CN114337289A - 一种转换电路、转换器和电子设备 - Google Patents

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CN114337289A CN202011380620.4A CN202011380620A CN114337289A CN 114337289 A CN114337289 A CN 114337289A CN 202011380620 A CN202011380620 A CN 202011380620A CN 114337289 A CN114337289 A CN 114337289A
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孟元东
闫超
刘韧
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Abstract

本申请提供一种转换电路、转换器和电子设备，该转换电路主要包括原边电路、第一副边电路、第二副边电路和变压器。其中，第一副边电路包括第一整流电路、打嗝burst开关和续流电路，burst开关的输入端与第一整流电路连接，burst开关的输出端与续流电路连接。第一整流电路可以将第一交流电能转换为第一直流电能。burst开关可以在第一副边电路的输出电压不大于目标输出电压时导通，以使续流电路逐渐升高第一副边电路的输出电压；在第一副边电路的输出电压大于目标输出电压时断开，以使续流电路逐渐降低第一副边电路的输出电压。采样该实现方式可以在不影响第二副边电路的情况下，降低第一副边电路的输出电压。

Description

一种转换电路、转换器和电子设备
技术领域
本申请涉及新能源汽车技术领域，尤其涉及一种转换电路、转换器和电子设备。
背景技术
随着新能源汽车的发展，车载充电器(on board charger，OBC)得到了越来越广泛的应用。OBC主要包括OBC电路和控制该OBC电路工作的控制器。目前，OBC多采用磁集成方案，使OBC可以同时为动力电池和低压负载(如车载音响、低压电池)供电。
具体来说，采用磁集成方案的OBC中，OBC电路主要包括原边电路、第一副边电路、第二副边电路和变压器。其中，变压器的原边与原边电路连接，变压器的副边分别与第一副边电路和第二副边电路连接。第一副边电路可以输出高压的直流电能，从而为汽车的动力电池供电，第二副边电路可以输出低压的直流电能，从而为汽车内的低压负载供电。其中，原边电路可以为变压器提供交流电能。一般来说，在原边电路的输入电压不变的情况下，第一副边电路的输出电压大小主要由原边电路输出的交流电能的频率决定，该交流电能的频率越高，第一副边电路的输出电压越小。
然而，受限于原边电路的硬件条件，原边电路输出的交流电能的频率不可能无限升高，这便使得第一副边电路无法为部分充电电压较低的动力电池供电。因此，目前的OBC还需要进一步研究。
发明内容
有鉴于此，本申请提供一种转换电路、转换器和电子设备，该转换电路可以是集成了原边电路、第一副边电路和第二副边电路的转换电路，本申请可以在不影响第二副边电路输出电压的情况下，降低第一副边电路的输出电压。
第一方面，本申请实施例提供一种转换电路，主要包括原边电路、第一副边电路、第二副边电路和变压器。其中，变压器的原边与原边电路连接，变压器的副边分别与第一副边电路和第二副边电路连接。原边电路可以为变压器提供总交流电能。变压器可以将总交流中的部分交流电能作为第一交流电能提供给第一副边电路，将总交流电能中的另一部分交流电能作为第二交流电能提供给第二副边电路。第二副边电路可以对第二交流电能进行转换。第一副边电路，包括第一整流电路、打嗝burst开关和续流电路，burst开关的输入端与第一整流电路连接，burst开关的输出端与续流电路连接。第一整流电路可以将第一交流电能转换为第一直流电能。burst开关可以在第一副边电路的输出电压不大于目标输出电压时导通，以使续流电路逐渐升高第一副边电路的输出电压；在第一副边电路的输出电压大于目标输出电压时断开，以使续流电路逐渐降低第一副边电路的输出电压。
采用本申请实施例所提供的转换电路，可以使第一副边电路的输出电压始终在目标输出电压附近小范围波动。具体来说，由于第一整流电路的输出电压有可能大于第一副边电路的目标输出电压，使得第一副边电路无法直接输出第一整流电路的输出电压。本申请实施例中。在第一副边电路的输出电压大于目标输出电压时，burst开关断开，使得第一整流电路和续流电路断开，进而使得续流电路放电，续流电路的输出电压逐渐降低。而续流电路的输出电压可以等效于第一副边电路的输出电压，因此续流电路放电可以使第一副边电路的输出电压降低。
随着第一副边电路的输出电压降低至小于目标输出电压后，burst开关导通，使得第一整流电路和续流电路导通，进而使得续流电路充电，续流电路的输出电压逐渐升高。而续流电路的输出电压可以等效于第一副边电路的输出电压，因此续流电路充电可以使第一副边电路的输出电压升高。
随着第一副边电路的输出电压升高至大于目标输出电压后，burst开关断开，第一副边电路的输出电压又会逐渐降低。因此，从长时间来看，第一副边电路的输出电压始终在目标输出电压附近小范围波动，第一副边电路的平均输出电压约等于目标输出电压，因此即使第一整流电路的输出电压大于目标输出电压，但依旧可以通过burst开关和续流电路使第一副边电路的输出电压可以达到目标输出电压。
示例性的，续流电路可以包括续流电容，该续流电容的一端与burst开关的输出端连接，续流电容的另一端与第一整流电路的低电势输出端等电位。续流电容一端连接在burst开关的输出端，另一端与第一整流电路的低电势输出端等电位，因此续流电容的电压等于第一副边电路的输出电压。续流电容具有充放电功能，在burst开关导通时，续流电容可以充电，续流电容的电压逐渐升高，也就是第一副边电路的输出电压逐渐升高。在burst开关断开时，续流电容可以放电，续流电容的电压逐渐降低，也就是第一副边电路的输出电压逐渐降低。
在一种可能的实现方式中，续流电路还可以包括采样电阻，采样电阻与续流电容并联。采样电阻可以作为检测续流电容的电压的接口，即可以通过检测采样电阻的电压以确定续流电容的电压。
在常见的第一副边电路中还可以包括电磁兼容性(electromagneticcompatibility，EMC)滤波电路，通过EMC滤波电路对第一整流电路输出的第一直流电能进行滤波，以降低后续传输过程中对第一直流电能产生的损耗。EMC滤波电路的工作原理为阻抗失配，其内部通常设置有接地电容。有鉴于此，可以由EMC滤波电路作为本申请实施例中的续流电路，也就是说，复用现有的EMC滤波电路，以简化转换电路的电路结构，并减少对现有转换电路的电路结构的影响。
然而，EMC滤波电路中往往还包括电感，在一些场景下，EMC滤波电路中的电感需要通过第一整流电路进行续流。在burst开关断开时，EMC滤波电路中电感的续流电路便会被断开，影响了EMC滤波电路的正常工作。因此，本申请实施例中第一副边电路还可以包括续流二极管；续流二极管的阴极与burst开关的输出端连接，续流二极管的阳极与第一整流电路的低电势输出端等电位。在此情况下，EMC滤波电路中的电感可以通过续流二极管进行续流，从而可以降低burst开关对EMC滤波电路工作的影响。
由于本申请实施例中burst开关在导通和断开的瞬间电压变化较大，为了保护burst开关，转换电路还可以包括稳压电容，稳压电容与burst开关并联。可以理解，由于电容两端的电压无法突变，因此在burst开关的两端并联稳压电容，可以放慢burst开关导通和断开瞬间的电压变化，进而有利于保护burst开关。
在一种可能的实现方式中，第一副边电路还可以包括第一输出电容，第一输出电容的一端与第一整流电路的高电势输出端连接，第一输出电容的另一端与第一整流电路的低电势输出端等电位。第一输出电容可以对第一副边电路转换得到的第一直流电能进行滤波，降低第一直流电能在后续传输过程中的损耗。
在本申请实施例中，第一整流电路可以是桥式整流电路，可以将从变压器接收到的第一交流电能转换为第一直流电能。原边电路可以是桥式逆变电路，可以将接收到的直流电能转换为上述总交流电能。
第二副边电路可以包括第二整流电路和降压buck电路。第二整流电路可以将第二交流电能转换为第二直流电能。buck电路可以对第二直流电能进行降压转换，并输出降压转换后的第二直流电能。一般来说，第二副边电路的输出电压远小于第一副边电路的输出电压，在本申请实施例中，由于原边电路的开关频率主要由第一副边电路的目标输出电压决定，因此第二副边电路与原边电路通常不适用同步开关。在本申请实施例中，第二副边电路可以采用相位调压。
具体来说，第二整流电路可以包括第一整流开关管、第二整流接开关管、第一二极管和第二二极管。其中，第一整流开关管的第一电极和第二整流开关管的第一电极分别与变压器的副边连接，第一整流开关管的第一电极可以接收第二交流电能。第一整流开关管的第二电极与第一二极管的阳极连接，第二整流开关管的第二电极与第二二极管的阳极连接，第一二极管的阴极和第二二极管的阴极皆与第二副边电路的高电势输出端连接。
为了降低第二副边电路的损耗，在一种可能的实现方式中，第二副边电路还包括第三整流开关管和第四整流开关管；第三整流开关管与第一二极管并联，第四整流开关管与第二二极管并联。其中，第一二极管可以是与第三整流开关管独立的二极管，也可以是第三整流开关管的体二极管。第二二极管和第四整流开关管同理，本申请实施例对此并不多作限制。在第一二极管导通期间，还可以导通第三整流开关管，在第二二极管导通期间，还可以导通第四整流开关管。由于开关管的传输损耗小于二极管，因此采用该实现方式有利于降低第二副边电路的损耗。
在一种可能的实现方式中，第二整流电路还可以包括第三二极管和第四二极管；其中，第三二极管与第一整流开关管并联，且第三二极管的阳极与第一二极管的阳极连接；第四二极管与第二整流开关管并联，且第四二极管的阳极与第二二极管的阳极连接。其中，第三二极管可以是与第一整流开关管独立的二极管，也可以是第一整流开关管的体二极管。第四二极管和第二整流开关管同理，本申请实施例对此并不多作限制。
第二方面，本申请实施例提供一种转换器，包括控制器和如上述第一方面中任一项所提供的转换电路，其中：控制器可以控制转换电路输出第一直流电能和第二直流电能。示例性的，该转换器可以是车载充电器。
第三方面，本申请实施例提供一种电子设备，括如上述第二方面所提供的转换器。示例性的，该电子设备可以是智能汽车、新能源汽车、网联车等等。
本申请的这些方面或其它方面在以下实施例的描述中会更加简明易懂。
附图说明
图1为一种新能源汽车的系统结构示意图；
图2为一种OBC结构示意图；
图3为一种OBC电路的电路结构示意图；
图4为一种OBC电路的控制信号示意图；
图5a和图5b为一种原边电路的开关状态示意图；
图6为一种具体的原边电路结构示意图；
图7a至图7d为一种第二副边电路的开关状态示意图；
图8为一种具体的原边电路结构示意图；
图9a和图9b为一种第一副边电路的开关状态示意图；
图10为一种具体的第一副边电路结构示意图；
图11为本申请实施例提供的一种OBC结构示意图；
图12为本申请实施例提供的一种第一副边电路的电路结构示意图；
图13为本申请实施例提供的一种续流电路结构示意图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请作进一步地详细描述。方法实施例中的具体操作方法也可以应用于装置实施例或系统实施例中。需要说明的是，在本申请的描述中“至少一个”是指一个或多个，其中，多个是指两个或两个以上。鉴于此，本发明实施例中也可以将“多个”理解为“至少两个”。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，字符“/”，如无特殊说明，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。另外，需要理解的是，在本申请的描述中，“第一”、“第二”等词汇，仅用于区分描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。
需要指出的是，本申请实施例中“连接”可以理解为电连接，两个电学元件连接可以是两个电学元件之间的直接或间接连接。例如，A与B连接，既可以是A与B直接连接，也可以是A与B之间通过一个或多个其它电学元件间接连接，例如A与B连接，也可以是A与C直接连接，C与B直接连接，A与B之间通过C实现了连接。在一些场景下，“连接”也可以理解为耦合，如两个电感之间的电磁耦合。总之，A与B之间连接，可以使A与B之间能够传输电能。
需要指出的是，本申请实施例中的开关管和开关可以是继电器、金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)，双极结型管(bipolar junction transistor，BJT)，绝缘栅双极型晶体管(insulated gatebipolar transistor，IGBT)等多种类型的开关管中的一种或多种，本申请实施例对此不再一一列举。每个开关管皆可以包括第一电极、第二电极和控制电极，其中，控制电极用于控制开关管的导通或断开。当开关管导通时，开关管的第一电极和第二电极之间可以传输电流，当开关管断开时，开关管的第一电极和第二电极之间无法传输电流。以MOSFET为例，开关管的控制电极为栅极，开关管的第一电极可以是开关管的源极，第二电极可以是开关管的漏极，或者，第一电极可以是开关管的漏极，第二电极可以是开关管的源极。
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
新能源汽车多以电能驱动，图1示例性示出了一种新能源汽车的系统结构示意图。如图1所示，新能源汽车10主要包括车载充电OBC11、低压负载12、动力电池13、电机14和车轮15。
其中，动力电池13为大容量、高功率的蓄电池。在新能源汽车行驶时，动力电池13可以为电机14供电，电机14进而可以驱动车轮15转动，从而实现车辆移动。
低压负载12为车辆(新能源汽车10)内部的功能电路或车载设备，且低压负载12的额定电压远低于动力电池13的额定电压。示例性的，低压负载12可以包括但不限于新能源汽车10内部的铅酸蓄电池、车载收音机、车载导航器等等，本申请实施例对此不再一一列举。
在新能源汽车10充电时，一般可以通过充电桩20为新能源汽车10充电。如图1所示，充电桩20主要包括电源电路21和充电枪22。电源电路21的输入端可以接收工频电网30提供的交流电能，电源电路21的输出端通过线缆与充电枪22连接。一般来说，电源电路21可以将接收到的交流电转换为与新能源汽车10相适配的充电电能。经电源电路21转换后的充电电能可以通过充电枪22输入OBC11。
OBC11将接收到的一部分充电电能提供给动力电池13，动力电池13进而存储该部分电能。此外，OBC11还可以将接收到的另一部分充电电能提供给低压负载12，以供低压负载12使用，例如，低压负载12中的铅酸蓄电池可以存储该部分电能，低压负载12中的车载收音机也可以使用该部分电能工作。
图2示例性示出了一种OBC11结构示意图，如图2所示，OBC11主要包括控制器111和OBC电路112。
其中，控制器111与OBC电路112连接，控制器111可以生成多种控制信号以控制OBC电路112工作。示例性的，控制器111可以是OBC11内部的微处理器(microcontroller unit，MCU)、通用中央处理器(central processing unit，CPU)、通用处理器、数字信号处理(digital signal processing，DSP)、专用集成电路(application specific integratedcircuits，ASIC)、现场可编程门阵列(field programmable gate array，FPGA)等其中的任意一种，也可以是其它可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件、硬件部件中的任意一种或多种的组合。
如图2所示，OBC电路112主要包括原边电路1121、副边电路1122、副边电路1123和变压器1124。变压器1124的原边与原边电路1121连接，变压器1124的副边分别与副边电路1122和副边电路1123连接。
原边电路1121可以接收输入电能，该输入电能可以是直流电能。原边电路1121为逆变电路，能够将接收到的直流电能转换为交流电能，并输出给变压器1124。变压器1124可以对接收到的交流电能进行变压，并将变压后的一部分交流电能提供副边电路1122，将变压后的另一部分交流电能提供给副边电路1123。
为了便于表述，本申请实施例将原边电路1121接收到的直流电能称为总直流电能，将原边电路输出给变压器1124的交流电能，也就是变压器1124的原边接收到的交流电能称为总交流电能，将变压器1124提供给副边电路1122的交流电能称为第一交流电能，将变压器1124提供给副边电路1123的交流电能称为第二交流电能。后续表述对此不再赘述。
本申请实施例中，副边电路1122为整流电路，可以将接收到的交流电能整流为第一直流电能，并将该第一直流电能输出给动力电池13。副边电路1123也可以为整流电路，可以将接收到的交流电能整流为第二直流电能，并将该第一直流电能输出给低压负载12。
需要指出的是，第一直流电能和第二直流电能的电流、电压和功率等方面皆可以相同或不同，第一直流电能和第二直流电能相互独立。
在一些可能的实现方式中，OBC11还可以包括功率因数校正(power factorcorrection，PFC)电路113。PFC电路113的输入电能可以是交流电能，PFC电路113可以在控制器111的控制下，对交流电能进行功率校准，将功率校准后的交流电能转换为直流电能，并将直流电能提供给原边电路1121。
接下来，分别对OBC电路112中的原边电路1121、副边电路1122、副边电路1123和变压器1124作进一步的示例性说明。
变压器1124
在本申请实施例中，变压器1124的原边与原边电路1121连接，变压器1124的副边分别与副边电路1122和副边电路1123连接，因此，变压器1124可以分别向副边电路1122和副边电路1123输出交流电能。
示例性的，如图3所示，变压器1124的原边包括原边绕组L11，变压器1124的副边包括副边绕组L21、副边绕组L31和副边绕组L32。其中，原边绕组L11的两端(a1和a2)与原边电路1121连接，原边绕组L11的两端可以接收原边电路1121输出的交流电能。副边绕组L21的两端(b1和b2)与副边电路1122连接，副边绕组L21的两端可以向副边电路1122输出第一交流电能。副边绕组L31的一端c1与副边电路1123连接，副边绕组L31的另一端与副边绕组L32的一端连接并接地，副边绕组L32的另一端c2与副边电路1123连接，副边绕组L31的c1端和副边绕组L32的c2端可以向副边电路1123输出第二交流电能。
可以理解，第一交流电能和第二交流电能的频率相等，且第一交流电能和第二交流电能的频率等于原边绕组L11接收到的交流电能(总交流电能)的频率。但第一交流电能和第二交流电能的电压的有效值可以相同也可以不同，二者之间相互独立。
原边电路1121
在本申请实施例中，原边电路1121可以是逆变电路，原边电路1121可以在控制器111的控制下，将接收到的总直流电能转换为总交流电能。示例性的，原边电路1121可以是桥式逆变电路，如图3所示，原边电路1121主要包括开关管S11、开关管S12、开关管S13、开关管S14。
其中，开关管S11和开关管S13位于一个桥臂，开关管S12和开关管S14位于另一个桥臂。具体来说，开关管S11的第一电极与原边电路1121的高电势输入端(+)连接，开关管S11的第二电极与开关管S13的第一电极连接，开关管S13的第二电极与原边电路1121的低电势输入端(-)连接。开关管S12的第一电极与开关管S11的第一电极连接，开关管S12的第二电极与开关管S14的第一电极连接，开关管S14的第二电极与开关管S13的第二电极连接。此外，开关管S11的第二电极还与原边绕组L11的a1端连接，开关管S14的第一电极还与原边绕组L11的a2端连接，使得原边电路1121可以向原边绕组L11输出总交流电能。
一般来说，如图3所示，原边电路1121的低电势输入端、开关管S13的第二电极和开关管S14的第二电极可以接地。基于图3所示的原边电路1121，控制器111可以通过发送周期性的原边控制信号以控制原边电路1121将接收到的总直流电能转换为具有一定周期时长(频率)的总交流电能。假设总交流电能的周期为T，图3中原边电路1121的各个开关管皆为N沟道金属氧化物半导体晶体管(N metal oxide semiconductor，NMOS)，图4示例性示出了本申请实施例中各个控制信号时序图。
其中，控制信号C1用于控制开关管S11和开关管S14的导通及断开，控制信号C2用于控制开关管S12和开关管S13的导通及断开。如图4所示，控制信号C1的周期时长为T，且在每个周期的时间段t1内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号C2的周期时长为T，且在每个周期的时间段t2内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号C1和C2为互补信号，即时间段t1和时间段t2的时长相等且互不重叠。
可以理解，在理想情况下，控制信号C1的下降沿与控制信号C2的上升沿位于同一时间点，控制信号C1的上升沿与控制信号C2的下降沿位于同一时间点。如图4所示，考虑到开关延迟等因素的存在，控制信号C1的下降沿与控制信号C2的上升沿之间可以间隔一定时延，控制信号C1的上升沿与控制信号C2的下降沿也可以间隔一定时延。
在时间段t1内，原边电路1121的开关管状态可以如图5a所示，开关管S1和开关管S4导通，开关管S2和开关管S3断开。如图5a中的箭头所示，在时间段t1内，电流由原边电路1121的高电势输入端输入，依次流经开关管S11、原边绕组L11和开关管S14，并从原边电路1121的低电势输入端输出。此时，原边绕组L11的a1端电势大于a2端电势，如图3所示，原边绕组L11接收到的总交流电能的电压处于正半周期，即a1端的电势减去a2端的电势后的电势差为正。
在时间段t2内，原边电路1121的开关管状态可以如图5b所示，开关管S1和开关管S4断开，开关管S2和开关管S3导通。如图5b中的箭头所示，在时间段t2内，电流由原边电路1121的高电势输入端输入，依次流经开关管S12、原边绕组L11和开关管S13，并从原边电路1121的低电势输入端输出。此时，原边绕组L11的a1端电势小于a2端电势，如图3所示，原边绕组L11接收到的总交流电能的电压处于负半周期，即a1端的电势减去a2端的电势后的电势差为负。
由此可见，控制器111通过控制开关管S1和S4，与开关管S2和S3之间交替导通及断开，使得原边绕组L11处的电流方向交替变换，a1端和a2端之间的电压方向也交替变换，从而能够为原边绕组L11提供总交流电能。
在一种可能的实现方式中，如图6所示，原边电路1121还可以包括电容Cr1、电感Lr1和电感Lr2中的至少一个。其中，电容Cr1的一端与开关管S11的第二电极连接，电容Cr1的另一端与原边绕组L11的a1端连接。电感Lr1的一端与原边绕组L11的a1端连接，电感Lr1的另一端与原边绕组L11的a2端连接。电感Lr2的一端与开关管S14的第一电极连接，电感Lr2的另一端与原边绕组L11的a2端连接。电容Cr1、电感Lr1和电感Lr2可以对原边电路1121中的电流(电压)进行滤波，有利于降低损耗。
副边电路1123
如前所述，副边电路1123可以对变压器1124提供的第二交流电能进行整流，从而可以输出第二直流电压，以为低压负载12供电。示例性的，副边电路1123可以包括整流电路3-1，可以由整流电路3-1将第二交流电能转换为第二直流电能。
目前的副边电路1123中，整流电路3-1存在多种可能的实现形式。例如图3中，整流电路3-1主要包括开关管S31、二极管D1、开关管S32和二极管D2。其中，开关管S31的第一电极与副边绕组L31的c1端连接，开关管S31的第二电极与二极管D1的阳极连接。开关管S32的第一电极与副边绕组L32的c2端连接，开关管S32的第二电极与二极管D2的阳极连接。二极管D1和二极管D2的阳极皆与副边电路1123的高电势输出端(+)连接，可以输出经整流电路3-1转换后得到的第二直流电能。
基于图3所示的第二副边电路1023，假设所有的开关管皆为NMOS，控制器111可以通过图4中的控制信号C11控制开关管S31的导通和断开，通过控制信号C21控制开关管S32的导通和断开。
如图4所示，在总交流电能相邻的两个周期T1和T2内包括时间段t3和时间段t4。在时间段t3内，C11为高电平，在时间段t4内，C21为高电平。其中，时间段t3的起始时间点为te，时间段t3的结束时间点为tg。时间段t4的起始时间点为tf，时间段t4的结束时间点为th。可以理解，第二交流电能的频率与总交流电能的频率相同，因此图4中总交流电能的电压波动同样可以用来表示第二交流电能的电压波动。具体来说：
在时间点te至时间点tc(前一个时间段t4的下降沿)期间，副边电路1123的开关管状态可以如图7a所示，开关管S31和开关管S32皆导通。此时，总交流电能处于正半周期，因此a1端为高电势。由于c1端与a1端为同名端，c2端与a1端为异名端，因此c1端为高电势端，c2端为低电势端。如图7a中的箭头方向所示，电流从c1端输出，,依次经过开关管S31和二极管D1，并从二极管D1的阴极输出。由于二极管D2的存在，电流并不会向二极管D2分流。
在时间点tc至时间点tb期间，副边电路1123的开关管状态可以如图7b所示，开关管S31导通，开关管S32断开。此时，总交流电能处于正半周期，因此c1端为高电势端，c2端为低电势端。由于c1端为高电势端，因此如图7b中的箭头方向所示，电流从c1端输出，并依次经过开关管S31和二极管D1，并从二极管D1的阴极输出。同时，由于二极管D2的存在，电流并不会向二极管D2分流。
在时间点tb至时间点tf期间，总交流电能由正半周期切换至负半周期，其中，时间点tb与时间点tf之间的时间间隔不小于原边电路1121内各个开关管的开关时延。
在时间点tf至时间点tg期间，副边电路1123的开关管状态可以如图7c所示，开关管S31和开关管S32皆导通。此时，总交流电能处于负半周期，c1端为低电势端，c2端为高电势端，如图7c中电流方向所示，电流由c2端输出，并依次经过开关管S32和二极管D2，并从二极管D2的阴极输出。同时，由于二极管D1的存在，电流并不会向二极管D1分流。
在时间点tg至时间点td期间，副边电路1123的开关管状态可以如图7d所示，开关管S31断开，开关管S32导通。此时，总交流电能处于负半周期，c1端为低电势端，c2端为高电势端，如图7d中电流方向所示，电流由c2端输出，并依次经过开关管S32和二极管D2，并从二极管D2的阴极输出。同时，由于二极管D1的存在，且开关管S1断开，电流并不会向二极管D1分流。
在时间点td至时间点ti期间，总交流电能由负半周期切换至正半周期。下一个周期T内，时间点td与时间点ti之间的时间间隔不小于原边电路1121内各个开关管的开关时延。
在时间点ti至时间点th期间，副边电路1123中的开关管状态和电流方向可以参考图7a，对此不再赘述。
由以上过程可见，采用图4所示的控制信号C11和控制信号C12分别控制开关管S31和开关管S32，便可以使整流电路3-1实现整流。
此外，图3所示的整流电路3-1不仅可以整流，还可以相位调压。例如，在上述过程中，时间点tb和时间点tf期间，总交流电能由正半周期切换至副板周期。可以理解，在时间段t2的起始时间点与时间点tf期间，开关管S31导通，开关管S32断开。此时，总交流电能处于负半周期，c2端为高电势端，c1端为低电势端，因此虽然开关管S32导通，但二极管D1截止，进而使得副边电路1123无法构成通路。
也就是说，时间段t2的起始时间点与时间点tf期间，副边电路1123无法接收第二交流电能，在此期间由输出电容Co2续流。因此，通过延长时间段t2的起始时间点与时间点tf之间的时间间隔，便可以降低副边电路1123所输出的第二直流电能的平均电压。反之，缩短时间段t2的起始时间点与时间点tf之间的时间间隔，便可以增大副边电路1123所输出的第二直流电能的平均电压。
同理，调整时间段t1的起始时间点与时间点te之间的时间间隔也可以调整副边电路1123所输出的第二直流电能的平均电压。因此，整流电路3-1可以实现调压。
在一种可能的实现方式中，如图8所示，整流电路3-1还可以包括开关管S33和开关管S34。其中，开关管S33和二极管D1并联，开关管S34和二极管D2并联。示例性的，二极管D1可以是开关管S33外部的二极管，也可以是开关管S33的体二极管。二极管D2可以是开关管S34外部的二极管，也可以是开关管S34的体二极管。
在此情况下，控制器111可以在导通开关管S31的同时，导通开关管S33，以降低副边电路1123对接收到的正半周期的第二交流电能的损耗。控制器111还可以在导通开关管S32之前断开开关管S33，以保持开关管S32的相位调压功能。
同理，控制器S111可以在导通开关管S32的同时，导通开关管S34，以降低副边电路1123接收到的负半周期的第二交流电能的损耗。控制器111还可以在导通开关管S31之前断开开关管S34，以保持开关管S32的相位调压功能。
在一种可能的实现方式中，如图8所示，整流电路3-1还包括二极管D3和二极管D4。二极管D3与开关管S31并联，且二极管D3的阳极与二极管D1的阳极连接。示例性的，二极管D3可以是开关管S31外部的二极管，也可以是开关管S31的体二极管。也就是说，二极管D3和二极管D1反相截止，在此情况下，可以降低时间段t1的起始时间点与时间点te之间，副边电路1123对接收到的第二交流电能的损耗。
类似的，二极管D4与开关管S32并联，且二极管D4的阳极二极管D2的阳极连接。示例性的，二极管D4可以是开关管S32外部的二极管，也可以是开关管S32的体二极管。也就是说，二极管D4和二极管D2反相截止，在此情况下，可以降低时间段t2的起始时间点与时间点tf之间，副边电路1123对接收到的第二交流电能的损耗。
在一种可能的实现方式中，如图3所示，副边电路1123还可以包括降压(Buck)电路3-2。Buck电路3-2可以接收整流电路3-1输出的第二直流电能，并对接收到的第二直流电能进行降压转换，从而可以进一步降低副边电路1123所输出的第二直流电能的电压。示例性的，Buck电路3-2可以包括电感L3和输出电容Co2，该输出电容Co2在实现稳压和滤波功能的同时，还可以参与Buck电路3-2的降压转换过程。
副边电路1122
副边电路1122可以接收原边电路1121提供的部分原边交流电能，即第一交流电能。一般来说，副边电路1122可以是整流电路，副边电路1122可以在控制器111的控制下，第一交流电能转换为第一直流电能。
示例性的，副边电路1122可以是桥式整流电路。如图3所示，副边电路1122主要包括开关管S21、开关管S22、开关管S23和开关管S24。其中，开关管S21的第一电极与副边电路1122的高电势输出端连接，开关管S21的第二电极与开关管S23的第一电极连接，开关管S23的第二电极与副边电路1122的低电势输出端连接。开关管S22的第一电极与副边电路1122的高电势输出端连接，开关管S22的第二电极与开关管S24的第一电极连接，开关管S24的第二电极与副边电路1122的低电势输出端连接。
此外，开关管S21的第二电极还与副边绕组L21的b1端连接，开关管S22的第二电极还与副边绕组L21的b2端连接。其中，副边绕组L21的b1端与原边绕组L11的a1端互为同名端。
一般来说，原边电路1121和副边电路1122之间具有相同的开关频率，也就是说，控制器111不仅可以通过图4所示的控制信号C1和控制信号C2控制原边电路1121，还可以通过图4所示的控制信号C1和控制信号C2控制副边电路1122。其中，控制信号C1可以用于控制开关管S21和开关管S24的导通与断开，控制信号C2可以用于控制开关管S22和开关管S23的导通与断开。具体来说：
在时间段t1内，副边电路1122的开关管的状态可以如图9a所示，开关管S21和开关管S24导通，开关管S22和开关管S23断开。如前所述，在时间段t1内总交流电能处于正半周期，原边绕组L11的a1端为高电势端，a2端为低电势端。由于副边绕组L21的b1端与a1端为同名端，因此b1端为高电势端，b2端为低电势端。如图9a中的箭头方向所示，在时间段t1内，电流从副边绕组L21的b1端输出，经过开关管S21后从副边绕组1122的高电势输出端输出。回流的电流从副边绕组1122的低电势输出端输入，经开关管S24后回流至副边绕组L21的b2端。
在时间段t2内，副边电路1122的开关管的状态可以如图9b所示，开关管S21和开关管S24断开，开关管S22和开关管S23导通。如前所述，在时间段t2内总交流电能处于负半周期，原边绕组L11的a1端为低电势端，a2端为高电势端。由于副边绕组L21的b1端与a1端为同名端，因此b1端为低电势端，b2端为高电势端。如图9b中的箭头方向所示，在时间段t2内，电流从副边绕组L21的b2端输出，经过开关管S22后从副边绕组1122的高电势输出端输出。回流的电流从副边绕组1122的低电势输出端输入，经开关管S23后回流至副边绕组L21的b1端。
由上述过程可见，控制器111通过控制信号C1和控制信号C2，可以控制副边电路1122将从原边电路1121获得的第一交流电能转换为第一直流电能并输出。
在一种可能的实现方式中，如图10所示，副边电路1122还可以包括电容Cr2和电感Lr3中的至少一个。其中，电容Cr2的一端与副边绕组L21的b1端连接，电容Cr2的另一端与开关管S21的第二电极连接。电感Lr3的一端与副边绕组L21的b2端连接，电感Lr3的另一端与开关管S22的第二电极连接。电容Cr2和电感Lr3可以对副边电路1122中的电流(电压)进行滤波，有利于降低损耗。
需要指出的是，以上原边电路1121、副边电路1122和副边电路1123的电路结构仅为示例。在具体实现结构中，原边电路1121和副边电路1122还存在多种可能的实现方式，本申请实施例对此不再一一列举。
一般来说，副边电路1122所输出的第一直流电能的电压(也就是副边电路1122的输出电压)主要受原边电路1121的开关频率影响。其中，原边电路1121的开关频率也可以理解为图4中控制信号C1和控制信号C2的频率。原边电路1121的开关频率越高，副边电路1122的输出电压越低。
然而，受限于原边电路1121的硬件条件，原边电路1121的开关频率存在一定的上限。在原边绕组L11和副边绕组L21之间匝数比固定的情况下，若原边电路1121的输入电压过高，便有可能使副边电路1122的输出电压因过高而无法适配部分动力电池13。例如，动力电池13所需的充电电压为300V，但副边电路1122的最小输出电压为350V。在此情况下，副边电路1122便无法为动力电池13充电。
可以理解，由于副边电路1123的存在，使得原边电路1121需要持续为变压器1124提供总交流电能。因此，对于同时包括副边电路1122和副边电路1123的OBC电路112，不能采用常规的原边电路1121间歇性发波方案降低副边电路1122的输出电压。
其中，原边电路1121间歇性发波方案指的是原边电路1121间歇性为变压器1124提供总交流电能。在原边电路1121发波时，副边电路1122对第一交流电能进行整流，并输出第二直流电能，输出电容Co1充电，且输出电容Co1的电压逐渐升高。在原边电路1121停止发波时，副边电路1122停止输出第二直流电能，输出电容Co1放电，且输出电容Co1的电压逐渐降低。通过原边电路1121间歇性发波，可以使副边电路1122的输出电压在较低的目标输出电压附件波动，在长时间范围看，副边电路1122的平均输出电压可以达到较低的目标输出电压。
然而，由于OBC电路112中同时集成了副边电路1123，若原边电路1121间歇性发波，则会影响副边电路1123的工作。因此，对于同时集成了副边电路1122和副边电路1123的OBC电路112，并不适用原边电路1121间歇性发波的技术方案。
有鉴于此，本申请实施例提供一种转换电路和转换器，该转换器可以包括转换电路和控制器，控制器分别与转换电路中的开关管连接，通过控制转换电路中各个开关管的导通与断开，使转换电路能够完成电压转换。
其中，转换电路包括原边电路、变压器、第一副边电路和第二副边电路。原边电路可以为变压器提供总交流电能，变压器可以将总交流中的部分交流电能作为第一交流电能提供给第一副边电路，将总交流电能中的另一部分交流电能作为第二交流电能提供给第二副边电路。
示例性的，本申请实施例所提供的转换器可以是上述OBC11，该转换电路可以作为OBC11中的OBC电路112。
第二副边电路可以对第二交流电能进行转换。具体来说，第二副边电路与第一副边电路的工作互不干扰，第二副边电路既可以对第二交流电能进行交流-交流转换，也可以进行交流-直流转换，本申请实施例对此并不多作限制。当本申请实施例作提供的转换电路作为OBC电路112时，第二副边电路可以作为OBC电路112中的副边电路1123，在此情况下，第二副边电路可以对第二交流电能进行交流-直流转换，也就是整流变换。
为了便于表述，本申请实施例接下来继续以OBC电路112为例进行说明。在此情况下，本申请实施例中的第一副边电路可以作为OBC电路112中的副边电路1122。
在本申请实施例所提供的转换电路中，副边电路1122包括打嗝(burst)开关和续流电路，通过间歇性导通或断开burst开关，使得可以在不影响原边电路1121和副边电路1123正常工作的情况下，降低副边电路1122的输出电压。
示例性的，如图11所示，为本申请实施例提供的转换电路中副边电路1122的结构示意图。为了简化附图，图11中并未示出原边电路1121和副边电路1123。如图11所示，副边电路1122包括整流电路2-1、burst开关K22和续流电路2-2。burst开关K22的输入端与整流电路2-1连接，burst开关K22的输出端与续流电路2-2连接。
整流电路2-1可以将变压器1124提供的第一交流电能转换为第一直流电能。示例性的，如图12所示，整流电路2-1可以采用现有的副边电路1122多采用的桥式整流电路结构，该桥式整流电路的结构类似于图3中副边电路1122的结构，具体不再赘述。
在一种可能的实现方式中，副边电路1122还可以包括输出电容Co1，输出电容Co1的一端与整流电路2-2的高电势输出端连接，输出电容Co1的另一端与整流电路2-2的低电势输出端等电位。输出电容Co1可以对整流电路2-2输出的第一直流电能进行稳压和滤波，有利于降低后续传输过程中对第一直流电能产生的损耗。
burst开关K22可以在副边电路1122的输出电压不大于目标输出电压时导通，在副边电路1122的输出电压大于目标输出电压时断开。其中，目标输出电压可以是副边电路1122的负载所需的电压，例如副边电路1122为动力电池13供电时，动力电池13所需的充电电压为300V，则上述目标输出电压可以是300V。
具体来说，如图11所示，OBC11还可以包括检测电路114，该检测电路114分别与副边电路1122的输出端和控制器111连接。检测电路114可以对副边电路1122的输出电压进行采样，并向控制器111发送采样信号，使得控制器111可以根据检测电路114发送的采样信号确定副边电路1122的输出电压的大小。接下来，分情况说明：
情况一：副边电路1122的输出电压不大于目标输出电压
在副边电路1122的输出电压不大于目标输出电压时，控制器111可以控制burst开关K22导通，进而使得整流电路2-1所输出的第二直流电能可以传输至续流电路2-2。在此情况下，续流电路2-2输出第二直流电能的同时还可以储能。
如前所述，受限于原边电路1121的开关频率，整流电路2-2的输出电压往往大于目标输出电压。可以理解，续流电路2-2的输出电压等于副边电路1122的输出电压，由于续流电路2-2可以储能，因此在burst开关K22导通后，副边电路1122的输出电压并不会瞬间上升至整流电路2-2的输出电压，而是会逐渐升高。
例如，整流电路2-2的输出电压为350V，目标输出电压为300V，副边电路1122当前的输出电压为280V。则，在burst开关K22导通后，续流电路2-2储能，副边电路1122的输出电压从280V开始逐渐升高。
情况二：整流电路2-1的输出电压大于目标输出电压
在整流电路2-1的输出电压大于目标输出电压时，控制器111可以控制burst开关K22断开，进而使得整流电路2-1所输出的第二直流电能无法传输至续流电路2-2。如上例中，副边电路1122的输出电压从280V开始逐渐升高，当副边电路1122的输出电压超过目标输出电压(如到达310V)后，控制器111便可以控制burst开关K22断开。
在burst开关K22断开后，续流电路2-2可以放电。随着续流电路2-2放电，续流电路2-2的输出电压将会逐渐降低，副边电路1122的输出电压也随之降低。例如，副边电路1122当前的输出电压为310V，在burst开关K22断开后，续流电路2-2放电，副边电路1122的输出电压从310V开始逐渐降低，直至降至低于300V(目标输出电压)后，控制器111便可以返回执行上述情况一中所描述的步骤。
综上，采用本申请实施例所提供的转换电路(OBC电路112)，可以使副边电路1122的输出电压始终在目标输出电压附近小范围波动。从长时间来看，副边电路1122的平均输出电压等于目标输出电压，因此可以认为本申请实施例中副边电路1122的输出电压可以达到目标输出电压。
在本申请实施例中，续流电路2-2可以借助于储能元件实现。例如图13所示，续流电路2-2可以包括续流电容Ca，续流电容Ca的一端与burst开关K22的输出端连接，续流电容Ca的另一端与整流电路2-1的低电势输出端等电位。在burst开关K22导通时，续流电容Ca可以储能，且电容Ca的电压逐渐升高。在burst开关K22断开时，续流电容Ca可以放电，且电容Ca的电压逐渐降低。
在一种可能的实现方式中，续流电路2-2还可以包括采样电阻Ra，采样电阻Ra与续流电容Ca并联。检测电路114可以通过对采样电阻Ra的电阻电压进行采样，以确定副边电路1122当前的输出电压。采用该实现方式，有利于保护检测电路114，提高检测电路114的精度。
一般来说，在目前的OBC11中，副边电路1122还可以包括电磁兼容性(electromagnetic compatibility，EMC)滤波电路，通过EMC滤波电路对整流电路2-1输出的第一直流电能进行滤波，以降低后续传输过程中对第一直流电能产生的损耗。
EMC滤波电路的工作原理为阻抗失配，其内部通常设置有接地电容。有鉴于此，可以由EMC滤波电路作为本申请实施例中的续流电路2-2，也就是说，复用现有的EMC滤波电路，以简化转换的线路的电路结构，并减少本申请实施例对现有OBC11中电路结构的影响。
示例性的，如图12所示，EMC滤波电路2-2(续流电路2-2的一种具体实现)主要包括电容C131、电容C132和电容C133，以及电感L131和电感L132。其中，电感L131的一端与burst开关K22的输出端连接，电感L131的另一端与电感L132的一端连接，电感L132的另一端用于输出滤波后的第一直流电能。
电容C131的一端与burst开关K22的输出端连接，电容C132的一端与电感L132的一端连接，电容C133的一端与电感L132的另一端连接，电容C131的另一端、电容C132的另一端和电容C133的另一端连接，且皆与整流电路2-1的低电势输出端等电位。
其中，电容C131、电容C132和电容C133便可以作为本申请上述实施例中的续流电容。电容C131、电容C132和电容C133可以在burst开关K22导通时储能，使EMC滤波电路2-2的输出电压逐渐升高。电容C131、电容C132和电容C133还可以在burst开关K22断开时放电，使EMC滤波电路2-2的输出电压逐渐降低。
因此，对于集成有整流电路2-1和EMC滤波电路2-2的副边电路1122，本申请实施例可以在整流电路2-1和EMC滤波电路2-2之间增加burst开关K22，通过复用EMC滤波电路2-2，以降低副边电路1122的输出电压。该实现方式对副边电路1122的电路结构影响较小，易于实现。
如图12所示，EMC滤波电路2-2中还包括电感L131和电感L132。在副边电路1122中未设置有burst开关K22时，电感L131的一端直接与整流电路2-1的高电势输出端连接。电感L131和电感L132可以通过整流电路2-1中开关管S21至开关管S24的体二极管续流。
具体来说，整流电路2-1的输出电压存在波动。在整流电路2-1的输出电压较低时，电感L131和电感L132可以通过EMC滤波电路2-2的高电势输出端向负载(动力电池13)输出电流。回流的电流从EMC滤波电路2-2的低电势输出端输入，由于EMC滤波电路的低电势输出端和整流电路2-1的低电势输出端等电位，因此回流的电流可以从开关管S21至开关管S24的体二极管经过，从而回流至电感L131和电感L132，进而构成了电感L131和电感L132的续流通路。
然而，在整流电路2-1与EMC滤波电路2-2之间设置burst开关K22之后，电感L131和电感L132的续流通路被burst开关K22阻断。当burst开关K22断开时，电感L131和电感132便无法正常放电，从而影响了EMC滤波电路2-2的滤波效果。
有鉴于此，如图12所示，副边电路1122还包括续流二极管D22。续流二极管D22的阴极与burst开关的输出端连接，续流二极管的阳极与整流电路2-1的低电势输出端等电位。在电感L131和电感L132放电时，电感L131和电感L132可以通过EMC滤波电路2-2的高电势输出端向负载(动力电池13)输出电流。回流的电流可以从EMC滤波电路2-2的低电势输出端输入，经过续流二极管D22回流至电感L131和电感L132，从而构成电感L131和电感L132的续流通路。
在本申请实施例中，控制器111需要间歇性导通和断开burst开关K22，以降低续流电路2-2的输出电压。在burst开关K22导通时，burst开关K22两端的电压为0，在burst开关K22断开时，burst开关K22两端的电压等于整流电路2-1的输出电压。
假设整流电路2-1的输出电压为350V，则在burst开关K22导通的瞬间，burst开关K22两端的电压由350V瞬间降低至0，在burst开关K22断开的瞬间，burst开关K22两端的电压瞬间增大至350V。
由此可见，burst开关K22在导通和断开的瞬间存在较大的电压变化，有可能损坏burst开关K22。为了保护butst开关K22，如图12所示，副边电路1122还可以包括稳压电容C22，且稳压电容C22与burst开关K22并联。由于电容两端的电压无法突变，因此，在burst开关K22的两端并联稳压电容C22，可以放慢burst开关K22导通和断开瞬间的电压变化，进而有利于保护burst开关K22。
基于相同的技术构思，本申请实施例还提供一种电子设备，该电子设备中包括本申请实施例所提供的转换器。示例性的，该电子设备可以是新能源汽车、网联车、智能汽车等等。
显然，本领域的技术人员可以对本申请进行各种改动和变型而不脱离本申请的精神和范围。这样，倘若本申请的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (14)

1.一种转换电路，其特征在于，包括：原边电路、第一副边电路、第二副边电路和变压器，其中，所述变压器的原边与所述原边电路连接，所述变压器的副边分别与所述第一副边电路和所述第二副边电路连接；
所述原边电路，用于为所述变压器提供总交流电能；
所述变压器，用于将所述总交流中的部分交流电能作为第一交流电能提供给所述第一副边电路，将所述总交流电能中的另一部分交流电能作为第二交流电能提供给所述第二副边电路；
所述第二副边电路，用于对所述第二交流电能进行转换；
所述第一副边电路，包括第一整流电路、打嗝burst开关和续流电路，所述burst开关的输入端与所述第一整流电路连接，所述burst开关的输出端与所述续流电路连接；
所述第一整流电路，用于将所述第一交流电能转换为第一直流电能；
所述burst开关用于：
在所述第一副边电路的输出电压不大于目标输出电压时导通，以使所述续流电路逐渐升高所述第一副边电路的输出电压；
在所述第一副边电路的输出电压大于目标输出电压时断开，以使所述续流电路逐渐降低所述第一副边电路的输出电压。
2.根据权利要求1所述的转换电路，其特征在于，所述续流电路包括续流电容，所述续流电容的一端与所述burst开关的输出端连接，所述续流电容的另一端与所述第一整流电路的低电势输出端等电位。
3.根据权利要求2所述的转换电路，其特征在于，所述续流电路还包括采样电阻，所述采样电阻与所述续流电容并联。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的转换电路，其特征在于，所述续流电路为电磁兼容性EMC滤波电路，所述第一副边电路还包括续流二极管；
所述续流二极管的阴极与所述burst开关的输出端连接，所述续流二极管的阳极与所述第一整流电路的低电势输出端等电位。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的转换电路，其特征在于，所述第一副边电路还包括稳压电容，所述稳压电容与所述burst开关并联。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的转换电路，其特征在于，所述第一副边电路还包括第一输出电容，所述第一输出电容的一端与所述第一整流电路的高电势输出端连接，所述第一输出电容的另一端与第一整流电路的低电势输出端等电位。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的转换电路，其特征在于，所述第一整流电路为桥式整流电路。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的转换电路，其特征在于，所述原边电路为桥式逆变电路。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的转换电路，其特征在于，所述第二副边电路包括第二整流电路和降压buck电路；
所述第二整流电路，用于将所述第二交流电能转换为第二直流电能；
所述buck电路，用于对所述第二直流电能进行降压转换，并输出降压转换后的所述第二直流电能。
10.根据权利要求9所述的转换电路，其特征在于，所述第二整流电路包括第一整流开关管、第二整流接开关管、第一二极管和第二二极管；
所述第一整流开关管的第一电极和所述第二整流开关管的第一电极分别与所述变压器的副边连接连接，所述第一整流开关管的第一电极用于接收所述第二交流电能；
所述第一整流开关管的第二电极与所述第一二极管的阳极连接，所述第二整流开关管的第二电极与所述第二二极管的阳极连接，所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阴极皆与所述第二副边电路的高电势输出端连接。
11.根据权利要求10所述的转换电路，其特征在于，所述第二副边电路还包括第三整流开关管和第四整流开关管；
所述第三整流开关管与所述第一二极管并联，所述第四整流开关管与所述第二二极管并联。
12.根据权利要求10或11所述的转换电路，其特征在于，所述第二整流电路还包括第三二极管和第四二极管；
所述第三二极管与所述第一整流开关管并联，且所述第三二极管的阳极与所述第一二极管的阳极连接；
所述第四二极管与所述第二整流开关管并联，且所述第四二极管的阳极与所述第二二极管的阳极连接。
13.一种转换器，其特征在于，包括控制器和如权利要求1至12中任一项所述的转换电路，其中：
所述控制器，用于控制所述转换电路输出所述第一直流电能和所述第二直流电能。
14.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求13所述的转换器。
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