KR102352325B1 - 위상 인코딩 lidar에서의 내부 반사 감산을 위한 레이저 위상 추적 방법 및 시스템 - Google Patents

위상 인코딩 lidar에서의 내부 반사 감산을 위한 레이저 위상 추적 방법 및 시스템 Download PDF

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스테픈 씨. 크로우치
에밀 카들렉
크리슈나 모한 루파바타람
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블랙모어 센서스 앤드 애널리틱스, 엘엘씨
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Abstract

자율 주행 차량(autonomous vehicle)에서의 광 검출을 위한 시스템 및 방법은 레이저로부터의 광 신호를 변조하여 변조된 광 신호를 생성하는 단계와, 물체를 향하여 변조된 광 신호를 송신하는 단계를 포함한다. 시스템 및 방법은, 변조된 광 신호를 송신하는 단계에 응답하여, 리턴된 광 신호를 수신하는 단계와, 리턴된 광 신호를 레이저로부터의 광 신호와 연관된 기준 광 신호와 믹스하여 믹스된 광 신호를 생성하는 단계와, 믹스된 광 신호를 검출하여 전기 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 전기 신호 및 변조된 광 신호에 기초하여, 하나 이상의 광학 부품으로부터의 리턴된 광 신호의 내부 반사의 파라미터가 결정되고, 이는 차량을 작동시키는데 사용될 수 있다.

Description

위상 인코딩 LIDAR에서의 내부 반사 감산을 위한 레이저 위상 추적 방법 및 시스템
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 2018년 11월 13일 출원된 미국 임시 특허 출원 번호 제62/760,437호에 대한 우선권 및 그 이익을 주장한다. 또한, 본 출원은 2018년 12월 21일 출원된 미국 임시 특허 출원 번호 제62/783,749호에 대한 우선권 및 그 이익을 주장한다. 미국 임시 특허 출원 번호 제62/760,437호 및 미국 임시 특허 출원 번호 제62/783,749호의 전체 개시 내용은 그 전체가 본 명세서에 참조로서 통합된다.
광 검출 및 거리 측정을 위한, 종종 니모닉(mnemonic)인 LIDAR(라이다)로 불리고, 때때로 레이저 RADAR(radio-wave detection and ranging)라고도 불리는 레이저를 이용한 거리의 광학적 검출은 고도 측정으로부터, 이미징(imaging), 충돌 회피에 이르기까지 다양한 응용에 대하여 사용된다. LIDAR는 RADAR와 같은 종래의 마이크로파 거리 측정 시스템(microwave ranging system)보다 더 작은 빔 크기로 더 미세한 스케일 범위(scale range)의 거리 해상도를 제공한다. 거리의 광학적 검출은 물체에 대한 광 펄스의 왕복 이동 시간(round trip travel time)에 기초한 직접 거리 측정과, 송신된 처프(chirped) 광 신호와 물체로부터 산란되어 리턴된 신호 사이의 주파수 차이에 기초한 처프 검출(chirped detection)과, 자연 신호로부터 구별 가능한 단일 주파수 위상 변화의 시퀀스에 기초한 위상 인코딩 검출(phase-encoded detection)을 포함하는 여러 다른 기술로 달성될 수 있다.
본 개시 내용의 양태들은 일반적으로 광학 분야에서의 광 검출 및 거리 측정(light detection and ranging, LIDAR)에 관한 것이며, 더욱 상세하게는, 자율 주행 차량(autonomous vehicle)의 동작시 도플러 보상(Doppler compensation) 및 내부 반사 감산(internal reflection subtraction)을 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
개시된 하나의 실시예는 내부 반사 감산을 위한 시스템에 관한 것이다. 일부 실시예에서, 시스템은, 광 신호를 제공하는 레이저 소스를 포함한다. 일부 실시예에서, 시스템은, 레이저로부터의 광 신호를 변조하여 변조된 광 신호를 생성하는 변조기를 포함한다. 일부 실시예에서, 시스템은, 레이저로부터의 광 신호와 연관된 기준 광 신호(reference optical signal)를 생성하고, 변조된 광 신호를 물체를 향하여 송신하고, 물체를 향한 변조된 광 신호를 송신한 것에 응답하는 리턴된 광 신호를 수신하는 광 커플러를 포함한다. 일부 실시예에서, 시스템은, 리턴된 광 신호를 기준 광 신호와 믹스하여 믹스된 광 신호를 생성하는 광 믹서를 포함하고, 기준 광 신호는 레이저로부터의 광 신호와 연관된다. 일부 실시예에서, 시스템은, 믹스된 광 신호를 검출하여 전기 신호를 생성하는 광 검출기를 포함한다. 일부 실시예에서, 시스템은, 전기 신호 및 변조된 광 신호에 기초하여 하나 이상의 광학 부품(optical component)으로부터의 리턴된 광 신호의 내부 반사의 파라미터를 결정하고, 내부 반사의 파라미터에 기초하여 차량을 작동시키는 프로세서를 포함한다.
다른 양태에서, 본 개시 내용은 내부 반사 감산을 위한 방법에 관한 것이다. 방법은, 레이저로부터의 광 신호를 변조하여 변조된 광 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 물체를 향하여 변조된 광 신호를 송신하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 변조된 광 신호를 송신하는 단계에 응답하여, 리턴된 광 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 리턴된 광 신호를 레이저로부터의 광 신호와 연관된 기준 광 신호와 믹스하여 믹스된 광 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 믹스된 광 신호를 검출하여 전기 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 전기 신호 및 변조된 광 신호에 기초하여, 하나 이상의 광학 부품으로부터의 리턴된 광 신호의 내부 반사의 파라미터를 결정하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 내부 반사의 파라미터에 기초하여 차량을 작동시키는 단계를 포함한다.
다른 양태에서, 본 개시 내용은 도플러 보상을 위한 시스템에 관한 것이다. 일부 실시예에서, 시스템은, 반송파 주파수(carrier frequency)로 광 신호를 제공하는 레이저 소스를 포함한다. 일부 실시예에서, 시스템은, 위상 변조기를 포함한다. 일부 실시예에서, 시스템은 광 믹서를 포함한다. 일부 실시예에서, 시스템은 제1 광 검출기를 포함한다. 일부 실시예에서, 시스템은 광대역 위상 인코딩 광 신호(optical broadband phase-encoded optical signal)를 포함하는 광 출력 신호를 생성하도록 위상 변조기를 제어하는 프로세서를 포함한다. 일부 실시예에서, 프로세서는 리턴된 광 신호를 수신하고 리턴된 광 신호를 기준 광 신호와 믹스한 것의 결과로서 제1 광 검출기로부터 믹스된 광 신호의 실수부(real part)를 수신한다. 일부 실시예에서, 출력 광 신호 또는 기준 광 신호는 반송파 주파수로부터 알려져 있는 부호를 갖는(signed) 0이 아닌 주파수만큼 오프셋된 파일럿 주파수(pilot frequency)를 갖는 파일럿 톤(pilot tone)을 포함한다. 일부 실시예에서, 프로세서는, 믹스된 광 신호의 실수부를 포함하는 디지털 신호의 푸리에 변환에 적어도 부분적으로 기초하여 리턴된 광 신호의 피크 주파수를 결정한다. 일부 실시예에서, 프로세서는 피크 주파수 및 파일럿 주파수에 기초하여 리턴된 광 신호의 부호를 갖는 도플러 주파수 시프트(Doppler frequency shift)를 판단한다. 일부 실시예에서, 프로세서는, 부호를 갖는 도플러 주파수 시프트에 기초하여 장치를 작동시킨다.
다른 양태에서, 본 개시 내용은 도플러 보상을 위한 방법에 관한 것이다. 일부 실시예에서, 방법은, 광대역 RF 위상 인코딩 신호를 이용한 레이저로부터의 반송파 주파수에서의 광 신호의 위상 변조에 의해 광 출력 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 출력 광 신호는 광 광대역 위상 인코딩 광 신호를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 출력 광 신호를 송신하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 출력 광 신호를 송신하는 단계에 응답하여 리턴된 광 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 리턴된 광 신호를 기준 광 신호와 믹스함으로써 믹스된 광 신호를 출력하는 단계를 포함하고, 출력 광 신호 또는 기준 광 신호는 반송파 주파수로부터 알려져 있는 부호를 갖는 0이 아닌 주파수만큼 오프셋된 파일럿 주파수를 갖는 파일럿 톤을 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은 제1 광 검출기에서 믹스된 광 신호의 실수부를 검출하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 프로세서에서, 믹스된 광 신호의 실수부를 포함하는 디지털 신호의 푸리에 변환에 적어도 부분적으로 기초하여 리턴된 광 신호의 피크 주파수를 결정하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 프로세서에서, 피크 주파수 및 파일럿 주파수에 기초하여 리턴된 광 신호의 부호를 갖는 도플러 주파수 시프트를 판단하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 방법은, 부호를 갖는 도플러 주파수 시프트에 기초하여 장치를 작동시키는 단계를 포함한다.
또 다른 양태, 특징 및 이점은 본 발명을 수행하기 위하여 고려되는 최상의 모드를 포함하는 다수의 특정 실시예 및 구현예를 단순히 예시함으로써 이어지는 상세한 설명으로부터 쉽게 알 수 있다. 또한, 다른 실시예는 다른 상이한 특징 및 이점을 가질 수 있으며, 이들의 여러 상세 내용은 모두 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서, 다양한 명백한 측면에서 수정될 수 있다. 예를 들어, 도플러 보상 및/또는 내부 반사 감산을 위하여 본 명세서에서 논의된 임의의 컴포넌트는 각각의 컴포넌트의 동작 및/또는 기능을 수행하는 단일 실시예로 조합될 수 있다. 본 명세서에 논의되는 바와 같은 도플러 보상 및/또는 내부 반사 감산의 임의의 방법을 위한 임의의 동작은 단일 실시예로 조합될 수 있다. 따라서, 도면 및 설명은 본질적으로 제한적인 것이 아닌 예시적인 것으로 간주되어야 한다.
첨부된 도면에서 실시예들은 제한적인 방식이 아니라 예시적인 방식으로 설명되며, 유사한 참조 번호의 경우 유사한 요소를 지칭한다.
도 1a는, 일 실시예에 따라, 거리 측정을 위한 예시적인 송신된 광 위상 인코딩 신호를 도시하는 개략적인 그래프이고;
도 1b는, 일 실시예에 따라, 도 1a의 거리의 측정을 위해 일련의 이진수(binary digit)로서의 도 1a의 예시적인 송신된 광 신호를 리턴된 광 신호와 함께 도시하는 개략적인 그래프이고;
도 1c는, 일 실시예에 따라, 2개의 리턴된 신호와의 기준 신호의 예시적인 교차 상관을 도시하는 개략적인 그래프이고;
도 2는, 일 실시예에 따라, 고해상도 LIDAR 시스템의 예시적인 컴포넌트들을 도시하는 블록도이고;
도 3은, 일 실시예에서 따라, 동위상/직교위상(in-phase/quadrature, I/Q) 처리를 이용하는 도플러 보상 위상 인코딩 LIDAR 시스템(Doppler compensated phase-encoded LIDAR system)의 예시적인 컴포넌트들을 도시하는 블록도이고;
도 4a는, 일 실시예에 따라, 출력 광 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프이고;
도 4b는, 일 실시예에 따라, IQ 처리가 수행되는 때의 도플러 시프트된 광 리턴 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프이고;
도 4c는, 일 실시예에 따라, IQ 처리가 수행되지 않는 때의 도플러 시프트된 광 리턴 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프이고;
도 5a는, 일 실시예에 따라, 비-반송파 파일럿 톤(non-carrier pilot tone)을 이용하는 예시적인 도플러 보상 LIDAR 시스템을 도시하는 블록도이고;
도 5b는, 일 실시예에 따라, 비-반송파 파일럿 톤을 이용하는 예시적인 도플러 보상 LIDAR 시스템을 도시하는 블록도이고;
도 6a는, 일 실시예에 따라, SSB 출력 광 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프이고;
도 6b는, 일 실시예에 따라, IQ 처리가 수행되는 때의 도플러 시프트된 SSB 광 리턴 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프이고;
도 6c는, 일 실시예에 따라, IQ 처리가 수행되지 않는 때의 도플러 시프트된 SSB 광 리턴 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프이고;
도 7은, 일 실시예에 따라, 부호를 갖는 도플러 보상 SSB 위상 인코딩 LIDAR 시스템을 이용하기 위한 예시적인 동작들을 도시하는 순서도이고;
도 8은, 일 실시예에 따라, 비-반송파 파일럿 톤을 갖는 예시적인 송신된 광 신호를 도시하는 그래프이고;
도 9a는, 일 실시예에 따라, 내부 반사들을 판단하고 보상하도록 위상 인코딩 LIDAR 시스템을 작동시키기 위한 예시적인 방법을 도시하는 순서도이고;
도 9b는, 일 실시예에 따라, 내부 반사들을 판단하고 보상하도록 위상 인코딩 LIDAR 시스템을 작동시키기 위한 예시적인 방법을 도시하는 순서도이고;
도 10a 내지 도 10e는, 일 실시예에 따라, 내부 반사들로부터 리턴들을 제거하기 위한 보정 전후의 예시적인 거리 신호를 도시하는 그래프들이고;
도 11은, 일 실시예에 따라, 감산 전의 내부 반사들을 위상 추적하기 위한 예시적인 방법을 도시하는 순서도이고;
도 12는, 다른 실시예에 따라, 감산 전의 내부 반사들을 위상 추적하기 위한 예시적인 방법을 도시하는 순서도이고;
도 13은, 일 실시예에 따라, 예시적인 내부 반사 감산을 도시하는 그래프이고;
도 14는 본 발명의 일 실시예가 구현될 수 있는 컴퓨터 시스템을 도시하는 블록도이고;
도 15는 본 발명의 일 실시예가 구현될 수 있는 칩셋을 예시한 것이다.
수용 가능한 거리 정확도 및 검출 민감도를 달성하기 위해, 직접 장거리 LIDAR(direct long range LIDAR) 시스템은 낮은 펄스 반복률(pulse repetition rate) 및 매우 높은 펄스 피크 파워를 갖는 짧은 펄스 레이저를 사용한다. 높은 펄스 파워는 광학 부품들의 급격한 성능 저하로 이어질 수 있다. 처프 및 위상 인코딩 LIDAR(Chirped and phase-encoded LIDAR) 시스템은 상대적으로 낮은 피크 광 파워를 갖는 긴 광 펄스들을 사용한다. 이 구성에서, 거리 정확도는 펄스 지속 시간이 아니라 처프 대역폭 또는 길이와, 위상 코드의 대역폭에 따라 증가하며, 따라서, 우수한 거리 정확도가 여전히 획득될 수 있다.
광 반송파(optical carrier) 상으로 변조된 위상 인코딩된 마이크로파 신호를 사용한 LIDAR 검출도 사용되어 왔다. 여기에서, 대역폭(B)은 각각의 위상을 반송하는 펄스의 지속 시간(
Figure 112021042383232-pct00001
)의 역수에 비례하며(B = 1/
Figure 112021042383232-pct00002
), 임의의 위상 인코딩된 신호는 다수의 이러한 펄스로 구성된다. 이 기술은 리턴 신호 내 특정 주파수의 일련의 위상(또는 위상 변화)을 송신된 신호 내 일련의 위상(또는 위상 변화)과 상관시키는 것에 의존한다. 상관 관계에서 피크와 연관된 시간 지연은 매질 내 빛의 속도에 의한 거리에 관련된다. 거리 해상도는 펄스 폭(
Figure 112021042383232-pct00003
)에 비례한다. 이 기술의 장점은 필요한 컴포넌트의 수가 더 적은 것과, 위상 인코딩된 마이크로파 및 광 통신을 위하여 개발된 대량 생산된 하드웨어 부품들의 사용을 포함한다.
이동하는 타겟에 대한 단일 샷(shot) 거리 및 도플러 정보를 제공하기 위하여 다양한 코히런트(coherent) 거리 측정 기술이 시연되었다. 코드화된 파형 및 처프 파형 설계 모두에서, 정확한 거리 측정을 가능하게 하기 위하여, 이동하는 타겟의 도플러 효과가 이해되어야 하고 어떤 방식으로든 보상되어야 한다. 코드화된 경우에, "압정(thumb-tack)" 모호성 기능으로 인하여 도플러 보상은 교차 상관 이전에 중요하다. 이 동작이 없으면, 거리 측정은 관찰하기 어렵거나 불가능할 것이다. 이러한 어려움들을 극복하는 기술이 입증되었다. 발명가들의 선행 연구에서, 위상 인코딩 LIDAR에 대한 도플러 시프트 검출 및 검출된 도플러 시프트에 기초한 거리 보정을 위한 기술이 "Method and System for Doppler Detection and Doppler Correction of Optical Phase-Encoded Range Detection"이라는 제목의 Crouch 등에 의한 WIPO(World Intellectual Property Organization) 특허 협력 조약(PCT) 국제 공보 WO2018/144853(이하, 'Crouch I'이라 함)과, "Method and System for Time Separated Quadrature Detection of Doppler Effects in Optical Range Measurements"라는 제목의 Crouch 등에 의한 PCT 국제 출원 번호 PCT/US2018/041388(이하, 'Crouch II'라 함)로 공개 및 간행되었고, 이들의 각각의 전체 내용은, 마치 본 명세서에서 완전히 설명되는 것처럼, 본 명세서에 참조로서 통합된다.
그러나, 부호를 갖는 도플러 검출(signed Doppler detection)에 대한 전술한 접근 방식을 구현하는 위상 인코딩 LIDAR 시스템은 종종 도플러 검출 모호성을 일관되게 해결하는 데 어려움을 겪는다. 이러한 이유로, 광학 거리 측정에서 도플러 효과를 보상하도록 위상 인코딩 LIDAR 시스템의 성능을 개선하는 방식으로 검출 모호성을 해결해야 할 오랜 필요성이 있다.
더욱이, 위상 인코딩 LIDAR 시스템(또는 임의의 LIDAR 시스템)과 연관된 내부 광학 부품들로부터의 반사(본 명세서에서 "내부 반사들(internal reflections)" 또는 "내부 광학 반사들(internal optical reflections)"이라고도 함)은 종종 위상 인코딩 LIDAR 시스템의 측정 정확도를 더욱 저하시킨다. 예를 들어, 서큘레이터 광학 기기의 강한 역반사들은 샷 노이즈 위로 (원치 않는 사이드 로브(sidelobe) 구조를 통하여) 노이즈 플로어(noise floor)를 증가시켜 측정의 동적 거리를 제한하고 작은 타겟 리턴들을 흐릴 수 있다. 종래의 위상 인코딩 LIDAR 시스템은 서큘레이터 감산(circulator subtraction)이라고 불리는 기술을 사용하여 정상 신호(stationary signal)(내부 역반사)를 추정하고 이를 디지털 방식으로 제거하며, 이는 약한 비정상(non-stationary) 타겟 신호를 관찰하는 매우 효과적인 방법으로 입증되었다.
그러나, 원형(circular) 감산은 여러(>25) 측정에 대하여 주파수가 안정적인(<
Figure 112021042383232-pct00004
/10 위상 드리프트) 레이저를 필요로 하며, 여기에서 하나의 측정은 하나의 송신된 광 신호(펄스 또는 처프 또는 위상 시퀀스)와 (있는 경우) 이에 응답하여 수신된 하나의 수신된 광 신호(펄스 또는 처프 또는 위상 시퀀스)에 대응한다. 이러한 요구 사항들은 많은 LIDAR 응용(예를 들어, 자율 주행 차량)에 너무 부담스럽고 그리고/또는 비용이 많이 들기 때문에, 광학 거리 측정을 수행하는 위상 인코딩 LIDAR 시스템의 성능을 개선하기 위하여, 내부 반사들을 완화(예를 들어, 제거, 감산)하기 위한 대안적인 기술 및/또는 장비 구성을 제공할 오랜 필요성이 있다.
따라서, 본 개시 내용은 하나 이상의 내부 광학 부품들로부터 리턴된 신호의 임의의 내부 광학 반사의 부정적 효과 및 도플러 시프트를 보상하기 위한 시스템들 및 방법들에 관한 것이다. 즉, 본 개시 내용은 도플러 시프트가 교차 상관 계산을 보정할 수 있도록 출력 광 신호 또는 기준 광 신호(reference optical signal)에 비-반송파 파일럿 톤(non-carrier pilot tone)을 추가하는 시스템들(예를 들어, 위상 인코딩 LIDAR 시스템) 및 방법들을 제공하고 이에 따라, 거리를 결정하기 위한 시스템의 능력을 개선한다. 시스템은 광학 부품으로부터의 리턴된 신호의 내부 반사들을 감산(제거)함으로써 거리를 결정하기 위한 자신의 능력을 더욱 개선시킬 수 있다.
이어지는 설명에서, 설명의 목적으로, 본 명세서의 완전한 이해를 제공하기 위하여 다양한 구체적인 상세 내용이 설명된다. 그러나, 이와 같은 구체적인 상세 내용 없이도 본 발명은 실시될 수 있다는 것이 당해 업계에서의 통상의 기술자에게 명백할 것이다. 다른 경우에서, 본 발명을 불필요하게 모호하게 하는 것을 피하기 위해, 잘 알려진 구조와 디바이스는 블록도 형태로 도시된다.
1. 위상 인코딩(phase-encoded) 검출 개요
도 1a는, 일 실시예에 따라, 거리의 측정을 위한 예시적인 전송된 광 위상 인코딩 신호를 도시하는 개략적인 그래프(110)이다. 수평 축(112)은 시간을 영(zero)의 시작 시간으로부터 임의 단위(arbitrary unit)로 나타낸다. 왼쪽 수직 축(114a)은 전송된 신호 동안의 파워를 임의 단위로 나타내고; 그리고, 오른쪽 수직 축(114b)은 전송된 신호의 위상을 임의 단위로 나타낸다. 위상 인코딩 LIDAR의 기술을 가장 간단하게 예시하기 위해, 이진 위상 인코딩(binary phase encoding)이 설명된다. 트레이스(trace)(115)는 왼쪽 수직 축(114a)에 대한 파워를 나타내고 송신된 신호 동안에는 일정하고 송신된 신호를 벗어나면 영으로 떨어진다. 점선 트레이스(116)는 연속파 신호에 대한 신호의 위상을 나타낸다.
알 수 있는 바와 같이, 트레이스는 송신된 신호의 일부에 대한 반송파(carrier)와 동 위상(in phase)이고(위상 = 0), 그 다음, 짧은 시간 간격 동안 심벌
Figure 112021042383232-pct00005
만큼 변동하고(위상 =
Figure 112021042383232-pct00006
), 생략 부호(117)로 표시된 바와 같이 송신된 신호에 대하여 반복적으로 2개의 위상 값 사이에서 전후로 스위칭한다. 일정한 위상의 가장 짧은 간격은 펄스 지속 시간(
Figure 112021042383232-pct00007
)으로 불리는 인코딩의 파라미터이고, 통상적으로 대역에서 가장 낮은 주파수의 다수의 주기의 지속 시간이다. 역(1/
Figure 112021042383232-pct00008
)은 보 레이트(baud rate)이고, 각각의 보는 심벌을 나타낸다. 송신 신호의 시간 동안의 이러한 일정한 위상 펄스의 개수(N)는 심벌의 개수(N)이고 인코딩의 길이를 나타낸다. 이진(binary) 인코딩의 경우 2개의 위상 값이 있고, 가장 짧은 간격의 위상이 하나의 값에 대하여 0으로 간주될 수 있고 다른 것에 대하여 1로 간주될 수 있으며, 따라서 심벌은 1 비트(bit)이고, 보 레이트는 비트 레이트(bit rate)라고도 한다. 다중(multiple) 위상 인코딩의 경우, 다수의 위상 값이 존재한다. 예를 들어,
Figure 112021042383232-pct00009
*{0, 1, 2 및 3}과 같은 4개의 위상 값은
Figure 112021042383232-pct00010
=
Figure 112021042383232-pct00011
/2(90도)에 대하여 {0,
Figure 112021042383232-pct00012
/2,
Figure 112021042383232-pct00013
및 3
Figure 112021042383232-pct00014
/2}와 각각 동일하고; 따라서 4개의 위상 값은 각각 0, 1, 2, 3을 나타낼 수 있다. 이 예에서, 각각의 심벌은 동일한 양의 정보를 2비트로 나타내고, 비트 레이트는 보 레이트의 2배이다.
PSK(Phase-Shift Keying, 위상 변조 키잉)은, 도 1a에 도시된 바와 같이, 기준 신호(반송파)의 위상을 변경(변조)시킴으로써 데이터를 전달하는 디지털 변조 방식을 의미한다. 변조는 정확한 시간에 사인 입력과 코사인 입력을 변화시킴으로써 각인된다. 무선 주파수(Radio Frequency, RF)에서, PSK는 무선 근거리 통신망(LAN), 무선 주파수 인식(RFID) 및 블루투스 통신을 위해 광범위하게 사용된다. 대안적으로, 일정한 기준파(reference wave)에 대해서 동작하는 대신에, 송신은 자기 자신에 대해서 동작할 수 있다. 단일의 송신 파형의 위상 변화는 심벌로 간주될 수 있다. 이 시스템에서, 복조기는 (기준파에 대한) 위상 그 자체가 아닌, 수신 신호의 위상 변화를 결정한다. 이 방식이 연속하는 위상들 사이의 차이에 의존하기 때문에, 이것은 차동 위상 변조 키잉(Differential Phase-Shift Keying, DPSK)이라 불린다. 복조기가 수신 신호의 정확한 위상을 결정하기 위하여 기준 신호의 사본을 가질 필요가 없기 때문에, DPSK는 보통의 PSK보다 상당히 더 간단하게 구현될 수 있다(따라서, 그것은 논-코히런트(non-coherent), 즉 비동기 방식이다).
광 거리 측정 응용에 대하여, 반송파 주파수(carrier frequency)는 광 주파수(fC)이고 RF(f0)는 광 반송파(optical carrier)로 변조된다. 심벌의 개수(N)와 지속 시간(
Figure 112021042383232-pct00015
)은 요구되는 거리 정확도와 해상도를 달성하기 위하여 선택된다. 심벌의 패턴은 노이즈와 코드화된 신호의 다른 소스로부터 구별 가능하도록 선택된다. 따라서, 송신된 신호와 리턴된 신호 사이의 강한 상관 관계는 반사되거나 후방 산란된(backscattered) 신호의 강한 표시이다. 송신된 신호는 하나 이상의 심벌 블록으로 구성되고, 각각의 블록은 노이즈가 존재하는 경우에서도 반사되거나 후방 산란된 리턴과의 강한 상관 관계를 제공할 만큼 충분히 길다. 이어지는 논의에서, 송신된 신호는 블록 당 N개 심벌의 M개 블록으로 구성될 수 있고, M과 N은 음이 아닌 정수라고 가정된다.
도 1b는, 일 실시예에 따라, 거리의 측정을 위하여 일련의 이진수(binary digit)로서의 예시적인 송신된 신호를 리턴된 광 신호와 함께 도시하는 개략적인 그래프(120)이다. 수평 축(122)은 0에서의 시작 시간 후의 시간을 임의 단위로 나타낸다. 수직 축(124a)은 0에 대한 주파수(fC+f0)에서의 광 송신 신호의 진폭을 임의 단위로 나타낸다. 수직 축(124b)은 0에 대한 주파수(fC+f0)에서의 광 리턴 신호의 진폭을 임의 단위로 나타내고; 트레이스를 분리하기 위하여 축(124a)으로부터 오프셋된다. 트레이스(125)는 00011010으로부터 시작하여 생략 부호로 표시된 바와 같이 연속하는 코드를 생성하기 위하여 도 1a에 도시된 바와 같은 위상 변화를 갖는 M*N 이진 심벌의 송신 신호를 나타낸다. 트레이스(126)는 움직이고 있지 않는 물체로부터 산란된 이상적인 (노이즈가 없는) 리턴 신호를 나타낸다(따라서, 리턴은 도플러 시프트되지 않는다). 진폭은 감소되지만, 코드(00011010)는 인식 가능하다. 트레이스(127)는 움직이고 있는 물체로부터 산란되고, 따라서, 도플러 시프트된 이상적인 (노이즈가 없는) 리턴 신호를 나타낸다. 리턴은 적절한 광 주파수(fC+f0)에 있지 않고, 예상된 주파수 대역 내에서 잘 검출되지 않으며, 따라서 진폭이 크게 줄어든다.
리턴의 관찰된 주파수(f')는 수학식 1에 의해 주어진 도플러 효과에 의한 리턴의 정확한 주파수(f = fC+f0)와 상이하다.
[수학식 1]
Figure 112021042383232-pct00016
여기에서, c는 매질 내의 빛의 속도이고, v0는 관찰자의 속도이고, vs는 소스를 수신기에 연결하는 벡터를 따른 소스의 속도이다. 관찰자와 소스가 둘 사이의 벡터 상에서 동일한 방향으로 동일한 속도로 움직이고 있으면, 2개의 주파수는 동일하다는 것에 주목하라. 2개의 주파수 사이의 차이(
Figure 112021042383232-pct00017
f = f'-f)는 거리 측정에 대하여 문제점을 야기하는 도플러 시프트(
Figure 112021042383232-pct00018
fD)이고, 수학식 2에 의해 주어진다.
[수학식 2]
Figure 112021042383232-pct00019
오차의 크기는 신호의 주파수(f)에 따라 증가한다는 것에 주목하라. 또한, 정지된 LIDAR 시스템(v0 = 0)의 경우, 초당 10 미터(vS = 10)로 이동하는 물체와 대략 500 THz의 주파수를 갖는 가시 광선에 대하여, 도플러 시프트의 크기는 대략 16 메가헤르츠(MHz, 1MHz = 106 헤르츠(Hz), 1 Hz = 초당 1 사이클)인 것에 주목하라. 아래에 설명되는 다양한 실시예에서, 거리 계산을 위하여 데이터를 처리하기 위해 도플러 시프트 오차가 검출되어 사용된다.
도 1c는, 일 실시예에 따라, 송신된 신호의 2개의 리턴된 신호와의 예시적인 교차 상관들을 도시하는 개략적 그래프(130)이다. 위상 코드화된 거리 측정(phase coded ranging)에서, 위상 코드화된 리턴의 도달은, 송신된 신호 또는 다른 기준 신호를 리턴된 신호와 교차 상관(cross-correlations)시킴으로써 리턴 신호 내에서 검출되고, RF 신호를 위한 코드를 헤테로다인(heterodyne) 검출을 이용하는 광 검출기(optical detector)로부터의 전기 신호와 교차 상관시켜 RF 대역으로 되돌리도록 다운 믹싱(down-mixing)함으로써 실질적으로 구현된다. 수평 축(132)은 리턴된 신호와의 교차 상관 계산을 수행하기 전에 코드화된 신호에 적용되는 래그 타임(lag time)을 임의 단위로 나타낸다. 수직 축(134)은 교차 상관 연산의 진폭을 나타낸다. 임의의 하나의 래그(lag)를 위한 교차 상관은 2개의 트레이스를 컨볼루션 처리(convolving)함으로써, 즉, 2개의 트레이스 내의 대응하는 값들을 곱하고 트레이스 내의 모든 점(point)에 대하여 합산한 후, 각각의 타임 래그(time lag)에 대하여 반복함으로써 계산된다. 대안적으로, 교차 상관은 2개의 트레이스 각각의 푸리에 변환을 곱한 후 역푸리에 변환(inverse Fourier transform)함으로써 달성될 수 있다. 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform FFT)을 위한 효율적인 하드웨어와 소프트웨어 구현은 순방향 푸리에 변환과 역방향 푸리에 변환 모두를 위해 광범위하게 이용될 수 있다.
교차 상관의 계산은 리턴의 진폭과 위상이 광 검출기에서 검출된 이후에 아날로그 또는 디지털 전기 신호를 이용하여 수행될 수 있다는 것에 주목하라. 광 검출기에서의 신호를 용이하게 디지털화될 수 있는 RF 주파수 거리로 이동시키기 위하여, 광 리턴 신호는 검출기에 충돌하기 전에 기준 신호와 광학적으로 믹스된다. 위상 인코딩된 송신 광 신호의 사본은 기준 신호로서 사용될 수 있지만, 레이저에 의해 출력되는 지속파 반송파 주파수 광 신호(continuous wave carrier frequency optical signal)를 기준 신호로서 사용하고 검출기에 의해 출력되는 전기 신호의 진폭과 위상 모두를 캡처하는 것이 또한 가능하고, 종종 바람직하다.
트레이스(136)는 움직이고 있지 않은 물체로부터 반사되는 (따라서, 리턴이 도플러 시프트되지 않는) 이상적인 (노이즈가 없는) 리턴 신호와의 교차 상관을 나타낸다. 피크는 송신 신호의 시작 후에 시간
Figure 112021042383232-pct00020
t에서 발생한다. 이것은 리턴 신호가 시간
Figure 112021042383232-pct00021
t에서 시작하는 송신 위상 코드 버전을 포함한다는 것을 나타낸다. 반사하는 (또는 후방 산란하는) 물체에 대한 거리(R)는, 수학식 3에 의해 주어지는 바와 같이, 매질 내의 빛의 속도(c)에 기초한 왕복 이동 시간 지연(two way travel time delay)으로부터 계산된다.
[수학식 3]
Figure 112021042383232-pct00022
점선 트레이스(137)는 움직이고 있는 물체로부터 산란된 (따라서, 리턴이 도플러 시프트된) 이상적인 (노이즈가 없는) 리턴 신호와의 교차 상관을 나타낸다. 리턴 신호는 적절한 주파수 빈(frequency bin) 내의 위상 인코딩을 포함하지 않고, 상관 관계는 모든 타임 래그(time lag)에 대하여 유지되고, 피크는 용이하게 검출되지 않으며, 노이즈가 있는 경우에는 종종 검출 가능하지 않다. 따라서,
Figure 112021042383232-pct00023
t는 용이하게 결정되지 않고; 거리(R)는 용이하게 생성되지 않는다.
2. 광 검출 하드웨어 개요
위상 인코딩 검출 접근 방식이 구현되는 방법을 설명하기 위하여, 몇몇 일반적이고 구체적인 하드웨어 접근 방식이 설명된다. 도 2는, 일 실시예에 따라, 도플러 보상된 LIDAR 시스템의 예시적인 컴포넌트들을 도시하는 블록도이다. LIDAR 시스템(200)은 레이저 소스(212), 스플리터(216), 변조기(272a), 기준 경로(220), 스캐닝 광학 기기(218), 처리 시스템(250), 획득 시스템(240) 및 검출기 어레이(230)를 포함한다. 레이저 소스(212)는, 지속 시간 D를 갖는 위상 코드화되거나 처프된 광 신호(203)를 생성하기 위하여, 스플리터(216) 이전 또는 이후에, 변조기(282a)에서 위상 또는 주파수 변조된 반송파(201)를 방출한다. 스플리터(216)는 변조된(또는, 도시된 바와 같이, 변조되지 않은) 광 신호를 분리한다. 빔(201)의 에너지의 대부분을 가질 수 있는, 본 명세서에서 송신 신호(transmitted signal) 또는 출력 광 신호(output optical signal)라고도 불리는, 타겟 빔(205)이 생성된다. 또한, 적은 양이기는 하지만 물체(도시되지 않음)로부터 산란된 리턴 빔(291)과 잘 믹스되기에 충분한 양의 에너지를 가질 수 있는 변조되거나 변조되지 않은 기준 빔(207a)이 생성된다. 예시된 실시예에서, 기준 빔(207a)은 변조기(282b)에서 개별적으로 변조된다; 그러나, 일부 실시예에서, 변조기(282b)는 생략된다. 기준 빔(207a)은 기준 경로(220)를 통과하고, 기준 빔(207b)으로서 하나 이상의 검출기로 지향된다. 일부 실시예에서, 기준 경로(220)는 기준 빔(207a)이 LIDAR 외부의 물체로부터 산란된 광과 함께 검출기 어레이(230)에 도달하기에 충분한 알려진 지연을 도입한다. 일부 실시예에서, 기준 빔(207b)은 국부 발진기(Local Oscillator, LO) 신호로 불리며, 별개의 발진기로부터 기준 빔(207b)이 국부적으로 생성된 더 오래된 접근 방식을 나타낸다.
다양한 실시예에서, 덜 유연한 접근 방식으로부터 더 유연한 접근 방식까지 망라하여, 기준은: 1) 경로 길이가 잘 매칭되도록 검출기 어레이에서 송신 빔의 일부를 다시 반사시키기 위해 장면(scene) 내에 거울을 배치하는 것; 2) 경로 길이를 가깝게 매칭시키고, 특정 거리에 대하여 관찰되거나 예측된 위상 또는 주파수 차이를 보상하기 위한 경로 길이 조절을 이용하거나 이용하지 않으면서, 도 2에서 제안된 바와 같이, 검출기 어레이 부근의 광학 기기를 이용하여 기준 빔을 브로드캐스트(broadcast)하기 위해 섬유 지연(fiber delay)을 이용하는 것; 3) 경로 길이 불일치(mismatch)를 보상하기 위한 별개의 변조를 생성하기 위해 주파수 시프팅(frequency shifting) 디바이스(음향 광학 변조기, acousto-optic modulator) 또는 국부 발진기 파형 변조의 시간 지연을 이용하는 것; 또는 몇몇 조합을 통해 산란되거나 반사된 필드(시야)를 갖고 도착하게 될 수 있다. 일부 실시예에서, 물체는 충분히 가깝고 송신 지속 시간은 지속 시간은 충분히 길어서 리턴이 지연 없이 기준 신호와 충분히 중첩한다.
송신 신호는 종종 몇몇 스캐닝 광학 기기(scanning optics)(218)를 통해 관심 영역을 조명하기 위해 송신된다. 검출기 어레이는 쌍을 이루거나 쌍을 이루지 않는 단일의 검출기 또는 물체로부터의 리턴된 빔(291)에 대략 수직인 평면에 배열된 쌍을 이루거나 쌍을 이루지 않는 검출기의 1차원(1D) 또는 2차원(2D) 어레이다. 기준 빔(207b) 및 리턴 빔(291)은 적절하게 검출될 광 특성 신호를 생성하기 위하여 0 또는 그 이상의 광 믹서에서 결합된다. 간섭 패턴의 주파수, 위상 또는 진폭 또는 몇몇 조합은 획득 시스템(240)에 의해 각각의 검출기에 대해 신호 지속 시간(D) 동안 여러 번 기록된다. 신호 지속 시간 당 처리되는 시간적(temporal) 샘플의 개수는 다운-레인지 규모(down-range extent)에 영향을 미친다. 개수는 종종 신호 당 심벌의 개수, 신호 반복률(signal repetition rate) 및 가용 카메라 프레임률(available camera frame rate)에 기초하여 선택되는 실질적인 고려 사항이다. 프레임률은 샘플링 대역폭이고, 흔히 "디지타이저(digitizer) 주파수"로 불린다. 거리 규모(range extent)의 유일한 근본적인 한계는 레이저의 코히런스(coherence) 길이 및 (명확한 거리 측정을 위해) 그 것이 반복하기 전의 처프 또는 고유 위상 코드의 길이다. 이는 리턴된 헤테로다인(heterodyne) 신호 또는 비트(bit)의 디지털 레코드가 이전 송신 이력으로부터 송신 비트의 임의의 부분과 비교되거나 교차 상관될 수 있기 때문에 가능하게 된다.
획득된 데이터는 도 14를 참조하여 아래에서 설명되는 컴퓨터 시스템 또는 도 10을 참조하여 아래에서 설명되는 칩셋과 같은 처리 시스템(250)에 이용 가능하게 된다. 처리 시스템(250)은 도플러 보상 모듈(270a)과 위상 추적 내부 반사 감산 모듈(270b)(내부 반사 감산 모듈(270b)로서 도 2에 도시됨)을 포함한다. 도플러 보상 모듈(270a)은 도플러 시프트의 부호와 크기를 결정하고, 본 명세서에서 설명된 임의의 다른 보정(correction)과 함께 그에 기초한 보정된 거리를 결정한다. 내부 반사 감산 모듈(270b)은 보정된 거리 측정값(예를 들어, 도플러 보상 모듈(270a)로부터 생성된 신호들)을 제공하기 위하여 알려진 임의의 다른 보정과 함께 처리 시스템(250)에 의해 사용되는 위상 추적된 내부 반사 보정을 결정한다. 또한, 일부 실시예에서, 데이터 처리는 리턴 신호의 주파수가 물체의 움직임 때문에 시프트되는 도플러 시프트의 추정을 제공한다. 또한, 일부 실시예에서, 처리 시스템(250)은 스캐닝 광학 기기(218)를 구동하기 위하여 스캐닝 신호를 제공하고, 도 2에 도시된 바와 같이, 변조기(282a, 282b)를 구동하는 하나 이상의 전기 신호를 전송하기 위한 변조 신호 모듈(272)을 포함한다.
임의의 알려진 장치 또는 시스템이 레이저 소스(212), 변조기(282a, 282b), 빔 스플리터(216), 기준 경로(220), 광 믹서(284), 검출기 어레이(230), 스캐닝 광학 기기(218) 또는 획득 시스템(240)을 구현하기 위하여 사용될 수 있다. 동공면(pupil plane)을 지나가는 초점 또는 타겟 상의 초점 또는 투광 조명(flood)에 대한 광 커플링(optical coupling)은 도시되지 않는다. 본 명세서에 사용된 바와 같이, 광 커플러(optical coupler)는, 다른 것들 중에서도, 진공, 공기, 유리, 크리스탈, 거울, 렌즈, 광 서큘레이터(optical circulator), 빔 스플리터, 위상판(phase plate), 편광자(polarizer), 광 섬유(optical fiber), 광 믹서와 같은 다른 컴포넌트를, 단독으로 또는 몇몇 조합과 같이, 하나의 컴포넌트로부터 다른 컴포넌트로 광을 지향시키기 위하여 공간 좌표 내에서 광의 전파(propagation)에 영향을 미치는 임의의 컴포넌트이다.
3. 위상 인코딩 광 검출
일부 실시예들에서, 전기 광학 변조기(electro-optic modulator)는 변조를 제공한다. 시스템은 다양한 실시예에 대하여 아래에서 더욱 상세히 설명되는 바와 같이, 요구되는 다운-레인지 해상도에 적합한 길이(M*N)와 심벌 지속 시간(
Figure 112021042383232-pct00024
)의 위상 코드를, D = M*N*
Figure 112021042383232-pct00025
의 전체 지속 시간에 대하여 생성하도록 구성된다. 예를 들어, 3D 이미징 애플리케이션에서, 펄스의 총 개수(M*N)는 대략 500 내지 대략 4000의 범위 내에 있다. 처리가 디지털 도메인 내에서 수행되기 때문에, M*N을 2의 거듭제곱으로서, 예를 들어, 512 내지 4096의 간격으로 선택하는 것이 유리하다. 평균화가 수행되지 않을 때 M은 1이다. 만약, 랜덤 노이즈 기여분이 있으면, M이 대략 10인 것이 유리하다. 결과적으로, N은, M=1에 대하여 512 내지 4096의 범위 내에 있고, M=10에 대하여 대략 50 내지 대략 400의 범위 내에 있다. 500Mbps 내지 1Gbps 보 레이트(baud rate)의 경우, 이 코드의 지속 시간은 대략 50 나노초와 8 마이크로초 사이이다. 거리 윈도우(range window)가 이러한 조건 하에서 수 킬로미터까지 연장되게 만들어 질 수 있고, 도플러 해상도 역시(전송된 신호의 지속 시간에 의존하여) 꽤 높게 될 수 있다는 것이 주목되어야 한다. 비록, 프로세스, 장비 및 데이터 구조가, 예시의 목적으로 특정 배열 내의 필수적인 블록으로서 도 2에 묘사되었지만, 다른 실시예에서, 하나 이상의 프로세스 또는 데이터 구조 또는 그 일부가 동일하거나 상이한 호스트 상에, 하나 이상의 데이터베이스 내에 상이한 방식으로 배치되거나, 생략되거나, 하나 이상의 상이한 프로세스 또는 데이터 구조가 동일하거나 상이한 호스트 상에 포함된다. 예를 들어, 스플리터(216)와 기준 경로(220)는 0개 이상의 광 커플러를 포함한다.
4. 내부 반사 감산 기능을 갖는 도플러 보상된 LIDAR
도 3은 이전의 접근 방식을 이용하는 위상 인코딩 LIDAR 시스템의 예시적인 컴포넌트들을 도시하는 블록도이다. 물체(390)가 LIDAR 시스템(300)의 동작을 예시하기 위하여 도시되지만, 물체(390)는 LIDAR 시스템(300)의 일부가 아니다. 시스템은 레이저(310) 및 위상 변조기(320), 빔 스플리터(312), 서큘레이터 및 합성기(combiner)와 같은 광 믹서(360), 서큘레이터(323)와 같은 송신/수신기 광학 기기를 포함하는 스캐닝 광학 기기(322) 및 광 검출기(photodetector)(330)("광 검출기(optical detector)(330)"라고도 함)를 포함한다. 빔 스플리터(312)의 출력은 국부 발진기 기준 신호(314)("LO(314)"라고도 함)로 사용되며 광 믹서(360)에 입력된다. 리턴 광 신호(324)는 스캐닝 광학 기기(322) 내의 서큘레이터(323)에 의해 출력되고, 광 믹서(360)로 전송된다. 그 결과는 처리 시스템(350)에 입력되는 전기 신호(332)를 출력하는 광 검출기(330)로 지향되는 , 믹스된 광 신호이다. 처리 시스템(350)은 위상 변조기(320)를 구동하는 데 사용되는 디지털 코드를 생성하기 위한 디지털 코드 모듈(372)을 포함한다. 또한, 처리 시스템(350)은 디지털 코드 및/또는 전기 신호(332)에 기초하여 부호를 갖는 도플러 시프트를 유도하는데 사용되는 도플러 보상 모듈(370a)을 포함한다. 또한, 처리 시스템(350)은 디지털 코드 및/또는 전기 신호(332)에 기초하여 교차 상관 및 범위를 결정하기 위한 위상 추적 내부 반사 감산 모듈(370b)을 포함한다.
이전 접근 방식에서, 도플러 시프트의 부호를 결정하는 방법은 신호의 수학적 표현의 실수 및 허수 성분을 개별적으로 처리하는 것이었다. 아래에서 더욱 상세히 설명되는 실시예에서, 단측파대(sideband) 위상 변조의 이용은 개별 처리에 대한 필요성을 제거한다; 그러나, 이러한 시스템이 또한 사용될 수 있다.
전기 공학에서, 위상 변조(수학 함수(exp(i
Figure 112021042383232-pct00026
t))의 실수부와 허수부 사이의 각도 변조에 대응함)를 가진 사인 곡선은, 1/4 사이클(
Figure 112021042383232-pct00027
/2 라디안)만큼 위상이 오프셋된 2개의 진폭-변조된 사인 곡선으로 분해되거나 이러한 사인 곡선으로부터 합성될 수 있다. 모든 3개의 함수들은 동일한 주파수를 가진다. 진폭 변조된 사인 곡선은 0의 위상에서 동위상 성분(I) 및
Figure 112021042383232-pct00028
/2의 위상에서 직교위상 성분(Q)으로서 알려져 있다.
레이저는 반송파 주파수(fC)의 광 신호를 생성한다. 변조된 레이저 광 신호(L)는 수학식 4에 의해 수학적으로 표시된다.
[수학식 4]
Figure 112021042383232-pct00029
여기에서, I0는 레이저에 의해 출력되는 강도(intensity)이고, exp()은 exp(x) = ex가 되게 하는 지수 함수이고, i는 -1의 제곱근의 특성을 가진 허수이고, t는 시간이고,
Figure 112021042383232-pct00030
= 2
Figure 112021042383232-pct00031
fC는 광 반송파 주파수(fC)에 대응하는 각 주파수(angular frequency)이다.
수학적으로 이 표현은 실수부=I0Rcos(
Figure 112021042383232-pct00032
t)와 허수부=I0Isin(
Figure 112021042383232-pct00033
t)를 가지고, 여기에서, I0R은 강도의 실수부(동위상)이고, I0I는 허수부다. 진동의 위상은 실수부와 허수부 사이의 각도에 의해 주어진다. 따라서, L = I0Rcos(
Figure 112021042383232-pct00034
t) + iI0Isin(
Figure 112021042383232-pct00035
t)이고, I0는 실수부와 허수부의 제곱들의 합의 근 즉, I0 2 = I0R 2 + I0I 2이다. 스플리터(312)는 수학식 5에 의해 주어진 기준 신호(국부 발진기로 불림)(LO)로서 사용하기 위해 신호의 강도의 작은 부분을 지향시킨다.
[수학식 5a]
Figure 112021042383232-pct00036
여기에서, A는 스플리터(312)의 강도 효과를 나타내는 상수이다. 따라서, 일반적으로 전기 신호를 출력하는 광 검출기에서 검출되는 전기장(ELO)은 수학식 5b로서 기재될 수 있다.
[수학식 5b]
Figure 112021042383232-pct00037
기준 신호(LO)가 변조되지 않은 레이저 신호일 때, 전체 신호는 동위상이고 허수 성분은 영이다. 따라서, 다음과 같이 된다.
[수학식 5c]
Figure 112021042383232-pct00038
이 실시예에서, 처리 시스템 내의 변조 신호 모듈은 B(t)로서 표현되는 광 반송파 상의 위상 변화로서 부여될 심벌의 디지털 코드를 나타내는 전기 신호를 전송하고, 여기에서 B(t)는 t의 함수로서 0과
Figure 112021042383232-pct00039
/2 사이에서 스위칭된다. 변조기(282a) 역할을 하는 위상 변조기(320)는 필드 프로그래머블 게이트 어레이(field-programmable gate array, FPGA)로부터 디지털 라인을 빼내고, 이를 증폭시키고, EO 위상 변조기를 구동함으로써 광 반송파에 위상 변화를 부여한다. 그러면, 전송된 광 신호 T는 수학식 6a에 의해 주어진다.
[수학식 6a]
Figure 112021042383232-pct00040
여기에서, C는 부분 A의 분할에 의한 I0에서의 감소와 위상 변조기(320) 또는 전송된 경로의 다른 부품에 의해 부여된 임의의 증폭 또는 추가 감소를 설명하는 상수이고, R은 위상 변조 후의 잔류 반송파의 진폭이고, S는 위상 코드화된 신호에 대한 진폭이다. 여기에서,
Figure 112021042383232-pct00041
= 2
Figure 112021042383232-pct00042
f0는 도플러 시프트를 검출하는데 유용한 스펙트럼에서의 임의의 파일럿 톤(pilot tone)의 주파수 f0에 대응하는 각 주파수이다. 이중 측파대 변조를 이용하는 이전의 접근 방식에서, 이 피크는 반송파 주파수(fC)에 있다(f0 = fC). 이것은 이중 측파대 위상 변조기의 0차 및 1차 측대파이다; 그리고, 인수
Figure 112021042383232-pct00043
t의 위상은 항상 반송파 및 신호의 위상 코드 부분 모두에 대하여 관련된다.
현재 기술을 이용하는 다양한 실시예에서, 도플러 검출을 위하여 유용한 이 파일럿 피크는 반송파 주파수에 있지 않다. 즉, f0
Figure 112021042383232-pct00044
fC이다; 그러나, 대신에, 비-반송파(non-carrier) 파일럿 톤(fP)에 있다(예를 들어, f0 = fP; 및
Figure 112021042383232-pct00045
= 2
Figure 112021042383232-pct00046
fP). 파일럿 피크는 반송파 주파수로부터 알려진 부호를 갖는 오프셋된 단일 톤이다; 그리고, 알려진 파일럿 주파수(fP)를 갖는 비-반송파(non-carrier, NC) 파일럿 톤이라 불린다. 그러면, 수학식 6a는 수학식 6b로 대체된다.
[수학식 6b]
Figure 112021042383232-pct00047
여기에서, P는 비-반송파 파일럿 신호이고,
Figure 112021042383232-pct00048
는 일부 실시예에서 여전히 반송파 주파수에 있지만 단측파대 위상 변조기를 이용하는 다른 실시예에서는 다른 주파수에 있는, 코드의 중심에서의 주파수이다. 일부 실시예에서, 아래에서 더욱 상세히 설명되는 바와 같이, NC 파일럿 톤은 송신되는 출력 광 신호 대신에 기준 광 신호에 추가된다.
리턴된 신호는 광 믹서로 지향되고, 여기에서 리턴 광 신호는 수학식 5a 내지 수학식 5c에 의해 주어진 기준 광 신호(LO)와 믹스된다. 송신된 빔에 의해 가로채어진 k번째 물체로부터의 리턴된 신호(R)는 반송파 파일럿 톤 f0 = fC에 대하여 수학식 7a로 주어진다.
[수학식 7a]
Figure 112021042383232-pct00049
여기에서, Ak는 물체(390)로의 그리고 그로부터의 전파(propagation)에 기인하는 강도의 손실과 k번째 물체(390)에서의 산란을 설명하는 상수이고,
Figure 112021042383232-pct00050
는 LIDAR 시스템과 k번째 물체 사이의 왕복 이동 시간이고,
Figure 112021042383232-pct00051
= 2
Figure 112021042383232-pct00052
Figure 112021042383232-pct00053
는 k번째 물체의 도플러 주파수 시프트(본 명세서에서 편의상, 도플러 시프트로 불림)의 각 주파수이다. 모든 타겟에 걸쳐 합산된 리턴 신호의 전기장(ER)은 수학식 7b에 의해 주어진다.
[수학식 7b]
Figure 112021042383232-pct00054
비-반송파 파일럿 톤 및 단측파대 코드에 대하여, 리턴은 수학식 7c로 표현되고, 전기장은 수학식 7d로 표현된다.
[수학식 7c]
Figure 112021042383232-pct00055
[수학식 7d]
Figure 112021042383232-pct00056
광 믹서(360)에서 동시 신호들(coincident signals)(예를 들어, LO(314) 및 리턴 광 신호(324))은 믹스되어 있는 2개의 광 신호의 주파수, 위상 및 진폭에서의 차이와 관련된 비트(beat) 주파수 및 광 믹서(360)의 기능에 의존하는 출력을 가진 믹스된 광 신호(362)를 생성한다. 본 명세서에서 사용된 바와 같이, 다운 믹싱(down-mixing)은 광 헤테로다인 검출을 의미하고, 이는 비선형 광 프로세스를 이용하는 헤테로다인 검출의 구현이다. 본 명세서에서 "다운 믹싱"으로 불리는 광 헤테로다인 검출에서, 몇몇 광 주파수에서의 관심 광 신호가 인접(close-by) 주파수로 설정된 기준 "국부 발진기"(LO)와 비선형적으로 믹스된다. 요구되는 결과는, 원래의 광 주파수 신호의 정보(진폭, 위상 및 주파수 변조)를 반송하지만, 편리하게는 RF 대역에서, 본 명세서에서 비트 주파수라 불리는 더욱 용이하게 처리된 더 낮은 주파에서 발진하고 있는 차이 주파수(difference frequency)이다. 일부 실시예에서, 이 비트 주파수는 RF 아날로그 디지털 변환기(analog to digital converter, ADC)에 의해 용이하게 디지털화될 수 있는 전기 아날로그 신호와 같은 전기 신호(332)로서 광 검출기로부터 출력될 수 있는 RF 대역 내에 있다. 전기 신호(332)는 처리 시스템(350)으로 입력되고, 디지털 코드 모듈(372)로부터의 디지털 코드와 함께, 교차 상관과 거리를 결정하고, 일부 실시예들에서, 물체의 부호를 갖는 도플러 시프트 및 결과적인 속도와 방향을 결정하기 위하여, 도플러 보상 모듈(370a)에 의해 사용된다. 일부 실시예에서, 전기 신호(332)는 처리 시스템(350)이 교차 상관과 거리를 결정할 수 있도록 처리 시스템(350)으로 입력되고 디지털 코드 모듈(372)로부터의 디지털 코드와 함께 위상 추적 내부 반사 감산 모듈(370b)에 의해 사용된다.
일부 실시예에서, 원 신호(raw signal)는 도플러 피크를 찾기 위해 처리되고, 그 주파수(
Figure 112021042383232-pct00057
)는 상관 계산을 보정하고 정확한 거리를 결정하기 위해 사용된다. 그러나, 이러한 실시예에서, I/O 검출의 결핍은 양 및 음의 도플러 시프트 모두에서 도플러 시프트 주파수에서의 실수 값 시간 도메인 신호를 초래할 것이다. 이 신호의 분석은 도플러 시프트의 부호를 밝히지 못할 것이다. 다른 실시예에서, 광 믹서 및 처리가 동위상 및 직교위상 성분을 결정하고,
Figure 112021042383232-pct00058
를 먼저 예측하기 위해 이러한 분리를 사용한 후,
Figure 112021042383232-pct00059
를 추론하기 위해 교차 상관 계산을 보정하기 위하여
Figure 112021042383232-pct00060
를 사용하도록 구성되면, 유용하다는 것을 알게 되었다. 또한,
Figure 112021042383232-pct00061
의 값은 물체의 속도를 나타내기 위해 사용된다. 그 다음,
Figure 112021042383232-pct00062
의 값은 전술된 수학식 3을 이용하여 물체까지의 거리를 결정하고 제공하기 위하여 사용된다. 전체 내용이, 마치 본 명세서에서 완전히 설명되는 것처럼, 본 명세서에 참조로서 통합되는, 2018년 8월 9일 WO 2018/144853호로 간행된 국제 특허 출원 PCT/US2018/016632에서 설명된 바와 같이, 광 믹서에 의한 I 신호와 Q 신호의 분리는 도플러 시프트의 부호를 분명하게 결정할 수 있게 한다.
4.1 도플러 보상된 LIDAR - 도플러 시프트된 리턴 신호의 스펙트럼
도 4a는 송신된 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프(140a)이다; 그리고, 도 4b는 도플러 시프트된 복소 리턴 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프(440a)이다. 수평 축(442)은 광 반송파(fC)로부터 오프셋된 RF 주파수를 임의 단위로 나타낸다. 수직 축(444)은 스펙트럼 밀도라고도 불리는 특정의 좁은 주파수 빈(bin)의 진폭을 0에 대하여 임의 단위로 나타낸다. 통상적인 위상 변조기는 RF 위상 변조 신호를 반송파 주파수(fC) 양측에 추가한다. 이는 이중 측파대 변조(dual sideband modulation)라 불린다. 트레이스(445)는 통상적인 위상 인코딩 구현과 같이, fC에 대응하는 RF f0 = 0을 갖는 송신된 신호를 나타낸다(주파수 0을 갖는 전기장은 직류(direct current, DC)라고도 함). 변조가 광 반송파 주파수(fC)를 낮추더라도, 그 주파수에서의 스펙트럼 밀도에서 잔류 스파이크(spike)가 여전히 존재한다. 그 스파이크는, 다음에 설명되는 바와 같이, 전력 스펙트럼을 지배하며 도플러 시프트를 감지하는데 사용된다. 그 잔류 반송파 스파이크는 도플러 시프트 검출을 안내하기 때문에 본 개시에서 반송파 "파일럿(pilot)"이라 불린다.
도 4b에서, 트레이스(446)는 LIDAR 시스템을 향해 이동하고 있는 물체로부터 후방 산란되고 이에 따라 더 높은 주파수로 도플러 시프트(청색 편이라 함)된 이상적인 (노이즈 없는) 복소 리턴 신호를 나타낸다. 리턴은 적절한 RF f0 = 0(DC)에서 피크를 갖지 않는다; 그러나, 대신에, 시프트된 주파수 fS로
Figure 112021042383232-pct00063
fD만큼 청색 편이된다. 시간 도메인 신호가 IQ 기술을 이용하여 샘플링될 때, 도플러 시프트의 부호(DC에 상대적인 양 또는 음)는 결과적인 파워 스펙트럼에서 명백하다.
Crouch I에서 설명된 다른 실시예에서, 광 믹서 및 처리가 동위상(I) 및 직교위상(Q) 성분을 결정하도록 구성된다면, 유리한 것으로 밝혀졌다. 하나 이상의 컴포넌트(예를 들어, 도 3에서의 광 믹서(360))에 의한 IQ 검출은 도플러 시프트의 부호를 해결하기 위하여 활용될 수 있다.
Crouch I에 설명된 예시적인 하드웨어 실시예에서, 90도 광 하이브리드 광 믹서(90 degree optical hybrid optical mixer)는 디지털화되는 2개의 채널에 광학적으로 다운 믹싱된(down-mixed) 신호의 I/Q 검출을 허용한다. 이 시스템은 매우 유연한 "소프트웨어로 정의된(software defined)" 측정 아키텍처가 발생할 수 있게 한다. Crouch I에서 설명된 다른 하드웨어 실시예는 3x3의 멀티 모드 간섭(Multimode Interference, MMI) 구조의 사용을 포함한다. 이러한 장치들은 자유 공간 90도 하이브리드(Free-space 90-degree hybrids)보다 더 컴팩트하다. 이들은 각각의 출력 포트에서 120도 위상 시프트를 생성한다. 그 다음, 각각의 포트는 복소 신호의 소프트웨어 기반 재구성 전에 독립적으로 검출되고 디지털화된다. 이 접근 방식은 측정을 지원하기 위해 적어도 2개의 검출기와 2개의 아날로그-디지털 변환기(Analog to Digital Converter, ADC)를 필요로 한다. 이것은 광학 하이브리드, 검출기, 전기 라우팅 및 디지타이저가 모두 공간을 차지하는 고도로 통합된 설계에서 스케일링(scaling)에 대한 쉽지 않은 과제를 제시한다.
Crouch II에 설명된 다른 실시예에서, 동위상(I) 및 직교위상(Q) 성분이 별개의 시간들에서 감지된다면, 이점이 획득된다. 기준 신호는 리턴된 광 신호의 실수부와 관련된 전기 신호를 광 검출기(330)에서 측정하기 위하여 하나의 시간 간격 동안 송신된 신호와 동위상이 되도록 만들어질 수 있고, 기준 신호는 리턴된 광 신호의 복소 부분과 관련된 전기 신호를 광 검출기(330)에서 측정하기 위하여 다른 중첩되지 않는 시간 간격 동안 송신된 신호와 직교하도록 만들어질 수 있다. 그 다음, 복소 신호가 2개의 측정된 전기 신호로부터 도플러 보상 모듈(370a)에서 디지털 방식으로 생성될 수 있다; 그리고, 디지털 방식으로 구성된 복소 신호는 적절하게 부호를 갖는 도플러 시프트를 결정하는 데 사용될 수 있다.
이 실시예들에서, I/Q 분리가 부호를 갖는
Figure 112021042383232-pct00064
를 추정하는데 먼저 사용되었고, 부호를 갖는
Figure 112021042383232-pct00065
는
Figure 112021042383232-pct00066
t를 유도하기 위하여 교차 상관 계산을 보정하는데 사용되었다. 추정은 처리 간격의 지속 시간에 의해 설정된 시스템의 주파수 해상도 내에 있어야 한다. k번째 리턴으로 인한 전기장에 대한 도플러 시프트되고, (다운 믹싱 후의) 시간 지연된 코드 항은 수학식 7e에 의해 주어진다.
[수학식 7e]
Figure 112021042383232-pct00067
도플러 추정(
Figure 112021042383232-pct00068
)을 이용한 보정은 시간 도메인에서의 벡터 곱셈(또는 주파수 도메인에서의 CIRCSHIFT 방법)에 의해 성취된다. 벡터 곱셈은 수학식 7f에 표시된다.
[수학식 7f]
Figure 112021042383232-pct00069
수학식 7f에서, 잔류 위상 항이 남아 있지만, 인수의 발진하는 도플러 성분은 제거된다(보상된다)는 것을 알 수 있다.
또한,
Figure 112021042383232-pct00070
의 부호를 갖는 값은, 적어도 물체를 LIDAR 시스템(300)에 연결하는 벡터에서, 물체의 속도와 방향을 제공하는데 사용된다. 그 다음,
Figure 112021042383232-pct00071
t의 값은 전술된 수학식 3을 이용하여 물체까지의 거리를 결정하고 제공하는데 사용된다. 광 믹서에 의한 I 및 Q 신호 분리는 도플러 시프트의 부호를 명확하게 결정할 수 있게 한다. I 및 Q 성분이 개별적으로 결정되는 이러한 도플러 보상 실시예 중 일부에서, 송신된 신호 및 리턴된 신호의 스펙트럼을 취하고 각각에서 피크를 검색 한 다음, 대응하는 피크의 주파수를 감산함으로써
Figure 112021042383232-pct00072
fD를 찾는 대신에, RF 대역에서 다운 믹싱된 리턴된 신호의 동위상 및 직교위상 성분의 교차 스펙트럼을 취하는 것이 더욱 효율적이다.
실제로, 리턴의 동위상 및 직교위상(I/Q) 성분들을 모두 나타내는 복소수 리턴은 종종 측정되지 않고, 실수 값 리턴의 스펙트럼은 +
Figure 112021042383232-pct00073
fD 및 -
Figure 112021042383232-pct00074
fD 모두에서 피크들을 가지며, 따라서, 도플러 시프트의 방향 및 타겟의 이동 방향은 단일 리턴으로부터 식별 가능하지 않다. 도 4c는, 일 실시예에 따라, IQ 처리가 수행되지 않은 때의 예시적인 리턴 신호 스펙트럼을 도시하는 개략도이다. 믹스된 광 신호의 실수부만이 샘플링되는 경우(비-IQ 검출: non-IQ detection), 결과적인 파워 스펙트럼은 이 두 트레이스들의 합처럼 보일 것이다. 반송파 파일럿은 스펙트럼의 양측에 보인다. 도플러 시프트된 반송파 파일럿 톤이 분명하고, 거리 측정을 위한 상관 동작 전에 보정될 수 있지만, 피크가 스펙트럼의 양측에 나타나고 DC에 대해 대칭(RF f0 = RF fC = 0)이기 때문에 부호는 복구 가능하지 않을 수 있다.
위의 모든 경우에, 방법들은 이중 측파대 파형을 유도하기 위하여 전기 광학 위상 변조기를 이용한다. 이러한 변조기를 이용하면, 변조 깊이는 반송파 주파수에서 일정 에너지를 유지하도록 선택된다. 잔류 반송파는 송신된 파형에서 "파일럿" 톤 역할을 한다. 이 CW "파일럿"이 도플러 시프트될 때, 그 결과는 타겟으로부터 도플러 시프트를 추정하는데 사용될 수 있는 비트 노트(beat note)이다. 이 파일럿 톤에 기초한 도플러의 추정은 기준 코드와의 교차 상관 이전에 코드 신호의 효율적인 도플러 보정을 가능하게 한다(2단계, 도플러 다음의 거리 추정 프로세스). 기본 위상 변조기 이상의 전기 광학 변조 아키텍처는 광 섬유 통신에서 일반적이다.
일반적인 아키텍처(Shimotsu 또는 Laoyssa 참조 문헌을 참조하라)는 SSBSC(single-sideband suppressed carrier: 반송파 억제 단측파대) 위상 변조의 실현을 가능하게 한다. 개시되는 새로운 실시예에서, NC 파일럿 톤은 반송파 주파수에서 멀리 이동되고(RF f0
Figure 112021042383232-pct00075
0), fC에 매핑되지 않는다. 일부 실시예에서, 이것은 비-반송파 파일럿이나 위상 인코딩 신호, 또는 이 모두를 생성하기 위하여 단측파대 변조를 사용하여 성취된다; 그리고, 비-반송파 파일럿 톤이 도입된다. 즉, 일부 실시예에서, 송신된 (광 출력) 신호는 광대역 RF 위상 인코딩 신호를 사용하는 레이저로부터의 반송파 주파수에서의 광 신호의 단측파대(SSB) 변조에 의해 생성되고, 출력 광 신호는 반송파 주파수의 단일 측에서의 광 광대역 위상 인코딩 광 신호(optical broadband phase-encoded optical signal) 및 광 광대역 내의 주파수에서의 파일럿 톤을 포함한다.
적절한 파형 설계를 이용하면, 이러한 SSBSC 위상 변조기는 반송파 주파수 이외의 주파수에서 파일럿 톤을 생성하는데 사용될 수 있고, 이는 위에서 논의된 도플러 시프트 추정의 비-기저 대역(non-baseband) 중심의 동작을 가능하게 한다. 비-반송파 파일럿 톤은 이하에서 엔지니어링된 파일럿 톤 또는 간단히 NC 파일럿 톤이라고 지칭한다. 더 나아가, NC 파일럿 톤이 반송파의 한 측에만 존재하기 때문에(단측파대), 도플러 시프트는 IQ 분리 없이도 부호 모호성이 없이 신호 스펙트럼들에 나타날 것이다. 따라서, 도플러 시프트의 부호(접근하는 타겟 대 후퇴하는 타겟)가 정확하게 해결될 것이다. NC 파일럿 톤이 송신된 광 신호 대신 기준 광 신호에 도입되는 경우에도 유사한 결과가 발생한다. 복구된 부호를 갖는 도플러 시프트에 기초한 도플러 보정은 이전 방법에서 설명된 것과 동일하다.
다양한 실시예에서, 다양한 상이한 컴포넌트가, 물체(390)와의 상호 작용을 위하여 스캐닝 광학 기기(322)를 통해 송신되는 출력 광 신호; 또는, 광 믹서(360)에서 리턴된 신호(324)와 믹스하기 위한 기준 광 신호 중 하나에 비-반송파 파일럿 톤을 도입하기 위해 사용된다.
4.2 NC 파일럿 톤 및 내부 반사 감산을 이용하는 도플러 보상된 LIDAR
도 5a는, 일 실시예에 따른, 비-반송파 파일럿 톤을 사용하는 예시적인 도플러 보상된 LIDAR 시스템을 도시하는 블록도이다. 물체(390)가 예시의 목적으로 도시되지만, 물체(390)는 LIDAR 시스템(500a)의 일부가 아니다. 스캐닝 광학 기기(322), 서큘레이터(323), 광 믹서(360), 광 검출기(330), 디지털 코드 모듈(372) 및 물체(390)는 도 3에 대하여 전술된 바와 같다. 그러나, 여기에서, 레이저(310) 및 빔 스플리터(312)는 위상 변조를 위한 광 베이스 신호(OB, 511a) 및 기준 신호(REF(514a))를 생성하기 위하여 하나 이상의 레이저 및 다른 광 커플러를 갖는 광 소스(들)(510a)로 대체된다. 광 소스(들)(510a)은 광 베이스 신호(511a)를 생성하는데 사용되는 레이저의 반송파 주파수와 다른 파일럿 톤을 생성하도록 구성된 비-반송파 파일럿 톤 생성기(588a)(도 5a에서 "NC 파일럿 톤 생성기(588a)"로 표시됨)를 포함한다. 이 구성은 이전 레이저(310)에 대한 상이한 구동 기능 또는 자체 구동 기능을 갖는 별도의 레이저로 성취될 수 있다. 이중 측파대 위상 변조기(380)는 0개 이상의 단측파대(SSB) 또는 반송파 억제 단측파대(SSBSC) 위상 변조기 또는 몇몇 조합을 포함하는 하나 이상의 위상 변조기(들)(580a)로 대체된다.
처리 시스템(350)은 단측파대(SSB) 위상 처리 모듈(574a)을 구비하는 도플러 보상 모듈(570a)을 포함하는 처리 시스템(550a)으로 대체된다. 또한, 처리 시스템(550a)은 전기 신호(532a)에 기초하여 교차 상관 및 거리를 결정하기 위한 위상 추적 내부 반사 감산 모듈(572a)을 포함한다. NC 파일럿 톤 생성기(588a)는 구동 기능을 제공하는 SSB 위상 처리 모듈(574a)에 의해 제어된다. 또한, SSB 위상 처리 모듈(574a)은 전기 신호(532a)에 기초하여 부호를 갖는 도플러 시프트를 결정한다. 전기 신호(532a)는 REF(514a)와 리턴 신호(524a)가 광 믹서(360)에서 동시에 발생하는 경우, 광 믹서(360)에 의해 출력된 믹스된 광 신호(562a)에 의해 타격될 때 검출기(330)에 의해 출력된다. 리턴 신호(524a)는 스캐닝 광학 기기(322)를 통해 위상 변조기(580a)로부터의 광 출력 신호를 송신하는 것에 응답하여 수신된다.
이 실시예들 중 일부에서, 광 소스들(510a)은 반송파 주파수 광 신호만을 생성하기 위해 구동되는 제1 레이저를 사용한다. 광 소스들(510a)은 NC 파일럿 톤 생성기(588a)로서 비-반송파 파일럿 톤을 생성하기 위해 SSB 위상 처리 모듈(574a)에 의해 구동되는 별도의 제2 레이저를 사용한다. 이 실시예들 중 일부에서, 광 소스(들)(510a)는 반송파 주파수 광 신호를 분할하여 광 베이스(OB, 511a)의 성분으로서 위상 변조기(들)(580a)로 그리고 광학 기준 신호(REF, 514a)의 성분으로서 광 믹서(360)로 지향되게 하는 스플리터를 포함한다. 이 실시예들 중 일부에서, NC 파일럿 톤 생성기(588a)로부터의 NC 파일럿 톤 광 신호는 결합기 광 커플러를 사용하여 광 베이스 신호(OB, 511a) 또는 광 기준 신호(REF, 514b)에 추가되지만 둘 다에는 추가되지 않는다. 일부 실시예에서, REF(514a)는 반송파 주파수 광 신호 없이 NC 파일럿 톤만 포함하고, 광 베이스 신호(OB, 511a)는 반송파 주파수 광 신호만을 포함한다.
일부 실시예에서, 광 소스(들)는 반송파 주파수 광 신호를 생성하는 단일 레이저 및 대부분의 에너지를 OB(511a)로서 위상 변조기(들)(580a)로 지향시키는 스플리터를 포함한다. 또한, 광 소스(들)(510a)는 스플리터로부터 방출된 저에너지 빔의 광 주파수를 이후에 REF(514a)로서 광 믹서(360)로 출력되는 NC 파일럿 톤으로 시프트시키기 위한 음향 광학 변조기(acousto-optic modulator, AOM)를 포함한다. 이 실시예들에서, AOM은 광 주파수를 AOM에서 원하는 파일럿 주파수로 시프트시키기에 충분한 음향 주파수를 생성하도록 음원을 구동함으로써 SSB 위상 처리 모듈(574a)에 의해 제어된다.
위상 코드는 위상 변조기(들)(580a)를 이용하여 광 베이스 신호(OB, 511a) 위에서 위상 변조된다. SSB 위상 처리 모듈(574a)은 전기 신호(532a), NC 파일럿 톤의 알려진 파일럿 주파수 및 광 베이스 신호(OB, 51la)에 추가된 결과로서 파일럿 톤이 REF(514a)에 있는지 아니면 전기 신호(532a)에 있는지 여부에 기초하여 부호를 갖는 도플러 시프트를 결정한다. 도플러 검출 모듈에서의 기존 코드는 거리를 보정하고 거리 및 적절하게 부호를 갖는 상대 속도를 제공하기 위하여 SSB 위상 처리 모듈(574a)로부터 부호를 갖는 도플러 시프트를 사용한다.
도 5b는, 다른 실시예에 따른, 비-반송파 파일럿 톤을 사용하는 예시적인 도플러 보상된 LIDAR 시스템을 도시하는 블록도이다. 이 실시예들에서, 위상 변조기(들)는 NC 파일럿 톤을 생성하도록 구성되고, 따라서 NC 파일럿 톤 생성기(588b)를 포함한다. 레이저 소스들(510a)의 NC 파일럿 톤 생성기(588a)는 광 소스(들)(510b)에서 생략된다. 물체(390)가 예시의 목적으로 도시되지만, 물체(390)는 LIDAR 시스템(500b)의 일부가 아니다. 스캐닝 광학 기기(322), 서큘레이터(323), 광 믹서(360), 광 검출기(330), 디지털 코드 모듈(372) 및 물체(390)는 도 3에 대하여 전술된 바와 같다. 여기에서, 광 소스(들)(510a)는 위상 변조를 위한 광 베이스 신호(OB, 511b) 및 기준 신호(REF, 514b)를 생성하기 위해 하나 이상의 레이저 및 다른 광 커플러를 갖는 광 소스(들)(510b)로 대체된다.
위상 변조기(들)(580a)는 반송파 주파수와 상이한 파일럿 톤을 생성하도록 구성된 NC 파일럿 톤 생성기(588b)를 포함하는 위상 변조기(들)(580b)로 대체된다. NC 파일럿 톤 생성기(588b)는 하나 이상의 단측파대(SSB) 또는 반송파 억제 단측파대(SSBSC) 위상 변조기 또는 기타 광학 부품, 또는 몇몇 조합을 포함한다. 일부 실시예에서, 단일 SSBSC 위상 변조기는 위상 코드와 파일럿 톤을 모두 부여한다.
일부 실시예에서, 위상 변조기(들)(580b)는 스플리터, 결합기, 위상 코드 신호를 부여하는 이중 측파대 위상 변조기 및 NC 파일럿 톤 생성기(588b)로서의 SSB 위상 변조기를 포함한다. 스플리터는 광 베이스 신호(OB, 511a)를 대략 동일한 강도의 두 빔으로 분할하여, 하나의 빔을 이중 측파대 위상 변조기로 전송하고 다른 하나를 NC 파일럿 톤 생성기(588b)로서의 SSB 위상 변조기로 전송한다. 2개의 변조기로부터의 출력은 광 합성기에서 합성되어 스캐닝 광학 장치(322)를 통해 송신되는 출력 광 신호를 생성한다.
일부 실시예에서, 위상 변조기(들)는 위상 코드를 부여하기 위한 단일 DSB 또는 SSB 또는 SSBSC 위상 변조기와, 반송파 주파수를 갖는 광 베이스 신호의 광 주파수를 NC 파일럿 톤으로 시프트시키기 위한 NC 파일럿 톤 생성기(588b)로서의 음향 광학 변조기(AOM)를 포함한다 이 실시예들에서, AOM은 광 주파수를 AOM에서 원하는 파일럿 주파수로 이동시키기에 충분한 음향 주파수를 생성하도록 음원을 구동함으로써 SSB 위상 처리 모듈(574b)에 의해 제어된다.
처리 시스템(350)은 단측파대 위상 처리 모듈(574b)을 구비하는 도플러 보상 모듈(570b)을 포함하는 처리 시스템(550b)으로 대체된다. 또한, 처리 시스템(550b)은 전기 신호(532a)에 기초하여 교차 상관 및 거리를 결정하기 위한 위상 추적 내부 반사 감산 모듈(572b)을 포함한다. NC 파일럿 톤 생성기(588b)는 SSB 위상 처리 모듈(574b)에 의해 제어되며, 해당 모듈은 파일럿 톤을 생성하는 위상 코드 및 위상 인코딩 LIDAR 신호를 제공한다. 또한, SSB 위상 처리 모듈은 전기 신호(532b)에 기초하여 부호를 갖는 도플러 시프트를 결정한다. 전기 신호(532b)는 REF(514b)와 리턴 신호(524b)가 믹서에서 동시에 발생하는 경우에 광학 믹서(360)에 의해 출력된 믹스된 광 신호(562b)에 의해 타격될 때 검출기(330)에 의해 출력된다. 리턴 신호(524b)는 스캐닝 광학 기기(322)를 통해 위상 변조기(580b)로부터의 광 출력 신호를 송신하는 것에 응답하여 수신된다.
4.3 도플러 보상된 LIDAR: 도플러 시프트된 SSB 리턴 신호의 스펙트럼
도 6a는, 일 실시예에 따라, SSB 출력 광 신호의 예시적인 스펙트럼(645)을 도시하는 개략적인 그래프(640a)이다. 반송파 억제 단측파대의 경우에서의 송신된 스펙트럼(645)은 전적으로 반송파 주파수(fC)(RF = 0, DC)의 한 측에 있으며, RF f0
Figure 112021042383232-pct00076
0에서 피크를 가진다. 또한, 스펙트럼은 코드 피크(fp = f0)와 함께 위치되는 비-반송파 파일럿 톤(fP)에서의 스펙트럼 밀도에서 스파이크를 나타낸다; 그러나, 비-반송파 파일럿 톤은 다른 실시예에서 피크에 있을 필요는 없다. 이 비-반송파 파일럿 톤은 도플러 시프트의 검출을 안내할 뿐만 아니라; 아래에 더 상세히 설명되는 바와 같이 도플러 시프트 부호의 명확한 결정을 제공한다.
도 6b는, 일 실시예에 따라 IQ 처리가 수행되는 때의 도플러 시프트된 SSB 광 리턴 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프(640b)이다. 이것은 반송파 억제 단측파대의 경우에 있어서의 트레이스(646)로서 물체로부터의 역반사되고 도플러 시프트된 스펙트럼을 도시한다. 도플러 시프트 및 부호는 시프트된 비-반송파 파일럿 톤(646a)(fPS로 지정됨)에서 측정된 지배적인 스펙트럼 피크와 파일럿 주파수(fP) 사이의 차이(아래의 수학식 9 참조)로서 용이하게 결정된다. 부호를 갖는 도플러 시프트의 이러한 새로운 계산은 전술된 SSB 위상 처리 모듈(574a, 57b) 에서 사용된다. 이러한 부호를 갖는 도플러 시프트는, 이전 접근 방식에서와 같이, 물체의 상대 속도 및 거리 계산을 보정하는 데 사용된다.
도 6c는, 일 실시예에 따라, IQ 처리가 수행되지 않은 때의 도플러 시프트된 SSB 리턴 신호 스펙트럼의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적인 그래프(640c)이다. 결과적인 스펙트럼(647)은 실제 응답(646) 및 반송파 주파수 주변의 이의 반사이다. 변조를 구동할 때와 광 믹서에서 다운 믹싱한 후의 모두에서 RF 신호로 변환할 때, 반송파 주파수는 0 주파수에서 RF 신호의 DC 성분에 대응한다는 점에 주목하라. 비-반송파 파일럿 톤 주파수(647a)가 대칭 축을 벗어나기 때문에, 이는 리턴 스펙트럼의 양쪽 절반 모두에서 분명하다. 비-IQ 샘플링의 경우에, 결과적인 양측에 걸친 파워 스펙트럼(647)은 각각 반송파 주파수의 위와 아래에 있는 상위 및 하위 시프트된 파일럿 톤(fPSU, fPSL)으로 표시된 2개의 파일럿 톤 피크(647a, 647b)를 가진다. 이 두 피크는, 수학식 8a 또는 수학식 8b에 의해 주어지는 바와 같이, 부호를 갖는 도플러 시프트(
Figure 112021042383232-pct00077
fD)의 복구를 가능하게 한다.
[수학식 8a]
Figure 112021042383232-pct00078
[수학식 8b]
Figure 112021042383232-pct00079
4.4 SSB 위상 인코딩 LIDAR를 이용하는 도플러 보상을 위한 방법
도 7은, 일 실시예에 따라, 거리에 대한 부호를 갖는 도플러 시프트 효과를 결정하고 보상하기 위하여 단측파대 위상 인코딩 LIDAR 시스템을 사용하는 예시적인 방법을 도시하는 순서도이다. 동작들이 도 7에서 예시의 목적으로 특정 순서로 통합 단계로서 도시되지만, 다른 실시예에서, 하나 이상의 동작 또는 그 일부는 상이한 순서로 수행되거나, 시간적으로 직렬 또는 병렬로 중첩되거나, 생략되거나, 하나 이상의 추가 동작이 추가되거나, 방법이 몇몇 조합 방식으로 변경된다. 일부 실시예에서, 방법(700)의 일부 또는 모든 동작은 도 2에서의 LIDAR 시스템(200), 도 3에서의 LIDAR 시스템(300), 도 5a에서의 LIDAR 시스템(500a) 및/또는 도 5b에서의 LIDAR 시스템(500b)과 같은 하나 이상의 LIDAR 시스템에 의해 수행될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예에서, 동작 703 및 710 내지 733은 도 3에서의의 처리 시스템(350) 및/또는 도 5a와 도 5b에서의 처리 시스템(550)에 의해 수행될 수 있다.
동작 701에서, 예를 들어 LIDAR 시스템과 같은 트랜시버(transceiver)는, 적어도 부분적으로, 위상 코드 시퀀스의 입력에 기초하여 위상 인코딩 광 신호를 송신하도록 구성된다. 또한, 레이저로부터의 변조되지 않은 입력 광 신호 또는 위상 인코딩 송신 신호의 일부(예를 들어, 1% 내지 10%)는 기준 광 경로로 지향된다. 위상 인코딩 광 신호 또는 기준 신호는 NC 파일럿 톤을 포함하지만, 두 신호가 모두 이를 포함하지는 않는다. 예를 들어, LIDAR는 도 5a 또는 도 5b에 도시된 바와 같이, 또는 몇몇 조합으로 구성된다. 또한, 트랜시버는 송신된 신호에 의해 조명되는 외부 물체로부터의 후방 산란된 광 신호를 수신하도록 구성된다. 일부 실시예에서, 동작 701은 다음의 동작 중 하나 이상의 기능을 또한 제공하기 위해 하드웨어 내의 다른 광학 부품을 구성하는 것을 포함한다. 송신된 신호가 빔일 필요는 없다는 것에 주목하라. 발산 신호는 단일 거리 프로파일 내에서 다수의 서로 다른 거리들과 도플러 값들을 확실히 포착할 것이다; 다만, 조명된 스팟 내에서 교차 거리 해상도(cross range resolution)는 제공하지 않는다. 그러나, 물체를 식별하는 데 유용한 교차 거리 해상도를 제공하기 위하여 포인트 별 스캐닝과 함께 제공되는 고유 희소성(inherent sparsity)을 제공하는 좁은 빔을 사용하는 것이 유리하다.
동작 703에서, n개 심벌 알파벳에서 각각 선택된 N개 심벌의 M개의 블록을 나타내는 M*N개 심벌의 시퀀스로 구성된 코드가 거리 측정에서의 사용을 위하여 생성되고, M개 블록 중에서 일련의 N개 심벌의 중복은 없다. 또한, 일부 실시예에서, 이러한 위상 인코딩을 이용한 RF 신호의 푸리에 변환은, Crouch I에 설명된 바와 같이, 도플러 시프트를 결정하는데 사용하기 위해 동작 703 동안 결정된다.
동작 705에서, 수학식 4로 표현되는 바와 같은 레이저 출력의 제1 부분은, 수학식 6으로 표현되는 바와 같은 비-반송파 파일럿 톤을 갖는 송신된 단측파대 위상 인코딩 신호를 생성하기 위하여, SSBSC 위상 변조기와 같은 단측파대 위상 변조기를 이용하여 디지털 코드 모듈(372)로부터 수신된 코드를 사용하여 변조되어, 물체 또는 물체의 일부가 존재 또는 부재할 수 있는 장면 내의 한 스팟으로 지향된다. 또한, 동작 705에서, 레이저 출력의 제2 부분은 기준 경로를 따라 국부 발진기 신호라고도 하는 수학식 5a 또는 수학식 5c로 표현되는 바와 같은 기준 신호로서 지향된다.
동작 707에서, 수학식 7a 또는 수학식 7b로 나타낸 바와 같은 임의의 이동 시간 지연(
Figure 112021042383232-pct00080
t) 및 도플러 시프트(
Figure 112021042383232-pct00081
)를 갖는 후방 산란된 리턴 신호(R)는, 수학식 5a 또는 수학식 5c로 나타낸 바와 같은 기준 신호(LO)와 믹스되어 하나 이상의 믹스된 광 신호(362)를 출력한다. I/Q 처리를 수행하는 일부 실시예에서, 믹스된 신호는 동위상 및 직교위상 성분에 대한 정보를 준다.
동작 708에서, 믹스된 광 신호는 광 신호를 하나 이상의 대응하는 전기 신호로 변환하기 위하여 하나 이상의 광 검출기로 지향되어 하나 이상의 광 검출기에서 검출된다.
일부 실시예에서, 평균화 및 내부 반사 감산은 서큘레이터(323)와 같은 리턴 신호 경로를 따르는 내부 광학 부품들에서 생성된 송신된 광 신호의 허위 사본들(spurious copies)을 제거하도록 여러 다른 리턴 신호들 S(t)에 대해 수행된다. 이러한 허위 사본들은 외부 물체로부터의 실제 리턴과의 상관 관계를 감소시키고, 이에 따라 거의 감지할 수 없는 실제 리턴들을 가린다. 평균화가 P개의 상이한 조명 스팟들에 대해, 그리고 단일 물체가 모든 이러한 조명 스팟들에는 포함되지 않도록 리턴들에 대해 수행된다면, 평균은 내부 광학 부품들에 의해 생성된 코드의 허위 사본에 의해 지배된다. 그러면, 코드의 허위 사본이 리턴된 신호로부터 제거되어, 보정된 복소 전기 신호 S(t)에서 실제 리턴만을 남길 수 있다. P는 동일한 물체가 모든 스팟에서 조명되지 않는 것을 보장하기에 충분히 큰 수이다. P = 100만큼 작은 값은 그래픽 처리 유닛(graphical processing unit, GPU) 구현에 대하여 계산적으로 유리한 반면; P = 1000만큼 많은 값은 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA) 구현에 대하여 선호되고 적합하다. 예시적인 실시예에서, P는 대략 100이다. 다른 실시예에서, 응용에 따라, P는 대략 10 내지 대략 5000의 범위에 있을 수 있다.
동작 708의 일부 실시예에서, P개의 리턴이 수신되었는지 여부가 판단된다. 수신되지 않았다면, 제어는 다른 스팟을 조명하기 위하여 동작 705로 되돌아간다. 수신되었다면, 평균 신호가 계산되고(일부 실시예에서는 위상 가중치를 부여함), 내부 반사들의 효과를 제거하기 위하여 평균이 리턴 신호로부터 감산된다.
동작 710에서, 부호를 갖는 도플러 시프트가 결정되어 리턴 신호를 보정하는데 사용된다. 별도의 I/Q 감지 및 처리가 사용되지 않는다면, 두 피크의 주파수(fPSL, fPSU)가 기준 신호 및 리턴된 신호의 믹스에 기초하여 전기 신호에서 얻어진다; 그리고, 부호를 갖는 도플러 시프트가 수학식 8a, 수학식 8b 또는 수학식 8c를 사용하여 결정된다. 별도의 I/Q 감지 및 처리가 사용된다면, 단일 지배 피크의 주파수(fPS)가 리턴된 스펙트럼에서 얻어진다; 그리고, 부호를 갖는 도플러 시프트가 수학식 9를 사용하여 결정된다.
[수학식 9]
Figure 112021042383232-pct00082
그 다음, 부호를 갖는 도플러 시프트가 리턴된 신호의 시간 도메인 또는 스펙트럼을 보정하기 위하여 사용된다. 추정은 처리 간격의 지속 시간에 의해 설정된 시스템의 주파수 해상도 내에 있어야 한다. 전기장 및 k번째 리턴에 대한 도플러 시프트된 시간 지연 코드 항(다운 믹싱 후)이 수학식 10a에 의해 주어진다.
[수학식 10a]
Figure 112021042383232-pct00083
도플러 추정을 이용한 보정은 시간 도메인에서의 벡터 곱셈(또는 주파수 도메인에서의 CIRCSHIFT 방법)에 의해 성취된다. 이 벡터 곱셈은 수학식 10b에 표시된다.
[수학식 10b]
Figure 112021042383232-pct00084
수학식 10b에서, 잔류 위상 항이 남아 있는 것을 볼 수 있지만, 인수의 진동 도플러 성분은 제거된다(보상된다).
동작 711에서, 보정된 리턴 신호는 거리 또는 상대 속도, 또는 이 모두를 검출하기 위하여 사용된다. 단일 리턴에 대하여 다수의 부호를 갖는 도플러 시프트들을 갖는 일부 실시예에서, 동작 711은, 특정 리턴이 하나의 송신된 신호의 지속 시간에 걸쳐 특정 평균 속도로 이동하고 있는 물체 또는 물체의 일부에 기초한다고 가정하여, 각각의 지연 시간을 부호를 갖는 도플러 시프트 중 하나와 연관시키는 것을 포함한다. 주어진 부호를 갖는 도플러 보정에 대하여, 그 부호를 갖는 도플러 보정과 연관된 거리 피크만이 교차 상관에 존재할 것이다. 따라서, 여러 사례에 있어서 주어진 거리와 부호를 갖는 도플러를 잘못 쌍을 이루는 것은 불가능하다.
동작 731에서, 다른 스팟들이 조명될 것인지 판단된다. 그렇다면, 제어는 동작 703으로 되돌아간다. 그렇지 않으면, 제어는 동작 733으로 진행한다.
동작 733에서, 장치가 보정된 거리 또는 속도, 또는 이 모두에 기초하여 작동된다. 일부 실시예에서, 이것은 송신된 광 신호에 의해 조명된 복수의 스팟에서 임의의 물체의 도플러 보정된 위치를 나타내는 이미지를 디스플레이 장치에 제공하는 것을 포함한다. 일부 실시예에서, 이것은 송신된 광 신호에 의해 조명된 복수의 스팟에서 보정된 위치들의 포인트 클라우드(point cloud)에 기초하여 적어도 하나의 물체를 식별하는 데이터를 장치에 통신하는 것을 포함한다. 일부 실시예에서, 이것은 물체와의 충돌을 회피하기 위하여 차량을 이동시키는 것을 포함하며, 여기에서 차량과 물체 사이의 가까워지는 속도(closing speed)는 송신된 광 신호에 의해 조명된 복수의 스팟에서 도플러 효과의 크기에 기초하여 결정된다. 일부 실시예에서, 이것은 송신된 광 신호에 의해 조명된 복수의 스팟에서 보정된 위치들의 포인트 클라우드에 기초하여 충돌 코스 상의 차량을 식별하거나 물체를 식별하는 것을 포함한다.
4.5 이진 위상 코드
이 접근 방식을 추구할 때 이진 위상 코드에 대해 흥미로운 경우가 주목되었다. 펄스 레이트(pulse rate)의 나이퀴스트 주파수(Nyquist frequency)는 fN으로 표시되는 것에 주목하라. 나이퀴스트 주파수의 절반(fN/2)에서의 톤은 주파수 시프트된 코드 B(t), 파일럿 톤 2
Figure 112021042383232-pct00085
fP 및
Figure 112021042383232-pct00086
모두를 완전히 나타내기 위하여 단지 4개의 위상 상태(-
Figure 112021042383232-pct00087
/2, 0,
Figure 112021042383232-pct00088
/2,
Figure 112021042383232-pct00089
)만을 필요로 한다. 이러한 위상 중 2 개(예를 들어, 0 및
Figure 112021042383232-pct00090
)는 이진 위상 인코딩 B(t)로서 이용되고, 다른 2개(예를 들어, -
Figure 112021042383232-pct00091
/2 및
Figure 112021042383232-pct00092
/2)는 이진 코드에서 사용되는 위상 중 어느 하나와 상이한 위상
Figure 112021042383232-pct00093
에서의 단일 측의 파일럿 톤 2
Figure 112021042383232-pct00094
fP를 구성한다. 이것은 사용 가능한 디지털-아날로그 파형 소스에 비해 이점을 가지며(예를 들어, 고가의 고 비트 심도 DAC(high bit depth DAC)에 비하여 FPGA 트랜시버의 사용을 가능하게 함), (4개의 위상이 이러한 저 비트 심도(low bit depth)를 가지기 때문에) 파형을 완화하는 데 필요한 RAM 요구 사항을 제한하고, RF 드라이버의 전력 활용을 제한한다(예를 들어, 전력 소모가 많은 선형 증폭기 대신 전력 효율적인 제한 증폭기가 사용될 수 있게 할 수 있다).
보 레이트(baud rate)(1/
Figure 112021042383232-pct00095
)가 BAUD로 표시된다면, 나이퀴스트 주파수는 BAUD/2가 될 것이다. 나이퀴스트 주파수의 절반은 BAUD/4이고, 대응하는 각 주파수(angular frequency)는
Figure 112021042383232-pct00096
= 2
Figure 112021042383232-pct00097
BAUD/4이다. 수학식 6b에 관하여, 파일럿 톤의 진폭(P)과 위상 코드 성분의 진폭(S)도 동일할 필요가 있다. 디지털 방식으로, 단측파대 위상 변조기를 구동하기 위한 RF 파형(D)은 다음의 동작을 통하여 성취된다. 수학식 11a에 의해 주어진 코드 파형으로 시작한다.
[수학식 11a]
Figure 112021042383232-pct00098
수학식 11b에 주어진 바와 같이, 절반 나이퀴스트 주파수(
Figure 112021042383232-pct00099
)에서의 톤을 곱하여 DC를 상향 이동시킨다.
[수학식 11b]
Figure 112021042383232-pct00100
수학식 11c에 주어진 바와 같이, 절반 나이퀴스트 주파수에서의 톤을 더하여 최종 구동 RF 신호를 제공한다.
[수학식 11c]
Figure 112021042383232-pct00101
이 파형(D)은 SSB 위상 변조기를 구동하는 데 사용된다.
도 8은, 일 실시예에 따라, 비-반송파 파일럿 톤을 갖는 예시적인 송신된 광 신호를 도시하는 그래프이다. 트레이스(845)는 예시적인 주파수 시프트된 확산 스펙트럼 이진 위상 코드 및 파일럿 톤을 보여준다. 이 파형은, 여기에 설명된 바와 같이, 4개의 위상 상태로만 표현되는 흥미로운 속성을 가진다; 따라서 파형을 구동하기 위해 전자 및 전력 자원을 제한하는 유용한 방법을 제공한다.
4.6 내부 반사 감산을 위한 방법
도 9a는, 일 실시예에 따라, 거리에 대한 내부 반사 효과를 결정하고 보상하기 위해 위상 인코딩 LIDAR 시스템을 사용하는 예시적인 방법을 도시하는 순서도이다. 동작들이 도 9a 및 이어지는 순서도인 도 11 및 도 12에서 예시의 목적으로 특정 순서로 통합 단계로서 도시되지만, 다른 실시예에서는, 하나 이상의 동작 또는 그 일부는 상이한 순서로 수행되거나, 직렬 또는 병렬로 시간적으로 중첩되어 수행되거나, 생략될 수 있고, 또는 하나 이상의 추가 동작이 추가되거나, 방법이 몇몇 조합 방식으로 변경된다. 일부 실시예에서, 방법(900a)의 몇몇 또는 모든 동작은 도 2에서의 LIDAR 시스템(200), 도 3에서의 LIDAR 시스템(300), 도 4에서의 LIDAR 시스템(400), 도 5a에서의 LIDAR 시스템(500a) 및/또는 도 5b에서의 LIDAR 시스템(500b)과 같은 하나 이상의 LIDAR 시스템에 의해 수행될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예에서, 동작 903a 및 910a 내지 933a은 도 3에서의의 처리 시스템(350) 및/또는 도 5a와 도 5b에서의 처리 시스템(550)에 의해 수행될 수 있다.
동작 901a에서, 예를 들어 LIDAR 시스템과 같은 트랜시버는 위상 코드 시퀀스의 입력에 기초하여 위상 인코딩 광 신호를 송신하도록 구성된다. 또한, 레이저로부터의 변조되지 않은 입력 광 신호 또는 위상 인코딩 송신 신호의 일부(예를 들어, 1% 내지 10%)는 기준 광 경로로 지향된다. 또한, 트랜시버는 송신된 신호에 의해 조명되는 임의의 외부 물체로부터의 후방 산란된 광 신호를 수신하도록 구성된다. 일부 실시예에서, 동작 901a은 다음의 동작 중 하나 이상의 기능을 또한 제공하기 위해 하드웨어 내의 다른 광학 부품을 구성하는 것을 포함한다. 송신된 신호가 빔일 필요는 없다는 것에 주목하라. 발산 신호가 단일 거리 프로파일 내에서 다수의 서로 다른 거리들과 도플러 값들을 확실히 포착할 것이다; 다만, 조명된 스팟 내에서 교차 거리 해상도는 제공하지 않는다. 그러나, 물체를 식별하는데 유용한 교차 거리 해상도를 제공하기 위하여 포인트 별 스캐닝과 함께 제공되는 고유 희소성을 제공하는 좁은 빔을 사용하는 것이 유리하다.
동작 903a에서, n개 심벌 알파벳에서 각각 선택된 N개 심벌의 M개의 블록을 나타내는 M*N개 심벌의 시퀀스로 구성된 코드가 거리 측정에서의 사용을 위하여 생성되고, M개 블록 중에서 일련의 N개 심벌의 중복은 없다. 또한, 일부 실시예에서, 이러한 위상 인코딩을 갖는 RF 신호의 푸리에 변환은, WO2018/144853에 설명된 바와 같이, 도플러 시프트를 결정하는데 사용하기 위해 동작 903a 동안 결정된다.
동작 905a에서, 수학식 4로 표현되는 바와 같은 레이저 출력의 제1 부분은, 수학식 6a으로 표현되는 바와 같은 송신된 위상 인코딩 신호를 생성하기 위하여 디지털 코드 모듈(372)로부터 수신된 코드를 사용하여 위상 인코딩되어, 물체 또는 물체의 일부가 존재 또는 부재할 수 있는 장면의 한 스팟으로 지향된다. 또한, 동작 905a에서, 레이저 출력의 제2 부분은 기준 경로를 따라 국부 발진기(LO) 신호라고도 하는 수학식 5a 또는 수학식 5b로 표현되는 바와 같은 기준 신호로서 지향된다.
동작 907a에서, 수학식 7a로 나타낸 바와 같은 임의의 이동 시간 지연(
Figure 112021042383232-pct00102
t) 및 도플러 시프트(
Figure 112021042383232-pct00103
)를 갖는 후방 산란된 리턴 신호(R)는 하나 이상의 믹스된 광 신호(362)를 출력하도록 수학식 5a 또는 수학식 5b로 나타낸 바와 같은 기준 신호(LO)와 믹스된다. 도플러 시프트 검출 및 보정을 수행하는 일부 실시예에서, 믹스된 신호는 동위상 및 직교위상 성분에 대한 정보를 준다.
동작 908a에서, 믹스된 광 신호는 광 신호를 하나 이상의 대응하는 전기 신호로 변환하기 위하여 하나 이상의 광 검출기로 향하고 하나 이상의 광 검출기에서 검출된다. 예를 들어, WO2018/144853에 설명된 바와 같이 도플러 보정을 수행하는 일부 실시예에서, 2개의 전기 신호가 검출기에 의해 생성된다. 한 채널(Ch 1)에서의 하나의 전기 신호는 다운 믹싱된 동위상 성분(I)을 나타낸다; 그리고, 다른 채널(CH 2)에서의 다른 하나의 전기 신호는 다운 믹싱된 직교위상 성분(Q)을 나타낸다. 복소 다운 믹싱 신호(S)는 2개의 전기 신호에 기초하여 계산된다. 어떠한 경우에도, 하나 이상의 전기 신호가 동작(908a)에서 생성된다.
일부 실시예에서, 평균화 및 내부 반사 감산은 스캐닝 광학 기기(322)와 같은 리턴 신호 경로를 따르는 내부 광학 부품에서 생성된 위상 인코딩 신호의 허위 사본들을 제거하기 위해 여러 다른 리턴 신호 S(t)에 대해 수행된다. 이러한 허위 사본들은 외부 물체로부터의 실제 리턴과의 상관 관계를 감소시키고, 이에 따라 거의 감지할 수 없는 실제 리턴들을 가린다. 평균화가 P개의 상이한 조명 스팟들에 대하여, 그리고 단일 물체가 모든 이러한 조명 스팟들에는 포함되지 않도록 리턴들에 대해 수행되면, 평균은 내부 광학 부품들에 의해 생성된 코드의 허위 사본에 의해 지배된다. 그러면, 코드의 허위 사본이 리턴된 신호로부터 제거되어, 보정된 복소 전기 신호 S(t)에서 실제 리턴만을 남길 수 있다. P는 동일한 물체가 모든 지점에서 조명되지 않는 것을 보장하기에 충분히 큰 수이다. P = 100만큼 작은 값은 그래픽 처리 유닛(graphical processing unit, GPU) 구현에 대하여 계산적으로 유리한 반면; P = 1000만큼 많은 값은 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA) 구현에 대하여 선호되고 적합하다. 예시적인 실시예에서, P는 대략 100이다. 다른 실시예에서, 애플리케이션에 따라, P는 대략 10 내지 대략 5000의 범위에 있을 수 있다. 도 11은, 일 실시예에 따라, 내부 광학 기기로부터 리턴을 제거하기 위한 다중 스팟 평균화의 예를 예시하는 블록도이다. 동작 909a 및 910a는 이 보정을 수행한다.
동작 909a에서, P개의 리턴이 수신되었는지 여부가 판단된다. 수신되지 않았다면, 제어는 다른 스팟을 조명하기 위하여 동작 905a로 되돌아간다. 수신되었다면, 제어는 동작 910a으로 진행한다. 동작 910a 단계에서, 평균 신호 SS(t)가 수학식 12a에 따라 계산되며, 여기에서 지속 시간(D)의 각각의 수신된 신호는 Sp(t)로 표시된다.
[수학식 12a]
Figure 112021042383232-pct00104
이 평균 신호는, 수학식 6b에 의해 주어지는 바와 같이, 후속 동작에서 수신된 신호 S(t)로서 사용하기 위하여 보정된 신호 SpC(t)를 생성하도록 각각의 수신 신호 Sp(t)를 보정하는데 사용된다.
[수학식 12b]
Figure 112021042383232-pct00105
일부 실시예에서, 내부 광학 기기는 제어된 조건 하에서 한 번 눈금 조정(calibrated)되어, 시스템의 다수의 후속 배포를 위해 저장되는 SS(t)에 대한 고정 값을 생성한다. 따라서, 동작 910a는 수학식 12b를 적용하는 것만을 포함한다. 일부 실시예에서, 내부 광학 기기에 의해 생성된 코드의 허위 사본은 충분히 작거나, 연관된 거리가 외부 물체까지의 거리와 충분히 다르기 때문에, 그 동작 909a 및 910a는 생략될 수 있다. 따라서, 일부 실시예에서, 동작 909a 및 910a는 생략되고, 제어는 동작 910a에서의 수학식 12b가 아닌 동작 908a으로부터의 S(t)를 사용하여 동작 908a에서 동작 911a로 직접 진행한다.
동작 911a에서, 보정된 리턴 신호는 거리 또는 도플러 시프트 또는 이 모두를 검출하기 위하여 사용된다.
단계 933a에서, 장치는 보정된 거리 또는 속도, 또는 이 모두에 기초하여 작동된다. 일부 실시예에서, 이것은 송신된 광 신호에 의해 조명된 복수의 스팟에서 임의의 물체의 도플러 보정된 위치를 나타내는 이미지를 디스플레이 장치에 제공하는 것을 포함한다. 일부 실시예에서, 이것은 송신된 광 신호에 의해 조명된 복수의 스팟에서 보정된 위치의 포인트 클라우드(point cloud)에 기초하여 적어도 하나의 물체를 식별하는 데이터를 장치에 통신하는 것을 포함한다. 일부 실시예에서, 이것은 물체와의 충돌을 회피하기 위하여 차량을 이동시키는 것을 포함하며, 여기에서 차량과 물체 사이의 가까워지는 속도(closing speed)는 송신된 광 신호에 의해 조명된 복수의 스팟에서 도플러 효과의 크기에 기초하여 결정된다. 일부 실시예에서, 이것은 송신된 광 신호에 의해 조명된 복수의 스팟에서 보정된 위치의 포인트 클라우드에 기초하여 충돌 코스 상의 차량을 식별하거나 물체를 식별하는 것을 포함한다.
거리 프로파일은 종종 상이한 래그 타임(lag time)과 연관된 다수의 거리 빈(range bins) 각각의 최대 상관으로 구성된다. 거리 빈들은 거리(래그 타임)에 따라 증가하는 거리 빈 인덱스에 의해 구별된다. 인덱스와 연관된 거리(distance, range)는 인덱스 번호에 거리 빈 크기를 곱한 값이다. 거리 빈 크기는 타임 타임 증분에 매질 내의 빛의 속도를 곱한 값에 의해 주어진다. 아래 주어진 예에서, 달리 명시되지 않는 한, 거리 빈 크기는 1 미터이다.
WO2018/144853에 설명된 바와 같이, 시스템에서의 광학 표면으로부터의 역반사가 거리 프로파일에서 일련의 매우 큰 리턴(교차 상관 관계)에 기여한다는 것이 실험에서 밝혀졌다. 이러한 큰 리턴들은 거리 프로파일(위상 코드와의 교차 상관의 파워 대 거리 빈들에 대응하는 시간 간격)에서 실제 목표로부터 더 작은 리턴들을 모호하게 할 수 있는 큰 사이드 로브(sidelobe) 구조를 유발한다. 이 문제를 해결하기 위하여, 전술된 코히런트(coherent) 처리 방식은 서큘레이터 광학 장치와 관련된 신호 부분의 추정치를 감산하도록 고안되었다. 보정을 이용하여, SS(t)는 코드 블록의 부분 집합으로부터의 복소 벡터를 코히런트하게 감산함으로써 적용된다. 그 결과, 서큘레이터 거리 리턴 및 연관된 사이드 로브의 강도가 매우 효과적으로 감소한다.
도 9b는, 일 실시예에 따라, 거리에 대한 내부 반사 효과를 결정하고 보상하기 위해 위상 인코딩 LIDAR 시스템을 사용하는 예시적인 방법을 예시하는 순서도이다. 동작들이 도 9b 및 이어지는 순서도인 도 11 및 도 12에서 예시의 목적으로 특정 순서로 통합 단계로서 도시되지만, 다른 실시예에서, 하나 이상의 동작 또는 그 일부는 상이한 순서로 수행되거나, 시간적으로 직렬 또는 병렬로 중첩되거나, 생략되거나, 하나 이상의 추가 동작이 추가되거나, 방법이 몇몇 조합 방식으로 변경된다. 일부 실시예에서, 방법(900b)의 일부 또는 모든 동작은 도 2에서의 LIDAR 시스템(200), 도 3에서의 LIDAR 시스템(300), 도 5a에서의 LIDAR 시스템(500a) 및/또는 도 5b에서의 LIDAR 시스템(500b)과 같은 하나 이상의 LIDAR 시스템에 의해 수행될 수 있다.
방법(900b)은 변조된 광 신호를 생성하도록 레이저로부터의 광 신호를 변조하는 동작 902b를 포함한다. 방법은, 변조된 광 신호를 물체를 향하여 송신하는 동작 904b를 포함한다. 방법은 변조된 광 신호를 송신하는 것에 응답하여 리턴된 광 신호를 수신하는 동작 906b를 포함한다. 방법은 리턴된 광 신호를 레이저로부터의 광 신호와 연관된 기준 광 신호와 믹스하여 믹스된 광 신호를 생성하는 동작 908b를　포함한다. 방법은 믹스된 광 신호를 검출하여 전기 신호를 생성하는 동작 910b를 포함한다. 방법은 전기 신호 및 변조된 광 신호에 기초하여 하나 이상의 광학 부품으로부터의 리턴된 광 신호의 내부 반사의 파라미터를 결정하는 동작 912b를 포함한다. 방법은 내부 반사의 파라미터에 기초하여 차량을 작동시키는 동작 914b를 포함한다.
도 10a 내지 도 10e는, 일 실시예에 따라, 내부 광학 기기로부터의 리턴들을 제거하기 위한 보정 전후의 예시적인 거리 신호들을 도시하는 그래프이다. 도 10a에서, 수평 축은 0에서 4000m 이상까지 미터 단위의 거리 빈들을 나타낸다. 수직 축은 데시벨(dB, 기준 y0에 대한 log(y/y0)) 단위의 교차 상관 파워를 나타낸다. 트레이스는 P개 스팟의 평균을 감산하기 전의 상관 피크들을 나타낸다. 큰 피크는 대략 100m에 나타나고, 더 작은 피크는 대략 2000m에서 나타낸다. 도 10b에서, 축들은 동일하지만, 트레이스는 P = 32 스팟의 평균을 감산하는 것에 의한 보정 후의 상관 피크들을 나타낸다. 내부 광학 부품들(여기서는 스캐닝 광학 기기(322) 대신에 사용되는 서큘레이터)로 인한 대략 100m에서의 허위 피크는 크게 감소되고, 실제 외부 물체로 인한 대략 2000m에서의 피크는 다소 강화된다. 이것은 내부 광학 부품으로부터의 리턴 근처에서 구역 A의 영역을 확장하는 도 10c와, 외부 물체로부터의 실제 리턴 근처에서 구역 B의 영역을 확장하는 도 10d에서 더 명확하게 도시된다. 도 10c는 60에서 90m 사이의 다수의 허위 반사들을 나타내는 실선 트레이스를 도시하며, 이는 보정된 거리 프로파일을 나타내는 점선 트레이스에서 거의 완전히 제거된다. 분명히, 광 역반사는 종종 다수의 반사들로 구성된다. 예를 들어, 서큘레이터는 보정되지 않은 도 10c에서의 별개의 피크들로서 명백히 나타나는 여러 개의 역반사 표면을 가진다. 도 10d는 대략 1850m에서 실제 피크를 나타내는 실선 트레이스를 도시하며, 이는 보정된 거리 프로파일을 나타내는 점선 트레이스에서 대략 10% 향상된다.
예를 들어, 99.99% 반사 방지 코팅된 광학 기기와 1mW의 광학 파워를 갖는 모노스태틱(monostatic) 검출 시스템에서, 100nW의 파워가 검출기로 역반사될 것이다. 코히런트 시스템에 대하여, 이것은 통상적인 목표 리턴보다 훨씬 더 많은 상당한 양의 파워다. 사용되는 시스템 및 코드에 따라, 역반사된 거리 측정의 고유한 측파대 때문에, 이것은 노이즈 플로어(noise floor)에서의 증가를 유발할 수 있다. 도 10e는 0의 거리 빈 인덱스로부터 4000의 거리 빈 인덱스까지 광범위한 거리 빈들을 따라 내부 반사들의 교차 상관에 대한 기여도를 도시한다. 여기에 제시된 실험 데이터에서, 흑색 트레이스는 강력한 리턴의 사이드로브 구조에 의해 상승된 노이즈 플로어의 일례이다. 회색은 서큘레이터 감산 후의 노이즈 플로어이며, 본질적으로 샷 노이즈(shot noise)가 제한된다. 구체적으로는, 억제 전, 어두운 트레이스에 의해 주어지는 바와 같이, 대략 150의 인덱스에서의 피크 외에, 인덱스 4000까지 모든 거리 빈들에서 -5dB와 +10dB 사이의 교차 상관에 대한 꾸준한 기여가 있다. 억제 후, 회색 트레이스에 의해 주어지는 바와 같이, 대략 150의 인덱스에서의 피크는 잘 감소한다; 그리고 인덱스 4000까지의 모든 거리 빈들에서 -5dB 미만의 상호 상관에 대한 기여가 감소된다.
4.7 위상 안정되지 않은 레이저를 이용하여 내부 반사들을 감산하기 위한 방법
일반적으로, 상술한 내부 반사 감산 기술은 여러(> 25) 측정에 걸쳐 주파수 안정적인(<
Figure 112021042383232-pct00106
/10 위상 드리프트) 레이저를 필요로 한다. 많은 실시예들에 적합하지만, 일부 실시예에서, 이러한 작은 위상 드리프트는 사용 가능하지 않다. 예를 들어, 일부 실시예에서, 도 3에서의 레이저(310)는 광 주파수 디더링(optical frequency dither)을 도입하는 드라이버를 갖는 피드백 루프를 사용하여 안정화된 상용 코히런트 광 섬유 통신 레이저(예를 들어, 마이크로 통합 조정 가능 레이저 어셈블리(micro integrated tunable laser assembly, "uITLA")이다. 레이저 디더링은 종종 수백 헤르츠(hertz)의 주파수에서 수백 메가헤르츠(megahertz)를 넘는다. 일부 실시예에서 사용되는 20 내지 30회 측정 또는 다양한 다른 실시예에서 사용되는 10 내지 5000회 측정의 통상적인 서큘레이터 평균화 지속 시간 동안 위상이 2
Figure 112021042383232-pct00107
보다 더 드리프트할 수 있기 때문에, 이것은 위에서 논의된 내부 반사 평균 감산 기술과 관련된 쉽지 않은 과제를 유발할 수 있다.
다양한 실시예에서, 내부 반사 평균 감산 방법이 내부 반사 평균화 기간 동안 레이저 위상 변화를 고려하기 위하여 수정된다. 코히런트 LIDAR 시스템의 위상 감도가 이 문제를 해결하기 위하여 활용될 수 있다. 역반사 신호의 광 위상을 추적함으로써, 신호가 동위상이 되도록 평균화하기 전에 신호에 위상 보정(예를 들어, 단일 복소수를 곱함으로써)이 적용될 수 있다.
도 11은, 일 실시예에 따라, 감산 전에 내부 반사들을 위상 추적하기 위한 예시적인 방법을 예시하는 순서도이다. 이 방법(1100)은 계산 집약적이지만 간단하고 효과적이다. 이 "롱 핸드(long hand)" 방법에서, 역반사된 신호 피크의 위상은 기준 코드와의 교차 상관 후에 추정된다(교차 상관에서 복소수 값 거리 피크의 위상). 역반사된 피크는 캘리브레이션 동작에서 한 번만으로 결정될 수 있는 거리 프로파일(예를 들어, 고정된 거리 지연)에서의 일관된 위치에서 발생한다. 일반적으로, 피크는 통상적으로 처음 100개 정도의 거리 빈인 매우 짧은 거리 빈 내에 있다. 또한, 이는 종종 역반사 감산이 없는 정상적인 스캐너 동작 하에서 가장 높고, 가장 일관된 피크이다. 그 다음, 이 피크의 위상은 평균화 전에 시간 도메인 신호로부터 제거된다. 평균화 후, 특정 샷의 역반사된 신호 위상은 원래 시간 도메인 신호 벡터로부터 신호가 감산되기 전에 다시 도입된다. 이 방법은 전개되는 위상(evolving phase)을 추정하기 위한 계산 집약적인 방법이다.
동작 901a 내지 905a는, 전술된 바와 같이, 트랜시버를 구성하고(동작 901a), 위상 코드 블록을 준비하고(동작 903a), 송신된 광 신호로 다음 스팟을 조명한다(동작 905a). 동작 1107에서, 리턴 신호가 수신되고; 그리고, 일부 실시예에서, 추가 처리를 위하여 비일시적 컴퓨터 판독 가능한 매체에 저장된다. 일부 실시예에서, 리턴은 리턴 신호의 동위상(I) 성분 및 직교위상(Q) 성분의 개별 측정에 기초하는 복소수 값의 시계열이다.
단계 1111에서, 역반사 신호의 광 위상이 결정된다. 동작 1111은, 위상 인코딩 신호 B(t)와, Ekp(t)로 표시된 평균화될 P개 스팟의 p번째 스팟으로부터의 수학식 7b의 리턴된 신호 Ek의 교차 상관(a(t) 및 b(t)로 표시된 2개의 시계열에 대하여 CC{a(t), b(t)}로 표시됨)을 포함한다. 그 결과는, 수학식 13a에 의해 주어진 바와 같이, 거리 빈 인덱스 i에 대응하는 타임 래그의 함수로서 스팟 p에 대한 거리 프로파일 복소수 진폭 RPp이다.
[수학식 13a]
Figure 112021042383232-pct00108
이 프로파일에서의 역반사 피크는 인덱스 ibr에 있으며, 0으로부터 IRmax로 표시되는 내부 반사들과 연관된 가장 큰 인덱스까지, 내부 반사들의 인덱스 범위에 한정된 복소수 프로파일 RP의 최대 절대값의 인덱스에서 의해 주어지고, 예를 들어, 도 10a에 도시된 데이터에서 IRmax = 100이다. 인덱스 ibr은 수학식 13b로 주어진다.
[수학식 13b]
Figure 112021042383232-pct00109
위에서 언급된 바와 같이, 이것은 일 회의 캘리브레이션 동작일 수 있다.
Figure 112021042383232-pct00110
Ip로 표시된 p번째 스팟에 대한 이 피크와 연관된 위상은 수학식 13c에 의해 주어지는 복소수다.
[수학식 13c]
Figure 112021042383232-pct00111
여기에서, Angle{x}는 4사분면 역 탄젠트(four quadrant inverse tangent), 기본적으로는 복소수 x의 실수부와 허수부 사이의 [-
Figure 112021042383232-pct00112
,
Figure 112021042383232-pct00113
]의 둘러싸인 각도를 계산하는 함수이다. 위에서 언급된 바와 같이, 일부 실시예에서, 짧은 거리들에서 단일의 역반사된 피크가 아닌 다수의 역반사가 있다. 이들은 모두 매우 유사한 거리들(따라서 매우 유사한 시간 지연들)에 있기 때문에, 가장 두드러지는 피크에서의 위상 변화가 작은 주파수 디더링에 대하여 다른 것들과 함께 추적된다. 기본적으로, 이러한 피크들 모두에 대한 시간 지연들이 매우 유사하기 때문에, 서로 다른 피크들에서의 위상 드리프트(레이저 주파수와 시간 지연의 곱과 동일)는 매우 작다. 이것은 (도 10e에서와 같이) 하나의 피크를 추정하고 추적하는 것이 전체 서큘레이터 복소수의 양호한 감소로 이어지는 이유를 설명하는 데 도움이 될 수 있다.
동작 1113에서, 리턴 신호는, 수학식 14a에 의해 주어지는 바와 같이, 동작 1111에서 결정된 위상에 의해 시간 영역에서 보정된다.
[수학식 14a]
Figure 112021042383232-pct00114
이 동작 1113은 본질적으로 역반사된 신호 벡터의 위상을 0으로 만들어, 코히런트 평균화가 동위상으로 진행될 수 있도록 한다. 코드의 시간적 래그는 영향을 받지 않으며 위상만 변경된다는 것에 주목하라. 이전 접근 방식에서는, 방법(900a)에서 설명된 평균화 전의 위상 보정 없이, Sp(t)=Ekp(t)임에 주목하라. 일부 실시예에서, 위상 보정된 신호 Sp(t)와 위상 보정은 나중에 검색하기 위해 컴퓨터 판독 가능한 매체에 저장된다. 이 실시예들 중 일부에서, 수신된 신호 Ekp(t) 대신에 위상 보정된 신호 Sp(t) 및 위상 보정
Figure 112021042383232-pct00115
Ip가 저장된다.
동작 1115에서, 합산된 신호의 개수 n과 위상 보정된 신호의 복소수 합은 복소수의 시계열로서 메모리 또는 특수한 레지스터 또는 몇몇 다른 컴퓨터 판독 가능한 매체에 누적되어 저장된다. 그 합계는 수학식 14b에 의해 주어진다.
[수학식 14b]
Figure 112021042383232-pct00116
여기에서, n≤P는 지금까지 누적된 위상 보정 신호의 개수이다. 일부 실시예에서, 동작 1115는 또한, 수학식 14c에 의해 주어진 바와 같이, n개의 신호가 결합된 후 평균 신호를 계산하기 위하여 합계를 신호의 개수로 나눈다.
[수학식 14c]
Figure 112021042383232-pct00117
다른 실시예에서, 모든 P개의 신호에 대하여 수학식 14b의 합계가 누적될 때까지 나눗셈이 수행되지 않는다.
동작 1117에서, 평균화 기간에 도달했는지 여부, 예를 들어 nP인지 여부가 판단된다. 모든 P개의 신호가 평균화된 후(n = P) 및 수학식 14c의 평균은 수학식 12a에 의해 주어진 시간 도메인 내부 반사 감산 신호 SS(t)를 제공한다. 이의 등가(equivalence)는 수학식 14d로 표현된다.
[수학식 14d]
Figure 112021042383232-pct00118
일부 실시예에서, 평균화는 더 최근의 샷에 더 많은 가중치를 부여하기 위하여 시간에 기초한 지수적 감소로 수행될 수 있다. P개의 신호가 누적되지 않았다면, 제어는 동작 905a로 되돌아가 다음 스팟을 조명한다. 그렇지 않으면, 제어는 동작 1131로 진행한다.
동작 1131에서, 내부 반사들에 대하여 보정될 다음 시간 도메인 신호가 수신된다. 일부 실시예에서, 이 신호는, 위에서 위상 보정되고 평균화된 평균화 앙상블(averaging ensemble)에서의 P개의 신호들 중 하나이다. 다른 실시예에서, 이 신호는 평균화 앙상블에서의 신호 전후에 수신된 다른 신호이다. 평균화 앙상블에서 리턴된 신호와 내부 반사들에 대하여 보정될 리턴된 신호는 제1 복수의 리턴된 신호를 구성한다. 평균화 앙상블은 제1 복수의 신호의 부분 집합이다. 내부 반사들에 대하여 보정될 리턴된 신호가 평균화 앙상블에 속하면, 제1 복수 및 부분 집합은 동일하다.
동작 1133에서, 평균화 기간 동안 저장된 위상 보정 신호 Sp(t)에 역시 평균화 기간 동안 저장된 대응하는 위상 보정
Figure 112021042383232-pct00119
Ip가 곱해져, 수학식 14a의 역함수로 나타내는 원래 수신된 신호 Ekp(t)를 복원한다. 이것은 조명된 k개의 물체로 인한 실제 위상 래그를 복원한다. Ekp(t)가 동작 1107에서 저장되었다면, 동작 1133은 생략될 수 있다.
동작 1135에서, 위상 보정된 내부 반사 감산 신호 SS(t)는, 후속 처리에서 리턴된 신호 S(t)로서 사용되는 내부 반사 보정된 신호 SPC(t)를 생성하기 위하여 시간 도메인에서, (P개의 신호의 평균화 앙상블에 사용된 Ekp(t)에 속하는지 아니면 평균화 앙상블 밖의 다른 Ek(t)인지 관계 없이) 수신된 신호 Ek(t)로부터 감산된다. 이 보정은, 여기에서 SS(t)가 위상 보정된 평균이기 때문에, 수학식 12b에 비하여 개선된 수학식 9로 표현된다.
[수학식 15]
Figure 112021042383232-pct00120
동작 1137에서, 보정된 리턴 신호 S(t)는 후속 처리에서 사용되어, 예를 들어, 거리 또는 임의의 도플러 시프트, 또는 이들로부터 유도된 임의의 수량을 결정하거나, 다른 것들 중에서도 물체 식별, 매핑 또는 내비게이션, 또는 몇몇 조합과 같은 많은 이러한 측정을 수반하는 일부 응용에 기여한다.
동작 1139에서, 내부 반사들을 보정하기 위하여 평균화 앙상블에 다른 리턴된 신호가 있는지 여부가 판단된다. 다른 리턴된 신호가 있다면, 제어는 동작 1131로 돌아간다. 다른 리턴된 신호가 없다면, 제어는 동작 1141로 진행한다. 일부 실시예에서, 내부 반사들에 대하여 보정될 리턴된 신호는 평균화 앙상블 밖에 있고, 동작 1139는 생략되며, 제어는 동작 1137로부터 동작 1141로 직접 진행한다.
동작 1141에서, 더 많은 측정이 이루어지고 있는지를 판단된다. 더 많은 측정이 이루어지고 있다면, 제어는 다음 스팟을 조명하기 위하여 동작 905a로 되돌아 간다. 더 많은 측정이 이루어지고 있지 않다면, 프로세스는 종료된다.
I/Q 검출을 활용하지 않는 시스템에서, 역반사된 신호는 레이저가 디더링함에 따라 위상 진동이 아닌 진폭 진동을 보여준다. 레이저가 디더링함에 따라 진폭 전개(amplitude evolution)(AIp)를 추적하기 위한 전략이 이용되고, 이 진폭 전개는 평균화 전에 각 리턴에 대하여 보정된다. 기본적인 전략은 몇 개의 샷에 대하여 관찰된 최대의 역반사된 피크 값을 추적하는 것이다. 그 다음, 그 샷에서의 역반사된 피크를 유지된 최대값에 비교함으로써 '위상'이 각 샷마다 계산된다. 후속 동작은 평균화 전에 주어진 샷의 진폭이 (위상화(phased) 대신에) 정규화되는 I-Q 접근 방식에 매우 유사하게 따른다. 그 다음, 샷들이 평균화된다. (감산되는) 역반사된 신호 추정치는 이 평균에 주어진 샷의 진폭을 곱한 값이다. 보정은 수학식 10a에서 주어진 바와 같이 적용된다.
[수학식 16a]
Figure 112021042383232-pct00121
그 다음, 추정된 신호는, 수학식 16b에 의해 주어진 바와 같이, 디지털 제거 전에 특정 샷에 대하여 진폭 스케일링된다.
[수학식 16b]
Figure 112021042383232-pct00122
도 12는, 다른 실시예에 따라, 감산 전에 내부 반사들을 위상 추적하기 위한 예시적인 방법을 예시하는 순서도이다. 위상은 역반사된 신호의 예상 거리 인덱스만큼 원형으로 시프트된 수신된 신호와 송신된 코드의 내적을 계산함으로써 효율적으로 측정될 수 있다. 내적은 전체 교차 상관과 동일한 진폭 및 위상 결과를 계산할 것이지만 관심 거리 빈에서만 계산할 것이다. 이 방법(1200)은 많은 계산을 절약한다. 이 위상 계산으로부터, 수신된 신호는 시간 도면에서 위상 보정된다. 그 다음, 보정된 시간 도메인 신호는 다른 위상 보정된 시간 측정으로 평균화된다. 이 평균화된 시간 신호는 위와 같이 장래의 시간 측정으로부터 감산될 역반사된 신호로서 사용될 것이다.
동작 901a 내지 905a는, 전술된 바와 같이, 트랜시버를 구성하고(동작 901a), 위상 코드 블록들을 준비하고(동작 903a), 송신된 광 신호로 다음 스팟을 조명한다(동작 905a). 동작 1107에서, 리턴 신호가 수신되고; 일부 실시예에서, 추가 처리를 위하여 비일시적 컴퓨터 판독 가능한 매체에 저장된다.
도 11의 방법(1100)에서와 같이 방법(1200)에서, 역반사된 신호의 광 위상이 결정된다. 그러나, 방법(1100)과는 다르게, 위상 인코딩 신호 B(t) 및 리턴된 신호 Ekp(t)의 완전한 교차 상관은 다수의 타임 래그 및 연관된 거리 인덱스에 대하여 계산되지 않는다. 대신에, 단일의 연관된 시간 거리 인덱스를 사용하여 단일 타임 래그에 대하여 내적이 계산된다.
따라서, 동작 1211에서, 예상 범위(그리고 연관된 타임 래그 및 거리 인덱스)가 역반사된 피크에 대하여 결정된다. 예를 들어, 실험 데이터 또는 단일의 이전 교차 상관에 기초하여, 내부 반사들의 피크가 특정 거리 및 이의 대응하는 거리 인덱스, 즉 ibr에서 발생하는 것으로 알려져 있다. 이 예에서, 동작 1211은 단지 스토리지(storage)로부터 ibr의 값을 검색하는 것 또는 이 데이터를 수신하는 임의의 다른 방법만을 포함한다. 이 값을 프로그램 코드에서 상수로 검색하는 것, 로컬 또는 원격 컴퓨터 판독 가능한 매체 상의 데이터 필드로부터 검색하는 것, 쿼리 메시지에 응답하거나 요청하지 않은 상태(unsolicited)에서 데이터베이스 또는 플랫 파일 내에서 검색하는 것을 포함하는 임의의 방법이 이 값을 수신하거나 검색하기 위하여 사용될 수 있다.
동작 1213에서, 리턴된 신호는, 수학식 17a에 의해 주어진 바와 같이, 시프트된 리턴 Eshiftkp(t)를 제공하기 위해 예상 거리 인덱스만큼 원형으로 시프트된다.
[수학식 17a]
Figure 112021042383232-pct00123
여기에서, CIRCSHIFT{x, m}은 정수 m만큼의 시계열 x의 원형 시프트 함수를 나타낸다. 원형 시프트에서, 값 집합의 한쪽 끝에서 벗어나 시프트된 임의의 시계열 요소가 값 집합의 다른 쪽 끝에 추가된다. 이것은 프로세서에서 수행하기에 매우 효율적인 동작이다.
동작 1215에서, 수학식 17b로 표현된 바와 같이, 인덱스 ibr에서의 거리 프로파일 엔트리를 제공하기 위하여, 시프트된 리턴과 위상 코드 사이의 내적이 계산된다.
[수학식 17b]
Figure 112021042383232-pct00124
동작 1215에서, 이 엔트리의 위상이 계산된다.
Figure 112021042383232-pct00125
Ip로 표시된 p번째 스팟에 대한 이 거리 인덱스와 연관된 위상은, 전술된 바와 같이, 수학식 13c에 의해 주어진 복소수이다.
동작 1217에서, 전술된 수학식 14a에 의해 주어진 바와 같이, 동작 1215에서 결정된 위상에 의해 리턴 신호가 시간 도메인에서 보정되고, 수학식 14b 및 14c에 대하여 전술된 바와 같이 P개의 리턴된 신호에 대하여 합 또는 평균이 누적된다. 일부 실시예에서, 위상 보정된 신호 Sp(t)와 위상 보정은 나중에 검색하기 위해 컴퓨터 판독 가능한 매체에 저장된다. 이 실시예들 중 일부에서, 수신된 신호 Ekp(t) 대신에 위상 보정 신호 Sp(t) 및 위상 보정
Figure 112021042383232-pct00126
Ip가 저장된다. 또한, 동작 1217에서, 위상 보정된 신호들 및 합산된 n 개의 신호들의 복소수 합은 메모리 또는 특수 레지스터 또는 몇몇 다른 컴퓨터 판독 가능한 매체에 누적되어 저장된다. 합계는 전술된 수학식 14a 또는 수학식 14b에 의해 주어진다. 일부 실시예에서, 동작 1217은 또한, 수학식 14c에 의해 주어진 바와 같이, n개의 신호가 결합된 후 평균 신호를 계산하기 위하여 합계를 신호의 개수로 나눈다. 다른 실시예에서, 모든 P개의 신호에 대하여 수학식 14b의 합계가 누적될 때까지 나눗셈이 수행되지 않는다.
동작 1119에서, 평균화 기간에 도달했는지 여부, 예를 들어 n = P인지 여부가 판단된다. 모든 P개의 신호가 평균화된 후(n = P), 수학식 14c의 평균은 수학식 12a에 의해 주어진 시간 도메인 내부 반사 감산 신호 SS(t)를 제공한다. 이의 등가는 수학식 14d로 표현된다. P개의 신호가 누적되지 않았다면, 제어는 동작 905a로 되돌아가 다음 스팟을 조명한다. 그렇지 않으면, 제어는 동작 1131로 진행한다. 동작 1131 내지 1141은 도 11에서의 방법(1100)에 대하여 전술된 바와 같다.
도 13은, 일 실시예에 따라, 예시적인 내부 반사 감산을 도시하는 그래프이다. 수평 축은 거리 인덱스 i(도면에서 "측정 인덱스"라 함)를 나타낸다. 수직 축은 방법(700)에서 계산된 SS(t)의 감산 후의 교차 상관에서의 감소의 기준인 억제(suppression)를 dB 단위로 나타낸다. 각각의 인덱스 i에서의 억제는 수학식 18로 주어진다.
[수학식 18]
Figure 112021042383232-pct00127
이 방법은 도 13에 도시된 바와 같이 디더링 레이저를 이용한 실험 데이터에 매우 효과적이다. 억제는 항상 >20dB이고 일상적으로는 >30dB이다. 이 동작의 목표는 종종 대략 15dB 내지 20dB의 노이즈 플로어이다.
일부 실시예에서, 코드는 상술한 동작 중 하나 이상(예를 들어, 내적 트릭을 이용한 위상 추정 및 추적)을 수행하기 전에 섹션들(즉, 256개의 샘플 청크(chunk))로 세분화된다. SNR이 허용되면, 위상 전개(그리고 이에 따른 레이저의 주파수)는 더 빠른 시간 비율로 디지털 방식으로 추적될 수 있다. 이는 위상 추적 서큘레이터 감산을 약간 향상시킬 수 있다.
5. 컴퓨터 하드웨어 개요
도 14는 본 발명의 실시예가 구현될 수 있는 컴퓨터 시스템(1400)을 도시하는 블록도이다. 컴퓨터 시스템(1400)은 컴퓨터 시스템(1400)의 다른 내부 및 외부 컴포넌트 사이에 정보를 전달하기 위한 버스(1410)와 같은 통신 메커니즘을 포함한다. 정보는 전형적으로는 전압인 측정 가능한 현상의 물리적 신호로 표현되지만, 다른 실시예에서는 자기 상호 작용, 전자기 상호 작용, 압력 상호 작용, 화학 상호 작용, 분자 원자 상호 작용 및 양자 상호 작용과 같은 현상을 포함한다. 예를 들어, N극 및 S극 자기장, 또는 0인 전압 및 0이 아닌 전압은, 2 진수(비트)의 두 가지 상태(0, 1)를 나타낸다. 다른 현상들은 더 큰 기수의 숫자들로 나타낼 수 있다. 측정 전에 여러 개의 동시 양자 상태의 중첩은 양자 비트(큐비트)를 나타낸다. 하나 이상의 숫자들 시퀀스는 숫자 또는 문자에 대한 코드를 나타내는데 사용되는 디지털 데이터를 구성한다. 일부 실시예에서, 아날로그 데이터라 불리는 정보는 특정 범위 내의 측정 가능한 값의 근접 연속체(near continuum)로 표시된다. 컴퓨터 시스템(1400) 또는 그 일부는, 본 명세서에 설명된 하나 이상의 방법 중 하나 이상의 동작을 수행하기 위한 수단을 구성한다.
이진수 시퀀스는 숫자 또는 문자에 대한 코드를 나타내는데 사용되는 디지털 데이터를 구성한다. 버스(1410)는 정보가 버스(1410)에 연결된 장치들 사이에 빠르게 송신될 수 있도록 많은 병렬 정보 컨덕터(parallel conductors of information)를 포함할 수 있다. 정보를 처리하기 위한 하나 이상의 프로세서(1402)가 버스(1410)와 결합된다. 프로세서(1402)는 정보에 대한 일련의 동작을 수행한다. 일련의 동작은 버스(1410)로부터 정보를 가져와서 버스(1410) 상에 정보를 배치하는 것을 포함한다. 또한, 일련의 동작은 통상적으로 2개 이상의 정보 단위의 비교, 정보 단위의 위치 이동, 덧셈 또는 곱셈과 같은 2개 이상의 정보 단위의 결합을 포함한다. 프로세서(1402)에 의해 실행되는 동작 시퀀스는 컴퓨터 명령어를 구성한다.
또한, 컴퓨터 시스템(1400)은 버스(1410)에 결합된 메모리(1404)를 포함한다. 랜덤 액세스 메모리(random access memory, RAM) 또는 다른 동적 저장 장치와 같은 메모리(1404)는 컴퓨터 명령어를 포함하는 정보를 저장한다. 동적 메모리는 그 안에 저장된 정보가 컴퓨터 시스템(1400)에 의해 변경되도록 한다. RAM은 메모리 어드레스로 불리는 위치에 저장된 정보 단위가 이웃하는 어드레스의 정보와 독립적으로 저장되고 검색되도록 한다. 또한, 메모리(1404)는 컴퓨터 명령어의 실행 동안 일시적인 값을 저장하기 위하여 프로세서(1402)에 의해 사용된다. 또한, 컴퓨터 시스템(1400)은 읽기 전용 메모리(read only memory, ROM)(1406) 또는 컴퓨터 시스템(1400)에 의해 변경되지 않는, 명령어를 포함하는, 정적 정보를 저장하기 위해 버스(1410)에 결합된 다른 정적 저장 장치를 포함한다. 또한, 컴퓨터 시스템(1400)이 꺼지거나 아니면 전원이 손실될 때에도 지속되는, 명령어를 포함하는, 정보를 저장하기 위한, 자기 디스크 또는 광 디스크와 같은 비휘발성(영구) 저장 장치(1408)가 버스(1410)에 결합될 수 있다.
명령어를 포함하는 정보는, 인간 사용자에 의해 조작되는 문자-숫자 키(alphanumeric key)를 포함하는 키보드와 같은 외부 입력 장치(1412) 또는 센서로부터 프로세서에 의해 사용하기 위해 버스(1410)에 제공된다. 센서는 그 부근의 상태를 검출하고 이러한 검출들을 컴퓨터 시스템(1400)에서 정보를 나타내는데 사용되는 신호들과 호환 가능한 신호들로 변환한다. 주로 인간과 상호 작용하기 위해 사용되는 버스(1410)에 결합된 다른 외부 장치는, 이미지를 제공하기 위한 CRT(Cathode Ray Tube) 또는 액정 디스플레이(Liquid Crystal Display, LCD)와 같은 디스플레이 장치(1414)를 포함하고, 디스플레이(1414)에 제공되는 작은 커서 이미지의 위치를 제어하고 디스플레이(1414) 상에 제공되는 그래픽 요소들에 연관된 명령을 발행하기 위한, 마우스 또는 트랙볼 또는 커서 방향 키와 같은 포인팅 장치(1416)를 포함한다.
도시된 실시예에서, 특수 용도 집적 회로(application specific integrated circuit, ASIC)(1420)와 같은 특수 목적 하드웨어가 버스(1410)에 결합된다. 특수 목적 하드웨어는 특별한 목적을 위해 프로세서(1402)에 의해 신속하게 수행되지 않는 동작을 충분히 빠르게 수행하도록 구성된다. ASIC의 예는, 디스플레이(1414)를 위한 이미지를 생성하기 위한 그래픽 가속기 카드, 네트워크를 통해 전송된 메시지를 암호화 및 복호화하기 위한 암호 보드(cryptographic board), 음성 인식 및 하드웨어 내에서 보다 효율적으로 구현된 몇몇 복잡한 일련의 동작을 반복적으로 수행하는 로봇 암(arm) 및 의료 스캐닝 장비와 같은 특수한 외부 장치들과의 인터페이스를 포함한다.
또한, 컴퓨터 시스템(1400)은 버스(1410)에 결합된 통신 인터페이스(1470)의 하나 이상의 인스턴스를 포함한다. 통신 인터페이스(1470)는 프린터, 스캐너 및 외부 디스크와 같은 자신의 프로세서로 동작하는 다양한 외부 장치에 대한 양방향 통신 커플링을 제공한다. 일반적으로, 커플링은 자신의 프로세서를 갖는 다양한 외부 장치가 접속되는 로컬 네트워크(1480)에 접속되는 네트워크 링크(1478)와 이루어진다. 예를 들어, 통신 인터페이스(1470)는 개인용 컴퓨터상의 병렬 포트 또는 직렬 포트 또는 USB(universal serial bus) 포트일 수 있다. 일부 실시예에서, 통신 인터페이스(1470)는 ISDN(Integrated Services Digital Network) 카드 또는 DSL(Digital Subscriber Line) 카드 또는 대응하는 유형의 전화선으로의 정보 통신 연결을 제공하는 전화 모뎀이다. 일부 실시예에서, 통신 인터페이스(1470)는 버스(1410) 상의 신호들을 동축 케이블을 통한 통신 연결을 위한 신호 또는 광섬유 케이블을 통한 통신 연결을 위한 광 신호들로 변환하는 케이블 모뎀이다. 다른 예로서, 통신 인터페이스(1470)는 이더넷(Ethernet)과 같은 호환 가능한 근거리 통신망(Local Area Network, LAN)으로의 데이터 통신 연결을 제공하는 LAN 카드일 수 있다. 또한, 무선 링크들이 구현될 수 있다. 전파(radio wave), 광파(optical wave) 및 적외선 파(infrared wave)를 포함하는, 음파 및 전자기파와 같은 반송파는 와이어 또는 케이블 없이 공간을 통과한다. 신호들은 진폭, 주파수, 위상, 편광 또는 반송파의 다른 물리적 특성들의 인공적인 변화를 포함한다. 무선 링크에 대하여, 통신 인터페이스(1470)는 디지털 데이터와 같은 정보 스트림을 운반하는 적외선 및 광 신호를 포함하는, 전기, 음향 또는 전자기 신호를 송수신한다.
본 명세서에서 컴퓨터 판독 가능한 매체라는 용어는 실행을 위한 명령어를 포함하는 정보를 프로세서(1402)에 제공하는데 참여하는 임의의 매체를 지칭하는데 사용된다. 이러한 매체는 비휘발성 매체, 휘발성 매체 및 전송 매체를 포함하지만 이에 한정되지 않는 다양한 형태를 취할 수 있다. 비휘발성 매체는, 예를 들어 저장 장치(1408)와 같은, 광 또는 자기 디스크를 포함한다. 휘발성 매체는 예를 들어 동적 메모리를 포함한다. 전송 매체는 예를 들어 동축 케이블, 구리선, 광섬유 케이블 및 전파, 광파 및 적외선 파를 포함하는, 음파 및 전자기파와 같은, 유선 또는 케이블 없이 공간을 통과하는 파를 포함한다. 본 명세서에서 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체라는 용어는 전송 매체를 제외하고, 프로세서(1402)에 정보를 제공하는데 참여하는 임의의 매체를 지칭하기 위해 사용된다.
컴퓨터 판독 가능한 매체의 일반적인 형태는, 예를 들어, 플로피 디스크, 플렉시블(flexible) 디스크, 하드 디스크, 자기 테이프 또는 임의의 다른 자기 매체, 콤팩트 디스크 ROM(CD-ROM), 디지털 비디오 디스크(DVD) 또는 다른 광 매체, 펀치 카드, 종이 테이프 또는 홀 패턴을 갖는 임의의 다른 물리적 매체, RAM, PROM(Programmable ROM), EPROM(Erasable PROM), FLASH-EPROM 또는 다른 메모리 칩 또는 카트리지, 반송파, 또는 컴퓨터 판독할 수 있는 임의의 다른 매체를 포함한다. 본 명세서에서 컴퓨터 판독 가능한 비일시적인(non-transitory) 저장 매체라는 용어는, 반송파 및 다른 신호들을 제외하고, 프로세서(1402)에 정보를 제공하는데 참여하는 임의의 매체를 지칭하기 위해 사용된다.
하나 이상의 유형의(tangible) 매체 내에 인코딩된 로직은 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체 상의 프로세서 명령어 및 ASIC(1420)과 같은 특수 목적 하드웨어 중 하나 또는 둘 모두를 포함한다.
네트워크 링크(1478)는 통상적으로 정보를 사용하거나 처리하는 다른 장치로의 하나 이상의 네트워크를 통한 정보 통신을 제공한다. 예를 들어, 네트워크 링크(1478)는 로컬 네트워크(1480)를 통해 호스트 컴퓨터(1482) 또는 인터넷 서비스 제공자(Internet Service Provider, ISP)에 의해 운영되는 장비(1484)에 접속을 제공할 수 있다. ISP 장비(1484)는 현재 일반적으로 인터넷(1490)으로 지칭되는 네트워크의 공개적이고 전세계적인 패킷 교환 통신 네트워크를 통해 데이터 통신 서비스를 제공한다. 인터넷에 접속된 서버(1192)로 불리는 컴퓨터는 인터넷을 통해 수신된 정보에 응답하여 서비스를 제공한다. 예를 들어, 서버(1492)는 디스플레이(1414)에서 프리젠테이션(presentation)하기 위한 비디오 데이터를 나타내는 정보를 제공한다.
본 발명은 본 명세서에 설명된 기술을 구현하기 위한 컴퓨터 시스템(1400)의 사용에 관한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 이 기술은 메모리(1404)에 포함된 하나 이상의 명령어의 하나 이상의 시퀀스를 실행하는 프로세서(1402)에 응답하여 컴퓨터 시스템(1400)에 의해 수행된다. 소프트웨어 및 프로그램 코드라고도 하는 이러한 명령어들은 저장 장치(1408)와 같은 다른 컴퓨터 판독 가능한 매체로부터 메모리(1404)로 읽혀질 수 있다. 메모리(1404)에 포함된 명령어들의 시퀀스의 실행은 프로세서(1402)로 하여금 본 명세서에 설명된 방법의 단계들을 수행하게 한다. 다른 실시예에서, ASIC (1420)와 같은 하드웨어가 본 발명을 구현하기 위해 소프트웨어 대신에 또는 소프트웨어와 함께 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 하드웨어와 소프트웨어의 임의의 특정 조합으로 제한되지 않는다.
네트워크 링크(1478) 및 통신 인터페이스(1470)를 통한 다른 네트워크를 통해 송신된 신호들은 컴퓨터 시스템(1400)으로 그리고 그로부터 정보를 운반한다. 컴퓨터 시스템(1400)은, 다른 것들 중에서도, 네트워크(1480, 1490)를 통해, 네트워크 링크(1478) 및 통신 인터페이스(1470)를 통해, 프로그램 코드를 포함하는 정보를 송수신할 수 있다. 인터넷(1490)을 이용한 일례에서, 서버(1492)는, 인터넷(1490), ISP 장비(1484), 로컬 네트워크(1480) 및 통신 인터페이스(1470)를 통해, 컴퓨터(1400)로부터 전송된 메시지에 의해 요청된, 특정 애플리케이션을 위한 프로그램 코드를 송신한다. 수신된 코드는 수신될 때 프로세서(1402)에 의해 실행되거나, 나중에 실행하기 위해 저장 장치(1408) 또는 다른 비휘발성 저장 장치에 저장되거나, 이들 모두일 수 있다. 이러한 방식으로, 컴퓨터 시스템(1400)은 반송파 상의 신호의 형태로 애플리케이션 프로그램 코드를 얻을 수 있다.
다양한 형태의 컴퓨터 판독 가능한 매체는 실행을 위해 프로세서(1402)에 명령어 또는 데이터, 또는 이 모두의 하나 이상의 시퀀스를 운반하는데 관련될 수 있다. 예를 들어, 명령어 및 데이터는 초기에 호스트(1482)와 같은 원격 컴퓨터의 자기 디스크 상에 운반될 수 있다. 원격 컴퓨터는 명령어 및 데이터를 그의 동적 메모리에 로딩하고 모뎀을 사용하여 전화선을 통해 명령어 및 데이터를 전송한다. 컴퓨터 시스템(1400)에 국지적인 모뎀은 전화선 상에서 명령어 및 데이터를 수신하고 적외선 송신기를 사용하여 명령어 및 데이터를 네트워크 링크(1478)의 역할을 하는 적외선 반송파 상의 신호로 변환한다. 통신 인터페이스(1470)의 역할을 하는 적외선 검출기는 적외선 신호 내에 운반된 명령어 및 데이터를 수신하고, 명령어 및 데이터를 나타내는 정보를 버스(1410) 상에 위치시킨다. 버스(1410)는 정보를 메모리(1404)로 옮기고, 프로세서(1402)는 명령어와 함께 전송된 데이터의 일부를 이용하여 메모리(1404)로부터 명령어를 검색하고 실행한다. 메모리(1404)에서 수신된 명령어 및 데이터는 프로세서(1402)에 의한 실행 전 또는 후에 저장 장치(1408)에 선택적으로 저장될 수 있다.
도 15는 본 발명의 일 실시예가 구현될 수 있는 칩셋(1500)을 도시한다. 칩셋(1500)은 본 명세서에 설명된 방법의 하나 이상의 동작을 수행하도록 프로그래밍되며, 예를 들어, 하나 이상의 물리적 패키지(예를 들어, 칩들)에 포함된 도 14와 관련하여 설명된 프로세서 및 메모리 컴포넌트들을 포함한다. 예로서, 물리적 패키지는, 물리적 강도, 크기 보존 및/또는 전기적 상호 작용의 제한과 같은 하나 이상의 특성을 제공하기 위해 구조적 어셈블리(예를 들어, 베이스 보드) 상의 하나 이상의 재료, 컴포넌트 및/또는 와이어의 배열을 포함한다. 소정의 실시예에서 칩셋은 단일 칩으로 구현될 수 있다는 것이 고려된다. 칩셋(1500) 또는 그 일부는, 본 명세서에 설명된 방법의 하나 이상의 동작을 수행하기 위한 수단을 구성한다.
하나의 실시예에서, 칩셋(1500)은 칩셋(1500)의 컴포넌트들 사이에서 정보를 전달하기 위한 버스(1501)와 같은 통신 메커니즘을 포함한다. 프로세서(1503)는 명령어를 실행하고, 예를 들어, 메모리(1505)에 저장된 정보를 처리하기 위해 버스(1501)에 연결된다. 프로세서(1503)는 각각의 코어가 독립적으로 수행하도록 구성된 하나 이상의 프로세싱 코어를 포함할 수 있다. 멀티 코어 프로세서는 단일 물리적 패키지 내에서 다중 처리를 가능하게 한다. 멀티 코어 프로세서의 예는 2개, 4개, 8개 또는 그 이상의 프로세싱 코어를 포함한다. 대안적으로 또는 추가적으로, 프로세서(1503)는 명령어, 파이프라이닝(pipelining) 및 멀티스레딩(multithreading)의 독립적인 실행을 가능하게 하기 위해 버스(1501)를 통해 직렬로 구성된 하나 이상의 마이크로 프로세서를 포함할 수 있다. 또한, 프로세서(1503)는 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(Digital Signal Processor, DSP)(1507) 또는 하나 이상의 ASIC(1509)와 같은 소정의 처리 기능 및 작업을 수행하기 위한 하나 이상의 특수 컴포넌트를 수반할 수 있다. DSP(1507)는 통상적으로 프로세서(1503)와 독립적으로 실세계 신호들(예를 들어, 사운드)을 실시간으로 처리하도록 구성된다. 유사하게, ASIC(1509)은 범용 프로세서에 의해 쉽게 수행되지 않는 특수 기능을 수행하도록 구성될 수 있다. 본 명세서에 설명된 발명적 기능을 수행하는데 도움이 되는 다른 특수 컴포넌트들은 하나 이상의 필드 프로그래머블 게이트 어레이(Field Programmable Gate Array, FPGA)(미도시), 하나 이상의 컨트롤러(미도시) 또는 하나 이상의 다른 특수 목적 컴퓨터 칩을 포함한다.
프로세서(1503) 및 수반하는 컴포넌트들은 버스(1501)를 통해 메모리(1505)에 연결된다. 메모리(1505)는 실행될 때 본 명세서에 설명된 방법의 하나 이상의 동작을 수행하도록 실행 가능한 명령어를 저장하기 위한 동적 메모리(예를 들어, RAM, 자기 디스크, 기록 가능한 광디스크 등) 및 정적 메모리(예를 들어, ROM, CD-ROM 등) 모두를 포함한다. 메모리(1505)는 본 명세서에 설명된 방법 중 하나 이상의 단계의 실행과 연관되거나 그에 의해 생성된 데이터를 저장한다.
6. 변경, 확장 및 수정
전술한 상세 설명에서, 본 발명은 구체적인 실시예들를 참조하여 설명되었다. 그러나, 본 발명의 더 넓은 사상 및 범위로부터 벗어나지 않으면서 다양한 변형 및 변화가 이루어질 수 있음이 명백할 것이다. 따라서, 명세서 및 도면은 제한적인 의미라기 보다는 예시적인 의미로 간주되어야 한다. 본 명세서 및 청구항 전체에 걸쳐, 문맥이 달리 요구하지 않는 한, "포함하는" 및 "포함하고 있는"과 같은 "포함하다"라는 단어 및 그 변형은, 임의의 다른 항목, 요소 또는 동작, 또는 항목, 요소 또는 동작의 그룹을 배제하지 않는, 언급된 항목, 요소 또는 동작, 또는 항목, 요소 또는 동작의 그룹의 포함을 의미하는 것으로 이해될 것이다. 또한, 부정 관사는, 관사에 의해 수식되는 하나 이상의 항목, 요소 또는 동작을 나타내는 것으로 의도된다.
넓은 범위를 나타내는 수치 범위와 파라미터는 비록 근사값이라 하더라도, 구체적인 비한정적인 예에서 설명되는 수치는 가능한 한 정밀하게 보고된다. 그러나, 임의의 수치는 본 명세서의 작성 시점에서 이의 각각의 실험 측정에서 발견된 표준 편차로부터 필연적으로 발생하는 특정 오차를 내재적으로 포함한다. 더하여, 문맥상 명백히 다르지 않으면, 본 명세서에 제시된 수치는 최하위 숫자에 의해 주어진 함축된 정밀도를 가진다. 따라서, 값 1.1은 1.05부터 1.15까지의 값을 암시한다. "대략(about)"이라는 용어는 주어진 값을 중심으로 더 넓은 범위를 나타내는데 사용되고, 문맥상 명백히 다르지 않으면, "대략 1.1"이 1.0으로부터 1.2까지 암시하는 것과 같이, 최하위 숫자 주변의 더 넓은 범위를 암시한다. 만약 최하위 숫자가 불분명하면, "대략"이라는 용어는 2배를 의미한다. 예를 들어, "대략 X"는 범위가 0.5X 내지 2X인 값을 암시하고, 예를 들어, 대략 100은 범위가 50 내지 200인 값을 암시한다. 더하여, 본 명세서에 개시된 모든 범위들은 그 안에 포함되는 임의의 하위 범위 및 모든 하위 범위를 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 예를 들어, 양의 파라미터에 대한 "10 미만"의 범위는 0(zero)의 최소값과 10의 최대값 사이의(그리고 0의 최소값과 10의 최대값을 포함하는) 임의의 하위 범위 및 모든 하위 범위, 즉, 0 이상의 최대값과 10 이하의 최대값을 갖는 임의의 하위 범위 및 모든 하위 범위, 예를 들어, 1 내지 4를 포함한다.
본 발명의 일부 실시예는 본 명세서에서 광 신호 상으로 변조된 무선 주파수 신호에서의 이진, ð/2(90도) 위상 인코딩의 맥락에서 설명된다. 그러나, 실시예들은 이 맥락에 제한되지 않는다. 예를 들어, 일부 실시예에서, 다른 위상차(예를 들어, 30, 60 또는 180도)를 이용한 다른 위상 인코딩 또는 3개 이상의 다른 위상을 이용한 인코딩이 사용된다. 다른 실시예에서, 다른 거리 측정 변조 포맷들은 시간으로 분리된 동위상 및 직교위상 국부 발진기 신호를 기준 신호로 사용한다. 이러한 변조 포맷은 "온-오프 키잉(on off keying)", "주파수 시프트 키잉(frequency shift keying)" 및 "노이즈(noise)" 파형을 포함하지만 이에 한정되지 않는다. 실시예들은 단일 광 빔 및 단일 검출기나 검출기 쌍에서의 리턴의 맥락에서 설명되며, 다른 실시예에서는 선형 스테핑 또는 회전하는 광학 부품과 같은 임의의 알려진 스캐닝 수단을 사용하거나, 송신기 어레이 또는 검출기 어레이 또는 검출기 쌍을 이용하여 스캔될 수 있다.

Claims (15)

  1. 복수의 광 신호를 제공하는 레이저;
    상기 레이저로부터의 상기 복수의 광 신호를 변조하여 복수의 변조된 광 신호를 생성하는 변조기;
    상기 레이저로부터의 상기 복수의 광 신호 중 각자의 광 신호와 각각 연관된 복수의 기준 광 신호를 생성하고, 상기 복수의 변조된 광 신호를 자유 공간으로 송신하고, 상기 자유 공간으로 상기 복수의 변조된 광 신호를 송신하는 것에 응답하여 복수의 리턴된 광 신호를 수신하는 광 커플러;
    상기 복수의 리턴된 광 신호 각각을 상기 복수의 기준 광 신호 중 각자의 기준 광 신호와 믹스하여 복수의 믹스된 광 신호 중 각자의 믹스된 광 신호를 생성하는 광 믹서;
    상기 복수의 믹스된 광 신호의 각각의 믹스된 광 신호를 검출하여 복수의 전기 신호 중 각자의 전기 신호를 생성하는 광 검출기; 및
    프로세서
    를 포함하고,
    상기 프로세서는,
    상기 복수의 전기 신호 중 제1 전기 신호의 파라미터를 조정함으로써 제1 신호를 결정하고;
    상기 복수의 전기 신호 중 제2 전기 신호의 파라미터를 조정함으로써 제2 신호를 결정하고;
    상기 제1 신호 및 상기 제2 신호에 기초하여 하나 이상의 광 성분의 내부 반사 신호를 결정하고;
    상기 내부 반사 신호를 이용하여 상기 복수의 전기 신호 중 제3 전기 신호를 조정함으로써 제3 신호를 결정하고; 그리고
    상기 제3 신호에 기초하여 차량을 작동시키는,
    시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 전기 신호의 상기 파라미터 및 상기 제2 전기 신호의 상기 파라미터는, 위상, 진폭, 주파수 또는 각 주파수(angular frequency) 중 적어도 하나로부터 선택되고, 상기 변조기는 상기 리턴된 광 신호의 각각을 상기 복수의 기준 광 신호 중 각자의 기준 광 신호와 믹스하기 전에 상기 복수의 기준 광 신호를 변조하고, 상기 복수의 광 신호는 각각의 광 신호의 위상 시퀀스에 기초하여 변조되는, 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 광 커플러는, 제1 복수의 측정 각각에 대하여 상기 복수의 변조된 광 신호를 자유 공간으로 송신하고, 상기 제1 복수의 측정 각각에 대하여 상기 리턴된 광 신호의 각각을 수신하는, 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 광 믹서는, 상기 제1 복수의 측정 각각에 대하여 상기 복수의 믹스된 광 신호를 생성하고, 상기 광 검출기는 상기 제1 복수의 측정 각각에 대하여 상기 복수의 전기 신호 중 각자의 전기 신호를 생성하는, 시스템.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 전기 신호의 상기 파라미터 및 상기 제2 전기 신호의 상기 파라미터는 상기 제1 복수의 측정 각각에 대한 상기 내부 반사 신호의 위상을 각각 포함하는, 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 프로세서는 리턴된 광 신호와 위상 코드 사이의 내적(dot product)에 기초하여 상기 내부 반사 신호의 파라미터를 결정하는, 시스템.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 프로세서는, 상기 전기 신호의 상기 제1 복수의 측정 중 하나 이상의 측정을 포함하는 제2 복수의 측정의 평균을 결정하고 - 상기 평균은 상기 제2 복수의 측정 각각에 대한 상기 내부 반사의 상기 위상을 이용하여 위상 보정된 신호에 적어도 부분적으로 기초하여 결정됨 -;
    (i) 상기 제2 복수의 측정의 상기 평균 및 (ii) 상기 제1 복수의 측정 중 적어도 하나에 대한 상기 전기 신호에 적어도 부분적으로 기초하여 보정된 리턴된 광 신호를 결정함으로써 상기 내부 반사 신호를 결정하는, 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제3 신호는 상기 보정된 리턴된 광 신호인, 시스템.
  9. 레이저로부터의 복수의 광 신호를 변조하여 복수의 변조된 광 신호를 생성하는 단계;
    자유 공간으로 상기 복수의 변조된 광 신호를 송신하는 단계;
    상기 복수의 변조된 광 신호를 송신하는 단계에 응답하여, 복수의 리턴된 광 신호를 수신하는 단계;
    상기 리턴된 광 신호 각각을 복수의 기준 광 신호 중 각자의 기준 광 신호와 믹스하여, 복수의 믹스된 광 신호 중 각자의 믹스된 광 신호를 생성하는 단계;
    상기 복수의 믹스된 광 신호의 각각의 믹스된 광 신호를 검출하여 복수의 전기 신호 중 각자의 전기 신호를 생성하는 단계;
    상기 복수의 전기 신호 중 제1 전기 신호의 파라미터를 조정함으로써 제1 신호를 결정하는 단계;
    상기 복수의 전기 신호 중 제2 전기 신호의 파라미터를 조정함으로써 제2 신호를 결정하는 단계;
    상기 제1 신호 및 상기 제2 신호에 기초하여 하나 이상의 광 성분의 내부 반사 신호를 결정하는 단계;
    상기 내부 반사 신호를 이용하여 상기 복수의 전기 신호 중 제3 전기 신호를 조정함으로써 제3 신호를 결정하는 단계; 및
    상기 제3 신호에 기초하여 차량을 작동시키는 단계
    를 포함하는, 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 리턴된 광 신호 각각을 상기 복수의 기준 광 신호 중 각자의 기준 광 신호와 믹스하기 전에 상기 복수의 기준 광 신호를 변조하는 단계를 더 포함하고;
    상기 제1 전기 신호의 상기 파라미터 및 상기 제2 전기 신호의 상기 파라미터는, 위상, 진폭, 주파수 또는 각 주파수(angular frequency) 중 적어도 하나로부터 각각 선택되고; 그리고
    상기 복수의 광 신호는 각각 각자의 광 신호의 위상 시퀀스에 기초하여 변조되는, 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 자유 공간으로 상기 복수의 변조된 광 신호를 송신하는 단계는, 제1 복수의 측정 각각에 대하여 상기 복수의 변조된 광 신호를 송신하는 단계를 포함하고, 상기 복수의 리턴된 광 신호를 수신하는 단계는, 상기 제1 복수의 측정의 각각에 대하여 상기 리턴된 광 신호의 각각을 수신하는 단계를 포함하는, 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 복수의 믹스된 광 신호는 상기 제1 복수의 측정의 각각에 대하여 생성되고, 상기 복수의 전기 신호 중 각자의 전기 신호는 상기 제1 복수의 측정의 각각에 대하여 생성되는, 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1 전기 신호 및 상기 제2 전기 신호의 상기 파라미터는 상기 제1 복수의 측정의 각각에 대하여 상기 내부 반사 신호의 위상을 각각 포함하는, 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 내부 반사 신호를 결정하는 단계는,
    리턴된 광 신호와 위상 코드 사이의 내적(dot product)에 기초하여 상기 내부 반사의 파라미터를 결정하는 단계;
    상기 전기 신호의 상기 제1 복수의 측정 중 하나 이상의 측정을 포함하는 제2 복수의 측정의 평균을 결정하는 단계 - 상기 평균은 상기 제2 복수의 측정 각각에 대한 상기 내부 반사의 상기 위상을 이용하여 위상 보정된 신호에 적어도 부분적으로 기초하여 결정됨 -; 및
    (i) 상기 제2 복수의 측정의 상기 평균 및 (ii) 상기 제1 복수의 측정 중 적어도 하나에 대한 상기 전기 신호에 적어도 부분적으로 기초하여 보정된 리턴된 광 신호를 결정하는 단계
    를 더 포함하는, 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제3 신호는 상기 보정된 리턴된 광 신호인, 방법.
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