KR101932991B1 - 무선 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101932991B1
KR101932991B1 KR1020180023683A KR20180023683A KR101932991B1 KR 101932991 B1 KR101932991 B1 KR 101932991B1 KR 1020180023683 A KR1020180023683 A KR 1020180023683A KR 20180023683 A KR20180023683 A KR 20180023683A KR 101932991 B1 KR101932991 B1 KR 101932991B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
reference signal
channel
signal
pilot
tone interference
Prior art date
Application number
KR1020180023683A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20180027460A (ko
Inventor
정영석
김인형
임종한
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020180023683A priority Critical patent/KR101932991B1/ko
Publication of KR20180027460A publication Critical patent/KR20180027460A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101932991B1 publication Critical patent/KR101932991B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/03292—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with channel estimation circuitry
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서 파일럿 신호를 전달하는 위치에서 발생한 톤 간섭으로 인한 성능 열화를 방지하기 위한 것으로, 수신단은, 시간축 신호를 주파수축 신호로 변환하는 연산부와, 상기 주파수축 신호 중 파일럿 신호를 전달하는 위치들의 채널 값들을 생성하는 추출부와, 상기 채널 값들 중 톤 간섭이 발생하지 아니한 위치의 적어도 하나의 채널 값을 이용하여 상기 톤 간섭이 발생한 위치의 채널 값을 보상하는 보상부를 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING SIGNAL IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히, 무선 통신 시스템에서 신호 수신을 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
주파수 자원의 효율적인 이용을 위해서는 고차 변조(modulation) 기법이 이용된다. 이 경우, 동기 복조(coherent demodulation) 방식의 수신기가 일반적으로 필요하다. 상기 동기 복조를 위해서는 채널 추정이 요구된다. 상기 채널 추정을 위해, 송수신단 간 동일하게 알고 있는 신호, 예를 들어, 파일럿 신호(pilot signal)가 송신단에서 수신단으로 전송된다. 상기 수신단은 상기 파일럿 신호의 송신 값을 알고 있으므로, 상기 파일럿 신호의 수신 값을 이용하여 채널을 추정할 수 있다.
3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution), WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access) 등 4G(4th Generation) 통신 시스템에 주로 채택하고 있는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)/OFDMA(Orthogonal Frequency Division MultipleAccess) 방식은 간단한 구현을 통해 다중 경로(multipath)에 효율적으로 대처할 수 있다. 주파수 효율을 증대시키기 위해, 현재의 통신 시스템들의 수신단은 동기 복조를 지원하기 위해 상기 파일럿 신호를 송신한다.
일반적인 통신 시스템의 신호 송신 과정은 다음과 같다. 전송 과정에서 발생되는 오류를 검출하기 위해 CRC(Cyclic redundancy check)가 사용되며, 오류를 정정하기 위해 FEC(Forward Error Corretion)가 사용된다. 채널 부호화된 비트들은 각각의 사용자에게 할당된 변조 심벌의 개수와 일치되도록 전송률 정합(rate matching)을 거친 후, 신호 성좌점(constellation)으로 맵핑된다. 그리고, 채널 추정에 이용되는 송신단 및 수신단이 미리 알고 있는 신호(예 : 파일럿 신호, 참조 신호(reference signal)가 생성된다. 정보 신호 및 파일럿 신호는 주파수 축으로 배치되고, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 통해 시간축 신호로 변환된 후, 송신된다.
상술한 신호 송신 과정에 대응하는 신호 수신 과정은 다음과 같다. 수신 안테나를 통해 수신된 신호에 대한 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 통해 시간축 신호는 주파수축 신호로 변환된다. 파일럿 신호의 위치에 해당하는 수신 신호가 추출되고, 상기 수신 신호에서 검출된 채널 성분을 이용하여 데이터가 전달된 위치의 채널 값이 추정된다. 이후, 상기 데이터가 전달된 위치에서의 수신 신호는 상기 채널 추정 값을 기반으로 복조(demodulation) 및 복호화(decoding)된다.
상술한 바와 같이, 파일럿 신호를 기반으로 하는 동기 복조(coherent detection)가 수행될 수 있다. 단말의 제조에 있어서, 전력 배선(power wiring), 부적절한 차폐(inadequate shielding), 부적절한 마이크 또는 센서 케이블의 그라운딩(inadequate grounding of microphone or sensor cables), 전력 선 또는 변압기 근처에 위치한 마이크 또는 센서(placement of the microphones or sensors near power lines or transformers) 등을 원인으로 부반송파(subcarrier) 단위로 영향을 미치는 협대역 간섭이 발생할 수 있다. 상기 부반송파 단위로 영향을 미치는 협대역 간섭은 '톤 간섭(tone interference)'이라 지칭될 수 있다. 만일, 상기 톤 간섭이 상기 파일럿 신호의 위치에서 발생하는 경우, 채널 추정 단계에서 오류가 발생하므로, 치명적인 성능 열화가 야기된다. 구체적인 예로, LTE 시스템의 경우, 상기 톤 간섭이 존재하면 1개의 송신 안테나 시스템에서는 1/6의 확률로 상기 파일럿 신호 및 상기 톤 간섭의 위치가 일치하며, 2개 이상의 송신 안테나 시스템에서는 1/3의 확률로 상기 파일럿 신호 및 상기 톤 간섭의 위치가 일치한다.
따라서, 상기 파일럿 신호를 이용하여 복조를 수행하는 무선 통신 시스템에서 상기 톤 간섭으로 인한 성능 열화를 개선하기 위한 대안이 제시되어야 한다.
따라서, 본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 톤 간섭으로 인한 수신 성능 열화를 개선하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 무선 통신 시스템에서 톤 간섭을 겪은 파일럿 신호에 대한 채널 값을 보상하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 무선 통신 시스템에서 톤 간섭이 발생한 위치를 검출하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 무선 통신 시스템에서 수신단 장치는, 시간축 신호를 주파수축 신호로 변환하는 연산부와, 상기 주파수축 신호 중 파일럿 신호를 전달하는 위치들의 채널 값들을 생성하는 추출부와, 상기 채널 값들 중 톤 간섭이 발생하지 아니한 위치의 적어도 하나의 채널 값을 이용하여 상기 톤 간섭이 발생한 위치의 채널 값을 보상하는 보상부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2견지에 따르면, 무선 통신 시스템에서 수신단의 동작 방법은, 시간축 신호를 주파수축 신호로 변환하는 과정과, 상기 주파수축 신호 중 파일럿 신호를 전달하는 위치들의 채널 값들을 생성하는 과정과, 상기 채널 값들 중 톤 간섭이 발생하지 아니한 위치의 적어도 하나의 채널 값을 이용하여 상기 톤 간섭이 발생한 위치의 채널 값을 보상하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
무선 통신 시스템에서 파일럿 신호가 전달되는 위치에서 톤 간섭이 발생한 경우, 톤 간섭에 의한 왜곡을 보상함으로써, 채널 추정 성능을 향상시키고, 나아가, 데이터 수신 성능을 향상시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 모든 단말이 공통으로 사용하는 파일럿 신호 및 1개의 톤 간섭을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 모든 단말이 공통으로 사용하는 파일럿 신호 및 2개의 톤 간섭들을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 특정 단말만 사용하는 파일럿 신호 및 1개의 톤 간섭을 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 특정 단말만 사용하는 파일럿 신호 및 RB(Resource Block) 외곽에서 발생한 1개의 톤 간섭을 도시하는 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 CDM(Code Divison Multiplxing)이 적용된 특정 단말만 사용하는 파일럿 신호 및 1개의 톤 간섭을 도시하는 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 CDM이 적용된 특정 단말만 사용하는 파일럿 신호 및 RB 외곽에서 발생한 1개의 톤 간섭을 도시하는 도면,
도 7은 본 발명의 제1실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 8은 본 발명의 제1실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 9는 본 발명의 제2실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 10은 본 발명의 제2실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템의 성능을 도시하는 도면.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.
*이하 본 발명은 무선 통신 시스템에서 톤 간섭으로 인한 수신 성능 열화를 개선하기 위한 기술에 대해 설명한다. 이하 설명의 편의를 위하여, 본 발명은 LTE 규격에서 정의하고 있는 용어 및 명칭들을 사용한다. 하지만, 본 발명이 상기 용어 및 명칭들에 의해 한정되는 것은 아니며, 다른 규격에 따르는 시스템에도 동일하게 적용될 수 있다.
파일럿 신호는 모든 UE(User Equipment)들이 공통으로 이용할 수 있는 신호 및 특정 UE만 이용할 수 있는 신호로 구분된다. 예를 들어, 상기 공통으로 이용할 수 있는 파일럿 신호는 모든 UE들이 수신해야하는 데이터들과 함께 송신될 수 있다. 또한, 상기 특정 UE만 이용할 수 있는 파일럿 신호는 해당 UE을 목적지로 하는 데이터와 함께 송신될 수 있다. 이 경우, 상기 특정 UE만 이용할 수 있는 파일럿 신호 및 데이터는 프리코딩(precoding)될 수 있다. 상기 공통으로 이용할 수 있는 신호는 셀 특정 참조 신호(cell specific reference signal)'로, 상기 특정 UE 만이 이용할 수 있는 신호는 'UE 특정 참조 신호(UE specific reference signal)'라 지칭될 수 있다.
이하 설명의 편의를 위해, 본 발명은 파일럿 신호가 전달되는 부반송파의 위치를 '파일럿 위치'로, 데이터 신호가 전달되는 부반송파의 위치를 '데이터 위치'로 지칭한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 모든 단말이 공통으로 사용하는 파일럿 신호 및 1개의 톤 간섭을 도시하고 있다. 즉, 상기 도 1은 톤 간섭(110)이 셀 특정 참조 신호 중 1개의 파일럿 위치와 일치하는 경우의 FFT 결과, 파일럿 추출 결과, 보상(compensation) 결과를 도시하고 있다.
상기 파일럿 추출은 FFT 출력 중 파일럿 위치의 수신 값에 송신 값을 보상함으로써 상기 파일럿 위치의 채널 값을 추정하는 과정을 포함한다. 상기 채널 값는 하기 <수학식 1>과 같이 추정될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00001
상기 <수학식 1>에서, 상기 hk는 k번째 파일럿 위치의 채널 값, 상기 Pk는 k번째 파일럿 위치의 수신 신호, 상기 xk는 k번째 파일럿 위치의 송신 신호이다.
파일럿 신호가
Figure 112018020217814-pat00002
의 조건을 만족하는 경우, 상기 <수학식 1>은 하기 <수학식 2>와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00003
상기 <수학식 1>에서, 상기 hk는 k번째 파일럿 위치의 채널 값, 상기 Pk는 k번째 파일럿 위치의 수신 신호, 상기 xk는 k번째 파일럿 위치의 송신 신호, 상기 (xk)*는 xk의 켤래 복소수(complex conjugate)를 의미한다.
상기 도 1을 참고하면, 톤 간섭(110)이 발생한 위치의 h3에 대한 보상이 필요하다. 상기 보상은 주변 파일럿 위치의 채널 값을 이용하여 수행될 수 있다. 구체적인 보상의 알고리즘은 실시 예에 따라 다양하게 정의될 수 있다. 예를 들어, 상기 보상은 보간법(interpolation), 외삽법(extrapolation), 확장법(extention), MMSE(Minimum Mean Square Error) 기법 등에 의해 이루어질 수 있다. 예를 들어, 상기 보간법이 사용된 경우, 상기 h3은 하기 <수학식 3>과 같이 보상될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00004
상기 <수학식 3>에서, 상기 hk는 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 모든 단말이 공통으로 사용하는 파일럿 신호 및 2개의 톤 간섭들을 도시하고 있다. 즉, 상기 도 2는 2개의 톤 간섭들(211, 212)이 셀 특정 참조 신호 중 2개의 파일럿 위치와 일치하는 경우의 FFT 결과, 파일럿 추출 결과, 보상 결과를 도시하고 있다.
상기 도 2를 참고하면, 상기 톤 간섭들(211, 212)이 발생한 위치의 h2 및 h3에 대한 보상이 필요하다. 예를 들어, 상기 보상을 위해 보간법이 사용된 경우, 상기 h2 및 상기 h3는 하기 <수학식 4>과 같이 보상될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00005
상기 <수학식 4>에서, 상기 hk는 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미한다.
상기 <수학식 4>의 경우, 다른 채널 값들과의 주파수축 상 거리가 고려되었다. 하지만, 주파수축 상 거리의 고려 없이, 하기 <수학식 5>와 같이 평균 값이 이용될 수도 있다.
Figure 112018020217814-pat00006
상기 <수학식 5>에서, 상기 hk는 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미한다.
다른 예로, 상기 보상을 위해 MMSE 방식이 사용되는 경우, 상기 h3는 하기 <수학식 6>과 같이 보상될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00007
상기 <수학식 6>에서, 상기 hk는 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미하며, 상기 w1 및 상기 w2는 하기 <수학식 7>과 같이 정의된다.
Figure 112018020217814-pat00008
상기 <수학식 7>에서, cij는 E[hihj *], 상기 SNR은 채널의 신호 대 잡음비를 의미한다.
상기 도 1 및 상기 도 2를 참고하여 설명한 보상은 주파수 상의 채널의 연속성을 전제하여 인접한 파일럿 위치에서의 채널 값을 이용한다. 상기 UE 특정 참조 신호의 경우, RB(Resource Block) 단위로 프리코딩이 적용되므로, 서로 다른 RB 간에 채널의 연속성이 보장되지 아니한다. 따라서, 보상 시, 서로 다른 RB에 포함되는 파일럿 위치의 채널 값을 이용할 수 없다. 단, RB가 상이하더라도 동일한 프리코딩이 적용되는 경우가 있다. 이 경우, 상위 계층 시그널링(signaling)을 통해 각 RB에 적용된 프리코딩을 알 수 있다면, 동일 프리코딩이 적용된 서로 다른 RB들의 채널 값들이 보상을 위해 이용될 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 특정 단말만 사용하는 파일럿 신호 및 1개의 톤 간섭을 도시하고 있다. 즉, 상기 도 3은 1개의 톤 간섭(310)이 UE 특정 참조 신호 중 1개의 파일럿 위치와 일치하는 경우의 FFT 결과, 파일럿 추출 결과, 보상 결과를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참고하면, 톤 간섭(310)이 발생한 위치의 h1에 대한 보상이 필요하다. 이때, 상기 톤 간섭(310)이 RB1에서 발생하였으므로, 상기 RB1에 속하는 위치의 채널 값들인 h0, h2 만이 상기 h1의 보상을 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 상기 보상을 위해 보간법이 사용된 경우, 상기 h1은 하기 <수학식 8>과 같이 보상될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00009
상기 <수학식 8>에서, 상기 hk는 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 특정 단말만 사용하는 파일럿 신호 및 RB 외곽에서 발생한 1개의 톤 간섭을 도시하고 있다. 즉, 상기 도 4는 1개의 톤 간섭(410)이 UE 특정 참조 신호 중 1개의 파일럿 위치와 일치하는 경우의 FFT 결과, 파일럿 추출 결과, 보상 결과를 도시하고 있다.
상기 도 4를 참고하면, 톤 간섭(410)이 발생한 위치의 h2에 대한 보상이 필요하다. 이때, 상기 톤 간섭(410)이 RB1에서 발생하였으므로, 상기 RB1에 속하는 위치의 채널 값들인 h0, h1 만이 상기 h2의 보상을 위해 사용될 수 있다. 따라서, 상기 <수학식 3>과 같은 보간법은 적용될 수 없으며, 확장법 또는 외삽법이 적용되어야 한다. 상기 확장법이 적용된 경우, 상기 h2는 상기 <수학식 8>과 같이 보상될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00010
상기 <수학식 9>에서, 상기 hk는 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미한다.
단, 상기 RB1 및 RB2가 동일한 프리코딩을 적용받은 경우, 상기 h2는 하기 <수학식 10>와 같이 보간법에 의해서 보상될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00011
상기 <수학식 10>에서, 상기 hk는 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 CDM(Code Divison Multiplxing)이 적용된 특정 단말만 사용하는 파일럿 신호 및 1개의 톤 간섭을 도시하고 있다. 즉, 상기 도 5은 1개의 톤 간섭(510)이 CDM이 적용된 UE 특정 참조 신호 중 1개의 파일럿 위치와 일치하는 경우의 FFT 결과, 파일럿 추출 결과, 보상 결과를 도시하고 있다.
LTE 시스템의 경우, 안테나 포트(antenna port) 7 및 8에 대응되는 UE 특정 참조 신호는 인접 OFDM 심벌들 간 CDM이 적용된다. 이 경우, 각 파일럿 위치에서의 수신 신호는 하기 <수학식 11>과 같다.
Figure 112018020217814-pat00012
상기 <수학식 11>에서, 상기 Pjk는 j번째 심벌의 k번째 파일럿 위치의 수신 신호, 상기 hjk는 안테나 포트 j의 k번째 파일럿 위치의 채널 값, 상기 xk는 j번째 심벌의 k번째 파일럿 위치의 송신 신호를 의미한다. 상기 m은 파일럿 위치에 따라 짝수 또는 홀수의 값으로 설정된다.
상기 CDM이 적용된 경우, 파일럿 신호가
Figure 112018020217814-pat00013
의 조건을 만족하면, 파일럿 위치의 채널 값은 하기 <수학식 12>과 같이 추정된다.
Figure 112018020217814-pat00014
상기 <수학식 12>에서, 상기 Pjk는 j번째 심벌의 k번째 파일럿 위치의 수신 신호, 상기 hjk는 안테나 포트 j의 k번째 파일럿 위치의 채널 값, 상기 xk는 j번째 심벌의 k번째 파일럿 위치의 송신 신호, 상기 (xjk)*는 xjk의 켤래 복소수를 의미한다. 상기 m은 파일럿 위치에 따라 짝수 또는 홀수의 값으로 설정된다.
상기 도 5를 참고하면, 톤 간섭(510)이 발생한 위치의 h71 및 h81에 대한 보상이 필요하다. 이때, 상기 톤 간섭(510)이 RB1에서 발생하였으므로, 상기 RB1에 속하는 위치의 채널 값들만이 상기 h71 및 상기 h81의 보상을 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 상기 보상을 위해 보간법이 사용된 경우, 상기 h71 및 상기 h81은 하기 <수학식 13>과 같이 보상될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00015
상기 <수학식 13>에서, 상기 hjk는 안테나 포트 j의 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 CDM이 적용된 특정 단말만 사용하는 파일럿 신호 및 RB 외곽에서 발생한 1개의 톤 간섭을 도시하고 있다. 즉, 상기 도 6은 1개의 톤 간섭(610)이 CDM이 적용된 UE 특정 참조 신호 중 1개의 파일럿 위치와 일치하는 경우의 FFT 결과, 파일럿 추출 결과, 보상 결과를 도시하고 있다.
상기 도 6을 참고하면, 톤 간섭(610)이 발생한 위치의 h72 및 h82에 대한 보상이 필요하다. 이때, 상기 톤 간섭(610)이 RB1에서 발생하였으므로, 상기 RB1에 속하는 위치의 채널 값들만이 상기 h72 및 상기 h82의 보상을 위해 사용될 수 있다. 따라서, 상기 <수학식 13>과 같은 보간법은 적용될 수 없으며, 확장법 또는 외삽법이 적용되어야 한다. 상기 확장법이 적용된 경우, 상기 h72 및 상기 h82는 상기 <수학식 14>와 같이 보상될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00016
상기 <수학식 9>에서, 상기 hjk는 안테나 포트 j의 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미한다.
단, 상기 RB1 및 RB2가 동일한 프리코딩을 적용받은 경우, 상기 h72 및 상기 h82는 하기 <수학식 15>와 같이 보간법에 의해서 보상될 수 있다.
Figure 112018020217814-pat00017
상기 <수학식 15>에서, 상기 hjk는 안테나 포트 j의 k번째 파일럿 위치의 채널 값을 의미한다.
이하 본 발명은 상술한 바와 같이 파일럿 위치의 채널 값을 보상하는 수신단의 구성 및 동작을 도면을 참고하여 상세히 설명한다.
도 7은 본 발명의 제1실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 7에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 RF(Radio Frequency)처리부(702), FFT연산부(704), 복조부(demodulator)(706), 전송률역정합부(rate dematching unit)(708), FEC디코더(FEC decoder)(710), CRC검사부(CRC unit)(712), 파일럿추출부(pilot extractor)(714), 파일럿보상부(pilot compensator)(716), 채널추정부(channel estimator)(718)를 포함하여 구성된다.
상기 RF처리부(702)는 신호의 대역 변환, 증폭 등 무선 채널을 통해 신호를 수신하기 위한 기능을 수행한다. 즉, 상기 RF처리부(702)는 안테나를 통해 수신된 RF 신호를 기저대역 신호로 하향변환한다. 예를 들어, 상기 RF처리부(702)는 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), ADC(Analog to Digital Convertor) 등을 포함할 수 있다. 상기 FFT연산부(704)는 상기 RF처리부(702)로부터 제공되는 신호를 OFDM 심벌 단위로 구분하고, OFDM 심벌에 대하여 FFT 연산을 수행함으로써 시간축 신호를 주파수 축 상의 신호로 변환한다.
상기 복조부(706)는 상기 채널추정부(718)로부터 제공되는 상기 데이터 위치의 채널 값을 이용하여 상기 FFT연산부(704)로부터 제공되는 데이터 위치의 신호에 대한 LLR(Log Likelihood Ratio)들을 생성한다. 상기 전송률역정합부(708)는 송신단에서 수행된 전송률 정합에 대응하여 상기 LLR 값들에 대한 전송률 역정합을 수행한다. 즉, 상기 전송률역정합부(708)는 천공된 위치에 0을 삽입하거나, 반복된 값을 압축함으로써, 부호화율에 일치하는 LLR 값들을 생성한다. 상기 FEC디코더(710)는 상기 LLR 값들을 이용하여 정보 비트들을 복원한다. 다시 말해, 상기 FEC디코더(710)는 상기 LLR 값들에 대한 채널 복호화 및 오류 정정을 수행한다. 예를 들어, 길쌈 코드(convolutional codes) 혹은 터보 코드(turbo codes), LDPC(Low Density Parity Code) 등이 사용될 수 있다. 상기 CRC검사부(712)는 복호화된 정보 비트들의 오류 여부를 판단한다. 추가적으로, 상기 CRC검사부(712)는 상기 오류 여부에 따라 재전송 요청 여부를 판단할 수 있다.
상기 파일럿추출부(714)는 상기 FFT연산부(704)에 의해 생성된 주파수축 신호들 중 파일럿 위치의 신호를 추출하고, 파일럿 신호의 송신 값을 이용하여 파일럿 위치의 채널 값들을 생성한다. 상기 파일럿 신호는 미리 정해진 방식으로 변형될 수 있다. LTE 시스템의 경우, 셀 ID(Cell IDentifier), CP 타입(Cyclc Prefix Type), 슬롯 번호(slot number),프레임 번호(frame number)에따라 초기 상태(initial state)가 변경되는 골드 시퀀스(Gold sequence)에 의해 상기 파일럿 신호가 변형될 수 있다. 또한, 상기 파일럿 위치는 셀 ID, 송신 안테나 수에 따라 배치 방법이 달라질 수 있다. 예를 들어, 상기 채널 값들을 생성하기 위해, 상기 파일럿추출부(714)는 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱셈을 수행할 수 있다. 만일, 인접한 OFDM 심벌들 간 CDM이 적용된 경우, 상기 파일럿추출부(714)는 인접한 OFDM 심벌들의 파일럿 위치의 신호들을 이용하여 상기 파일럿 위치의 채널 값들을 생성한다. 예를 들어, 상기 채널 값들을 생성하기 위해, 상기 파일럿추출부(714)는 제1심벌에서 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱을 산출하고, 제2심벌에서 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱을 산출한다. 그리고, 상기 파일럿추출부(714)는 2개의 곱셈 결과를 합산하고 2로 나누거나, 또는, 2개의 곱셈 결과를 감산하고 2로 나누고 1 또는 -1을 곱할 수 있다.
상기 파일럿보상부(716)는 상기 파일럿추출부(714)에 생성된 파일럿 위치의 채널 값들 중 톤 간섭이 발생한 위치의 채널 값을 보상한다. 송신단에서 프리코딩이 수행된 경우, 상기 파일럿보상부(716)는 상기 톤 간섭이 발생한 위치와 동일한 프리코딩을 적용받은 범위 내의 적어도 하나의 톤 간섭 없는 채널 값을 이용하여 상기 톤 간섭 받은 채널 값을 보상한다. 상기 톤 간섭은 상기 수신단의 하드웨어 특성에 따라 발생하는 것이므로, 언제나 같은 위치에서 발생한다. 따라서, 상기 톤 간섭은 사전 실험 등을 통해 미리 결정될 수 있으며, 상기 파일럿보상부(716)는 미리 결정된 톤 간섭의 발생 위치를 저장하고 있다. 따라서, 상기 파일럿보상부(716)는 미리 결정된 톤 간섭의 발생 위치에 따라 보상할 채널 값을 결정하고, 결정된 채널 값을 보상한다. 상기 파일럿보상부(716)는 상기 톤 간섭이 없는 적어도 하나의 채널 값을 이용하여 해당 채널 값을 보상한다. 예를 들어, 상기 보상을 위해, 보간법, 확장법, 외삽법, MMSE 기법 등이 사용될 수 있다. 상기 파일럿보상부(716)는 보상된 채널 값을 포함한 모든 파일럿 위치의 채널 값들을 상기 채널추정부(718)로 제공한다.
상기 채널추정부(718)는 상기 파일럿보상부(716)로부터 보상된 채널 값을 포함한 모든 파일럿 위치의 채널 값들을 제공받고, 데이터 위치의 채널 값들을 추정한다. 이때, 상기 채널추정부(718)는 상기 파일럿보상부(716)로부터 제공된 파일럿 위치의 채널 값들을 이용하여 상기 파일럿 위치의 채널 값들을 보다 정확하게 추정하고, 상기 데이터 위치의 채널 값들을 추정할 수 있다. 예를 들어, 보다 높은 정확도의 채널 추정을 위해, 상기 채널추정부(718)는 MMSE 및 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)를 기반으로 시간 축 상에서의 CIR(channel impulse response) 추정을 기반으로 하는 기법을 사용할 수 있다. 이때, 상기 파일럿 위치의 채널 값 추정 및 상기 데이터 위치의 채널 값 추정은 별도의 절차가 아니라 하나의 절차로서 수행될 수 있다. 그리고, 상기 채널추정부(718)는 상기 데이터 위치의 채널 값들을 상기 복조부(706)로 제공한다.
도 8은 본 발명의 제1실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 8을 참고하면, 상기 수신단은 801단계에서 FFT 연산을 통해 수신 신호를 부반송파별 신호로 변환한다. 구체적으로, 상기 수신단은 안테나를 통해 수신된 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환하고, 상기 기저대역 신호를 OFDM 심벌 단위로 구분하고, OFDM 심벌에 대하여 FFT 연산을 수행함으로써 시간축 신호를 주파수 축 상의 신호로 변환한다.
이어, 상기 수신단은 803단계로 진행하여 상기 주파수축 신호들 중 파일럿 신호들, 즉, 파일럿 위치의 신호들을 추출하고, 파일럿 신호의 송신 값을 이용하여 파일럿 위치의 채널 값들을 생성한다. 상기 파일럿 위치는 송신단 및 수신단 간 미리 약속된다. 단, 상기 파일럿 신호의 위치는 셀 ID, 송신 안테나 수에 따라 배치 방법이 달라질 수 있다. 예를 들어, 상기 채널 값들을 생성하기 위해, 상기 수신단은 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱셈을 수행할 수 있다. 만일, 인접한 OFDM 심벌들 간 CDM이 적용된 경우, 상기 수신단은 인접한 OFDM 심벌들의 파일럿 위치의 신호들을 이용하여 상기 파일럿 위치의 채널 값들을 생성한다. 예를 들어, 상기 채널 값들을 생성하기 위해, 상기 수신단은 제1심벌에서 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱을 산출하고, 제2심벌에서 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱을 산출한다. 그리고, 상기 수신단은 2개의 곱셈 결과를 합산하고 2로 나누거나, 또는, 2개의 곱셈 결과를 감산하고 2로 나누고 1 또는 -1을 곱할 수 있다.
이후, 상기 수신단은 805단계로 진행하여 톤 간섭이 발생한 파일럿 위치의 채널 값을 보상한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 파일럿 위치의 채널 값들 중 톤 간섭이 발생한 위치의 적어도 하나의 채널 값을 보상한다. 만일, 송신단에서 프리코딩이 수행된 경우, 상기 수신단은 상기 톤 간섭이 발생한 위치와 동일한 프리코딩을 적용받은 범위 내의 적어도 하나의 톤 간섭 없는 채널 값을 이용하여 상기 톤 간섭 받은 채널 값을 보상한다. 상기 수신단은 미리 결정된 톤 간섭의 발생 위치를 저장하고 있다. 따라서, 상기 수신단은 미리 정의된 위치의 채널 값을 보상한다. 구체적으로, 상기 수신단은 상기 톤 간섭이 없는 적어도 하나의 채널 값을 이용하여 해당 채널 값을 보상한다. 예를 들어, 상기 보상을 위해, 보간법, 확장법, 외삽법, MMSE 기법 등이 사용될 수 있다.
상기 적어도 하나의 채널 값을 보상한 후, 상기 수신단은 807단계로 진행하여 보상된 채널 값을 포함한 모든 파일럿 위치의 채널 값들을 이용하여 데이터 위치의 채널 값들을 추정한다. 이때, 상기 수신단은 상기 파일럿 위치의 채널 값들을 보다 정확하게 추정하고, 상기 데이터 위치의 채널 값들을 추정할 수 있다. 예를 들어, 보다 높은 정확도의 채널 추정을 위해, 상기 수신단은 MMSE 및 IDFT를 기반으로 시간 축 상에서의 CIR 추정을 기반으로 하는 기법을 사용할 수 있다. 이때, 상기 파일럿 위치의 채널 값 추정 및 상기 데이터 위치의 채널 값 추정은 별도의 절차가 아니라 하나의 절차로서 수행될 수 있다.
상기 데이터 위치의 채널 값들을 추정한 후, 상기 수신단은 809단계로 진행하여 정보 비트들을 복원한다. 구체적으로, 상기 수신단은 상기 데이터 위치의 채널 값들을 이용하여 데이터 위치의 신호에 대한 LLR(Log Likelihood Ratio)들을 생성하고, 전송률 역정합을 수행한 후, 상기 LLR 값들을 이용하여 정보 비트들을 복원한다. 추가적으로, 상기 수신단은 CRC를 이용하여 정보 비트들의 오류 여부를 판단할 수 있다.
도 9는 본 발명의 제2실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 9에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 RF처리부(902), FFT연산부(904), 복조부(906), 전송률역정합부(908), FEC디코더(910), CRC검사부(912), 톤간섭검출부(914), 파일럿추출부(916), 파일럿보상부(918), 채널추정부(920)를 포함하여 구성된다.
상기 RF처리부(902)는 신호의 대역 변환, 증폭 등 무선 채널을 통해 신호를 수신하기 위한 기능을 수행한다. 즉, 상기 RF처리부(902)는 안테나를 통해 수신된 RF 신호를 기저대역 신호로 하향변환한다. 예를 들어, 상기 RF처리부(902)는 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), ADC(Analog to Digital Convertor) 등을 포함할 수 있다. 상기 FFT연산부(904)는 상기 RF처리부(902)로부터 제공되는 신호를 OFDM 심벌 단위로 구분하고, OFDM 심벌에 대하여 FFT 연산을 수행함으로써 시간축 신호를 주파수 축 상의 신호로 변환한다.
상기 복조부(906)는 상기 채널추정부(920)로부터 제공되는 상기 데이터 위치의 채널 값을 이용하여 상기 FFT연산부(904)로부터 제공되는 데이터 위치의 신호에 대한 LLR(Log Likelihood Ratio)들을 생성한다. 상기 전송률역정합부(908)는 송신단에서 수행된 전송률 정합에 대응하여 상기 LLR 값들에 대한 전송률 역정합을 수행한다. 즉, 상기 전송률역정합부(908)는 천공된 위치에 0을 삽입하거나, 반복된 값을 압축함으로써, 부호화율에 일치하는 LLR 값들을 생성한다. 상기 FEC디코더(910)는 상기 LLR 값들을 이용하여 정보 비트들을 복원한다. 다시 말해, 상기 FEC디코더(910)는 상기 LLR 값들에 대한 채널 복호화 및 오류 정정을 수행한다. 예를 들어, 길쌈 코드(convolutional codes) 혹은 터보 코드(turbo codes), LDPC(Low Density Parity Code) 등이 사용될 수 있다. 상기 CRC검사부(912)는 복호화된 정보 비트들의 오류 여부를 판단한다. 추가적으로, 상기 CRC검사부(912)는 상기 오류 여부에 따라 재전송 요청 여부를 판단할 수 있다.
상기 톤간섭검출부(914)는 톤 간섭이 발생하는 부반송파의 위치를 검출한다. 상기 톤 간섭이 발생하는 위치는 구체적인 실시 예에 따라 다양한 방식으로 검출될 수 있다. 예를 들어, 상기 톤 간섭이 발생하는 위치는 기준 신호를 수신 경로에 통과시키고, 상기 수신 경로를 통과한 기준 신호에 대한 스펙트럼(spectrum) 분석을 통해 검출될 수 있다. 이 경우, 상기 톤간섭검출부(914)는 상기 RF처리부(902)의 전단에 상기 기준 신호를 입력하고, 상기 FFT연산부(904)의 전단에서 상기 기준 신호를 추출한 후, 상기 기준 신호에 대한 스펙트럼 분석을 수행한다. 그리고, 상기 톤간섭검출부(914)는 상기 스펙트럼 분석 결과로부터 상기 톤 간섭이 발생하는 위치를 판단하고, 상기 톤 간섭의 위치가 적어도 하나의 파일럿 위치와 일치하면, 상기 톤 간섭의 위치를 상기 파일럿보상부(918)로 통지한다. 상기 톤 간섭 위치 검출은 일정 주기에 따라 수행될 수 있다.
상기 파일럿추출부(916)는 상기 FFT연산부(904)에 의해 생성된 주파수축 신호들 중 파일럿 위치의 신호를 추출하고, 파일럿 신호의 송신 값을 이용하여 파일럿 위치의 채널 값들을 생성한다. 상기 파일럿 신호는 미리 정해진 방식으로 변형될 수 있다. LTE 시스템의 경우, 셀 ID, CP 타입, 슬롯 번호, 프레임 번호에 따라 초기 상태가 변경되는 골드 시퀀스에 의해 상기 파일럿 신호가 변형될 수 있다. 또한, 상기 파일럿 위치는 셀 ID, 송신 안테나 수에 따라 배치 방법이 달라질 수 있다. 예를 들어, 상기 채널 값들을 생성하기 위해, 상기 파일럿추출부(916)는 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱셈을 수행할 수 있다. 만일, 인접한 OFDM 심벌들 간 CDM이 적용된 경우, 상기 파일럿추출부(916)는 인접한 OFDM 심벌들의 파일럿 위치의 신호들을 이용하여 상기 파일럿 위치의 채널 값들을 생성한다. 예를 들어, 상기 채널 값들을 생성하기 위해, 상기 파일럿추출부(916)는 제1심벌에서 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱을 산출하고, 제2심벌에서 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱을 산출한다. 그리고, 상기 파일럿추출부(916)는 2개의 곱셈 결과를 합산하고 2로 나누거나, 또는, 2개의 곱셈 결과를 감산하고 2로 나누고 1 또는 -1을 곱할 수 있다.
상기 파일럿보상부(918)는 상기 파일럿추출부(916)에 생성된 파일럿 위치의 채널 값들 중 상기 톤간섭검출부(914)에 의해 통지되는 파일럿 위치의 채널 값을 보상한다. 상기 파일럿보상부(918)는 상기 톤 간섭이 없는 적어도 하나의 채널 값을 이용하여 해당 채널 값을 보상한다. 송신단에서 프리코딩이 수행된 경우, 상기 파일럿보상부(918)는 상기 톤 간섭이 발생한 위치와 동일한 프리코딩을 적용받은 범위 내의 적어도 하나의 톤 간섭 없는 채널 값을 이용하여 상기 톤 간섭 받은 채널 값을 보상한다. 예를 들어, 상기 보상을 위해, 보간법, 확장법, 외삽법, MMSE 기법 등이 사용될 수 있다. 상기 파일럿보상부(918)는 보상된 채널 값을 포함한 모든 파일럿 위치의 채널 값들을 상기 채널추정부(920)로 제공한다.
상기 채널추정부(920)는 상기 파일럿보상부(918)로부터 보상된 채널 값을 포함한 모든 파일럿 위치의 채널 값들을 제공받고, 데이터 위치의 채널 값들을 추정한다. 이때, 상기 채널추정부(920)는 상기 파일럿보상부(918)로부터 제공된 파일럿 위치의 채널 값들을 이용하여 상기 파일럿 위치의 채널 값들을 보다 정확하게 추정하고, 상기 데이터 위치의 채널 값들을 추정할 수 있다. 예를 들어, 보다 높은 정확도의 채널 추정을 위해, 상기 채널추정부(920)는 MMSE 및 IDFT를 기반으로 시간 축 상에서의 CIR 추정을 기반으로 하는 기법을 사용할 수 있다. 이때, 상기 파일럿 위치의 채널 값 추정 및 상기 데이터 위치의 채널 값 추정은 별도의 절차가 아니라 하나의 절차로서 수행될 수 있다. 그리고, 상기 채널추정부(920)는 상기 데이터 위치의 채널 값들을 상기 복조부(906)로 제공한다.
도 10은 본 발명의 제2실시 예에 따른 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 10을 참고하면, 상기 수신단은 톤 간섭이 발생하는 부반송파의 위치를 검출한다. 상기 톤 간섭이 발생하는 위치는 구체적인 실시 예에 따라 다양한 방식으로 검출될 수 있다. 예를 들어, 상기 톤 간섭이 발생하는 위치는 기준 신호를 수신 경로에 통과시키고, 상기 수신 경로를 통과한 기준 신호에 대한 스펙트럼 분석을 통해 검출될 수 있다. 이 경우, 상기 수신단은 상기 RF 프론트 엔드(front end)의 전단에 상기 기준 신호를 입력하고, 상기 FFT 연산이 수행되는 부분의 전단에서 상기 기준 신호를 추출한 후, 상기 기준 신호에 대한 스펙트럼 분석을 수행한다. 그리고, 상기 수신단은 상기 스펙트럼 분석 결과로부터 상기 톤 간섭이 발생하는 위치를 판단한다. 상기 1001단계의 톤 간섭 위치 검출은 일정 주기에 따라 수행될 수 있다.
상기 수신단은 1003단계에서 FFT 연산을 통해 수신 신호를 부반송파별 신호로 변환한다. 구체적으로, 상기 수신단은 안테나를 통해 수신된 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환하고, 상기 기저대역 신호를 OFDM 심벌 단위로 구분하고, OFDM 심벌에 대하여 FFT 연산을 수행함으로써 시간축 신호를 주파수 축 상의 신호로 변환한다.
이어, 상기 수신단은 1005단계로 진행하여 상기 주파수축 신호들 중 파일럿 신호들, 즉, 파일럿 위치의 신호들을 추출하고, 파일럿 신호의 송신 값을 이용하여 파일럿 위치의 채널 값들을 생성한다. 상기 파일럿 위치는 송신단 및 수신단 간 미리 약속된다. 단, 상기 파일럿 신호의 위치는 셀 ID, 송신 안테나 수에 따라 배치 방법이 달라질 수 있다. 예를 들어, 상기 채널 값들을 생성하기 위해, 상기 수신단은 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱셈을 수행할 수 있다. 만일, 인접한 OFDM 심벌들 간 CDM이 적용된 경우, 상기 수신단은 인접한 OFDM 심벌들의 파일럿 위치의 신호들을 이용하여 상기 파일럿 위치의 채널 값들을 생성한다. 예를 들어, 상기 채널 값들을 생성하기 위해, 상기 수신단은 제1심벌에서 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱을 산출하고, 제2심벌에서 상기 파일럿 위치의 수신 신호 및 약속된 파일럿 신호 값의 켤레 복소수의 곱을 산출한다. 그리고, 상기 수신단은 2개의 곱셈 결과를 합산하고 2로 나누거나, 또는, 2개의 곱셈 결과를 감산하고 2로 나누고 1 또는 -1을 곱할 수 있다.
이후, 상기 수신단은 1007단계로 진행하여 톤 간섭이 발생한 파일럿 위치의 채널 값을 보상한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 파일럿 위치의 채널 값들 중 톤 간섭이 발생한 위치의 적어도 하나의 채널 값을 보상한다. 만일, 송신단에서 프리코딩이 수행된 경우, 상기 수신단은 상기 톤 간섭이 발생한 위치와 동일한 프리코딩을 적용받은 범위 내의 적어도 하나의 톤 간섭 없는 채널 값을 이용하여 상기 톤 간섭 받은 채널 값을 보상한다. 상기 수신단은 상기 1001단계에서 검출한 바에 따라 상기 톤 간섭이 발생한 위치를 판단한다. 구체적으로, 상기 수신단은 상기 톤 간섭이 없는 적어도 하나의 채널 값을 이용하여 해당 채널 값을 보상한다. 예를 들어, 상기 보상을 위해, 보간법, 확장법, 외삽법, MMSE 기법 등이 사용될 수 있다.
상기 적어도 하나의 채널 값을 보상한 후, 상기 수신단은 1009단계로 진행하여 보상된 채널 값을 포함한 모든 파일럿 위치의 채널 값들을 이용하여 데이터 위치의 채널 값들을 추정한다. 이때, 상기 수신단은 상기 파일럿 위치의 채널 값들을 보다 정확하게 추정하고, 상기 데이터 위치의 채널 값들을 추정할 수 있다. 예를 들어, 보다 높은 정확도의 채널 추정을 위해, 상기 수신단은 MMSE 및 IDFT를 기반으로 시간 축 상에서의 CIR 추정을 기반으로 하는 기법을 사용할 수 있다. 이때, 상기 파일럿 위치의 채널 값 추정 및 상기 데이터 위치의 채널 값 추정은 별도의 절차가 아니라 하나의 절차로서 수행될 수 있다.
상기 데이터 위치의 채널 값들을 추정한 후, 상기 수신단은 1011단계로 진행하여 정보 비트들을 복원한다. 구체적으로, 상기 수신단은 상기 데이터 위치의 채널 값들을 이용하여 데이터 위치의 신호에 대한 LLR(Log Likelihood Ratio)들을 생성하고, 전송률 역정합을 수행한 후, 상기 LLR 값들을 이용하여 정보 비트들을 복원한다. 추가적으로, 상기 수신단은 CRC를 이용하여 정보 비트들의 오류 여부를 판단할 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신 시스템의 성능을 도시하고 있다. 상기 도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 파일럿 보상이 적용된 시스템 및 종래 기술에 따른 시스템의 모의 실험 결과를 나타내는 그래프이다. 상기 모의 실험은 LTE 시스템을 전제하였으며, 5MH 대역폭에 3RB PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)가 할당되고, MCS(Modulation and Coding Scheme) 26이 적용된 환경을 가정하였다. 상기 그래프에서, 가로축은 채널의 신호 대 잡음비를, 세로축은 프레임 오류율(FER : Frame Error Rate)을 나타낸다. 상기 도 11을 참고하면, 본 발명의 실시 예에 따른 파일럿 보상을 실시한 경우, 상기 파일럿 보상이 없는 경우에 비하여 오류율이 현저히 감소함이 확인된다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (6)

  1. 무선 통신 시스템에서 UE(user equipment) 장치에 있어서,
    채널을 추정하기 위한 다수의 기준 신호들 및 데이터 신호들을 포함하는 신호를 수신하는 수신부와,
    상기 다수의 기준 신호들 중 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호에 대한 채널 값을, 적어도 하나의 다른 부반송파에 위치하고 동일 심볼에 속하며, 상기 톤 간섭의 영향을 받지 아니한 적어도 하나의 다른 기준 신호에 의해 추정된 적어도 하나의 다른 채널 값을 이용하여 생성하고, 상기 생성된 채널 값 및 상기 적어도 하나의 다른 채널 값에 기초하여 데이터 신호들에 대한 채널 값들을 추정하고, 상기 데이터 신호들에 대한 채널 값들을 이용하여 상기 데이터 신호들을 복호하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하며,
    상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호가 셀(cell) 특정 기준 신호인 경우, 상기 적어도 하나의 다른 부반송파에 위치한 상기 적어도 하나의 다른 기준 신호는, 프리코딩(precoding)에 대한 고려 없이 선택되고,
    상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호가 UE 특정 기준 신호이고, 상기 수신된 신호에 프리코딩이 적용된 경우, 상기 적어도 하나의 다른 부반송파에 위치한 상기 적어도 하나의 다른 기준 신호는, 상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호와 동일한 프리코딩을 적용받은 신호들 중 적어도 하나로 선택되고,
    상기 톤 간섭은, 물리적 자원 상의 고정된 위치에서 발생하며,
    상기 톤 간섭은, 상기 UE의 내부 회로에 의해 발생하는 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호가 상기 UE 특정 기준 신호이고, 상기 수신된 신호에 프리코딩이 적용된 경우, 상기 적어도 하나의 다른 기준 신호는, 기지국으로부터 수신되는 각 자원 블록에 적용된 프리코딩에 대한 시그널링에 기반하여 선택되며,
    상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호에 인접한 기준 신호라도, 상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호와 다른 프리코딩이 적용되었다면, 상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호에 대한 채널 값을 생성하기 위해 사용되는 다른 기준 신호에서 제외되는 장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호에 CDM(code division multiplexing)이 적용된 경우, 상기 적어도 하나의 다른 기준 신호는, 인접 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼에 포함된 적어도 하나의 다른 기준 신호를 더 포함하는 장치.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 UE 내부에서 생성된 신호를 수신 경로에 입력하고, 상기 수신 경로를 통과한 상기 신호에 대한 스펙트럼(spectrum) 분석을 수행하고, 상기 스펙트럼 분석의 결과에 따라 상기 톤 간섭이 발생한 부반송파를 검출하는 장치.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호에 대한 채널 값은, 채널의 SNR(signal to noise ratio) 및 상기 적어도 하나의 다른 기준 신호의 채널 값을 이용하는 MMSE(minimum mean square error) 기법에 따라 생성되는 장치.
  6. 무선 통신 시스템에서 UE(user equipment)의 동작 방법에 있어서,
    채널을 추정하기 위한 다수의 기준 신호들 및 데이터 신호들을 포함하는 신호를 수신하는 과정과,
    상기 다수의 기준 신호들 중 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호에 대한 채널 값을, 적어도 하나의 다른 부반송파에 위치하고 동일 심볼에 속하며, 상기 톤 간섭의 영향을 받지 아니한 적어도 하나의 다른 기준 신호에 의해 추정된 적어도 하나의 다른 채널 값을 이용하여 생성하는 과정과,
    상기 생성된 채널 값 및 상기 적어도 하나의 다른 채널 값에 기초하여 데이터 신호들에 대한 채널 값들을 추정하는 과정과,
    상기 데이터 신호들에 대한 채널 값들을 이용하여 상기 데이터 신호들을 복호하는 과정을 포함하며,
    상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호가 셀(cell) 특정 기준 신호인 경우, 상기 적어도 하나의 다른 부반송파에 위치한 상기 적어도 하나의 다른 기준 신호는, 프리코딩(precoding)에 대한 고려 없이 선택되고,
    상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호가 UE 특정 기준 신호인 경우, 상기 수신된 신호에 프리코딩이 적용된 경우, 상기 적어도 하나의 다른 부반송파에 위치한 상기 적어도 하나의 다른 기준 신호는, 상기 톤 간섭이 발생한 부반송파에 위치한 기준 신호와 동일한 프리코딩을 적용받은 신호들 중 적어도 하나로 선택되고,
    상기 톤 간섭은, 물리적 자원 상의 고정된 위치에서 발생하며,
    상기 톤 간섭은, 상기 UE의 내부 회로에 의해 발생하는 방법.
KR1020180023683A 2018-02-27 2018-02-27 무선 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법 KR101932991B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020180023683A KR101932991B1 (ko) 2018-02-27 2018-02-27 무선 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020180023683A KR101932991B1 (ko) 2018-02-27 2018-02-27 무선 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020110057518A Division KR20120138169A (ko) 2011-06-14 2011-06-14 무선 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20180027460A KR20180027460A (ko) 2018-03-14
KR101932991B1 true KR101932991B1 (ko) 2018-12-27

Family

ID=61660746

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020180023683A KR101932991B1 (ko) 2018-02-27 2018-02-27 무선 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101932991B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102546916B1 (ko) 2022-11-01 2023-06-23 주식회사 나우시스템 무인 오디션 연습실 운영 시스템 및 그 방법

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070010226A1 (en) * 2005-07-08 2007-01-11 Rajiv Laroia Wireless terminal methods and apparatus for DC tone special treatment
JP2009044364A (ja) * 2007-08-08 2009-02-26 Hitachi Kokusai Electric Inc Ｏｆｄｍ受信装置
WO2010122818A1 (ja) * 2009-04-24 2010-10-28 シャープ株式会社 無線通信システム、無線通信装置、および、無線通信方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070010226A1 (en) * 2005-07-08 2007-01-11 Rajiv Laroia Wireless terminal methods and apparatus for DC tone special treatment
JP2009044364A (ja) * 2007-08-08 2009-02-26 Hitachi Kokusai Electric Inc Ｏｆｄｍ受信装置
WO2010122818A1 (ja) * 2009-04-24 2010-10-28 シャープ株式会社 無線通信システム、無線通信装置、および、無線通信方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Tingting Zhao et al., "A Frequency-Domain Estimation Scheme for Single-Tone Interference in OFDM Systems", IEEE CMC 2011(2011.04.20.)*

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102546916B1 (ko) 2022-11-01 2023-06-23 주식회사 나우시스템 무인 오디션 연습실 운영 시스템 및 그 방법

Also Published As

Publication number Publication date
KR20180027460A (ko) 2018-03-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9680593B2 (en) Apparatus and method for receiving signal in wireless communication system
JP5337165B2 (ja) キャリア間干渉が限定された無線通信ネットワークのチャネル推定方法及びシステム
RU2511718C2 (ru) Способ и устройство для беспроводной связи
US9781714B2 (en) Method and system for assisting user devices in performing interference cancellation in OFDMA wireless communication networks
US20170311332A1 (en) Method and apparatus for receiving signals based on interference measurement in mobile communication system
US10368300B2 (en) Apparatus, method and computer program for transceivers of a mobile communication system
US8743987B2 (en) Symbol detection for alleviating inter-symbol interference
EP2262149A2 (en) Data detection and demodulation for wireless communication systems
EP2351249A1 (en) Method and apparatus for communicating in a relay communication network
EP3113379A1 (en) Wireless base station, user terminal, wireless communication method and wireless communication system
Wu et al. Analysis and implementation for physical-layer network coding with carrier frequency offset
EP2608434A1 (en) Communications terminal, method and apparatus for interference cancellation, and method of demodulation
TW201347592A (zh) 用於無線鏈結監測之用戶裝置及方法
JP6824153B2 (ja) Ｌｔｅレシーバのための干渉推定
KR101932991B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법
KR20070064933A (ko) 직교 주파수 다중 접속 시스템에서 인접 셀 간섭신호 제거방법 및 장치
FI3800813T3 (fi) Menetelmä ja laite vastaanottimen toiminnan ennustamiseksi tiedonsiirtojärjestelmässä
KR101561740B1 (ko) 분산 안테나 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법 및 이를 수행하는 장치
KR101619164B1 (ko) 단일반송파 주파수분할다중접속 시스템에서 최소평균제곱오류 수신 방법 및 장치
WO2014141628A1 (ja) 無線通信システムにおける受信装置およびチャネル推定制御方法
KR20070058271A (ko) 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 인접 셀간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치
Sagong et al. A novel blind interference cancellation receiver for LTE uplink SC-FDMA systems
JP2011160330A (ja) 無線基地局および無線基地局システム
JP6571605B2 (ja) 無線受信方法および無線受信装置
JP2010045422A (ja) 無線受信装置および無線受信方法

Legal Events

Date Code Title Description
A107 Divisional application of patent
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
X701 Decision to grant (after re-examination)
GRNT Written decision to grant