KR102130585B1 - 협대역 무선 통신 시스템의 동기 획득 장치 및 그 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 협대역 무선 통신 시스템의 동기 획득 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따르면, 무선 통신 시스템의 동기 획득 장치에 있어서, 길이 M의 제1 시퀀스 및 길이 L의 제2 시퀀스 간의 조합으로 구성된 길이 N(=M×L)의 동기 프리앰블을 포함한 송신 신호를 송신 장치로부터 수신하는 수신부와, 수신 신호에 M×L 크기의 수신 윈도우를 적용하여 M개의 수신 신호 성분을 포함한 수신 신호 벡터를 검출하는 처리부와, 상기 수신 신호 성분과 상기 제2 시퀀스 간의 상호 상관 값과, 상기 제1 시퀀스 내의 M개 시퀀스 원소 간의 지연 상관 값을 기초로 동기 검출을 위한 타이밍 메트릭(Timing Metric)을 연산하는 연산부, 및 상기 타이밍 메트릭이 최대가 되는 시간 지점을 상기 수신 신호의 시작점으로 추정하여 동기 검출을 수행하는 추정부를 포함하는 동기 획득 장치를 제공한다.
본 발명에 따르면, 향상된 동기 프리앰블 구조를 사용하여 협대역 무선 통신 시스템의 신호 검출 및 동기 추정 성능을 향상시키고 시스템의 송수신 성능을 보장할 수 있으며 사물 인터넷 단말의 효율적인 운용을 가능하게 하는 이점을 제공한다.

Description

협대역 무선 통신 시스템의 동기 획득 장치 및 그 방법{Synchronization apparatus in narrowband wireless communication system and method thereof}

본 발명은 협대역 무선 통신 시스템의 동기 획득 장치 및 그 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 신호 검출 및 동기 추정 성능을 향상시킬 수 있는 동기 획득 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

사물 인터넷(Internet of Things: IoT)은 모든 사물이 인터넷에 연결되어 상호 직접 통신하는 미래 인프라 통신 서비스이다. 일반적으로 사물 인터넷 통신은 수 km 급 장거리 통신을 지원하고 주로 배터리에 의해 저전력 운용된다.

사물 인터넷을 위한 협대역 통신 시스템은 효율적인 동기 송수신 설계를 통한 송수신 성능이 보장되어야 하며, 저전력 설계 및 저전력 운용을 위한 모뎀 설계가 필요하다.

특히, 초기 신호 검출 및 동기 검출 성능 확보가 필수적이며, 저가 모듈(ex, 발진기) 적용 시의 상대적으로 큰 주파수 오차(수 ppm 수준의 주파수 옵셋)에 효과적으로 대응할 수 있어야 한다. 주파수 옵셋 문제는 협대역 통신에서 보다 심각한 성능 열화를 초래하기 때문이다.

따라서 저가 모듈 설계에 따른 주파수 옵셋 문제를 극복함과 동시에 송수신 성능을 보장할 수 있는 향상된 동기 획득 기술이 요구된다.

본 발명의 배경이 되는 기술은 한국공개특허 제2015-0019331호(2015.02.25 공개)에 개시되어 있다.

본 발명은, 협대역 무선 송수신 시스템에서 신호 검출 및 동기 추정 성능을 향상시킬 수 있는 동기 획득 장치 및 그 방법을 제공하는데 목적이 있다.

본 발명은, 무선 통신 시스템을 위한 동기 획득 장치에 있어서, 길이 M의 제1 시퀀스 및 길이 L의 제2 시퀀스 간의 조합으로 구성된 길이 N(=M×L)의 동기 프리앰블을 포함한 송신 신호를 송신 장치로부터 수신하는 수신부와, 수신 신호에 M×L 크기의 수신 윈도우를 적용하여 M개의 수신 신호 성분을 포함한 수신 신호 벡터를 검출하는 처리부와, 상기 수신 신호 성분과 상기 제2 시퀀스 간의 상호 상관 값과, 상기 제1 시퀀스 내의 M개 시퀀스 원소 간의 지연 상관 값을 기초로 동기 검출을 위한 타이밍 메트릭(Timing Metric)을 연산하는 연산부, 및 상기 타이밍 메트릭이 최대가 되는 시간 지점을 상기 수신 신호의 시작점으로 추정하여 동기 검출을 수행하는 추정부를 포함하는 동기 획득 장치를 제공한다.

또한, 상기 타이밍 메트릭 R(τ)은 아래의 수학식으로 정의될 수 있다.

여기서, s(i)는 상기 제1 시퀀스 내의 N개 시퀀스 원소 중 i번째 시퀀스 원소, y_j는 상기 M개 수신 신호 성분 중 j번째 수신 신호 성분, b는 L개의 시퀀스 원소를 포함한 상기 제2 시퀀스, (·)^H는 에르미트 전치 연산(Hermitian transpose operation), (·)^*는 켤레 전치 연산(Complex conjugate operation)을 나타낸다.

또한, 상기 제2 시퀀스의 길이 L은 주파수 옵셋 환경을 기초로 아래 수학식에 의해 결정될 수 있다.

여기서, f_s는 상기 무선 통신 시스템에서 송수신단 간에 발생하는 반송파 주파수 오차(CFO; Carrier Frequency Offset), f₀는 심볼 레이트 주파수를 나타낸다.

또한, 상기 제1 시퀀스 S_M은 아래의 수학식으로 정의될 수 있다.

여기서, s(i)는 상기 제1 시퀀스 내의 M개 시퀀스 원소 중 i번째 시퀀스 원소, M₀는 상기 제1 시퀀스의 가능한 길이 집합(

) 중 기 설정된 최대 값(

),

,

, v(m)은 랜덤 시퀀스인 c(m)을 이용하여 생성된 값으로

이다.

또한, 상기 c(m)은 m-시퀀스이고, 상기 제2 시퀀스는 바커 코드로부터 생성될 수 있으며, 상기 동기 프리앰블은, 상기 길이 M의 제1 시퀀스와 상기 길이 L의 제2 시퀀스 간의 크로네커 곱(Kronecker product)에 의해 생성될 수 있다.

또한, 상기 동기 획득 장치는, 상기 수신 신호로부터 채널 품질을 측정하는 측정부, 및 상기 측정한 채널 품질을 상기 시스템에서 기 요구되는 기준 채널 품질값과 비교하여 상기 제1 시퀀스의 길이 M을 결정하되, 상기 측정한 채널 품질이 상기 기준 채널 품질과 같거나 그 이상이 되기 위한 M 값 중 최소의 M 값을 상기 제1 시퀀스의 길이로 최종 결정하는 결정부를 더 포함할 수 있다.

또한, 상기 결정부는, 상기 제1 시퀀스의 길이 M을 아래의 수학식에 의해 결정할 수 있다.

여기서, M'는 상기 최종 결정된 M 값, Q_REQ{m}은 상기 요구되는 기준 채널 품질 값, Q_EST는 상기 측정한 채널 품질 값을 나타낸다.

또한, 상기 동기 획득 장치는, 수신 장치에 포함되며, 상기 송신 장치와 기 공유한 상기 동기 프리앰블에 포함된 상기 제1 및 제2 시퀀스의 정보를 상기 동기 검출에 사용하고, 상기 수신 장치는, 상기 최종 결정한 M 값에 기반하여 변경된 동기 프리앰블을 이용하여 신호의 송수신을 수행할 수 있다.

그리고, 본 발명은, 무선 통신 시스템을 위한 동기 획득 장치의 동기 획득 방법에 있어서, 길이 M의 제1 시퀀스 및 길이 L의 제2 시퀀스 간의 조합으로 구성된 길이 N(=M×L)의 동기 프리앰블을 포함한 송신 신호를 송신 장치로부터 수신하는 단계와, 수신 신호에 M×L 크기의 수신 윈도우를 적용하여 M개의 수신 신호 성분을 포함한 수신 신호 벡터를 검출하는 단계와, 상기 수신 신호 성분과 상기 제2 시퀀스 간의 상호 상관 값과, 상기 제1 시퀀스 내의 M개 시퀀스 원소 간의 지연 상관 값을 기초로 동기 검출을 위한 타이밍 메트릭(Timing Metric)을 연산하는 단계, 및 상기 타이밍 메트릭이 최대가 되는 시간 지점을 상기 수신 신호의 시작점으로 추정하여 동기 검출을 수행하는 단계를 포함하는 동기 획득 방법을 제공한다.

또한, 상기 동기 획득 방법은, 상기 수신 신호로부터 채널 품질을 측정하는 단계, 및 상기 측정한 채널 품질을 상기 시스템에서 기 요구되는 기준 채널 품질값과 비교하여 상기 제1 시퀀스의 길이 M을 결정하되, 상기 측정한 채널 품질이 상기 기준 채널 품질과 같거나 그 이상이 되기 위한 M 값 중 최소의 M 값을 상기 제1 시퀀스의 길이로 최종 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다..

그리고, 본 발명은, 송수신 채널 환경에 적응적인 무선 통신 시스템에 있어서, 길이 M의 제1 시퀀스 및 길이 L의 제2 시퀀스 간의 조합으로 구성된 길이 N(=M×L)의 동기 프리앰블을 생성하여 수신 장치와 공유하며, 상기 동기 프리앰블을 포함한 송신 신호를 상기 수신 장치로 전송하는 송신 장치, 및 상기 송신 장치로부터 수신한 수신 신호에 M×L 크기의 수신 윈도우를 적용하여 M개의 수신 신호 성분을 포함한 수신 신호 벡터를 검출하며, 상기 검출한 수신 신호 성분과 상기 공유한 동기 프리앰블의 제1 및 제2 시퀀스의 정보를 기초로 상기 수신 신호의 시작점을 추정하여 동기 검출을 수행하는 수신 장치를 포함하는 무선 통신 시스템을 제공한다.

또한, 상기 수신 장치는, 상기 수신 신호로부터 채널 품질을 측정한 다음, 상기 측정한 채널 품질을 상기 시스템에서 기 요구되는 기준 채널 품질값과 비교하여 상기 제1 시퀀스의 길이 M을 결정하되, 상기 측정한 채널 품질이 상기 기준 채널 품질과 같거나 그 이상이 되기 위한 M 값 중 최소의 M 값을 상기 제1 시퀀스의 길이로 최종 결정하며, 상기 수신 장치는, 상기 최종 결정된 M 값에 기반하여 변경된 동기 프리앰블을 이용하여 신호의 송수신을 수행할 수 있다.

그리고, 본 발명은, 송신 장치 및 수신 장치를 포함하는 무선 통신 시스템을 이용한 적응적 송수신 방법에 있어서, 상기 송신 장치는 길이 M의 제1 시퀀스 및 길이 L의 제2 시퀀스 간의 조합으로 구성된 길이 N(=M×L)의 동기 프리앰블을 생성하여 상기 수신 장치와 공유하는 단계와, 상기 동기 프리앰블을 포함한 송신 신호를 전송하는 단계와, 상기 수신 장치는 상기 송신 장치로부터 수신한 수신 신호에 M×L 크기의 수신 윈도우를 적용하여 M개의 수신 신호 성분을 포함한 수신 신호 벡터를 검출하는 단계, 및 상기 검출한 수신 신호 성분과 상기 공유한 동기 프리앰블의 제1 및 제2 시퀀스의 정보를 기초로 상기 수신 신호의 시작점을 추정하여 동기 검출을 수행하는 단계를 포함하는 적응적 송수신 방법을 제공한다.

또한, 상기 적응적 송수신 방법은, 상기 수신 장치가 상기 수신 신호로부터 채널 품질을 측정하는 단계와, 상기 측정한 채널 품질을 상기 시스템에서 기 요구되는 기준 채널 품질값과 비교하여 상기 제1 시퀀스의 길이 M을 결정하되, 상기 측정한 채널 품질이 상기 기준 채널 품질과 같거나 그 이상이 되기 위한 M 값 중 최소의 M 값을 상기 제1 시퀀스의 길이로 최종 결정하는 단계, 및 상기 최종 결정한 M 값에 기반하여 변경된 동기 프리앰블을 이용하여 신호의 송수신을 수행하는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명에 따르면, 향상된 동기 프리앰블 구조를 사용하여 협대역 무선 통신 시스템의 신호 검출 및 동기 추정 성능을 향상시키고 시스템의 송수신 성능을 보장할 수 있으며 사물 인터넷 단말의 효율적인 운용을 가능하게 하는 이점을 제공한다.

또한, 본 발명의 경우 셀 운용 환경 및 주파수 옵셋 환경에 기반하여 동기 프리앰블을 구성하는 두 시퀀스의 조합을 적절히 조절할 수 있어, 주어진 환경에 적응적인 송수신 시스템의 운용이 가능함은 물론, 개선된 송수신 성능을 얻을 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 협대역 무선 통신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 협대역 무선 통신 시스템에서 사용되는 송신 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에서 제1 시퀀스를 생성하는 원리를 설명하는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에서 제1 및 시퀀스의 조합을 통해 동기 프리앰블을 생성하는 원리를 설명하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 동기 획득 장치의 구성을 나타낸 도면이다.
도 6은 도 5의 동기 획득 장치를 이용한 동기 획득 방법을 설명하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에서 수신단의 초기 동기 획득 과정을 설명하는 도면이다.
도 8은 사물 인터넷 무선 네트워크 운용 방식의 예를 나타낸 도면이다.
도 9는 도 1의 무선 통신 시스템을 이용한 적응적 송수신 방법을 설명하는 도면이다.

그러면 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 협대역 무선 통신 시스템을 나타낸 도면이다.

도 1에 나타낸 것과 같이, 본 발명의 실시예에 따른 협대역 무선 통신 시스템은 송신 장치(100) 및 수신 장치(200)를 포함한다.

송신 장치(100)는 동기화를 위한 동기 프리앰블을 생성하고, 생성한 동기 프리앰블의 정보를 수신 장치(200)와 공유한다. 그리고, 송신 장치(100)는 동기 프리앰블을 포함한 프레임 구조의 송신 신호를 생성하여 수신 장치(200)로 전송한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 협대역 무선 통신 시스템에서 사용되는 송신 프레임 구조를 나타낸 도면이다.

도 2에 나타낸 것과 같이, 협대역 무선 통신 시스템의 기본 프레임 구조는 동기화를 위한 '동기 프리앰블'(Preamble), PHY 데이터 전송을 위한 '헤더'(PHY header), 그리고 '페이로드'(PAYLOAD)를 포함한다.

본 발명의 실시예에서 동기 프리앰블은 길이 N의 심볼로 구성되며, 신호 검출 및 동기 검출을 위해 상관 특성이 우수한 시퀀스로 구성된다. 헤더는 페이로드에 대한 스케줄링 정보가 포함된다. 이러한 헤더 구간은 경우에 따라 생략 가능하다. 마지막의 페이로드 구간은 실제 전송하고자 하는 데이터가 포함된다.

수신 장치(200)는 송신 장치(100)로부터 전송받은 신호에 대해 수신 윈도우를 적용하여 수신 윈도우 내의 수신 신호 벡터를 검출하며, 검출한 수신 신호 벡터 및 기 공유받은 동기 프리앰블 정보를 활용하여 수신 신호의 시작점을 추정하고 프레임 동기를 획득한다.

본 발명의 실시예의 경우 송신 장치(100)에서는 동기 프리앰블을 생성하고 동기 프리앰블을 포함한 송신 신호를 수신 장치(200)로 전송하며, 수신 장치(200)에서는 송신 장치(100)로부터 수신한 신호로부터 신호를 검출하고 동기를 추정하는 것으로 구분하여 설명하고 있지만, 본 발명이 반드시 이에 한정되지 않는다.

이는 단말기 또는 단말 장치(Terminal) 등과 같은 통신 기기들은 실질적으로 송신 기능과 수신 기능을 내장하고 있으며 상황에 따라 송신 장치(100)의 역할을 수행하거나 수신 장치(200)의 역할을 수행할 수 있기 때문이다.

따라서 본 발명의 실시예는 설명의 편의상 송신 장치(100)와 수신 장치(200)의 명칭을 구분하여 설명하고 있지만, 이들은 무선 송수신 및 신호 처리 기능을 내장하는 통상의 통신 장치, 단말 등을 포괄하는 의미를 가질 수 있다.

다음은 본 실시예에 적용되는 동기 프리앰블의 구성에 관하여 상세히 설명한다.

본 발명의 실시예에서 송신 장치(100)는 길이 L의 제1 시퀀스와 길이 M의 제2 시퀀스의 조합을 통하여 길이 N(N = L×M)을 가지는 동기 프리앰블을 생성한다.

여기서, 제1 및 제2 시퀀스의 조합은 협대역 통신 운용 환경에 따라 달라질 수 있다. 제1 시퀀스의 길이 L은 주파수 옵셋 환경에 따라 조정될 수 있고 제2 시퀀스의 길이 M은 채널 환경에 따라 조정될 수 있다.

일반적으로 신호 검출 및 동기 추정 성능은 동기 프리앰블의 길이에 비례하여 향상지만, 본 발명의 실시예는 셀 운용 환경 및 주파수 옵셋 환경에 따라 두 시퀀스의 조합을 조정함으로써 주어진 해당 환경에 적합한 운용이 가능하며 개선된 송수신 성능을 얻을 수 있다. 이에 대해서는 추후 구체적으로 설명할 것이다.

도 3은 본 발명의 실시예에서 제1 시퀀스를 생성하는 원리를 설명하는 도면이다.

동기 프리앰블 생성을 위한 제1 시퀀스는 신호 검출 및 송수신기(송신/수신 장치) 간의 동기 추정을 위해 자기 상관 및 상호 상관 특성이 우수한 시퀀스를 기반으로 구성된다.

길이 M(

,

)인 제1 시퀀스(커버 시퀀스) S_M는 다음의 수학식 1에 따라 생성이 가능하다.

여기서, s(i)는 상기 제1 시퀀스 내의 M개 시퀀스 원소 중 i번째 시퀀스 원소, M₀는 제1 시퀀스의 가능한 길이 집합(

) 중 기 설정된 최대 값을 나타낸다(

).

수학식 1의 두 번째 행에서 재정의된 시퀀스 원소 v(m)은 랜덤 시퀀스 (Random Binary Sequence)인 c(m)을 이용하여 생성되며, 다음의 수학식 2와 같다.

여기서, c(m)은 상관 특성이 우수하고 상호 독립적인 복수 시퀀스 생성에 유리한 m-시퀀스(m-Sequence)가 적용될 수 있다. 물론, m-시퀀스 이외에 그 밖의 다른 랜덤 시퀀스가 적용될 수 있다.

도 3은 수학식 1을 이용하여 생성된 제1 시퀀스를 도시하고 있다. 도 3은 M₀=16인 경우를 예시한 것으로, 이 경우 제1 시퀀스의 길이 M은 16 이하의 값으로 결정된다. 도 3에는 대표적으로 M=16, 8, 4인 경우 각각에 대해 생성한 제1 시퀀스를 도시하고 있다.

도 3의 상단에는 M₀=16인 경우를 기준으로 생성되는 제1 시퀀스의 각 원소들 v(m)을 v(0)부터 v(15) 까지 순서대로 나열하고 있다. 이는 M=16, 8, 4인 경우에 수학식 1을 통해 생성된 제1 시퀀스의 원소들 s(i)와 각각 비교될 것이다.

우선, 도 3에서, M=16인 경우, 제1 시퀀스는 수학식 1에 의해 S₁₆ = [s(0),s(1),…,s(15)] = [v(0),v(1),…,v(15)]로 표현된다.

마찬가지로, M=8인 경우, 제1 시퀀스는 S₈ = [s(0),s(1),…,s(7)] = [v(8),v(9),…,v(15)]로 표현되고, M=4인 경우 제1 시퀀스는 S₄=[s(0),s(1),…,s(3)] = [v(12),v(13),…,v(15)]로 표현된다.

이러한 도 3의 결과로부터, 수학식 1의 알고리즘을 이용할 경우, M 값이 다양하게 변경되더라도, 생성되는 제1 시퀀스의 원소들은 항상 마지막 v(m) 값인 v(15)를 기준으로 정렬되는 것을 알 수 있다. 이러한 특성은 수신 장치 측에서의 수신 신호의 동기 검출에 유리하게 작용한다. 즉, 추후 M 값이 M' 값(최적 M)으로 변경되더라도 수신 장치에서 동기 검출을 용이하게 수행할 수 있다.

제2 시퀀스는 상대적으로 작은 길이의 시퀀스에 대해 자기 상관 특성이 우수한 시퀀스를 적용하여 구성된다. 이러한 제2 시퀀스는 제1 시퀀스와 조합됨으로써, 주파수 옵셋 추정 성능 및 낮은 SNR 영역에서의 운용을 지원한다.

그 하나의 실시예로 바커 코드로부터 생성된 길이 L=1,2,4인 제2 시퀀스는 다음의 수학식 3으로 정의된다.

결과적으로 동기 프리앰블은 다음의 수학식 4 및 도 4와 같이 두 시퀀스 조합을 통해 생성된다.

수학식 4에서, A

B는 행렬 A와 B의 크로네커 곱(Kronecker product)을 의미한다. 또한, M_i는 제1 시퀀스의 길이 M이 적용된다.

도 4는 본 발명의 실시예에서 제1 및 시퀀스의 조합을 통해 동기 프리앰블을 생성하는 원리를 설명하는 도면이다.

이러한 도 4는 길이 8(M=8)의 제1 시퀀스와 길이 2(L=2)의 제2 시퀀스 간의 크로네커 곱(

)을 통하여, 길이 16의 동기 프리앰블 신호를 생성한 결과를 나타낸다. 물론, 본 발명에 사용되는 동기 프리앰블 파라미터 M과 L은 반드시 이에 한정되지 않는다.

본 발명의 실시예에서, 제2 시퀀스의 길이 L은 주파수 옵셋 환경에 따라 송신 장치(100)에서 결정되며, 아래의 수학식 5를 만족하는 길이로 결정된다.

여기서, f_s는 무선 통신 시스템의 운용 환경에서 송수신기 간에 발생하는 반송파 주파수 오차(CFO; Carrier Frequency Offset)를 나타내고, f₀는 심볼 레이트 주파수를 나타낸다.

이하에서는 상술한 바와 같이 생성된 동기 프리앰블을 이용한 수신 장치(200)에서의 신호 검출 및 동기 획득 방법에 관하여 더욱 상세히 설명한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 동기 획득 장치의 구성을 나타낸 도면이고, 도 6은 도 5의 동기 획득 장치를 이용한 동기 획득 방법을 설명하는 도면이다.

본 발명의 실시예에 따른 동기 획득 장치(100)는 수신 장치(200)에 적용되며 수신 장치(200) 내에 포함될 수 있다.

도 5 및 도 6을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 동기 획득 장치(300)는 수신부(310), 처리부(320), 연산부(330), 추정부(340), 측정부(350) 및 결정부(360)를 포함한다.

먼저, 수신부(310)는 길이 M의 제1 시퀀스 및 길이 L의 제2 시퀀스 간의 조합으로 구성된 길이 N(=M×L)의 동기 프리앰블을 포함하여 전송된 송신 신호를 송신 장치(100)로부터 수신한다(S610).

이후, 처리부(320)는 수신 신호에 대해 M×L 크기의 수신 윈도우를 적용하여 수신 신호 벡터를 검출한다(S620). 수신 신호 벡터는 M개의 수신 신호 성분(y₀, y₁,…,y_M-1)을 포함한다.

도 7은 본 발명의 실시예에서 수신단의 초기 동기 획득 과정을 설명하는 도면이다.

도 7에 도시된 것과 같이, 수신 신호는 LM 크기(M×L 크기)의 윈도우를 기반으로 처리된다. 또한, 수신 신호는 도 7에 도시된 결합기(combining), 상관기(Correlation), 메트릭 버퍼(Metric) 등에서 신호 처리되고 이를 통해 최종 신호 검출 및 동기 검출이 이루어진다.

수신 윈도우 내의 수신 신호 벡터 r는 다음의 수학식 6과 같이 표현된다.

수신 윈도우 내의 수신 신호 벡터 r은 N개의 r(i)로 구성되고 이는 다시 M개의 수신 신호 성분(y₀, y₁,…,y_M-1)으로 구분될 수 있다.

이후, 연산부(330)는 수신 신호 벡터 내의 수신 신호 성분과, 송신 장치(100)로부터 기 공유받은 제1 및 제2 시퀀스의 정보를 조합하여, 타이밍 메트릭을 연산한다(S630).

구체적으로, 연산부(330)는 수신 신호 성분과 제2 시퀀스 간의 상호 상관 값(A), 그리고 제1 시퀀스 내의 M개 시퀀스 원소 간의 지연 상관 값(B)을 기초로, 동기 검출을 위한 타이밍 메트릭을 연산한다.

타이밍 메트릭 R(τ)은 다음의 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.

여기서, s(i)는 제1 시퀀스 내의 N개 시퀀스 원소 중 i번째 시퀀스 원소, y_j는 수신 신호 벡터 내의 M개 수신 신호 성분 중 j번째 수신 신호 성분, b는 L개의 시퀀스 원소를 포함한 제2 시퀀스, (·)^H는 에르미트 전치 연산(Hermitian transpose operation), (·)^*는 켤레 전치 연산(Complex conjugate operation)을 나타낸다. 본 실시예의 경우 L=2, M=8이 적용된다.

이러한 수학식 7에서

은 수신 신호 성분 y와 제2 시퀀스 b 간의 상호 상관 값과 관련되며,

는 제1 시퀀스에 포함된 M개의 시퀀스 원소들 s(i) 간의 지연 상관 값과 관련된다.

s(m+1)은 s(m)으로부터 1만큼 지연된 성분이며, 수학식 7에서 m={0,…M-2}이 적용된다. 예를 들어, m=0일 때 수학식 7의 s^*(m)s(m+1) = s^*(0)s(1)으로, 이는 제1 시퀀스 내의 8개(N=8) 시퀀스 원소 중에서 0번째 원소와 1번째 원소인 s(0)와 s(1) 간이 상관 연산되는 것을 의미한다.

연산부(330)는 수신 윈도우 내의 수신 신호 벡터에 대해 상술한 바와 같은 신호 처리를 수행하여 타이밍 메트릭을 연산한다. 즉, 수학식 7의 m을 0부터 M-2까지 적용하고 합산하여 타이밍 메트릭을 연산한다.

이후, 추정부(340)는 타이밍 메트릭이 최대가 되는 시간 지점을 수신 신호의 시작점으로 추정하여 동기 검출을 수행한다(S640).

이러한 추정부(340)는 메트릭 값의 최대치로부터 시간 프레임에 대한 동기 추정을 수행함은 물론, 메트릭 값의 편각(Argument)을 추정함으로써 주파수 동기를 추정할 수 있다. 편각 추정에 기반한 주파수 동기 추정은 기 공지된 방법에 해당하므로 상세한 설명은 생략한다.

동기 추정 이후에는 채널 품질을 기반으로 프리앰블 파라미터 M을 최적으로 결정하는 과정을 거친다. 이와 같이 프리앰블 파라미터를 조절하는 이유를 설명하면 다음과 같다.

도 8은 사물 인터넷 무선 네트워크 운용 방식의 예를 나타낸 도면이다.

일반적으로 신호 검출 및 동기 추정 성능은 동기 프리앰블의 길이에 비례하여 향상된다. 도 8과 같은 셀 기반 운용을 고려하여 볼 때, IoT 게이트웨이는 주변의 사물 인터넷 단말(End Device)에게 브로드캐스트(Broadcast) 신호 또는 비컨 (Beacon) 신호를 송신할 수 있다.

이러한 경우, 일반적으로 기 정해진 위치 혹은 고정된 위치에 설치되는 사물 인터넷 단말(End device)은 거리 및 위치에 따라 서로 다른 채널 환경에 놓이게 되고 이에 따라 수신 신호 품질의 편차가 발생하게 된다.

물론, 최대 거리의 송수신 지원을 위해 모든 단말에 대해 긴 길이의 동기 프리앰블을 적용하면 되지만, 신호 품질이 좋은 환경에 있는 단말에게는 사실상 불필요한 신호 처리를 요구하게 된다. 따라서, 양호한 채널 환경에 위치한 단말에 대해통신 품질에 영향을 주지 않으면서 동기 프리앰블의 길이를 줄이고 신호 처리를 간소화할 필요가 있다

이를 위해, 측정부(350)는 먼저 수신 신호의 채널 품질을 측정한다(S650). 수신 신호에 대한 채널 품질을 측정하거나 추정하는 기법은 널리 공지된 바 있다.

본 발명의 실시예에서 채널 품질은 SNR(Signal to Noise Ratio), SIR(Signal to Interference Ratio), SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio) 중 선택된 종류의 채널 품질을 사용할 수 있다.

이후, 결정부(360)는 측정한 채널 품질을 무선 통신 시스템에서 기 요구되는 기준 채널 품질값과 비교하여 제1 시퀀스의 길이 M을 결정한다(S660).

구체적으로, 결정부(360)는 아래 수학식 8과 같이, 측정한 채널 품질이 기준 채널 품질과 같거나 그 이상이 되기 위한 M 값 중 최소의 M 값을 제1 시퀀스의 길이로 최종 결정한다.

여기서, M'는 최종 결정된 M 값, Q_REQ{m}은 시스템에서 요구되는 기준 채널 품질 값, Q_EST는 측정한 채널 품질 값을 나타낸다.

물론, 현재 사용 중인 M 값이 M' 값과 동일(M=M')하다면, 동기 프리앰블의 수정이 불필요하므로 현재의 동기 파라미터 값들을 그대로 유지하면 된다.

여기서, M' 값이 현재의 M값 보다 크다는 것은(M'>M), 현재의 채널 상태가 시스템의 요구 수준보다 낮기 때문에, 요구 수준을 맞추기 위해 동기 프리앰블의 길이를 늘려야 함을 의미한다. 또한, M' 값이 현재의 M값 보다 작다는 것은(M'<M), 현재의 채널 상태가 시스템의 요구 수준보다 높기 때문에, 그만큼 동기 프리앰블의 길이를 줄여도 되며, 프리앰블 길이를 줄여도 통신 성능에 영향이 없음을 의미한다.

이에 따라 M≠M'인 경우에 수신 장치(200)는 이후부터 M' 값을 이용하여 신호의 송수신을 수행한다(S670). 만일 M'=6인 경우, 변경된 동기 프리앰블의 길이 N'는 12가 된다(N'=M'×L).

즉, 수신 장치(200)는 최종 결정한 M 값(M')에 기반하여 변경된 동기 프리앰블을 이용하여 신호의 송수신을 수행한다. 예를 들어, 수신 장치(200)가 외부로 신호를 전송하는 송신 모드로 동작할 때는 M'에 기반한 변경된 동기 프리앰블(N'=M'×L) 구조를 이용하여 데이터를 송신할 수 있고, 추후 외부로부터 신호를 수신하는 수신 모드로 동작할 때는 M'가 적용된 변경된 동기 프리앰블 정보를 기준으로 신호를 검출하고 동기를 추정할 수 있다.

도 9는 도 1의 무선 통신 시스템을 이용한 적응적 송수신 방법을 설명하는 도면이다.

먼저, 송신 장치(100)는 길이 M의 제1 시퀀스 및 길이 L의 제2 시퀀스 간의 조합하여 길이 N을 갖는 동기 프리앰블을 생성하고(S901), 동기 프리앰블이 삽입된 프레임 구조를 갖는 송신 신호를 생성하여(S902), 수신 장치(200)로 전송한다(S903).

그러면, 수신 장치(200)는 송신 장치(100)로부터 받은 수신 신호에 대해 수신 윈도우를 적용하여 M개의 수신 신호 성분을 포함한 수신 신호 벡터를 검출한다(S904).

그리고, 수신 장치(200)는 검출한 수신 신호 성분과 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스의 정보를 이용하여 타이밍 메트릭을 연산하고, 타이밍 메트릭을 기반으로 수신 신호의 시작점을 추정하여 동기 검출을 수행한다(S905).

이후, 수신 장치(200)는 수신 신호로부터 채널 품질을 측정하고 이를 기초로 최적 M값(M')을 결정한다(S906). 그리고, 결정된 M'값을 현재의 M값과 비교한다(S907).

비교 결과 동일한 경우에는 현재의 파라미터 N(M,L)를 유지하고(S909), 상이한 경우에는 동기 파라미터를 변경한다(S908). 즉, 동기 파라미터를 N(M,L)에서 N'(M',L)로 변경한다.

이후부터 수신 장치(200)는 해당 파라미터에 기반한 동기 프리앰블을 이용하여 송수신을 수행한다(S910). 이때 해당 파라미터란 변경된 파라미터 또는 기존 상태의 파라미터일 수 있다.

이상과 같은 본 발명에 따르면, 향상된 동기 프리앰블 구조를 사용하여 협대역 무선 통신 시스템의 신호 검출 및 동기 추정 성능을 향상시키고 시스템의 송수신 성능을 보장할 수 있으며 사물 인터넷 단말의 효율적인 운용을 가능하게 하는 이점을 제공한다.

또한, 본 발명의 경우 셀 운용 환경 및 주파수 옵셋 환경에 기반하여 동기 프리앰블을 구성하는 두 시퀀스의 조합을 적절히 조절할 수 있어, 주어진 환경에 적응적인 송수신 시스템의 운용이 가능함은 물론, 개선된 송수신 성능을 얻을 수 있다.

본 발명은 도면에 도시된 실시 예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 다른 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.

100: 송신 장치 200: 수신 장치
300: 동기 획득 장치 310: 수신부
320: 처리부 330: 연산부
340: 추정부 350: 측정부
360: 결정부

Claims (30)

1. 무선 통신 시스템을 위한 동기 획득 장치에 있어서,
   길이 M의 제1 시퀀스 및 길이 L의 제2 시퀀스 간의 조합으로 구성된 길이 N(=M×L)의 동기 프리앰블을 포함한 송신 신호를 송신 장치로부터 수신하는 수신부;
   수신 신호에 M×L 크기의 수신 윈도우를 적용하여 M개의 수신 신호 성분을 포함한 수신 신호 벡터를 검출하는 처리부;
   상기 수신 신호 성분과 상기 제2 시퀀스 간의 상호 상관 값과, 상기 제1 시퀀스 내의 M개 시퀀스 원소 간의 지연 상관 값을 기초로 동기 검출을 위한 타이밍 메트릭(Timing Metric)을 연산하는 연산부; 및
   상기 타이밍 메트릭이 최대가 되는 시간 지점을 상기 수신 신호의 시작점으로 추정하여 동기 검출을 수행하는 추정부를 포함하며,
   상기 제2 시퀀스의 길이 L은 주파수 옵셋 환경을 기초로 아래 수학식에 의해 결정되는 동기 획득 장치:
   

   

   
   여기서, f_s는 상기 무선 통신 시스템에서 송수신단 간에 발생하는 반송파 주파수 오차(CFO; Carrier Frequency Offset), f₀는 심볼 레이트 주파수를 나타낸다.
2. 청구항 1에 있어서,
   상기 타이밍 메트릭 R(τ)은 아래의 수학식으로 정의되는 동기 획득 장치:
   

   

   
   여기서, s(i)는 상기 제1 시퀀스 내의 M개 시퀀스 원소 중 i번째 시퀀스 원소, y_j는 상기 M개 수신 신호 성분 중 j번째 수신 신호 성분, b는 L개의 시퀀스 원소를 포함한 상기 제2 시퀀스, (·)^H는 에르미트 전치 연산(Hermitian transpose operation), (·)*는 켤레 전치 연산(Complex conjugate operation)을 나타낸다.
3. 삭제
4. 청구항 1에 있어서,
   상기 제1 시퀀스 S_M은 아래의 수학식으로 정의되는 동기 획득 장치:
   

   

   
   여기서, s(i)는 상기 제1 시퀀스 내의 M개 시퀀스 원소 중 i번째 시퀀스 원소, M₀는 상기 제1 시퀀스의 가능한 길이 집합(

   

   ) 중 기 설정된 최대 값(

   

   ),

   

   ,

   

   , v(m)은 랜덤 시퀀스인 c(m)을 이용하여 생성된 값으로

   

   이다.
5. 청구항 4에 있어서,
   상기 c(m)은 m-시퀀스이고, 상기 제2 시퀀스는 바커 코드로부터 생성되며,
   상기 동기 프리앰블은,
   상기 길이 M의 제1 시퀀스와 상기 길이 L의 제2 시퀀스 간의 크로네커 곱(Kronecker product)에 의해 생성되는 동기 획득 장치.
6. 청구항 1에 있어서,
   상기 수신 신호로부터 채널 품질을 측정하는 측정부; 및
   상기 측정한 채널 품질을 상기 시스템에서 기 요구되는 기준 채널 품질값과 비교하여 상기 제1 시퀀스의 길이 M을 결정하되, 상기 측정한 채널 품질이 상기 기준 채널 품질과 같거나 그 이상이 되기 위한 M 값 중 최소의 M 값을 상기 제1 시퀀스의 길이로 최종 결정하는 결정부를 더 포함하는 동기 획득 장치.
7. 청구항 6에 있어서,
   상기 결정부는,
   상기 제1 시퀀스의 길이 M을 아래의 수학식에 의해 결정하는 동기 획득 장치:
   

   

   
   여기서, M'는 상기 최종 결정된 M 값, Q_REQ{m}은 상기 요구되는 기준 채널 품질 값, Q_EST는 상기 측정한 채널 품질 값을 나타낸다.
8. 삭제
9. 삭제
10. 삭제
11. 삭제
12. 삭제
13. 삭제
14. 삭제
15. 삭제
16. 삭제
17. 삭제
18. 삭제
19. 삭제
20. 삭제
21. 삭제
22. 삭제
23. 삭제
24. 삭제
25. 삭제
26. 삭제
27. 삭제
28. 삭제
29. 삭제
30. 삭제

Images