KR101695481B1

KR101695481B1 - Ｒｆｉｄ 리더 및 그 제어방법

Info

Publication number: KR101695481B1
Application number: KR1020100056753A
Authority: KR
Inventors: 권봉현
Original assignee: 인텔렉추얼디스커버리 주식회사
Priority date: 2010-06-15
Filing date: 2010-06-15
Publication date: 2017-01-13
Also published as: US20110304459A1; CN102289640B; US9111155B2; KR20110136626A; CN102289640A

Abstract

본 발명은 RFID 리더 및 그 제어방법에 관한 것으로, 태그로부터 수신한 신호 및 샘플링 신호를 사용하여 백스캐터 링크 주파수(BLF)를 계산하는 링크 주파수 계산부와, 태그로부터 수신한 신호를 0 및/또는 1로 이루어지는 제1 신호 또는 제1 신호와 상이한 값을 갖는 제2 신호로 변환하는 제1 디코더와, 제1 디코더에서 변환된 신호를 디코딩하는데 사용되는 포맷을 나타내는 모드 신호를 출력하는 디코딩 제어부와, 모드 신호에 따라서 변환된 신호를 디코딩하는 제2 디코더를 포함하는 RFID 리더를 제공하여 다양한 백스캐터 링크 주파수에 적용 가능한 RFID 시스템을 제공한다.

Description

ＲＦＩＤ 리더 및 그 제어방법{RFID reader, and controlling method of the same}

본 발명은 RFID 리더 및 그 제어방법에 관한 것이다.

최근 객체를 자동으로 인식하는 알에프아이디(RFID: Radio-frequency identification, 이하 'RFID'라고 한다) 기술이 각광을 받고 있다. 즉 무선 인식 기술이라고 하는데 이는 일정한 주파수 대역을 이용해 무선방식으로 각종 데이터를 주고 받을 수 있는 시스템을 말한다.

마그네틱이나 바코드의 경우에는 외부로 드러난 특정한 표시가 필요하며, 겉표면에 표시되기 때문에, 훼손이나 마모로 인해서 시간이 지날수록 인식률이 점차 떨어지는 반면에 RFID 태그(이하, '태그'라고 한다)와 RFID 리더(이하, '리더'라고 한다)로 이루어지는 RFID 시스템은 그러한 단점을 해소할 수 있다.

이러한 RFID 시스템은 각종 자동화 사업, 물류관리, 유통업 등에 사용되는 새로운 해결 방안으로 급부상하고 있으며, 예컨대 신용/직불카드를 비롯하여 선불식/후불식 버스, 지하철 카드, 주차출입카드, 우편송달 시스템, 동물의 이력표 등에 사용되고 있다.

본 발명의 실시 예들이 해결하고자 하는 과제는 다양한 백스캐터 링크 주파수에 적용 가능한 RFID 리더 및 그 제어방법을 제공하는 것이다.

본 발명에 따른 실시 예들의 일 측면에 의하면, 태그로부터 수신한 신호 및 샘플링 신호를 사용하여 백스캐터 링크 주파수(BLF)를 계산하는 링크 주파수 계산부와, 태그로부터 수신한 신호를 0 및/또는 1로 이루어지는 제1 신호 또는 제1 신호와 상이한 값을 갖는 제2 신호로 변환하는 제1 디코더와, 제1 디코더에서 변환된 신호를 디코딩하는데 사용되는 포맷을 나타내는 모드 신호를 출력하는 디코딩 제어부와, 모드 신호에 따라서 변환된 신호를 디코딩하는 제2 디코더를 포함하는 RFID 리더를 제공한다.

이러한 본 실시 예의 다른 특징에 의하면, 링크 주파수 계산부는, 태그로부터 수신한 신호의 부호 변화를 판단하는 부호 판단부와, 신호의 부호가 일정한 동안 샘플링 신호가 인가된 횟수를 카운트하는 카운터와, 카운트 횟수에 기초하여 백스캐터 링크 주파수를 계산하는 주파수 계산부를 포함할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 링크 주파수 계산부는, 카운터에서 카운트한 횟수들의 평균값을 계산하는 평균값 계산부를 더 포함하며, 주파수 계산부는 평균값을 사용하여 백스캐터 링크 주파수를 계산할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 주파수 계산부는, 계산한 백스캐터 링크 주파수에 기초하여 공차를 계산할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 제1 디코더는, 태그로부터 수신한 신호의 부호 변경 시점부터 다음 부호 변경 시점 사이에 샘플링 신호가 인가된 횟수 n을 카운트하고, 카운트 동작 동안 샘플링 신호가 인가된 시점에서 태그로부터 수신한 신호가 0보다 크면 1을 더하고 태그로부터 수신한 신호가 0보다 작으면 1을 뺀 값인 변환값을 계산할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 제1 디코더는, 제어부로부터 태그로부터 수신한 신호의 변환 기준이 되는 기준값을 수신하고, n값이, (백스캐터 링크 주파수-공차) ≤ n ≤ (백스캐터 링크 주파수+공차)를 만족시킬 때, 변환값이 기준값 미만인 경우 태그로부터 수신한 신호를 제1 신호로 변환하고, 변환값이 기준값 이상인 경우 태그로부터 수신한 신호를 제2 신호로 변환할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 제1 디코더는, n값이, (백스캐터 링크 주파수-공차) ＞ n을 만족시킬 때, 태그로부터 수신한 신호의 부호가 다시 변할때 까지 샘플링 신호가 인가된 횟수를 계속해서 카운트하고, 카운트 동작 동안 변환값을 계속해서 계산할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 제1 디코더는, 제1 신호 및 제2 신호와 상이한 값을 갖는 제3 신호를 더 포함하여 태그로부터 수신한 신호를 제1 신호, 제2 신호 또는 제3 신호 중 어느 하나로 변환할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 태그로부터 수신한 신호로부터 노이즈와 태그에서 인코딩된 신호를 구분하는 노이즈 판단부를 더 포함할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 제1 디코더는 태그에서 인코딩된 신호를 제1 신호 또는 제2 신호로 변환할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 태그에서 인코딩된 신호들 중에서 프리앰블 구간을 탐색하는 프리앰블(Preamble) 탐색부를 더 포함할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, RFID 리더는, 링크 주파수 계산부에서 계산한 링크 주파수에 기초하여 태그와의 통신을 수행할 수 있다.

본 발명에 따른 실시 예들의 다른 측면에 의하면, 태그로부터 수신한 신호로부터 백스캐터 링크 주파수(BLF)를 계산하는 링크 주파수 계산 단계와, 태그로부터 수신한 신호를 0 및/또는 1로 이루어지는 제1 신호 또는 제1 신호와 상이한 값을 갖는 제2 신호로 변환하는 제1 디코딩 단계와, 변환된 신호를 디코딩하는데 사용되는 포맷을 결정하는 디코딩 포맷 결정 단계와, 결정된 포맷에 따라서 변환된 신호를 디코딩하는 제2 디코딩 단계를 포함하는 RFID 리더의 제어방법을 제공한다.

이러한 본 실시 예의 다른 특징에 의하면, 링크 주파수 계산 단계는, 태그로부터 수신한 신호의 부호 변화를 판단하는 단계와, 신호의 부호가 일정한 동안 샘플링 신호가 인가된 횟수를 계산하는 단계와, 계산한 횟수에 기초하여 백스캐터 링크 주파수를 계산하는 단계를 포함할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 링크 주파수 계산 단계는, 샘플링 신호가 인가된 횟수의 계산을 미리 설정된 횟수만큼 반복하고, 계산한 복수의 샘플링 신호의 인가 횟수를 사용하여 평균값을 계산하고, 평균값을 사용하여 백스캐터 링크 주파수를 계산할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 태그로부터 수신한 신호로부터 노이즈와 태그에서 인코딩된 신호를 구분하는 노이즈 판단 단계를 더 포함할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 제1 디코딩 단계는 태그에서 인코딩된 신호를 제1 신호 또는 제2 신호로 변환할 수 있다.

본 실시 예의 또 다른 특징에 의하면, 태그에서 인코딩된 신호들 중에서 프리앰블 구간을 탐색하는 프리앰블(Preamble) 탐색 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명에 따른 실시 예들의 다른 측면에 의하면, 샘플링 펄스를 생성하는 샘플링 신호 생성부와, 태그로부터 수신한 신호에 포함된 프리앰블 구간 내에서 일정 구간 동안 반복되는 펄스 및 샘플링 펄스를 사용하여 백스캐터 링크 주파수를 계산하는 링크 주파수 계산부와, 계산한 백스캐터 링크 주파수에 따라서 태그로부터 수신하는 신호를 디코딩하는 디코딩 제어부를 포함하는 RFID 리더를 제공한다.

이러한 본 실시 예의 다른 특징에 의하면, 링크 주파수 계산부는, 일정 구간 동안 반복되는 펄스의 펄스 폭 내에 샘플링 펄스가 인가되는 횟수를 카운트하여 백스캐터 링크 주파수를 계산할 수 있다.

본 발명의 실시 예들에 따른 RFID 리더 및 그 제어방법에 의하여 하드웨어적인 변경 없이 다양한 백스캐터 링크 주파수에 적용 가능한 RFID 시스템을 구성할 수 있게 된다.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 RFID 리더를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 RFID 시스템에서 RFID 태그와 RFID 리더간의 통신 순서를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 RFID 태그에서의 DR 값 및 TRcal 값에 따른 백스캐터 링크 주파수를 나타내는 표이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 태그 신호의 프리앰블을 나타내는 타이밍도이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 태그 신호의 프리앰블을 나타내는 타이밍도이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 태그 신호의 프리앰블을 나타내는 타이밍도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 RFID 리더에서 수신한 신호를 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 채널 디코더를 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 링크 주파수 계산부를 나타내는 블록도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시 예에 따른 링크 주파수의 계산 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 11은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 링크 주파수의 계산 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 12 및 도 13은 본 발명의 일 실시 예에 따른 제1 디코더의 신호 변환 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 14 및 도 15는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 제1 디코더의 신호 변환 방법을 설명하기 위한 도면이다.

이하, 본 발명에 따른 실시 예들을 첨부도면을 참조하여 상세히 설명하기로 하며, 첨부 도면을 참조하여 설명함에 있어, 동일하거나 대응하는 구성 요소는 동일한 도면번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다.

하기의 설명에서는 본 발명의 실시 예에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 수 있다. 또한, 이하에서 설명되는 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 본 발명을 가장 적절하게 표현할 수 있도록 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야 한다.

본 발명은 RFID에 대한 표준 프로토콜로서 ISO/IEC WD 18000-6REV1에 규정된 사양(Specification)에 따른다.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 리더(1)를 나타내는 도면이다.

도 1을 참조하면, 본 실시 예에 따른 리더(1)는 안테나(10), 서큘레이터(20), LNA(Low Noise Amplifier, 30), 복수의 하향 믹서(Down-Mixer, 31a 및 31b), 복수의 아날로그 회로부(32a 및 32b), 복수의 아날로그-디지털 컨버터(Analog- Digital Converter, 이하 'ADC'라고 한다)(33a 및 33b), 발진부(40), 위상 천이기(phase shifter, 41), 제어부(50), 데이터 처리부(60), 디지털-아날로그 컨버터(Digital-Analog Converter, 이하 'DAC'라고 한다)(71), 복수의 증폭부(72 및 74), 상향 믹서(Up-Mixer, 73) 등을 포함한다.

안테나(10)는 태그(미도시)로부터 전송된 신호를 수신하고, 제어부(50)로부터 수신한 신호를 태그로 전송한다.

서큘레이터(20)는 송신 신호(Srt)와 수신 신호(Str)를 분리한다. RFID 시스템에서와 같이 동일 주파수를 사용하여 송신 및 수신이 이루어지는 경우, 송신 신호(Srt)와 수신 신호(Str)를 분리하기 위하여 입력 포트에 따라서 한 방향으로만 신호를 전송시킬 필요가 있다. 이를 위하여 서큘레이터(20)는 송신경로와 연결되는 송신 포트, 수신경로와 연결되는 수신 포트 및 안테나(10)와 연결되는 안테나 포트를 포함할 수 있다. 서큘레이터(20)는 안테나(10)를 통하여 수신되어 안테나 포트로 입력된 수신 신호(Str)는 수신 경로에 위치한 LNA(30)로 전달하며, 송신 경로를 통하여 송신 포트에 입력된 송신 신호(Srt)는 안테나(10)로 전달한다.

LNA(30)는 안테나(10)에서 수신한 수신 신호(Str)를 증폭한다. 수신 신호(Str)의 크기는 태그와 리더(1) 사이의 거리에 반비례한다. 즉, 태그와 리더(1) 사이의 거리가 가까우면 수신 신호(Str)의 크기가 크고, 태그와 리더(1) 사이의 거리가 멀어질수록 수신 신호(Str)의 크기는 작아진다. 리더(1)의 성능을 평가하는 요소중 하나인 인식거리를 높이기 위해서는 리더(1)로부터 멀리 떨어져 있는 태그로부터 전송된 신호를 정확히 처리해야 한다. 즉, 크기가 작은 신호를 정확히 처리할 수 있어야 한다. 따라서 LNA(30)는 태그로부터 수신한 수신 신호(Str)의 크기를 증폭시켜, 수신 경로의 뒷단에 위치한 구성들에서 수신 신호(Str)의 처리가 가능하도록 한다.

복수의 하향 믹서들(31a, 31b)은 LNA(30)에서 출력된 신호에 발진부(40)에서 생성된 발진 신호를 믹싱하여 중간 주파수(Intermediate Frequency) 대역으로 변환한다. 이때, 제1 하향 믹서(31a)는 발진부(40)에서 생성되어 위상 천이기(41)에 의하여 위상이 시프트 된, 예를 들어 위상이 90°시프트 된 발진 신호를 LNA(30)의 출력 신호와 믹싱하여 Q채널 아날로그 신호(Saq)를 생성한다. 반면에, 제2 하향 믹서(31b)는 발진부(40)에서 생성된 발진 신호를 그대로 LNA(30)의 출력 신호와 믹싱하여 I채널 아날로그 신호(Sai)를 생성한다. 즉, 제1 및 제2 하향 믹서(31a, 31b)를 사용하여 수신 신호(Str)를 Q채널 아날로그 신호(Saq)와 I채널 아날로그 신호(Sai)로 분리한다.

복수의 아날로그 회로부(32a, 32b)는 Q채널 아날로그 회로부(32a)와 I채널 아날로그 회로부(32b)를 포함할 수 있다. Q채널 아날로그 회로부(32a)는 Q채널 필터(321a)와 Q채널 증폭부(322a)를 포함할 수 있다. Q채널 필터(321a)는 저역 통과 필터(LPF)로써, 입력된 Q채널 아날로그 신호(Saq)로부터 고주파 노이즈를 제거하고 기저대역 신호를 통과시킨다. Q채널 증폭부(322a)는 Q채널 필터(321a)에서 출력된 신호를 증폭한다. 마찬가지로, I채널 아날로그 회로부(32b)는 I채널 필터(321b)와 I채널 증폭부(322b)를 포함할 수 있다. I채널 필터(321b)는 저역 통과 필터(LPF)로써, 입력된 I채널 아날로그 신호(Sai)로부터 고주파 노이즈를 제거하고 기저대역 신호를 통과시킨다. I채널 증폭부(322b)는 I채널 필터(321b)에서 출력된 신호를 증폭한다.

제1 ADC(33a) 및 제2 ADC(33b)는 각각 Q채널 아날로그 회로부(32a)에서 출력된 아날로그 신호와 I채널 아날로그 회로부(32b)에서 출력된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 Q채널 디지털 신호(Sdq)와 I채널 디지털 신호(Sdi)를 출력한다.

발진부(40)는 제어부(50)로부터의 제어 신호(Scon)에 따라서 주파수 호핑(hopping)을 위하여 가변적 주파수의 발진 신호를 생성한다.

위상 천이기(41)는 발진부(40)에서 생성된 발진 신호를 미리 설정된 위상만큼 시프트 시킨다. 예를 들어, 위상 천이기(41)는 발진 신호를 90°나 180°만큼 시프트 시킬 수 있다.

제어부(50)는 리더(1)의 각 부분을 제어한다. 제어부(50)는 Q채널 디지털 신호(Sdq) 및 I채널 디지털 신호(Sdi)를 인가받아 하나의 신호로 복원하며, 복원된 신호를 사용하여 디코딩을 수행한다. 또한 제어부(50)는 태그로 전송하기 위한 신호를 인코딩하여 송신 경로를 통하여 안테나(10)로 전달한다.

제어부(50)는 Q채널 디지털 필터(51a), I채널 디지털 필터(51b), 위상 복원기(52), 채널 디코더(53), 샘플링 신호 발생부(54), 주 제어부(55), 인코더(56), 디지털 변조기(57) 등을 포함할 수 있다.

Q채널 디지털 필터(51a)와 I채널 디지털 필터(51b)는 각각 Q채널 디지털 신호(Sdq)와 I채널 디지털 신호(Sdi)에서 특정 주파수 대역의 신호만을 통과시킨다. 여기서 특정 주파수 대역은 리더(1)와 태그 사이에 설정된 통신 속도인 백스캐터 링크 주파수(BLF: Backscatter Link Frequency, 이하 '링크 주파수'라고 한다)를 의미한다.

위상 복원기(52)는 Q채널 디지털 신호(Sdq)와 I채널 디지털 신호(Sdi)를 사용하여 가능한 정확한 복원 신호(Sdem)를 생성한다.

채널 디코더(53)는 복원 신호(Sdem)를 수신하여 설정된 디코딩 포맷에 따라서 디코딩 동작을 수행한다. 채널 디코더(53)에서 복원 신호(Sdem)를 디코딩하는 방법에 대하여는 도 8 내지 도 11에서 자세히 설명하도록 한다.

샘플링 신호 발생부(54)는 샘플링 신호, 예를 들어 펄스 신호를 생성하여 채널 디코더(53) 등에 인가한다. 샘플링 신호로는 펄스파 등이 생성될 수 있으며, 샘플링 신호의 주파수는 채널 디코더(53)에서 링크 주파수를 계산하기에 적절한 주파수일 수 있다. 예를 들어, 샘플링 신호의 주파수는 1.5MHz, 3MHz, 6MHz 등일 수 있다.

주 제어부(55)는 리더(1)의 전체적인 제어를 수행한다. 주 제어부(55)는 채널 디코더(53)에서 디코딩되어 출력된 디코딩 신호(Sdec)를 수신하고, 디코딩 신호(Sdec)에 따라서 데이터 처리부(60)에 디코딩 데이터(Dsen)를 전송한다. 또한 주 제어부(55)는 데이터 처리부(60)로부터 태그 명령 데이터(Drec)를 수신하고, 태그 명령 데이터(Drec)에 따라서 인코더(56)로 태그 명령 신호(Stc)를 전송한다. 또한 주 제어부(55)는 리더(1)의 전체적인 제어를 위한 제어신호(Scon)를 생성하여 해당 구성에 전송한다.

인코더(56)는 주 제어부(55)로부터 태그 명령 신호(Stc)를 수신하여 인코딩 동작을 수행한다. 인코더(56)는 인코딩이 수행된 인코딩 신호(Senc)를 디지털 변조기(57)로 전송한다.

디지털 변조기(57)는 인코더(56)로부터 인코딩 신호(Senc)를 수신하여 디지털 형식으로 변조한다. 디지털 변조기(57)는 디지털 변조 신호(Sdm)를 DAC(71)로 전송한다.

데이터 처리부(60)는 주 제어부(55)로부터 디코딩 데이터(Dsen)를 수신하여 데이터 처리를 수행한다. 데이터 처리부(60)는 리더(1)와 별도로 구비된 서버일 수도 있으며, 혹은 리더(1)와 일체로 형성되는 구성일 수도 있다. 데이터 처리부(60)는 데이터 처리 결과에 따라서 태그 명령 신호(Drec)를 주 제어부(55)로 전송한다.

DAC(71)에서는 디지털 변조기(57)로부터 수신한 디지털 변조 신호(Sdm)을 아날로그 변조 신호(Sam)로 변환한다.

제1 증폭부(72)는 아날로그 변조 신호(Sam)를 증폭하며, 상향 믹서(73)는 발진부(40)에서 생성된 발진 신호를 증폭된 아날로그 변조 신호(Sam)와 믹싱하여 송신 신호(Srt)의 주파수가 태그와의 통신 주파수 대역이 되도록 조정한다. 제2 증폭부(73)는 상향 믹서(73)에서 출력된 송신 신호(Srt)를 증폭하여 서큘레이터(20)에 전송하며, 송신 신호(Srt)는 안테나(10)를 통하여 태그로 전송된다.

도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 RFID 시스템에서 RFID 태그와 RFID 리더간의 통신 순서를 나타내는 도면이며, 도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 RFID 태그에서의 DR 값 및 TRcal 값에 따른 링크 주파수를 나타내는 표이다.

도 2를 참조하면, ISO/IEC 18000-6의 규율에 따라서 먼저 리더(1)에서 태그로 Select 명령 신호를 전송하며, 그 다음에 Query 명령 신호를 전송한다. 태그는 Query 명령 신호에 응답하여 RN16 응답 신호를 리더(1)로 전송하며, 리더(1)는 RN16 응답 신호를 수신한다. 리더(1)는 수신한 RN16 응답 신호에 대응하여 다시 Ack 명령 신호를 태그로 전송하며, 태그는 다시 PC+UII+CRC16 응답 신호를 리더(1)로 전송한다.

이때, 리더(1)에서 태그로 전송되는 Query 명령 신호에 앞서서 전송되는 프리앰블(Preamble) 구간에는 시간 조절이 가능한 TRcal 구간이 포함되어 있으며, Query 명령 신호의 5번째 bit에는 1bit 짜리 DR(Divide Ratio) 데이터가 포함되어 있다. 이들 TRcal의 길이와 DR 값에 따라서 태그에서 리그(1)로 전송하는 신호의 주파수, 즉 링크 주파수가 결정된다.

도 3을 참조하면, DR 값과 TRcal 값에 따른 링크 주파수가 표시되어 있다. 또한 각 링크 주파수에서의 공차가 함께 표시되어 있다. 예를 들어, DR = 64/3, TRcal = 83.3us 인 경우, 링크 주파수는 256KHz이다. 그러나 RFID 시스템에서 다양한 요인에 의하여 공차가 발생하게 되면, 상기 예의 경우에도 정상 온도에서 약 +/-10%의 오차가 발생할 수 있다. 또한 예를 들어, DR = 8, 25 ＜ TRcal ＜ 31.25 us 인 경우, 링크 주파수는 256 ＜ 링크 주파수 ＜ 320 kHz 가 된다.

도 2와 도 3에서 살펴보았듯이, 태그에서 리더(1)로 전송되는 신호의 링크 주파수는 리더(1)에 의하여 결정된다. 그러나 선택가능한 링크 주파수의 종류는 매우 다양하며, 주변 요인(예를 들어, 온도, 지형 등)에 의하여 오차도 발생한다. 또한 두 번째 예시와 같이 경우에 따라서는 리더(1)에 의하여 결정되는 링크 주파수가 특정 주파수를 갖는 것이 아니라 특정 범위로 정의되기도 한다. 종래에는 리더(1)의 제조시 특정 링크 주파수에 대하여 동작하도록 설계가 되었으며, 따라서 리더(1)가 상기와 같은 다양한 링크 주파수를 모두 수용하는 것이 불가능하였다.

한편, 도 2는 ISO/IEC 18000-6의 Type C에 대한 설명이다. 그러나 Type B의 경우에도 리더(1)가 먼저 리더(1)와 태그 사이의 통신을 먼저 개시하고, 그 이후에 서로간에 명령이나 데이터를 서로 주고받는다는 점에서 Type C에서의 리더(1)와 태그 사이의 동작이 유사하다. 또한, Type B의 경우에도 마찬가지로 상술한 바와 같이 리더(1)에서 다양한 링크 주파수를 모두 수용하는 것이 어려운 문제가 존재하였다.

이하, 이를 해결하기 위한 본 발명의 실시 예들에 대하여 자세히 설명하도록 한다.

도 4 내지 도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 태그 신호의 프리앰블을 나타내는 타이밍도이다.

도 4를 참조하면, Type C에서 FM0 포맷으로 태그에서 인코딩된 신호의 프리앰블 패턴이 도시되어 있다. TRext는 리더(1)에서 태그로 전송되는 Query 명령 신호에 포함된 데이터로서 0 또는 1 값을 갖는다. TRext의 값이 1인 FM0의 프리앰블을 살펴보면 점선 블록으로 표시한 것과 같이 12 주기 동안 반복되는 구간이 존재한다.

도 5를 참조하면, Type C에서 Miller 포맷으로 태그에서 인코딩된 신호의 프리앰블 패턴이 도시되어 있다. 마찬가지로 TRext는 리더(1)에서 태그로 전송되는 Query 명령 신호에 포함된 데이터로서 0 또는 1 값을 갖는다. Miller 포맷의 경우, TRext 값에 상관없이 점선 블록으로 표시한 것과 같이 항상 소정의 주기 동안 반복되는 구간이 존재한다.

도 6을 참조하면, Type B에서 태그로부터 리더(1)로 전송되는 신호의 프리앰블 패턴이 도시되어 있다. 태그에서 리더(1)로 전송되는 리턴 프리앰블(RET PREAMBLE) 구간에 도 4 및 도 5에서 설명한 Type C의 경우와 같이 소정 기간 동안 반복되는 구간이 존재한다.

도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 리더(1)에서 수신한 신호를 나타내는 도면이다.

도 7은 안테나(10)에서 실제로 수신되는 신호의 파형으로서, 이를 참조하면, 태그에서 리더(1)로 신호가 전송되지 않는 경우, 리더(1)는 자신이 전송하는 신호, 예를 들어 Query 명령 신호나 CW 신호 등이 수신 경로로 유입될 수 있다. 이는 노이즈 구간으로 나타나게 된다. 반면에, 태그에서 리더(1)로 신호가 전송되는 경우, 노이즈가 아닌 데이터를 포함하는 신호가 감지된다. 감지된 신호에는 소정의 기간 동안 반복되는 구간을 포함하는 프리앰블 구간이 나타난다.

도 4 내지 도 7에서 살펴본 바와 같이, Type C의 FM0 또는 Miller-2/4/8 포맷으로 인코딩된 신호의 각 주기의 길이는 링크 주파수에 의하여 결정된다. TRext 값이 0인 FM0 포맷을 제외한 나머지 포맷의 경우에는 모두 펄스가 일정하게 반복되는 구간이 존재하므로, 이를 이용하여 리더(1)는 링크 주파수를 자체적으로 판단할 수 있게 된다. 또한 Type B의 경우에도 리턴 프리앰블(RET PREAMBLE) 구간에 펄스가 일정하게 반복되는 구간이 존재하므로, 이를 이용하여 리더(1)는 링크 주파수를 자체적으로 판단할 수 있게 된다.

<채널 디코더(53)의 구성>

도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 채널 디코더(53)를 나타내는 블록도이다.

도 8을 참조하면, 본 실시 예에 따른 채널 디코더(53)는 디코딩 제어부(531), 노이즈 판단부(532), 링크 주파수 계산부(533), 제1 디코더(534), 프리앰블 탐색부(535), 제2 디코더(536)를 포함한다.

-디코딩 제어부(531)의 구성 및 동작-

디코딩 제어부(531)는 채널 디코더(53)의 전체적인 제어를 수행하며, 각 구성 요소에 다양한 제어 신호를 전송한다. 구체적으로 디코딩 제어부(531)는 노이즈 판단부(532)에 수신한 신호가 노이즈 부분인지 데이터가 태그에서 인코딩된 신호 부분인지를 판단하는 문턱 전력값(pwr_th)을 전송한다. 디코딩 제어부(531)는 제1 디코더(534)에 1차 디코딩을 위한 기준 신호(one_cond)를 전송한다. 또한 디코딩 제어부(531)는 프리앰블 탐색부(535) 및 제2 디코더(536)에 디코딩 포맷을 나타내는 모드 신호(mode)를 전송한다.

-노이즈 판단부(532)의 구성 및 동작-

노이즈 판단부(532)는 위상 복원기(52)로부터 복원 신호(Sdem)를 수신하고, 샘플링 신호 발생부(54)로부터 샘플링 신호(Ssmp)를 수신한다. 노이즈 판단부(532)는 디코딩 제어부(531)로부터 문턱 전력값(pwr_th)을 수신하고, 샘플링 신호(Ssmp)를 사용하여 샘플링한 복원 신호(Sdem)가 문턱 전력값(pwr_th) 이상으로 일정 시간 이상 유지되면 수신한 복원 신호(Sdem)가 데이터가 태그에서 인코딩된 신호라고 판단한다. 즉, 노이즈 판단부(532)는 수신한 복원 신호(Sdem)의 노이즈 부분과 데이터가 태그에서 인코딩된 신호 부분을 구분한다.

노이즈 판단부(532)는 수신한 복원 신호(Sdem)가 태그에서 인코딩된 신호라고 판단한 시점에 링크 주파수 계산부(533)로 유효 신호(valid)를 인가한다. 예를 들어, 노이즈 부분에서는 유효 신호(valid)로 로우 레벨 신호를 출력하고 태그에서 인코딩된 부분에서는 유효 신호(valid)로 하이 레벨 신호를 출력한다. 유효 신호(valid)를 인가하는 시점을 결정하는 방법은 상기 설명한 예에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, ISO/IEC 18000-6의 규율에 의하면 리더(1)로부터 태그로 신호를 전송한 시점부터 태그가 리더(1)로 전송한 신호를 수신할 때까지의 시간을 T1으로 정의하고 있는데(도 2 참조), 이 T1 시간 내에서 노이즈 부분을 최소화하는 시점에 유효 신호(valid)를 출력하는 것도 가능하다. 즉, 복원 신호(Sdem)가 태그에서 인코딩된 신호라고 판단하는 시점은 다양하게 설정하는 것이 가능할 것이다.

후술할 링크 주파수 계산부(533), 제1 디코더(534), 프리앰블 탐색부(534), 제2 디코더(536) 등은 노이즈 판단부(532)에 의하여 태그에서 인코딩된 부분이라고 판단한 구간에 대하여 각자의 동작을 수행한다.

-링크 주파수 계산부(533)의 구성 및 동작-

링크 주파수 계산부(533)는 위상 복원기(52)로부터 복원 신호(Sdem)를 수신하고, 샘플링 신호 발생부(54)로부터 샘플링 신호(Ssmp)를 수신한다. 또한 링크 주파수 계산부(533)는 노이즈 판단부(532)로부터 유효 신호(valid)를 수신한다. 링크 주파수 계산부(533)는 노이즈 판단부(532)로부터 유효 신호(valid)를 수신하였을 때, 복원 신호(Sdem)와 샘플링 신호(Ssmp)를 사용하여 링크 주파수를 계산한다. 링크 주파수 계산부(533)가 노이즈 판단부(532)로부터 유효 신호(valid) 신호를 수신하는 것은 리더(1)에서 태그에서 인코딩된 신호를 수신하기 시작하였다는 것을 의미하며, 따라서 도 4 내지 도 6에서와 같이 프리앰블에 포함되는 반복되는 구간이 나타난다. 링크 주파수 계산부(533)는 이러한 반복되는 구간을 사용하여 링크 주파수를 계산한다. 이하, 도 9 내지 도 11을 참조하여 링크 주파수의 계산 방법에 대하여 자세히 설명한다.

도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 링크 주파수 계산부(533)를 나타내는 블록도이다. 도 10 및 도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 링크 주파수의 계산 방법을 나타내는 흐름도이다.

도 9를 참조하면, 본 실시 예에 따른 링크 주파수 계산부(533)는 부호 판단부(5331), 카운터(5332), 평균값 계산부(5333), 주파수 계산부(5334)를 포함할 수 있다.

부호 판단부(5331)는 복원 신호(Sdem)를 수신하여 부호의 변화가 있는지 판단한다. 예를 들어, 복원 신호(Sdem)가 +에서 - 또는 -에서 +로 변하는지를 판단한다. 복원 신호(Sdem)의 부호는 오프셋(offset) 값과 같은 기준치와 비교하여 기준치 미만인 경우에 -라고 판단하고 기준치를 초과한 경우에 +라고 판단할 수 있다. 부호 판단부(5331)는 부호 변화가 발생하였을 때 카운터에 천이 신호(transition)를 인가한다. 그리고 부호 판단부(5331)는 복원 신호(Sdem)에 미리 설정된 횟수만큼 부호 변화가 발생하면 락 신호(lock)를 제1 디코더(534)에 전송한다.

카운터(5332)는 부호 판단부(5331)로부터 천이 신호(transition)가 인가된 시점부터 다음 천이 신호(transition)를 수신한 시점까지 샘플링 신호(Ssmp)가 인가된 횟수를 카운트한다. 즉, 수신한 복원 신호(Sdem)의 부호가 일정한 동안에 샘플링 신호(Ssmp)가 인가된 횟수를 계산한다. 예를 들어, 샘플링 신호(Ssmp)가 펄스 신호인 경우 두 개의 천이 신호(transition) 사이에 인가된 펄스의 개수를 카운트한다.

평균값 계산부(5333)는 카운터(5332)에서 카운트한 샘플링 신호(Ssmp)의 인가 횟수들의 평균값을 구한다. 여기서 평균값 계산부(5333)는 샘플링 신호(Ssmp)의 인가 횟수들의 실제 평균값을 계산할 수도 있으며, 평균값과 유사한 값을 계산하는 것도 가능하다.

주파수 계산부(5334)는 평균값 계산부(5333)에서 계산한 평균값에 기초하여 링크 주파수를 계산한다. 예를 들어, 샘플링 신호(Ssmp)의 샘플링 주파수로 3MHz의 펄스파를 사용하고 평균값이 10이라고 가정한다. 복원 신호(Sdem)의 한 주기 동안에 샘플링 신호(Ssmp)가 인가되는 횟수는 10×2=20이며, 샘플링 신호(Ssmp) 하나의 주기가 1/3M 가 된다. 따라서 복원 신호(Sdem)의 한 주기의 길이는 20/3M (s)가 되며, 주파수는 그 역수인 3M/20=150kHz가 된다.

주파수 계산부(5334)는 계산한 링크 주파수에 기초하여 공차(φ)를 계산할 수 있다. 공차(φ)는 링크 주파수의 오차 범위를 나타내며, 사용 환경에 따라서 다양하게 설정할 수 있다. 예를 들어, 공차(φ)는 링크 주파수의 ±25%, ±10% 등으로 설정할 수 있다.

이하, 링크 주파수 계산부(533)에서 링크 주파수를 계산하는 방법에 대하여 구체적으로 설명하도록 한다.

도 10은 샘플링 신호(Ssmp)의 인가 횟수를 카운트한 값들을 평균화할 때, 실제 평균값이 아닌 평균값에 유사한 값을 계산하는 방법을 나타내는 도면이다.

도 10을 참조하면, 링크 주파수 계산부(533)는 노이즈 판단부(532)로부터 유효 신호(valid)로 하이 레벨 신호를 수신하는지를 판단한다(S100). 유효 신호(valid)로 로우 레벨 신호를 수신한 경우에는 latch, cnt0 및 cnt1 값을 모두 0으로 설정하여 초기화 한다(S101).

S100 단계에서 유효 신호(valid)로 하이 레벨 신호를 수신하는 경우 부호 판단부(5331)는 복원 신호(Sdem)에서 부호 변화가 발생하였는지를 판단한다(S102). 유효 신호(valid)로 하이 레벨 신호를 수신한 것은 복원 신호(Sdem)에서 프리앰블의 반복 구간이 개시되었음을 의미한다. 또한 복원 신호(Sdem)에서의 부호 변화는 링크 주파수에 따른 주기의 반이 경과 하였음을 의미한다.

복원 신호(Sdem)에 부호 변화가 없다고 판단하는 경우에는 카운터(5332)에서 샘플링 신호(Ssmp)로서 펄스가 발생하였는지를 판단한다(S103). 샘플링 신호(Ssmp)로서의 펄스가 발생하지 않은 경우에는 다시 S102 단계로 돌아가 복원 신호(Sdem)에 부호 변화가 발생하였는지를 판단한다. 반면에 펄스가 발생한 경우, 카운터(5332)는 cnt0에 1을 더하여 다시 cnt0에 저장한다(S104). 즉, 샘플링 신호(Ssmp)가 인가된 횟수를 카운트한다.

한편, 복원 신호(Sdem)에 부호 변화가 발생하였다고 판단하는 경우, 부호 판단부(5331)는 카운터(5332)에 천이 신호(transition)를 인가한다. 그리고 cnt1 값이 0인지를 판단한다(S105).

S105 단계에서 cnt1가 0이 아니라고 판단한 경우, latch-φ≤cnt0≤latch+φ를 만족하는지 판단한다(S107). cnt0 값이 상기 조건을 만족하지 않는 경우, cnt0 및 cnt1을 모두 초기화한다(S108). 이는 태그로부터 수신한 신호가 일정 시간 동안 일정한 주파수로 유지되는 부분에서 링크 주파수를 계산하기 위함이다. 한편, cnt0 값이 상기 조건을 만족하는 경우, 평균값 계산부(5333)는 latch에 저장된 값과 cnt0에 저장된 값을 더하여 2로 나눈값을 다시 latch에 저장한다. 즉, 실제 평균이 아닌 유사 평균값을 계산한다. 그리고 cnt0에는 0을 저장하여 초기화하며, cnt1에 저장된 값에 1을 더하여 cnt1에 다시 저장한다(S109). S109 단계에서와 같은 방법으로 latch값을 계산하는 것은 실제 평균값을 계산하는 것은 아니나, 계산 횟수를 늘려감에 따라서 점점 실제 평균값에 접근하게 된다. S109 단계에서 계산한 방법에 의하여 발생하는 오차는 무시할 수 있을 것이다.

S109 단계 이후에 cnt1 값이 미리 설정된 값인 N인지를 판단한다(S110). 여기서 N은 평균값을 구하기 위하여 카운트 동작을 반복할 횟수를 의미한다. 한 번의 카운트 동작만으로 링크 주파수를 계산하는 경우, 큰 오차가 발생할 수 있다. 따라서 카운트 동작을 N번 반복하고, 카운트된 횟수들의 평균값을 구하는 것에 의하여 정확한 링크 주파수를 계산하도록 한다.

cnt1 값이 N이 아닌 경우에는 다시 S102 단계로 돌아간다. 반면에 cnt1 값이 N인 경우 latch×2를 링크 주파수에 해당하는 If_value 값으로 한다. 또한 If_value/4를 공차에 해당하는 tolerance 값으로 하고, 락 신호(lock)를 제1 디코더에 전송한다(S111). 예를 들어, 복원 신호(Sdem)의 반복 구간에서 계산한 평균값, 즉 latch가 10인 경우 If_value 는 20이 되며, tolerance는 5가 된다. 본 실시 예에서는 공차를 링크 주파수 대비 ±25%로 하였으나, 이는 예시적인 것으로 이에 한정되는 것은 아니다. 한편, 여기서 If_value 및 tolerance 값의 단위는 Hz가 아닌 횟수이다. 실제 링크 주파수 및 공차는 If_value, tolerance 값과 샘플링 신호(Ssmp)의 주파수를 사용하여 계산할 수 있을 것이다. 예를 들어, If_value 값이 20이고 샘플링 신호(Ssmp)의 주파수가 3MHz이면 링크 주파수는 150kHz가 되며, 공차는 ±37.5kHz가 될 것이다.

상기와 같은 방법에 의하여 링크 주파수 및 공차를 계산할 수 있게 된다.

이하, 링크 주파수 계산부(533)에서 링크 주파수를 계산하는 다른 방법에 대하여 구체적으로 설명하도록 한다.

도 11은 샘플링 신호(Ssmp)의 인가 횟수를 카운트한 값들을 평균화할 때, 실제 평균값을 계산하는 방법을 나타내는 도면이다.

도 10에 따른 링크 주파수 및 공차의 계산 방법과의 차이점만을 설명하면, S209단계에서 (latch×cnt1+cnt0)/(cnt1+1)를 latch에 다시 저장한다. 이는 반복되는 카운트 동작에서 카운트한 횟수의 실제 평균을 구하는 것이다. S200 ~ S208 단계 및 S210 ~ S211 단계에 대한 설명은 생략하도록 하며, 상기와 같은 방법에 의하여 링크 주파수 및 공차를 계산할 수 있게 된다.

-제1 디코더(534)의 구성 및 동작-

제1 디코더(534)는 복원 신호(Sdem)를 0 또는/및 1 신호가 조합된 제1 신호 또는 제1 신호와 상이한 값을 갖는 제2 신호로 변환하는 디코딩 동작을 수행한다. 경우에 따라서 제1 디코더(534)는 제1 신호 및 제2 신호와 상이한 값을 갖는 제3 신호를 더 포함할 수도 있다. 이 경우 제1 디코더(534)는 복원 신호(Sdem)를 제1 신호 내지 제3 신호 중 어느 하나의 신호로 변환할 수 있다. 제1 디코더(534)는 디코딩 제어부(531)로부터 신호 변환을 위한 기준값을 나타내는 기준 신호(one_cond)를 수신하며, 링크 주파수 계산부(533)로부터 lock, If_value, tolerance 신호를 수신한다.

제1 디코더(534)의 디코딩 동작은 다음과 같다.

제1 디코더(534)는 락 신호(lock)로 하이 레벨 신호가 인가된 후부터 복원 신호(Sdem)의 부호 변화를 판단한다.

제1 디코더(534)는 복원 신호(Sdem)의 부호가 변화된 시점부터 샘플링 신호(Ssmp)가 인가되는 횟수를 카운트한다. 카운트 동작 동안 제1 디코더(534)는 샘플링 신호(Sdem)가 인가된 순간에 복원 신호(Sdem)가 0보다 크면 1을 더하고 0보다 작으면 1을 빼서 변환값에 저장한다. 그리고 제1 디코더(534)는 복원 신호(Sdem)의 다음번 부호 변화시까지 카운트한 결과를 링크 주파수 계산부(523)로부터 수신한 If_value 값 및 tolerance 값과 비교한다.

나중에 발생한 복원 신호(Sdem)의 부호 변화시까지 카운트한 카운트 값 n이 수학식 1을 만족하는 경우, 제1 디코더(534)는 수신된 복원 신호(Sdem)가 아직 링크 주파수에 따른 한 주기를 경과하지 않은 것으로 판단한다. 예를 들어, If_value = 20, tolerance = 2 라고 할 때, n이 10인 경우이다. 제1 디코더(534)는 복원 신호(Sdem)에서 다시 부호가 변할때까지 카운트 동작을 계속하여 샘플링 신호(Ssmp)가 인가될 때마다 n값을 늘려간다. 그리고 제1 디코더(534)는 마찬가지로 변환값도 계속해서 계산한다.

한편, n이 수학식 2를 만족하는 경우, 제1 디코더(534)는 수신된 복원 신호(Sdem)가 링크 주파수에 따른 한 주기가 경과한 것으로 판단한다. 예를 들어, If_value = 20, tolerance = 2 라고 할 때, n이 18 내지 22인 경우이다. 이 경우, 제1 디코더(534)는 동기 신호(sync)를 프리앰블 탐색부(535) 및 제2 디코더(536)에 인가하고, 복원 신호(Sdem)를 제1 신호 또는 제2 신호 중 어느 하나로 변환한다. 이때, 카운트 동작 동안에 계산한 변환값의 절대값을 디코딩 제어부(531)로부터 수신한 기준값과 비교한다. 변환값의 절대값이 기준 신호(one_cond)에 의하여 수신한 기준값보다 작은 경우 복원 신호(Sdem)를 제1 신호로 변환하고, 변환값의 절대값이 기준값 이상인 경우에는 제2 신호로 변환한다.

그리고 제1 디코더(Sdem)는 카운트 값 및 변환값을 초기화하여 다시 카운트 동작 및 변환값의 계산 동작을 반복한다.

한편, 경우에 따라서 n이 수학식 3을 만족하는 경우도 발생한다. 제1 디코더(534)는 이 경우 복원 신호(Sdem)를 제3 신호로 변환한다.

이하, 제1 디코더(534)의 디코딩 동작에 대하여 도 12 내지 도 15를 참조하여 자세히 설명하도록 한다.

도 12 및 도 13은 본 발명의 일 실시 예에 따른 제1 디코더(534)의 신호 변환 방법을 설명하기 위한 도면으로 복원 신호(Sdem)가 FM0(TRext=1) 포맷으로 태그에서 인코딩된 경우에 적용할 수 있다. 도 11은 제1 디코더(534)에서 변환되어 출력되는 변환 신호(data)를 나타내며, 도 12는 제1 디코더(534)에 입력되는 복원 신호(Sdem)를 나타낸다.

도 12를 참조하면, 디코딩 포맷이 FM0(TRext=1)인 경우에 출력할 수 있는 신호들이 (1) 내지 (5)에 나타나있다(도 4 참조). (1) 및 (2)는 제1 디코더(534)가 복원 신호(Sdem)를 제1 신호로 변환한 경우이다. 제1 신호는 링크 주파수에 따른 한 주기 동안 복원 신호(Sdem)에 부호 변화가 2번 발생한 경우이며, 그 크기가 0에서 1 또는 1에서 0으로 변한다. (3) 및 (4)는 제1 디코더(534)가 복원 신호(Sdem)를 제2 신호로 변환한 경우이다. 제2 신호는 링크 주파수에 따른 한 주기 동안 복원 신호(Sdem)에 부호 변화가 1번 발생한 경우이며, 그 크기가 변하지 않는다. (5)는 제1 디코더(534)가 복원 신호(Sdem)를 제3 신호로 변환한 경우이다. 제3 신호는 링크 주파수에 따른 두 주기 동안 복원 신호(Sdem)에 부호 변화가 2번 발생하며, 도 4와 같이 FM0의 0 및 V 값이 연속해서 발생하는 경우에 해당한다.

도 13은 리더(1)에 수신되는 실제 신호를 나타내는 파형이며, 이를 참조하여 제1 디코더(534)의 디코딩 동작에 대하여 다시 설명한다. 가로 축은 시간을 나타내며, 세로 축은 복원 신호(Sdem)의 크기를 나타낸다. 또한 가로 축의 매 눈금은 샘플링 신호(Ssmp)가 인가된 시점을 의미한다. If_value = 10, tolerance = 2, 기준값 = 2 라고 가정하도록 한다.

도 13을 참조하면, t0에서 복원 신호(Sdem)의 부호가 변하였다. 제1 디코더(534)는 다음 부호 변화가 발생하는 t1까지 카운트 동작 및 변환값 계산을 수행한다. t1에서의 카운트 값은 5가 된다. t0~t1 구간에서 샘플링 신호(Ssmp)가 인가될 때의 복원 신호(Sdem)는 모두 0보다 크므로 변환값은 4이다. 카운트 값이 If_value - tolerance 인 8 보다 작으므로 제1 디코더(534)는 카운트 동작 및 변환값 계산 동작을 계속해서 이어나간다.

그리고 제1 디코더(534)는 복원 신호(Sdem)의 다음번 부호 변화 시점인 t2에서 다시 카운트 값을 수학식 1 내지 수학식 3의 조건들과 비교한다. t2에서 카운트 값은 10이므로 수학식 2를 만족시킨다. 그리고 변환값은 t1~t2 구간에서 -4이므로 t0~t2에서의 변환값은 0이 된다. 따라서 제1 디코더(534)는 t0~t2 구간의 복원 신호(Sdem)를 도 12의 (1)과 같은 제1 신호로 변환하여 출력한다.

t2에서 복원 신호(Sdem)의 부호 변화가 발생하면 제1 디코더(534)는 카운트 동작 및 변환값 계산 동작을 다시 시작한다. t2~t3구간에서는 카운트 값은 10이며, 변환값은 9이다. 제1 디코더(534)는 t3에서 카운트 값을 수학식 1 내지 수학식 3의 조건들과 비교한다. 카운트 값이 수학식 2를 만족시킨다. 그리고 변환값의 절대값은 기준값 이상이다. 따라서 제1 디코더(534)는 t2~t3 구간의 복원 신호(Sdem)를 도 12의 (3)과 같은 제2 신호로 변환하여 출력한다.

마찬가지 방식으로 t3~t6 구간의 복원 신호(Sdem)도 제1 신호 또는 제2 신호로 변환한다.

한편, t6에서 복원 신호(Sdem)의 부호 변화에 의하여 제1 디코더(534)가 카운트 동작 및 변환값 계산 동작을 다시 시작하면, t7에서의 카운트 값이 5가 되어 제1 디코더(534)는 카운트 동작 및 변환값 계산 동작을 계속해서 이어나간다. 그러나 t8에서 복원 신호(Sdem)의 부호 변화가 다시 발생하였을 때, 카운트 값은 20이 되고, 변환값은 -10이 된다. 카운트 값이 수학식 3을 만족하므로 제1 디코더(534)는 복원 신호(Sdem)를 제1 신호 및 제3 신호로 변환하여 출력한다.

도 14 및 도 15는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 제1 디코더(534)의 신호 변환 방법을 설명하기 위한 도면으로 복원 신호(Sdem)가 Miller-2/4/8 포맷으로 태그에서 인코딩된 경우에 적용할 수 있다. 도 14는 제1 디코더(534)에서 변환되어 출력되는 변환 신호(data)를 나타내며, 도 15는 제1 디코더(534)에 입력되는 복원 신호(Sdem)를 나타낸다.

도 14를 참조하면, 디코딩 포맷이 Miller-2/4/8인 경우에 출력할 수 있는 신호들이 (1) 내지 (5)에 나타나있다(도 5 참조). (1) 및 (2)는 제1 디코더(534)가 복원 신호(Sdem)를 제1 신호로 변환한 경우이다. 제1 신호는 링크 주파수에 따른 한 주기 동안 복원 신호(Sdem)에 부호 변화가 2번 발생한 경우이며, 그 크기가 0에서 1 또는 1에서 0으로 변한다. (3) 및 (4)는 제1 디코더(534)가 복원 신호(Sdem)를 제2 신호로 변환한 경우이다. 제2 신호는 링크 주파수에 따른 한 주기 동안 복원 신호(Sdem)에 부호 변화가 1번 발생한 경우이며, 그 크기가 변하지 않는다. (5)는 제1 디코더(534)가 복원 신호(Sdem)를 제3 신호로 변환한 경우이다. 제3 신호는 링크 주파수에 따른 1.5 주기 동안 복원 신호(Sdem)에 부호 변화가 2번 발생하며, Miller-2/4/8 포맷의 홀수 번째 1 값에서 위상 변화가 발생하는 경우에 해당한다.

도 15는 리더(1)에 수신되는 실제 신호를 나타내는 파형이며, 이를 참조하여 제1 디코더(534)의 디코딩 동작에 대하여 다시 설명한다. 가로 축은 시간을 나타내며, 세로 축은 복원 신호(Sdem)의 크기를 나타낸다. 또한 가로 축의 매 눈금은 샘플링 신호(Ssmp)가 인가된 시점을 의미한다. If_value = 10, tolerance = 2, 기준값 = 2 라고 가정하도록 한다.

도 15의 t9~t15의 디코딩 방법은 도 12의 t0~t6의 디코딩 방법과 동일하므로 설명은 생략한다.

한편, t15에서 복원 신호(Sdem)의 부호 변화에 의하여 제1 디코더(534)가 카운트 동작 및 변환값 계산 동작을 다시 시작하면, t16에서의 카운트 값이 5가 되어 제1 디코더(534)는 카운트 동작 및 변환값 계산 동작을 계속해서 이어나간다. 그러나 t17에서 복원 신호(Sdem)의 부호 변화가 다시 발생하였을 때, 카운트 값은 15가 되고, 변환값은 -5가 된다. 카운트 값이 수학식 3을 만족하므로 제1 디코더(534)는 복원 신호(Sdem)를 도 15의 (10)과 같은 제3 신호로 변환하여 출력한다.

한편, Type B의 경우 도 6과 같이 리턴 프리앰블(RET PREAMBLE) 구간에서 00000/10101010101010/1000/11/011/0001/의 순서로 태그에서 인코딩된 신호가 태그로부터 리더(1)로 전송된다. (/는 설명의 편의를 위하여 삽입한 것이다. 두 번째 구간에 '10'의 펄스가 반복되는 구간에서 링크 주파수를 계산한다.) 그리고 뒤이은 구간에서는 태그에서 FM0 포맷으로 인코딩된 신호가 태그로부터 리더(1)로 전송된다. Type B의 경우에도 도 12 내지 도 15에서와 마찬가지로 카운트 동작 및 변환값 계산 동작을 통하여 복원 신호(Sdem)를 제1 신호 내지 제3 신호로 변환한다. 여기서, Type B의 경우, 상기 표기한 리턴 프리앰블(RET PREAMBLE)의 신호열 중에서 세 번째 구간의 '1000', 다섯 번째 구간의 '011', 및 여섯 번째 구간의 '0001'이 수학식 1 및 수학식 2를 만족시키지 못하므로 이들 구간의 신호를 제3 신호로 변환할 수 있다. 다만, 상기 세 가지 경우를 구분하기 위한 추가적인 조건들을 부가하여야 함은 당업자라면 자명하게 알 수 있을 것이다.

도 12 내지 도 15를 통하여 제1 디코더(534)의 동작에 대하여 살펴보았다. 본 실시 예에서는 기본적으로 링크 주파수 한 주기를 기준으로 복원 신호(Sdem)를 제1 신호 내지 제3 신호로 변환하는 방법에 대하여 설명하였으나, 이는 예시적인 것으로 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 복원 신호(Sdem)의 부호 변화와 무관하게 링크 주파수의 반 주기마다 복원 신호(Sdem)의 부호를 판단하고, 복원 신호(Sdem)를 0 또는 1로 변환할 수도 있을 것이다.

-프리앰블 탐색부(535)의 구성 및 동작-

프리앰블 탐색부(535)는 제1 디코더(534)에 의하여 제1 신호 내지 제3 신호 중 어느 하나로 변환된 신호 열, 즉 변환 신호(data)(0 또는 1로 이루어진 신호 열)를 수신하고, 수신한 변환 신호(data)로부터 프리앰블 구간을 탐색한다. 또한 프리앰블 탐색부(535)는 제1 디코더(534)로부터 동기 신호(sync)를 수신하며, 디코딩 제어부(531)로부터 디코딩 포맷을 나타내는 모드 신호(mode)를 수신한다. 프리앰블 탐색부(535)는 모드 신호(mode)에 의하여 결정된 디코딩 포맷에 해당하는 프리앰블 구간을 변환 신호(data)로부터 탐색하며, 탐색 결과를 제2 디코더(536)에 전송한다.

-제2 디코더(536)의 구성 및 동작-

제2 디코더(536)는 제1 디코더(534)로부터 변환 신호(data)를 수신하고, 수신한 변환 신호(data)를 최종적으로 디코딩한다. 제2 디코더(536)에서 수행하는 디코딩 포맷은 디코딩 제어부(531)로부터 수신한 모드 신호(mode)에 의하여 결정된다. 즉, 제2 디코더(536)는 디코딩 제어부(531)로부터 수신한 모드 신호에 따라서 Type C의 FM0(TRext=1), Miller-2/4/8 포맷들 중 어느 하나의 포맷 또는 Type B의 FM0 포맷으로 수신한 신호를 디코딩한다.

상기와 같이, 본 실시 예에 따른 RFID 리더(1)는 태그로부터 수신한 신호로부터 링크 주파수를 직접 계산할 수 있으며, 계산한 링크 주파수에 기초하여 태그와 통신을 수행한다. 이로 인하여 소프트웨어에 의하여 다양한 링크 주파수에 적용 가능한 RFID 시스템을 제공할 수 있게 된다.

이상에서 언급된 본 실시 예 및 그 변형 예들에 따른 제어방법을 RFID 리더(1)에서 실행시키기 위한 알고리즘 등의 프로그램은 기록매체에 저장될 수 있다. 여기서 기록매체라 함은, 반도체 기록매체(예를 들어, 주문형 반도체(ASIC: Applicant Specific Integrated Circuit), 플래시 메모리(Flash memory) 등)를 사용할 수 있다.

본 발명은 도면에 도시된 실시 예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 다른 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.

1 리더 10 안테나
20 서큘레이터 30 LNA
31a, 31b 하향 믹서 32a, 32b 아날로그 회로부
321a, 321b 필터 322a, 322b 증폭부
33a, 33b ADC 40 발진부
41 위상 천이기 50 제어부
51a, 51b 디지털 필터 52 위상 복원기
53 채널 디코더 54 샘플링 신호 발생부
55 주 제어부 56 인코더
57 디지털 변조기 60 데이터 처리부
71 DAC 72, 74 증폭부
73 상향 믹서 531 디코딩 제어부
532 노이즈 판단부 533 링크 주파수 계산부
534 제1 디코더 535 프리앰블 탐색부
536 제2 디코더 5331 부호 판단부
5332 카운터 5333 평균값 계산부
5334 주파수 계산부

Claims

태그로부터 수신한 신호 및 샘플링 신호를 사용하여 백스캐터 링크 주파수(BLF)를 계산하는 링크 주파수 계산부;
상기 태그로부터 수신한 신호를 0 및/또는 1로 이루어지는 제1 신호 또는 상기 제1 신호와 상이한 값을 갖는 제2 신호로 변환하는 제1 디코더;
상기 제1 디코더에서 변환된 신호를 디코딩하는데 사용되는 포맷을 나타내는 모드 신호를 출력하는 디코딩 제어부; 및
상기 모드 신호에 따라서 상기 변환된 신호를 디코딩하는 제2 디코더;를 포함하는 RFID 리더.
제1항에 있어서,
상기 링크 주파수 계산부는,
상기 태그로부터 수신한 신호의 부호 변화를 판단하는 부호 판단부;
상기 태그로부터 수신한 신호의 부호 변화가 없는 동안에, 상기 샘플링 신호가 인가된 횟수를 카운트하는 카운터; 및
상기 카운트 횟수에 기초하여 상기 백스캐터 링크 주파수를 계산하는 주파수 계산부;를 포함하는 RFID 리더.
제2항에 있어서,
상기 링크 주파수 계산부는,
상기 카운터에서 카운트한 횟수들의 평균값을 계산하는 평균값 계산부;를 더 포함하며,
상기 주파수 계산부는 상기 평균값을 사용하여 상기 백스캐터 링크 주파수를 계산하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더.
제3항에 있어서,
상기 주파수 계산부는,
상기 계산한 백스캐터 링크 주파수에 기초하여 공차를 계산하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더.
제4항에 있어서,
상기 제1 디코더는,
상기 태그로부터 수신한 신호의 부호 변경 시점부터 다음 부호 변경 시점 사이에 상기 샘플링 신호가 인가된 횟수 n을 카운트하고,
상기 카운트 동작 동안 상기 샘플링 신호가 인가된 시점에서 상기 태그로부터 수신한 신호가 0보다 크면 1을 더하고 상기 태그로부터 수신한 신호가 0보다 작으면 1을 뺀 값인 변환값을 계산하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더.
제5항에 있어서,
상기 제1 디코더는,
상기 제어부로부터 상기 태그로부터 수신한 신호의 변환 기준이 되는 기준값을 수신하고,
상기 n값이, (상기 백스캐터 링크 주파수-상기 공차) ≤ n ≤ (상기 백스캐터 링크 주파수+상기 공차)를 만족시킬 때,
상기 변환값이 상기 기준값 미만인 경우 상기 태그로부터 수신한 신호를 상기 제1 신호로 변환하고,
상기 변환값이 상기 기준값 이상인 경우 상기 태그로부터 수신한 신호를 상기 제2 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더.
제5항에 있어서,
상기 제1 디코더는,
상기 n값이, (상기 백스캐터 링크 주파수-상기 공차) ＞ n을 만족시킬 때,
상기 태그로부터 수신한 신호의 부호가 다시 변할때 까지 상기 샘플링 신호가 인가된 횟수를 계속해서 카운트하고,
상기 카운트 동작 동안 상기 변환값을 계속해서 계산하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더.
제1항에 있어서,
상기 제1 디코더는,
상기 제1 신호 및 상기 제2 신호와 상이한 값을 갖는 제3 신호를 더 포함하여 상기 태그로부터 수신한 신호를 상기 제1 신호, 상기 제2 신호 또는 상기 제3 신호 중 어느 하나로 변환하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더.
제1항에 있어서,
상기 태그로부터 수신한 신호로부터 노이즈와 상기 태그에서 인코딩된 신호를 구분하는 노이즈 판단부;를 더 포함하는 RFID 리더.
제9항에 있어서,
상기 제1 디코더는 상기 태그에서 인코딩된 신호를 상기 제1 신호 또는 상기 제2 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더.
제9항에 있어서,
상기 태그에서 인코딩된 신호들 중에서 프리앰블 구간을 탐색하는 프리앰블(Preamble) 탐색부;를 더 포함하는 RFID 리더.
제1항에 있어서,
상기 RFID 리더는,
상기 링크 주파수 계산부에서 계산한 백스캐터 링크 주파수에 기초하여 태그와의 통신을 수행하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더.
태그로부터 수신한 신호로부터 백스캐터 링크 주파수(BLF)를 계산하는 링크 주파수 계산 단계;
상기 태그로부터 수신한 신호를 0 및/또는 1로 이루어지는 제1 신호 또는 상기 제1 신호와 상이한 값을 갖는 제2 신호로 변환하는 제1 디코딩 단계;
상기 변환된 신호를 디코딩하는데 사용되는 포맷을 결정하는 디코딩 포맷 결정 단계; 및
상기 결정된 포맷에 따라서 상기 변환된 신호를 디코딩하는 제2 디코딩 단계;를 포함하는 RFID 리더의 제어방법.
제13항에 있어서,
상기 링크 주파수 계산 단계는,
상기 태그로부터 수신한 신호의 부호 변화를 판단하는 단계;
상기 태그로부터 수신한 신호의 부호 변화가 없는 동안에, 샘플링 신호가 인가된 횟수를 계산하는 단계; 및
상기 계산한 횟수에 기초하여 백스캐터 링크 주파수를 계산하는 단계;를 포함하는 RFID 리더의 제어방법.
제14항에 있어서,
상기 링크 주파수 계산 단계는,
상기 샘플링 신호가 인가된 횟수의 계산을 미리 설정된 횟수만큼 반복하고,
상기 계산한 복수의 샘플링 신호의 인가 횟수를 사용하여 평균값을 계산하고,
상기 평균값을 사용하여 백스캐터 링크 주파수를 계산하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더의 제어방법.
제13항에 있어서,
상기 태그로부터 수신한 신호로부터 노이즈와 상기 태그에서 인코딩된 신호를 구분하는 노이즈 판단 단계;를 더 포함하는 RFID 리더의 제어방법.
제16항에 있어서,
상기 제1 디코딩 단계는 상기 태그에서 인코딩된 신호를 상기 제1 신호 또는 상기 제2 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더의 제어방법.
제16항에 있어서,
상기 태그에서 인코딩된 신호들 중에서 프리앰블 구간을 탐색하는 프리앰블(Preamble) 탐색 단계;를 더 포함하는 RFID 리더의 제어방법.
샘플링 펄스를 생성하는 샘플링 신호 생성부;
태그로부터 수신한 신호에 포함된 프리앰블 구간 내에서 일정 구간 동안 반복되는 펄스 및 상기 샘플링 펄스를 사용하여 백스캐터 링크 주파수를 계산하는 링크 주파수 계산부; 및
상기 계산한 백스캐터 링크 주파수에 따라서 상기 태그로부터 수신하는 신호를 디코딩하는 디코딩 제어부;를 포함하는 RFID 리더.
제19항에 있어서,
상기 링크 주파수 계산부는,
상기 일정 구간 동안 반복되는 펄스의 펄스 폭 내에 상기 샘플링 펄스가 인가되는 횟수를 카운트하여 상기 백스캐터 링크 주파수를 계산하는 것을 특징으로 하는 RFID 리더.