KR102232926B1

KR102232926B1 - 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법

Info

Publication number: KR102232926B1
Application number: KR1020190085389A
Authority: KR
Inventors: 쥔 리우; 잉잉 펑; 순 야오; 진주 쉬
Original assignee: 썬전 브이맥스 뉴 에너지 컴퍼니 리미티드
Priority date: 2018-08-10
Filing date: 2019-07-15
Publication date: 2021-03-26
Also published as: EP3609065A1; EP3609065B1; US20200052498A1; WO2020029312A1; JP2020028216A; CN109038736A; US10651669B2; KR20200018244A; CN109038736B; JP6816901B2

Abstract

본 발명은 충전 회로의 위상 시프트(phase shift) 제어 방법에 관한 것으로서, 1차측 변환 회로, 2차측 제1 변환 회로 및 2차측 제2 변환 회로를 포함하고, 상기 제어기는 1차측 변환 회로 중 파워 스위치의 온/오프 파형과 2차측 제1 변환 회로 중 파워 스위치의 온/오프 파형에 대해 위상각 차이(Φ)가 존재하고; 상기 제어기는 2차측 제1 전류 컬렉터와 2차측 제1 전압 컬렉터를 통해 2차측 제1 변환 회로 출력 전류(Io1)과 출력 전압(Vo1)을 수집하고, 수집한 출력 전류 및 출력 전압을 소정의 출력 전류 및 출력 전압과 비교 및 계산하고, 비교 결과에 따라 위상각 차이(Φ)의 크기와 양/음을 조정한다. 본 발명은 메인 회로에서 경부하와 무부하를 출력할 때 변압기 중의 자속을 안정화시켜 보조 회로가 변압기에서 정상적으로 전기 에너지를 흡수하고 정상적으로 외부에 전력을 공급할 수 있도록 보장하며, 동시에 각 포트 내에서 전력량의 변환 방향과 변환 수량을 용이하게 제어할 수 있도록 보장한다.

Description

충전 회로의 위상 시프트 제어 방법 {METHOD FOR CONTROLLING PHASE SHIFT OF A CHARGING CIRCUIT}

본 발명은 전기 자동차 충전 기술 분야에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 3포트의 충전 회로 위상 시프트 제어 방법에 관한 것이다.

에너지 절약과 배출 가스 저감 및 대기 오염 관리의 필요성에 따라 신에너지자동차 시장이 점차적으로 확대되고 있으며, 그 중 전기 자동차는 신에너지 자동차의 주력군이다. 전기 자동차의 차량탑재 충전기는 전기 자동차의 중요한 구성 부분이며, 차량탑재 충전기는 일반적으로 1개의 AC 입력 단자와 2개의 DC 출력 단자를 구비하는데, AC 입력 단자는 도시 전력망에 연결되고, 제1 DC 출력 단자는 고전압 배터리를 충전하는 메인 회로 출력에 해당하고, 제2 DC 출력 단자는 차내 전기 장비 및 저전압 소형 배터리에 전력을 공급하는 보조 회로 출력에 해당한다. 이러한 종래의 변압기 집적의 다중 포트 전원 출력은 파워 자동 분배의 문제, 즉 출력 파워 교차 조정의 문제가 발생한다. 이 문제의 영향은, 메인 회로의 출력 파워 크기가 보조 회로의 출력 파워 크기에 동시에 영향을 미친다는 것이다. 예를 들어, 메인 회로의 출력 파워가 경부하 또는 무부하일 때(제1 DC 출력 단자의 고전압 배터리가 곧 완충되거나 이미 완충된 것에 해당함) 메인 제어가 아주 작은 충격 계수를 발생시키며 심지어 간헐 작동 모드로 진입하는데, 이때 변압기 중의 자속이 아주 작거나 거의 0이며 보조 회로의 권선 상에서 유도 전압도 0이 될 수 있으므로, 보조 회로가 만약 비교적 큰 출력 파워가 필요할 경우(차내 사용하는 차량탑재 전자 기기에 해당함) 출력 파워가 사용 수요를 충족시키지 못하는 상황이 발생할 수 있다.

따라서 메인 회로에서 경부하와 무부하를 출력할 때 변압기 중 자속을 안정화시켜 보조 회로가 변압기에서 정상적으로 전기 에너지를 흡수하도록 보장하며, 동시에 각 포트 내에서 전력량의 변환 방향과 변환 수량을 용이하게 제어할 수 있도록 보장하는 제어 방법의 설계가 시급하다.

본 발명의 목적은 상기 종래 기술의 문제점을 해결하고, 충전 회로의 위상 시프트(phase shift) 제어 방법을 제공하는 것이다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위해, 본 발명은 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법을 제공하며, 상기 충전 회로는 1차측 변환 회로, 2차측 제1 변환 회로, 2차측 제2 변환 회로 및 상기 3개의 회로에 연결되는 변압기를 포함한다. 여기에서 1차측 변환 회로는 제1 세트 파워 스위치와 제2 세트 파워 스위치를 구비하고, 두 세트 파워 스위치의 온/오프 동작은 반대이다. 2차측 제1 변환 회로는 제3 세트 파워 스위치와 제4 세트 파워 스위치를 구비하고, 두 세트 파워 스위치의 온/오프 동작은 반대이고, 제1 세트와 제2 세트 파워 스위치 사이에 제1 커패시터와 제1 인덕터 및 상기 변압기 내의 1차측 권선이 직렬로 연결된다. 여기에는 2차측 제1 변환 회로 파라미터를 수집하는 2차측 제1 전류 컬렉터와 2차측 제1 전압 컬렉터, 및 각 컬렉터와 각 파워 스위치를 연결하는 제어기를 더 포함한다. 상기 제어기는 1차측 변환 회로 내의 제1 세트와 제2 세트 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하고, 동시에 2차측 제1 변환 회로 내의 제3 세트와 제4 세트 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하며, 제1 세트 파워 스위치 온/오프의 파형과 제3 세트 파워 스위치 온/오프의 파형 사이에 위상각 차이(Φ)가 존재한다. 상기 제어기는 2차측 제1 전류 컬렉터와 2차측 제1 전압 컬렉터를 통해 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압을 수집하고, 수집한 출력 전류와 출력 전압은 소정의 출력 전류 및 출력 전압과 비교 및 계산하고, 비교 결과에 따라 위상각 차이(Φ)의 크기와 양/음을 조정한다.

일 실시예에서, 상기 제1 세트, 제2 세트, 제3 세트 및 제4 세트 파워 스위치가 도통하는 충격 계수는 모두 50%이다.

상기 제어기는 2차측 제1 전류 컬렉터와 2차측 제1 전압 컬렉터를 통해 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압을 수집하고, 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압을 소정의 값과 비교한다. 제1 변환 회로의 출력 전류 및 출력 전압이 소정의 값보다 작은 경우, 제어기는 제3 세트와 제4 세트의 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하여 위상각 차이(Φ)를 증가시켜 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압이 소정의 값에 근접하거나 같도록 만든다. 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압이 소정의 값보다 큰 경우, 제어기는 제3 세트와 제4 세트의 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하여 위상각 차이(Φ)를 감소시켜 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압이 소정의 값에 근접하거나 같도록 만든다.

상기 제어기는 충전 모드와 인버터 모드를 구비하고, 충전 모드에서는 1차측 변환 회로로부터 2차측 제1 변환 회로로 전기 에너지가 흐르고, 인버터 모드에서는 2차측 제1 변환 회로로부터 1차측 변환 회로로 전기 에너지가 흐른다.

2차측의 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압을 수집하여, 2차측의 제1 변환 회로의 출력 파워를 계산하고, 출력 파워의 크기에 따라 제1 세트 내지 제4 세트 파워 스위치의 파형 발생 주기를 조정한다.

2차측 제1 변환 회로의 등가 임피던스와 스위치 주기 대조표를 미리 설정하고, 전부하(full-load) 출력 파워(Pout), 및 1차측 권선(W1)과 2차측 제1 권선(W2)을 미리 설정하여, 1차측 변환 회로의 입력 전압을 검출한다.

공식

에 따라 2차측 제1 변환 회로의 임피던스(Zo1)를 계산한다.

공식

에 따라 1차측 변환 회로의 등가 임피던스(Zin)를 계산한다.

대조표에서 제1 변환 회로의 등가 임피던스를 이용해 스위치 주기를 찾고, 제어기는 스위치 주기에 따라 제1 세트 내지 제4 세트 파워 스위치의 파형 발생 주기를 제어한다.

상기 제어기는 수집한 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압을 비교 및 보상하고, 수득한 보상값을 이용하여 위상각 차이(Φ)를 생성하고, 제1 세트의 파워 스위치의 파형 발생 시각에 위상각 차이(Φ)를 더하면 제3 세트 파워 스위치의 파형 발생 시각이다.

상기 비교와 보상 단계는 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류를 제1 기준값과 차이값 연산을 진행하고, 양자의 차이값에 대해 루프 보상(loop-compensation)을 진행하여 수득한 보상값과 소정의 전압 루프 소정의 값에 대해 최소값 연산을 진행하며 그 최소값을 전압 루프 기준값으로 삼고, 2차측 제1 변환 회로의 출력 전압을 상기 전압 루프 기준값과 차이값 연산을 진행하여 양자의 차이값에 대해 루프 보상을 진행하고, 수득한 보상값을 이용해 위상각 차이(Φ)를 생성한다.

종래 기술에 비해, 본 발명은 하나의 디지털 신호 처리기(DSP)를 사용해 양단의 출력 전압을 동시에 제어하고, 메인 회로가 경부하와 무부하를 출력할 때에도 변압기 내의 자속을 안정화시킴으로써, 보조 회로가 변압기로부터 정상적으로 전기 에너지를 흡수하고 정상적으로 외부에 전력을 공급하는 동시에 각 포트 내에서 전력량의 변환 방향과 변환 수량을 용이하게 제어할 수 있다.

도 1은 토폴로지 구조도이다.
도 2는 위상 시프트(phase shift) 제어 논리 시퀀스이다.
도 3은 위상각 차이(Φ) 지연(delay)의 시뮬레이션 파형도이다.
도 4는 위상각 차이(Φ) 선도(advance)의 시뮬레이션 파형도이다.
도 5는 위상 시프트 제어의 실측 파형도이다.
도 6은 1차측, 2차측 임피던스 모형도이다.
도 7은 1차측 변환 회로의 등가 임피던스(Zin)와 스위치 주기(Ts)의 대조도이다.
도 8은 제어 원리의 블록 다이어그램이다.

본 발명의 목적, 기술방안 및 장점을 보다 명확하게 설명하기 위하여 이하에서는 첨부 도면과 실시예를 통해 본 발명을 상세히 설명한다. 본 명세서에 기술된 구체적인 실시예는 본 발명을 해석하기 위한 것으로서 본 발명을 제한하지 않는다.

본 발명에서는 위상 시프트(phase shift) 제어 메인 회로의 출력 파워를 채택하였으며, 메인 회로의 출력 파워 크기가 변하더라도 변압기에는 항상 자속이 존재하고, 이때 보조 회로의 권선 상에는 항상 권선 쌍에 따라 전환되는 유도 전압이 있기 때문에, 보조 회로에 비교적 큰 출력 파워가 필요하더라도 문제될 것이 없으므로 종래의 변압기 집적 전원의 파워 자동 분배 문제를 해결할 수 있다.

도 1은 본 발명에서 제공하는 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법의 토폴로지 구조도이다. 상기 충전 회로는 1차측 변환 회로, 2차측 제1 변환 회로, 2차측 제2 변환 회로, 및 상기 3개의 회로를 연결하는 변압기(T1)를 포함한다. 여기에서 1차측 변환 회로는 제1 세트 파워 스위치(Q1, Q4)와 제2 세트 파워 스위치(Q2, Q3)를 구비하고, 두 세트의 파워 스위치 온/오프 동작은 반대이다. 2차측 제1 변환 회로는 제3 세트 파워 스위치(Q5, Q8)와 제4 세트 파워 스위치(Q6, Q7)를 구비하고, 두 세트 파워 스위치의 온/오프 동작은 반대이다. 1차측 변환 회로 중 제1 세트와 제2 세트 파워 스위치 사이에 제1 커패시터(C1)와 제1 인덕터(L1), 및 변압기 내의 1차측 권선(W1)이 직렬로 연결된다. 상기 충전 회로는 2차측 제1 변환 회로 출력 전류(Io1)를 수집하는 2차측 제1 전류 컬렉터(도면에서 작은 원으로 도시)와 2차측 제1 변환 회로 출력 전압(Vo1)을 수집하는 제1 전압 컬렉터(도면에서 기점으로 도시), 및 각 컬렉터와 각 파워 스위치를 연결하는 제어기를 더 포함한다. 상기 제어기는 1차측 변환 회로 내의 제1 세트와 제2 세트 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하고, 동시에 2차측 제1 변환 회로 내의 제3 세트와 제4 세트 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하며, 제1 세트 파워 스위치 온/오프의 파형과 제3 세트 파워 스위치 온/오프의 파형 사이에 위상각 차이(Φ)가 존재한다. 제어기는 2차측 제1 전류 컬렉터와 2차측 제1 전압 컬렉터에서 수집한 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류(Io1)와 출력 전압(Vo1)을 수신하고, 수집한 출력 전류와 출력 전압은 소정의 출력 전류 및 출력 전압과 비교 및 계산하고, 비교 결과에 따라 위상각 차이(Φ)의 크기와 양/음을 조정한다.

비교적 바람직한 실시예에서, 제1 세트, 제2 세트, 제3 세트 및 제4 세트 파워 스위치가 도통하는 충격 계수는 모두 50%이다.

제어기는 2차측 제1 전류 컬렉터와 2차측 제1 전압 컬렉터를 통해 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류(Io1)와 출력 전압(Vo1)을 수집하고, 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압을 소정의 값과 비교한다. 제1 변환 회로의 출력 전류 및 출력 전압이 소정의 값보다 작은 경우, 제어기는 제3 세트와 제4 세트의 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하여 위상각 차이(Φ)를 증가시켜 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압이 소정의 값에 근접하거나 같도록 만든다. 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압이 소정의 값보다 큰 경우, 제어기는 제3 세트와 제4 세트의 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하여 위상각 차이(Φ)를 감소시켜 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압이 소정의 값에 근접하거나 같도록 만든다.

도 2에서 도시하는 바와 같이, Q1, Q4와 Q5, Q8의 위상각 차이(Φ)가 커질 경우, 제1 세트의 파워 스위치 도통 파형(Q1과 Q4의 파형)에 대해 상대적으로 제3 세트의 파워 스위치 도통 파형(Q5과 Q8의 파형)이 우측으로 시프트되고, 위상각 차이(Φ)가 작아질 경우, 제1 세트의 파워 스위치 도통 파형에 대해 상대적으로 제3 세트의 파워 스위치 도통 파형이 좌측으로 시프트된다. 주목할 점은, 소위 스위치 도통의 충격 계수가 50%인데 실제 데드 타임(dead time)이 포함되며, 데드 타임은 PWM 출력 시 상하 브릿지 암(bridge arm)이 스위치 속도 문제로 인해 동시에 도통되지 않도록 만들기 위해 설정하는 하나의 보호 시간 구간이다. 데드 타임이 짧을수록 출력 파형이 우수하나 신뢰성이 낮아지며 일반적으로 마이크로 초 수준이다. 본 발명은 데드 타임을 조정하지 않기 때문에 설명의 편의를 위해 스위치 도통의 충격 계수를 총칭하여 50%라 하면, 실제 도통 시간은 50%보다 약간 작다. 도 2의 ON은 제어 파형 중의 하이 레벨이며, OFF는 제어 파형 중의 로우 레벨이다.

제어기에는 충전 모드와 인버터 모드가 설치되고, 충전 모드에서는 1차측 변환 회로로부터 2차측 제1 변환 회로로 전기 에너지가 흐르고, 인버터 모드에서는 2차측 제1 변환 회로로부터 1차측 변환 회로로 전기 에너지가 흐른다.

도 2에서 도시하는 위상 시프트 제어 논리 시퀀스를 참고한다. Q1-Q4, Q5-Q8은 모두 50% 충격 계수에 따라 파형을 내보내며, 여기에서 Q1과 Q4의 시퀀스가 일치하고, Q2와 Q3의 시퀀스가 일치하며, 양자 사이에는 데드 타임이 있다. Q5와 Q8의 시퀀스가 일치하고 Q6과 Q7의 시퀀스가 일치하며 양자 사이에는 데드 타임이 있다. 가장 핵심적인 제어는, Q1-Q4, Q5-Q8 사이의 파형에 존재하는 위상각 차이(Φ)이다. Q1-Q4, Q5-Q8 사이의 위상각 차이(Φ) 제어를 통해, "1차측 변환 회로"와 "2차측 제1 변환 회로" 사이의 에너지의 전송 방향 및 크기가 제어된다. Q5-Q8이 50% 충격 계수에 따라 파형을 내보낼 때, C4가 "직류는 차단하고 교류는 통과하는" 커패시터 특성에 속하는 것을 고려하여, 변압기(T1)의 권선(W2) 양단 전압은 "2차측 제1 변환 회로"에서의 출력 전압이 양과 음이 서로 반전되도록 제어한다. 이때 변압기(T1)의 권선(W3)과 권선(W4)의 전압은 변압기의 권선(W2/W3) 또는 권선(W2/W4)에 따라 대응하는 전압값을 매핑하고, 이때 "2차측 제2 변환 회로"는 Q11과 D1을 제어함으로써 하나의 Buck 전압 강하 회로를 형성할 수 있고 출력 파워는 완전히 제어 가능하다.

도 3은 위상각 차이(Φ) 지연의 시뮬레이션 파형도이다. 여기에서 Q5-Q8 위상각은 Q1-Q4보다 지연되며 시뮬레이션에서 지연 각도는 30%로 설정된다. 여기에서, Iout는 2차측의 제1 변환 회로의 출력 전류를 나타내고, 이때 출력 전류는 21.8A이고, I_L1은 인덕터(L1) 중의 전류이고, V_AB는 도 1 중 AB 두 지점의 전압이고, V_W2는 도 1 중 W2 양단의 전압이라는 것을 알 수 있다. Q5-Q8의 위상각이 Q1-Q4보다 지연되기 때문에 이때 에너지는 "1차측 변환 회로"로부터 "2차측 제1 변환 회로"로 전송된다.

도 4는 위상각 차이(Φ) 선도의 시뮬레이션 파형도이다. 여기에서 Q5-Q8의 위상각은 Q1-Q4보다 앞서고, 시뮬레이션에서 선도 각도는 30%로 설정된다. 여기에서 Iout은 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류를 나타내고, 이때 출력 전류는 -23.3A이고, I_L1은 인덕터(L1) 중의 전류이고, V_AB는 도 1 중 AB 두 지점의 전압이고, V_W2는 도 1 중 W2 양단의 전압이라는 것을 알 수 있다. Q5-Q8 위상각이 Q1-Q4보다 앞서기 때문에, 이때 에너지는 "2차측 제1 변환 회로"로부터 "1차측 변환 회로"로 전송된다.

도 5는 위상 시프트 제어 실측 파형도이며, 시뮬레이션 파형과 기본적으로 일치한다. 선도와 지연의 두 가지 위상각의 제어 방식에 있어서, 2차측 제1 변환 회로는 항상 50% 대칭에 따라 파형을 내보내기 때문에, 변압기(T1) 중의 여자(excitation)가 항상 존재하므로, 권선(W2)과 권선(W3/W4)의 전압은 항상 권선비에 따라 매핑된다는 것을 알 수 있다. 2차측 제2 변환 회로가 파워를 필요로 할 때마다 유지할 수 있다.

위상각 차이(Φ)를 제어하는 동시에 1차측 변환 회로, 2차측 제1 변환 회로의 스위치 주기(Ts)도 제어한다. 중요한 것은 인덕터(L1)과 커패시터(C1)가 1차측 변환 회로 내에 존재하기 때문에, 양자는 스위치 주기 변화에 따라 등가 리액턴스(equivalent reactance)가 변할 수 있는 네트워크를 구성한다는 것이며, 그 수학 표현식은 하기와 같다.

상기 식에서 Z(Ts)는 Ts, L1 및 C1의 변화에 따라 등가 리액턴스가 변한다. 실제 응용에서는 효율성을 높이고 무효 에너지가 과도하게 많아지는 것을 방지하기 위하여 Ts를 제어하여 Z(Ts)를 변경하고 나아가 최적의 매칭 특성을 얻을 수 있다. 우리는 도 1을 도 6에서 도시하는 1차측, 2차측 임피던스 모형도로 간략화하게 도시하였다.

구체적인 일 실시예에 있어서, 예를 들어 L1이 30uH이고 C1이 300nF이면, 이때 Z(Ts)의 리액턴스 곡선은 도 7에 도시하는 바와 같다. 가로 좌표는 주기이고 세로 좌표는 임피던스이다. 출력 부하의 크기에 따라 임피던스를 찾은 다음 적합한 Ts를 선택하여 비교적 바람직한 Z(Ts)를 얻는데, 예를 들어 이때 출력 파워가 전부하 6.6Kw이고 출력 전압이 400V이고 1차측 권선(W1)이 14회이고 2차측 제1 권선(W2)이 15회인 경우, 2차측 제1 권선(W2)의 등가 임피던스는 하기와 같다.

1차측 권선(W1)에 매핑되는 임피던스는 하기와 같다.

리액턴스 매칭을 설계하는 구상에 따라 Z(Ts)를 임피던스 매핑 값과 기본적으로 일치하도록 제어하며, 도 7에서 도시하는 바와 같이 Ts는 13.53us이고 이때 대응하는 스위치 주파수는 74kHz이다.

비교적 바람직한 실시예에서, 2차측 제1 변환 회로 출력 전류(Io1)와 출력 전압(Vo1)을 수집하여 2차측 제1 변환 회로의 출력 파워를 계산하고, 출력 파워의 크기에 따라 제1 세트 내지 제4 세트 파워 스위치의 파형 발생 주기를 조정한다.

비교적 바람직한 실시예에서, 1차측 변환 회로의 등가 임피던스(Zin)와 스위치 주기(Ts)의 대조표를 미리 설정하고, 전부하 출력 파워(Pout)를 미리 설정하며, 대조표는 도 7에 도시된 대조도를 표로 나타낸 것이다.

1차측 권선(W1)과 2차측 제1 권선(W2)을 사용해 2차측 제1 변환 회로의 출력 전압(Vo1)을 검출하고, 공식 (1)에 따라 2차측 제1 변환 회로의 임피던스(Zo1)를 계산한다.

.............................(1)

공식 (2)에 따라 1차측 변환 회로 등가 임피던스(Zin)를 계산한다.

..........................(2)

1차측 변환 회로의 등가 임피던스(Zin)를 이용해 대조표에서 스위치에 대응하는 주기(Ts)를 찾고, 제어기는 스위치 주기(Ts)에 따라 제1 세트 내지 제4 세트 파워 스위치의 파형 발생 주기를 제어한다.

도 8은 비교적 바람직한 실시예의 제어 원리의 블록 다이어그램을 도시하였다. 상기 제어기는 수집된 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류(Io1)와 출력 전압(Vo1)을 비교 및 보상하고, 수득한 보상값을 이용하여 위상각 차이(Φ)를 생성한다. 제1 세트 파워 스위치(Q1, Q4)의 파형 발생 시각에 위상각 차이(Φ)를 더하면 제3 세트 파워 스위치(Q5, Q8)의 파동 발생 시각이다. 도 2에 도시된 위상 시프트 제어 논리 시퀀스를 참고하면, 제1 세트 및 제2 세트 파워 스위치의 도통과 정지 동작은 반대이고, 제3 세트와 제4 세트 파워 스위치의 도통과 정지 동작은 반대이다.

상기 비교 및 보상 단계는 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류(Io1)를 제1 기준값(Iref1)과 차이값 연산을 진행하고, 양자의 차이값에 대해 루프 보상(loop-compensation)을 진행하여 수득한 보상값과 소정의 전압 루프 소정의 값(Vset1)에 대해 최소값 연산을 진행하며 그 최소값을 전압 루프 기준값(Vref1)으로 삼고, 2차측 제1 변환 회로의 출력 전압(Vo1)을 상기 전압 루프 기준값과 차이값 연산을 진행하여 양자의 차이값에 대해 루프 보상을 진행하고, 수득한 보상값을 이용해 위상각 차이(Φ)를 생성한다.

상기 실시예는 예시적으로 설명한 것으로서 본 발명을 제한하지 않는다. 본 출원의 정신과 범주 내에서 진행한 동등한 수준의 개선 또는 변경은 모두 본 출원의 보호범위에 속한다.

Claims

충전 회로의 위상 시프트 제어 방법에 있어서,
상기 충전 회로는 1차측 변환 회로, 2차측 제1 변환 회로, 2차측 제2 변환 회로, 및 상기 3개의 회로를 연결하는 변압기(T1)를 포함하고; 상기 1차측 변환 회로는 제1 세트 파워 스위치(Q1, Q4)와 제2 세트 파워 스위치(Q2, Q3)를 구비하고, 두 세트의 파워 스위치 온/오프 동작은 반대이고; 2차측 제1 변환 회로는 제3 세트 파워 스위치(Q5, Q8)와 제4 세트 파워 스위치(Q6, Q7)를 구비하고, 두 세트 파워 스위치의 온/오프 동작은 반대이고, 제1 세트와 제2 세트 파워 스위치 사이에 제1 커패시터(C1), 제1 인덕터(L1), 및 상기 변압기의 1차측 권선(W1)이 직렬로 연결되고; 상기 충전 회로는 2차측 제1 변환 회로를 수집하기 위한 2차측 제1 전류 컬렉터와 2차측 제1 전압 컬렉터, 및 각 컬렉터와 각 파워 스위치를 연결하는 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하고;
상기 제어기는 1차측 변환 회로 내의 제1 세트와 제2 세트 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하고, 동시에 2차측 제1 변환 회로 내의 제3 세트와 제4 세트 파워 스위치에 대해 파형 발생 제어를 진행하며, 제1 세트 파워 스위치 온/오프의 파형과 제3 세트 파워 스위치 온/오프의 파형 사이에 위상각 차이(Φ)가 존재하고;
상기 제어기는 2차측 제1 전류 컬렉터와 2차측 제1 전압 컬렉터에서 수집한 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류(Io1)와 출력 전압(Vo1)을 수신하고, 출력 전류(Io1)와 출력 전압(Vo1)은 소정의 출력 전류 및 출력 전압과 비교 및 계산하고, 비교 결과에 따라 위상각 차이(Φ)의 크기와 양/음을 조정하도록 구비되고,
상기 제어기는
수집한 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류(Io1)와 출력 전압(Vo1)을 비교 및 보상하고, 수득한 보상값을 이용하여 위상각 차이(Φ)를 생성하고, 제1 세트의 파워 스위치(Q1, Q4)의 파형 발생 시각에 위상각 차이(Φ)를 더하면 제3 세트 파워 스위치(Q5, Q8)의 파형 발생 시각으로 파형 발생 제어를 수행하며,
상기 제어기는
상기 제1 변환 회로의 출력 전류 및 출력 전압이 소정의 값보다 작은 경우, 제3 세트와 제4 세트의 파워 스위치에 대한 상기 파형 발생 제어의 위상각 차이(Φ)를 증가시켜 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압이 소정의 값에 근접하거나 같도록 만들고;
제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압이 소정의 값보다 큰 경우, 제3 세트와 제4 세트의 파워 스위치에 대해 상기 파형 발생 제어의 위상각 차이(Φ)를 감소시켜 제1 변환 회로의 출력 전류와 출력 전압이 소정의 값에 근접하거나 같도록 만드는 것을 특징으로 하는 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법.
제1항에 있어서,
상기 제1 세트, 제2 세트, 제3 세트 및 제4 세트 파워 스위치가 도통하는 충격 계수는 모두 50%인 것을 특징으로 하는 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법.
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제1항에 있어서,
상기 제어기는 충전 모드와 인버터 모드를 구비하고, 충전 모드에서는 1차측 변환 회로로부터 2차측 제1 변환 회로로 전기 에너지가 흐르고; 인버터 모드에서는 2차측 제1 변환 회로로부터 1차측 변환 회로로 전기 에너지가 흐르는 것을 특징으로 하는 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법.
제1항에 있어서,
2차측의 제1 변환 회로의 출력 전류(Io1)와 출력 전압(Vo1)을 수집하여, 2차측의 제1 변환 회로의 출력 파워를 계산하고, 출력 파워의 크기에 따라 제1 세트 내지 제4 세트 파워 스위치의 파형 발생 주기를 조정하는 것을 특징으로 하는 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법.
제1항에 있어서,
1차측 변환 회로의 등가 임피던스(Zin)와 스위치 주기(Ts)의 대조표를 미리 설정하고, 전부하 출력 파워(Pout), 및 1차측 권선(W1)과 2차측 제1 권선(W2)을 미리 설정하여, 2차측 제1 변환 회로의 출력 전압(Vo1)을 검출하고, 공식 (1)에 따라 2차측 제1 변환 회로의 임피던스(Zo1)를 계산하고,

..........................(1)
공식 (2)에 따라 1차측 변환 회로 등가 임피던스(Zin)를 계산하며,

..........................(2)
1차측 변환 회로의 등가 임피던스(Zin)를 이용해 대조표에서 스위치에 대응하는 주기(Ts)를 찾고, 제어기는 스위치 주기(Ts)에 따라 제1 세트 내지 제4 세트 파워 스위치의 파형 발생 주기를 제어하는 것을 특징으로 하는 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법.
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제1항에 있어서,
상기 비교와 보상 단계는 2차측 제1 변환 회로의 출력 전류(Io1)를 제1 기준전류값(Iref1)과 차이값 연산을 진행하고, 양자의 차이값에 대해 루프 보상(loop-compensation)을 진행하여 수득한 보상값과 소정의 전압 루프 소정의 값(Vset1)에 대해 최소값 연산을 진행하며 그 최소값을 전압 루프 기준값(Vref1)으로 삼고, 2차측 제1 변환 회로의 출력 전압(Vo1)을 상기 전압 루프 기준값과 차이값 연산을 진행하여 양자의 차이값에 대해 루프 보상을 진행하고, 수득한 보상값을 이용해 위상각 차이(Φ)를 생성하는 것을 특징으로 하는 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법.