其中，负载电阻1312是设置在低电压域中的电阻，并且节点1310也设置在低电压域中，也即，节点1310上的电压处于在固定电源420的范围内的电压电平。如上文所描述的，开关1108可操作以在固定电源420的输出端上的节点1316上的电压之间进行切换，以向放大器1302提供电力。
在操作中，电流Is流过电阻Rs 214。由于放大器1302的负输入端上的电压与正输入端上的电压相同，电阻214和1306两端的电压Vn相同，使得IxRx＝IsRs并且Ix＝(Is)Rs/Rx。电阻Ry 1312两端的电压被定义为Vout＝IxRy，并且将比例因子α(其为(Ry)Rs/Rx)带入Ix的关系式：Vout＝(RyIs)Rs/Rx或Vout＝αIs。因此，通过电阻214的电流Is与电阻Ry,Rs和Rx的阻值成比例。为了处理高电压域中的感测操作，执行将通过电阻214的电压转换为电流，以驱动电阻1312，并然后将该电流Ix转换为与电阻214两端的电压成比例的电压。当节点216上的电压高于固定的电源420、节点1316的电压输出时，到浮动电路1106中的电压感测电路的电力从浮动电源1107提供，该浮动电源1107包括齐纳二极管610和电容612，或者当节点216上的电压低于节点1316上的电压时，到浮动电路1106中的电压感测电路的电力直接从固定电源420的输出提供。
公开了一种差分开关电容放大器，该差分开关电容放大器跨越第一电压域和第二电压域操作，并且包括固定的电源，该固定电源在第一电压域中以固定电源电平操作。还包括浮动电源，该浮动电源以浮动的电源电平操作，所述浮动的电源电平以从高于所述固定电源电平的高电压到浮动接地电平作为参考。差分放大器在第一电压域中操作，并且包括第一和第二差分输入以及第一和第二差分输出。第一和第二反馈电容设置在第一和第二输入中的相应一个输入与第一和第二输出中的相应一个输出之间。第一和第二反馈开关与第一和第二反馈电容中的相关联的一个反馈电容并行设置。第一和第二采样电容在差分放大器的第一和第二差分输入中的第二电压域中的差分电压之间交互。第一和第二采样开关用于在采样操作中将在第二电压域中的差分电压采样到在采样操作中的第一和第二采样电容上。均衡开关将第二电压域中的第一和第二采样电容连接在一起，以在采样之后均衡与第二电压域交互的值。提供接口电路(interface circuit)，用于将浮动电源接口连接到第一和第二采样开关以及均衡开关。控制器可操作为控制第一电压域中的第一和第二反馈开关以及第二电压域中的第一和第二采样开关和均衡开关。
所述接口电路(interface circuit)还包括交叉开关，该交叉开关用于将浮动电源的输出端或者固定的电源的输出端切换至第二电压域，并且每当所参考的浮动接地的浮动电源的电压电平等于或者低于第一电压域中的供电电平时，选择所述固定电源的输出。
所述数字控制信号产生在第一电压域中，以控制第一电压域中的第一和第二反馈开关。所述数字控制信号产生在第一电压域中，以控制第二电压域中的第一和第二采样开关和均衡开关。电平移位器将产生在第一电压域中的数字控制信号移位至在浮动电源电平与浮动接地之间的在第二电压域中操作的数字控制信号。
公开了一种无线电力发射器，该无线电力发射器具有输入电源并且包括可变DC电源电路，该可变DC电源电路用于在第一电压域中输出端可变DC电源电平。电流感测电阻与可变DC电源电路的输出端串联设置。RF逆变器将可变DC电源电路的输出转换成AC驱动信号，并且控制器用于在第二和固定电压域中操作。控制器控制可变DC电源电路和RF逆变器，并且包括电流感测监控器，该电流感测监控器用于感测电流感测电阻两端的电压，以便控制可变DC电源电路的输出。电流感测监控器包括多个数字开关电路，所述数字开关电路在DC数字操作电压范围上可操作。多个数字开关电路的第一部分在第一电压域中操作，多个数字开关电路的第二部分在第二电压域中操作。数字控制器在第二电压域中产生多个数字控制信号，以控制在相应第一和第二电压域中的多个数字开关电路中的第一和第二部分。所述数字控制信号在DC数字操作电压范围内的相应电压域中操作。
本领域技术人员将了解到本发明的优点是：所述电流分流监控器提供高压侧电流分流监控器，该监控器利用浮动电源和开关电容放大器来感测在非常低的电压到非常高的电压之间操作的感测电阻上的电压电平。应当理解，本文中的附图和详细的说明应该被视为说明性的而非限制性的方式，并且其并不旨在限制到所公开的特定形式和示例。相反，包括了对于本领域技术人员而言明显的任何的进一步的修改、改变、重新排列、替换、替代、设计选择以及实施例，而并不背离由所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。因此，旨在下文的权利要求被解释为涵盖这些进一步的修改、改变、重新排列、替换、替代、设计选择以及实施例。

Claims (20)

1.一种电流分流监控器(CSM)电路，用于监控通过感测电阻的电流，所述感测电阻设置在电压输入端的高压侧附近，所述CSM电路包括：
电压感测电路，所述电压感测电路具有第一输入端和第二输入端以及输出端，所述第一输入端和第二输入端跨越所述感测电阻连接到其相对侧上，所述输出端用于提供与所述感测电阻两端的电压成比例的放大的模拟输出信号，所述电压感测电路包括具有模拟电路部件的模拟电路，所述模拟电路部件具有小于所述电压输入端上的最高额定电压的额定电压；
电源，包括：
固定电压电源，其被配置以提供固定电压输出，所述固定电压输出以相对于系统接地参考电平的第一电压供电电平进行操作；
浮动电源，所述浮动电源以将所述电压输入端的电压和浮动接地电压作为参考的第二电压供电电平进行操作，当所述电压输入从高于所述第一电压供电电平的第一电压电平到在所述第一电压供电电平的预定的电压范围内的第二电压电平之间变化时，所述浮动电源的电压供电电平可配置以被保持在第二电压供电电平上，并且至少当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出预定的电压值时，所述浮动电源将电力提供至所述模拟电路的至少第一部分中；和
跨接电路，所述跨接电路被配置为，一旦检测到所述电压输入端上的电压电平在所述第一电压供电电平的所述预定的电压范围内，将所述模拟电路的至少第一部分的电力从处于所述第二电压供电电平的所述浮动电源切换至处于所述第一电压供电电平的所述固定电压电源。
2.根据权利要求1所述的CSM电路，其中，所述电压输入端上的电压电平是所述感测电阻的最高电压侧上的电压。
3.根据权利要求1所述的CSM电路，其中，所述固定电压电源向用于所述感测电阻的最高电压侧上的电压值的所述模拟电路的至少第二部分提供电力。
4.根据权利要求1所述的CSM电路，其中，所述模拟电路包括差分放大器，所述差分放大器具有第一输入端和第二输入端以及差分模拟输出端，所述第一输入端和第二输入端连接至所述感测电阻的相对侧。
5.根据权利要求4所述的CSM电路，其中，所述差分放大器包括由数字开关控制信号控制的开关电容放大器，并且其中，当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出所述预定的电压值时，所述开关电容放大器的至少第一部分由所述浮动电源供电。
6.根据权利要求5所述的CSM电路，其中，所述固定电压电源向所述开关电容放大器的至少第二部分供电，并且其中，所述数字控制信号中的一些控制信号控制所述开关电容放大器的第一部分，而所述数字控制信号中的其他一些控制信号控制所述开关电容放大器的第二部分。
7.根据权利要求6所述的CSM电路，其中，以在系统接地参考电平与所述第一电压供电电平之间的电压电平接收所述数字控制信号，并且其中，电流电压感测电路包括电压变换器，所述电压变换器用于将控制所述开关电容放大器的第一部分的所述数字控制信号中的所述一些控制信号转换成转换的数字控制信号，以当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出所述预定的电压值时，在所述电压输入端的电压电平与所述浮动接地电压电平之间改变电压。
8.根据权利要求7所述的CSM电路，其中，所述开关电容放大器包括第一和第二开关电容，每一个开关电容具有电容的一个板，所述板经由通过所述转换的数字控制信号中的一个控制信号控制的相应开关而能够连接至所述感测电阻的相应侧，并且所述第一和第二电容中的每一个具有电容的另一个板，所述另一个板连接至由固定的电源供电的差分输入模拟放大器的第一和第二输入端中的相应一个输入端，其中，所述开关电容放大器的第二部分包括所述差分输入模拟放大器。
9.一种电流分流监控器(CSM)电路，用于监控通过感测电阻的电流并且跨越第一电压域和第二电压域操作，所述感测电阻设置在电压输入端的高压侧附近，所述CSM电路包括：
电源，包括：
固定电压电源，所述固定电压电源以固定电压输出进行操作，所述固定电压输出以相对于第一电压域中的系统接地参考电平的第一电压供电电平进行操作，和
浮动电源，所述浮动电源以在所述第二电压域中并将所述电压输入端上的电压电平和浮动接地电压电平作为参考的浮动的电压供电电平进行操作；
电压感测电路，所述电压感测电路具有第一输入端和第二输入端以及输出端，所述第一输入端和第二输入端跨越感测电阻器连接到其相对侧上，所述输出端用于提供与通过所述感测电阻的电压成比例的放大的模拟输出信号，所述电压感测电路包括具有模拟电路部件的模拟电路，所述模拟电路部件以小于所述电压输入端上的最高额定电压的电路电源电压电平进行操作；
浮动电源，所述浮动电源被配置以向所述模拟电路的至少第一部分提供电力；和
跨接电路，所述跨接电路被配置为，一旦检测到所述电压输入端上的电压电平在所述第一电压供电电平的预定的电压值以内，将所述模拟电路的至少第一部分的电力从处于所述第二电压供电电平的所述浮动电源切换至处于所述第一电压供电电平的所述固定电压电源。
10.根据权利要求9所述的CSM电路，其中，所述电压输入端上的电压电平是所述感测电阻的最高电压侧上的电压。
11.根据权利要求9所述的CSM电路，其中，所述固定电压电源向用于所述感测电阻的最高电压侧上的电压值的所述模拟电路的至少第二部分提供电力。
12.根据权利要求9所述的CSM电路，其中，所述模拟电路包括差分放大器，所述差分放大器具有第一输入端和第二输入端以及差分模拟输出端，所述第一和第二输入端连接至所述感测电阻的相对侧。
13.根据权利要求12所述的CSM电路，其中，所述差分放大器包括由数字开关控制信号控制的开关电容放大器，其中，当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出所述预定的电压值时，所述开关电容放大器的至少第一部分由所述浮动电源供电。
14.根据权利要求13所述的CSM电路，其中，所述固定电压电源向所述开关电容放大器的至少第二部分供电，并且其中，所述数字控制信号控制所述开关电容放大器的第一部分和第二部分。
15.根据权利要求14所述的CSM电路，其中，以在系统接地参考电平与所述第一电压供电电平之间的电压电平接收所述数字控制信号，并且其中，所述电流电压感测电路包括电压变换器，所述电压变换器用于将控制所述开关电容放大器的第一部分的所述数字控制信号中的所述一些控制信号转换成转换的数字控制信号，以当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出所述预定的电压值时，在所述电压输入端的电压电平与所述浮动接地电压电平之间改变电压。
16.根据权利要求15所述的CSM电路，其中，所述开关电容放大器包括第一开关电容和第二开关电容，每一个开关电容具有电容的一个板，所述板经由通过所述转换的数字控制信号中的一个控制信号控制的相应开关而能够连接至所述感测电阻的相应侧，并且所述第一开关电容和第二开关电容中的每一个具有电容的另一个板，所述另一个板连接至由第二电源供电的差分输入模拟放大器的第一输入端和第二输入端中的相应一个输入端，其中，所述开关电容放大器的第二部分包括所述差分输入模拟放大器。
17.一种用于监控通过感测电阻的电流的方法，所述感测电阻设置在电压输入端的高压侧附近，所述方法包括以下步骤：
利用电压感测电路在所述感测电阻的相对侧上感测所述感测电阻两端的电压，并且输出与所述感测电阻两端的电压成比例的放大的模拟输出信号；
产生以相对于系统接地参考电平的第一电压供电电平操作的固定电压输出；
产生以所述电压输入端上的电压电平和浮动接地电压电平作为参考的第二电压供电电平，并且从所述第二电压供电电平为所述电压感测电路的至少第一部分供电，当所述电压输入从高于所述第一电压供应电平的电压电平变化到所述第一电压供应电平的预定电压值内的电压电平时，所述第二电压供应电平可配置以被保持在所述第二电压供应电平，并且至少当所述电压输入端的电压电平比所述第一电压供电电平高出预定的电压值时，所述第二电压供电电平为所述电压感测电路的至少第一部分供电；
一旦检测到所述电压输入端上的电压电平在所述第一电压供电电平的预定的电压值以内，将所述电压感测电路的至少第一部分的电力从所述第二电压供电电平切换至所述第一电压供电电平。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述电压输入端上的电压电平是所述感测电阻的最高电压侧上的电压。
19.根据权利要求17所述的方法，其中，所述第一电压供电电平向用于所述感测电阻的最高电压侧上的电压值的所述电压感测电路的至少第二部分提供电力。
20.根据权利要求17所述的方法，其中，所述电压感测电路包括差分放大器，所述差分放大器具有第一输入端和第二输入端以及差分模拟输出端，所述第一输入端和第二输入端连接至所述感测电阻的相对侧。
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