KR101684277B1 - 스퓨리어스 신호를 감소시키도록 선택된 스위칭 주파수에서의 전압 조정기 및 그 제어방법 - Google Patents

Abstract

무선 트랜스시버의 방법 및 장치를 위한 실시예들이 개시된다. 일 실시예에 있어서, 무선 랜스시버는 전력증폭기를 포함하는 송신 체인을 포함한다. 상기 무선트랜스시버는 미리 정의되어 있는 다중 채널들 중의 적어도 하나에 대해 무선 신호들을 수신하도록 동조 가능하게 구성된 수신 체인을 포함한다. 또한, 무선 트랜스시버는 상기 전력증폭기에 공급전압을 제공하고, 단일 스위칭 주파수에서 동작하는 전압 컨버터를 포함하고, 상기 단일 스위칭 주파수와 그것의 모든 고조파들은 상기 복수의 채널들에 포함되지 않는다.

Description

스퓨리어스 신호를 감소시키도록 선택된 스위칭 주파수에서의 전압 조정기 및 그 제어방법{OPERATING A VOLTAGE REGULATOR AT A SWITCHING FREQUENCY SELECTED TO REDUCE SPURIOUS SIGNALS}

본 발명의 개시된 실시예들은 일반적으로 전력 변환에 관한 것으로서, 더 상세하게는, 스퓨리어스 신호(spurious signals)의 레벨을 완화하는 스위칭 주파수에서 전압 조정기(voltage regulator)를 동작하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

이동통신용 셀룰러 핸드셋(mobile cellular handset)들이나 그와 유사한 장치들에 있어 사용되는 것들과 같은 무선통신 장치들은 상대적으로 좁은 대역폭을 갖는 매우 약한 신호들을 수신할 수 있어야만 하며, 따라서 그의 주파수가 원하는 수신된 채널 내에 존재하는 임의의 종류의 주기적인 방해 신호들(periodic disturbance)에 민감하게 된다. 외부의 간섭 소스에 부가하여, 대부분의 무선장치들은 내부 주파수 발생기들을 구비하고 있다. 이러한 내부 발생기들은 전송될 신호들을 발생하기 위해, 그리고 수신된 주파수를 더 편리한 더 낮은 주파수(중간주파수 또는 IF)로 변환하기 위해 사용되는 국부 발진기(local osciilator)들을 포함하고 있다. 가장 최근의 무선장치들은 디지털 회로들을 포함하고 있는데, 이들의 동작은 하나 또는 다수의 클록 발진기들에 의해 동기화된다. 부가적으로, 많은 경우, 무선장치들 내부의 회로는 주 전원공급장치(들)(또는 배터리)와는 다른 DC 공급전압들을 필요로 하며, 변환과 조절을 필요로 한다. DC-DC 변환은 종종 스위치 모드 컨버터들에 의해 수행되는데, 이들은 선형 레귤레이터와 비교해 월등한 효율과 다른 장점들을 제공한다. 그러나, 스위치 모드 컨버터들은 그의 내부 동작을 통해서, 그리고 그들이 부하에 전달하는 전압에서 상응하는 주기적 변동(리플)을 부과함을 통해서, 주기적인 신호들을 발생할 수 있는데, 이것은 또한 내부 간섭의 소스를 나타낼 수 있다.

원치 않는 주기적인 신호들은 일반적으로 스퓨리어스(spurious) 신호들 또는 스퍼(spur)라고 지칭된다. 내부 발진기는 두 개의 기본적인 메커니즘을 통해서 그의 동작주파수에서뿐만 아니라 다른 주파수들에서도 이러한 스퍼 신호들을 발생할 수도 있다. 그 첫 번째 메커니즘은 기본주파수(fundamental frequency)의 고조파(harmonics)의 생성이다. 고조파는 그것이 사인파형(sinusoidal)이 아닐지라도 소스 신호에 존재할 수도 있다. 예를 들면, 스위치 모드 컨버터에 있어 타이밍 제어를 위한 기준신호로서 구형파(square wave)가 사용될 수도 있다. 구형파들은 기본 주파수에서의 신호에 더하여 그것의 고조파 승수에 역비례 관계로 감소하는, 홀수(odd) 고조파에서의 신호들로 이루어진다. 내부적으로, 스위치 모드 컨버터는 종종 그것의 스위치 상태를 제어하기 위해 톱니형 램프(sawtooth ramp)를 활용하는데, 이는 짝수와 홀수 모두의 고조파를 갖는 유사한 스펙트럼을 만들어낸다. 마지막으로, 예를 들어 벅 컨버터(buck converter)의 출력 파형은 삼각파형인데, 그의 경사도가 출력 인덕터 및 캐패시터에 의해 조절되는 증가 및 감소하는 교류전류를 제공하게 되어, 그러한 파형은 그 진폭이 고조파 승수의 제곱과 함께 감소하는 홀수(odd) 고조파를 포함한다.

소스 신호에 존재하는 고조파에 부가하여, 제한 프로세스 또는 혼합 프로세스와 같은 임의의 비선형 회로 응답은 입력신호의 부가적인 고조파를 생성할 수 있다. 마지막으로, 비선형 프로세스는 상이한 주파수에서 두 개의 신호들을 함께 혼합할 수 있는데, 이는 이론적으로는 하기의 형태의 모든 주파수들에서의 주파수 성분들을 갖는 신호로 귀착된다:

여기서, f _spur 는 스퓨리어스 신호 주파수이고, n 및 m 은 정수(음수일 수도 있음)이고, 그리고 f ₁ and f ₂ 는 비선형 믹싱 프로세스에 참여하는 두 개의 신호들의 주파수이다. 전형적인 방법에 대한 논의는 정수 고조파에 대해 초점이 주로 맞춰져 있기는 하지만, 비-정수 고조파도 또한 특별한 경우에 가능하다. 예를 들면, DC-DC 스위치 모드 컨버터들은 그들의 더 높거나 낮은 듀티 사이클 한계 근처에서, 또는 간섭신호(interferer)들이 제어회로에 입력될 때, 부-고조파 발진을 나타낼 수도 있다. 부-고조파 발진을 피하기 위해, 상당한 예방조치들이 설계상으로 그리고 작동시 선행될 수도 있으며, 또는 후술하는 방법에 있어서 그들의 존재가 고려될 수도 있다.

스퓨리어스 신호들은 두 개의 일반적인 부류의 해로운 효과들을 갖는다. 첫 번째의 그리고 가장 보편적인 중요한 것은 수신기의 감도저하(desensitization)이다. 수신기가 동조 되어 있는 주파수에서의 스퓨리어스 신호는 원하는 신호를 인식하고 디코딩하는 능력을 훼손할 수도 있다. 극도로 작은 스퓨리어스 신호가 문제를 야기할 수도 있다. 예를 들어, 감도가 열잡음에 의해 제한되는 WCDMA 수신기가 있다고 가정해보자. 그의 신호대역폭은 약 3.8MHz 이고, 실온에서 수신기에 입력되는 열잡음은 약 -174 dBm/Hz + 66 dB ∼ -108 dBm 이다. 만일 수신기의 잡음수치가 8dB라면, 수신기 채널에서의 잡음 바닥(floor)은 약 -100 dBm (즉, 10^-13 Watts)이다. -100 dBm 을 넘는 임의의 스퓨리어스 신호는 수신기의 감도를 저하시키게 될 것이다. 수신된 신호가 더 낮은 중간주파수(IF)로 변환되는 수퍼헤터로다인(superheterodyne) 수신기에 있어서, 변환된 주파수에 존재하는 스퓨리어스 신호들은 상기한 원하는 주파수를 간섭할 수도 있다. 변환 전의 신호에 약간의 이득이 통상적으로 인가되었기 때문에 IF 신호 레벨은 RF 신호보다 더 높지만, IF 주파수들은 RF 주파수보다 더 낮고, 이에 따라 국부 신호들의 고조파로부터의 간섭에 더 민감하게 된다.

두 번째 부류, 즉 송수신기로서 작용하는 무선장치들의 부류에 대하여 문제는 전송된 신호에 영향을 주는 스퍼 신호로부터 발생한다. 의도된 전송 채널 바깥에 있는 스퓨리어스 전송 신호들은 원하는 신호들을 수신하기 위한 인접 무선장치들의 능력을 간섭할 수도 있어서, 종종 조절의 필요조건에 종속되기도 한다. 의도된 채널 내에서의 스퓨리어스 전송 신호들은, 에러 벡터 크기(전송된 신호의 실제적인 위상 및 크기와 의도된 것 사이의 차이), 캐리어 피드스루(feedthrough), 또는 신호 충실도(fidelity)의 다른 측정치들에 의해 측정되는 바와 같이, 전송 신호의 품질을 떨어뜨릴 수도 있다. 저하된 신호 품질은 높은 링크 오류율과 저하된 성능을 초래한다.

전통적으로, 무선장치들에서 사용되는 DC-DC 컨버터들은 수십 kHz 내지 수 MHz의 스위칭 주파수에서 동작하였다. 그 결과 스퓨리어스 고조파는 수십 내지 수백 MHz까지 확장되고 IF 체인 내에서 특별한 관심의 대상인데, 여기서 원하는 채널은 고조파 주파수에 위치할 수도 있다. 캐리어와 혼합될 때, 송신전력 증폭기에 DC 전력을 공급하기 위해 스위칭 레귤레이터가 사용될 경우 남아 있는 비선형성(non-linearity) 때문에 발생할 수도 있는 것과 같이, 캐리어 주파수 근처에서 다수의 스퍼(spur) 신호들이 생성될 수가 있다. 스위치-모드 컨버터들로 인한 스퍼를 최소화하기 위한 다양한 해결 방법들이 당해 기술분야에서 알려져 있다. 컨버터 출력 리플은 출력 리플을 부분적으로 또는 완전히 제거하도록 구성된 서로 다른 위상 관계로써 동작하는 다수의 변환 블록들을 사용하여 줄일 수 있다. 출력 리플은 스위치-모드 레귤레이터와 분기형(shunt)으로 구성된 보조형 선형 레귤레이터를 이용해 감소 될 수도 있다. 스위치-모드 레귤레이터로부터 초래하는 스퍼 신호들의 영향은 관심대상 채널보다 더 넓은 채널에 걸쳐 스퓨리어스 출력이 펼쳐지도록 다양한 방식으로 스위칭 주파수를 변경함으로써 감소 될 수도 있다. 마지막으로, 스위치-모드 컨버터의 그것과 같은 로컬 클록들의 주파수는 원하는 채널들을 피하기 위해 의도적으로 그리고 다이내믹하게 변화될 수 있다.

스위칭 주파수의 증가는 외부 구성요소들의 크기와 비용의 감소 및 더 빠른 순시 응답을 포함하여 스위치-모드 컨버터에 대한 수많은 잠재적인 장점들을 제공한다. 최근의 발전으로 인해 수십 내지 수백 MHz의 스위칭 주파수들에까지 이르르게 되었는데, 이것은 2009년 12월 23일자로 "Stcked NMOS DC-to-DC Power Conversion"이라는 명칭으로 출원된, 동시 계류중인 미국특허출원번호 제12/646,213호에 기술된 바와 같으며, 이 출원의 내용은 참고로 여기에 통합된다. 그러나, 스위칭 주파수가 증가할 때 결과적인 스퓨리어스 신호들에 상당한 주의를 기울어야만 한다. 고조파 주파수들은 기본신호의 증가에 비례하여 증가하고 수 GHz까지 확장될 수 있어서, 이들은 단지 IF 채널 내에서보다는 차라리 원하는 수신 채널 내에 직접 존재할 가능성이 더 많다. 송신 및 수신 동시 기능을 갖는 주파수분할 듀플렉스(frequency-division duplexed: FDD) 무선장치들에 있어서, 스위치-모드 컨버터가 RF 전력 증폭기를 제공하는 경우의 특히 중요한 CDMA 및 WCDMA 셀룰러 핸드셋들에 대한 표준 동작절차, 즉 캐리어 주파수와의 혼합적(mixing product)은 페어형(paired) 수신 채널 상에 존재할 수도 있다. 이것이 발생할 때, 사용중인 현재의 무선 채널에 관계없이 감도저하(desensitization)가 초래될 것인데, 그 이유는 캐리어와의 혼합적 및 페어형 수신 채널은 주파수를 바꿈에 따라 캐리어로부터의 일정한 오프셋을 양자가 유지할 것이기 때문이다. 고주파수 컨버터를 위한 스위칭 주파수 선택의 중요성이 인식되어 왔으나, 이것은 송신 대역 내에서의 고조파를 피하는 것의 관점에서만 그렇다. 높은 스위칭 주파수의 이점이 구현될 수 있도록 스퓨리어스 신호들의 해로운 효과를 최소화하기 위한 더 완전하고 체계적인 해결방법이 요구되고 있다.

전압조정기를 이용하는 트랜스시버의 수신 및/또는 송신 신호들의 스퓨리어스 신호 열화(degradation)를 소망하는 레벨로 제공하는 스위칭 주파수에서 전압 조정기(voltage regulator)의 스위칭을 동작시키기 위한 방법 및 장치를 구현함이 바람직하다.

본 발명의 일 실시예는 무선 트랜스시버(송수신기)를 포함한다. 상기 무선 트랜스시버는 전력증폭기를 포함하는 송신 체인을 포함한다. 상기 무선 트랜스시버는 미리 정의되어 있는 다중 수신 채널들 중의 적어도 하나에 대해 무선 신호를 수신하도록 동조 가능한 수신기 체인을 부가적으로 포함한다. 더욱이, 상기 무선 트랜스시버는 전압 컨버터를 포함한다. 상기 전압 컨버터는 공급전압을 전력증폭기에 제공하고, 그리고 단일 스위칭 주파수에서 동작하는데, 여기서 상기 단일한 스위칭 주파수와 그것의 모든 고조파들은 상기 다중 채널들 바깥에 존재한다.

본 발명의 또 다른 실시예는 무선 트랜스시버를 포함한다. 상기 무선 트랜스시버는 전력증폭기를 포함하는 송신 체인을 포함한다. 상기 무선 트랜스시버는 다중 수신 채널들 중의 적어도 하나에 대해 무선 신호를 수신하도록 동조 가능한 수신기 체인을 부가적으로 포함하며, 상기 다중 수신 채널들은 미리 정의되어 있고 각각의 다중 수신 채널은 임의의 시점에서 페어형(paired) 채널이다. 더욱이, 상기 무선 트랜스시버는 전압 컨버터를 포함한다. 상기 전압 컨버터는 공급전압을 전력증폭기에 제공하며, 그리고 단일 스위칭 주파수에서 동작하는데, 여기서 송신기 캐리어 주파수들과 상기 단일 스위칭 주파수 사이의 혼합적(mixing product) 및 상기 단일 스위칭 주파수의 고조파는 페어형 수신 채널들 바깥에 위치한다.

본 발명의 또 다른 실시예는 전압 조정기를 포함한다. 상기 전압 조정기는 입력 전압과 출력 전압 사이에 접속된 스위치 요소들을 포함한다. 상기 출력 전압은 에너지 저장 요소의 이용을 통해서 그리고 단일 스위칭 주파수에서의 스위치 요소들의 개폐 제어를 통해서 발생 된다. 무선장치를 위한 전력 증폭기 공급 전압은 출력 전압에 기초하여 발생 된다. 상기 단일 스위칭 주파수 및 그것의 모든 고조파들은 무선 장치의 미리 정의된 다중 수신 채널들 바깥에 존재한다.

개시된 실시예들의 다른 측면들 및 여러 장점들은 개시된 실시예들의 개념들을 예시적으로 보여주는 첨부한 도면들과 결부하여 후술하는 상세한 설명으로부터 명백하게 이해될 것이다.

도 1은 스위칭 전압 조정기의 동작 주파수를 선택하는 방법의 일례에 대한 과정들을 포함하는 흐름도이다.
도 2는 개시된 실시예들이 동작 가능한 트랜스시버의 예를 나타낸다.
도 3은 개시된 실시예들의 적어도 일부에 따른 무선 신호들을 송수신하는 방법의 일례에 대한 과정들을 포함하는 흐름도이다.
도 4는 관심 대상의 전형적인 주파수 대역들을 포함하는 테이블이다.
도 5는 78MHz 상향링크 전송 대역의 임의로 선택된 스위칭 주파수에 대한 고조파 테스트의 일례를 포함하는 테이블이다.
도 6은 스위칭 주파수의 함수로서 상향링크 대역들에 있어서의 고조파의 일례를 나타내는 구성도이다.
도 7은 스위칭 주파수의 함수로서 하향링크 대역들에 있어서의 고조파의 일례를 나타내는 구성도이다.
도 8은 스위칭 주파수의 함수로서 상향링크 또는 하향링크 대역들에 있어서의 고조파의 일례를 나타내는 구성도이다.
도 9는 송신 또는 수신 대역들에 스위칭 주파수의 어떤 고조파들도 존재하지 않을 경우에 주파수 범위를 나타내는 테이블이다.
도 10은 스위칭 주파수 범위와 페어 채널들에 대한 해당하는 영향의 예들을 보여주는 테이블이다.
도 11은 송신 또는 수신 대역들에 있어서 어떤 고조파도 갖지 않는 스위칭 주파수들의 예들을 나타내는 테이블이다.
도 12는 스위칭 주파수 범위와 송신 대역에 대한 영향의 예들을 나타내는 테이블이다.
도 13은 송신 캐리어 주파수들의 혼합적 및 도 9에서의 범위 표현에 대한 하향링크 수신 대역 내에서 잠재적으로 존재하는 고조파들을 나타내는 테이블이다.
도 14는 주파수 변동과 위상 잡음의 결합 효과가 어떻게 페어형 수신 채널들을 입력하도록 혼합적을 야기할 수 있는지를 묘사하는 주파수 스펙트럼이다.
도 15는 선택된 스위칭 주파수에서 동작하는 스위칭 전압 조정기의 일례를 나타내는 도면이다.

본 발명의 개시된 실시예들은, 예를 들어, 휴대장치들 내에서의 전압 조정기(voltage regulator) 구현의 예들을 제공하고 있다. 전압 조정기들은 일반적으로 전압 조정기의 스위칭 동작으로 인한 휴대장치들의 (송수신) 통과대역(pass-band) 내에서의 스퓨리어스 신호들을 최소화 및/또는 제거하도록 선택된 스위칭 주파수들을 갖는다.

따라서, 본 발명의 실시예는 전압 조정기를 포함하는 무선 트랜스시버(wireless transceiver)를 포함한다. 무선 트랜스시버는 전력증폭기를 포함하는 송신 체인을 포함한다. 또한, 무선 트랜스시버는 미리 정의된 다중 채널들 중의 적어도 하나에 대해 무선 신호들을 수신하도록 동조된 수신기 체인을 포함한다. 전압 컨버터는 공급전압을 전력증폭기에 제공한다. 전압 컨버터는 단일 스위칭 주파수에서 동작하게 되는데, 여기서 단일 스위칭 주파수 및 상기 단일 스위칭 주파수의 모든 고조파들은 상기한 다중 채널들 바깥에 존재한다.

본 발명의 일 실시예에 대해 아래에 도시 및 기술되는 바와 같이, 상기 미리 정의된 다중 채널들은 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에 의해 정의되는 밴드 1, 2, 3, 5, 8 중의 적어도 두 개의 대역들을 포함한다. 특정한 실시에에 대해서는 상기 단일 스위칭 주파수는 90.5 MHz 내지 91.7 MHz의 범위 내에서 선택된다. 또 다른 실시에에 대해서는, 상기 단일 스위칭 주파수는 99.5 MHz 내지 100.2 MHz의 범위 내에서 선택된다.

일 실시예에 대해서는 상기 단일 스위칭 주파수와 트랜스시버의 캐리어 주파수들 간의 혼합적(mixing product)은 페어(paired) 수신 채널들 외부에 존재한다. 특정한 일 실시예에 대해서는 상기 단일 스위칭 주파수는 171 MHz to 173.8 MHz의 범위 내에서 선택된다.

일 실시예에 따르면, 상기 수신 채널들은 송신 채널들과 페어를 이루도록 한다. 즉, 예를 들면, FDD (Frequency Domain Duplex) 시스템에 있어서, 트랜스시버는 하나의 독립된(상이한) 전송 채널과 페어를 형성하는 하나의 수신 채널을 갖는데, 이것은 양방향의 동시적인 무선통신을 가능하게 한다. 일 실시예에 대하여 단일 스위칭 주파수의 고조파는 수신 대역뿐만 아니라 트랜스시버의 송신 대역들의 바깥에 존재한다. 특정한 실시예에 대하여는 단일 스위칭 주파수의 고조파들은 3GPP에 의해 정의된 바와 같은 밴드 1, 2, 3, 5, 8 중의 적어도 두 개의 송신 대역들의 바깥에 존재한다.

일 실시예는 페어형 수신 채널들의 바깥에 존재하는 트랜스시버의 캐리어 주파수들과 단일 스위칭 주파수 간의 혼합적(mixing products)을 포함한다. 특정한 실시예에 대하여, 상기 단일 스위칭 주파수는 255.0 MHz 내지 257.8 MHz.범위 내에서 선택된다. 또 다른 특정한 실시예에 대하여, 상기 단일 스위칭 주파수는 199.0 MHz 내지 200.5 MHz의 범위 내에서 선택된다. .

또 다른 일 실시예는 송신기 캐리어 주파수들과 단일 스위칭 주파수 간의 혼합적 및 상기 단일 스위칭 주파수의 고조파를 포함하는데, 이것은 페어형 수신 채널들의 바깥에 위치한다. 전술한 바와 같이, 특정한 실시예에 대하여, 상기 다중 채널들은 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에 의해 정의된 바와 같이 밴드 1, 2, 3, 5, 8 중의 적어도 두 개의 대역들을 포함한다. 또 다른 실시에에 대해서는, 상기 단일 스위칭 주파수는 33.33 MHz 내지 37.5 MHz 사이에서 동작한다. 또 다른 특정한 실시예에 대해서는 28.33 MHz 내지 30.0 MHz 사이에서 동작한다.

도 1은 스위칭 전압 조정기의 동작 주파수를 선택하는 방법의 일례에 대한 과정들을 포함하는 흐름도이다. 전술한 바와 같이, 실시예들은 무선 휴대장치 내에서 사용되는 전압 조정기를 포함한다. 제1 과정(110)은 관심대상의 무선 휴대장치의 주파수 대역들과 그것들의 특성들을 결정하는 것을 포함한다. 이때, 소정의 장치에서 각각 사용될 수 있는 주파수 또는 소정의 마켓 내에서의 특정한 대역들의 활용과 같은 것을 고려하여 그에 기초한 가능한 우선순위와 함께, 의도하는 애플리케이션에서 사용될 수 있는 모든 주파수 대역들이 고려되어야만 한다. 각각의 주파수 대역 내에서 스퓨리어스 신호의 방출(emission)에 대해 적용 가능한 제한사항들을 밝히는 작업이 필요하다. 방출에 대한 제한사항들은 무선 장치들이 사용될 위치에서의 무선운용에 대한 관할권을 갖는 정부단체들의 규제 사항들로부터 도출될 수도 있다. 방출에 대한 제한은 또한 특정한 통신 프로토콜을 정의하는 표준기구에 의해 설정될 수도 있다. 방출 제한규정이 상이할 경우, 그것이 적용 불가한 것으로 판단되지 않는 한, 가장 엄격한 요구조건이 활용되어야 할 것이다.

관심 대상의 대역들이 일단 설정되고 나면, 먼저 고조파가 검사될 수도 있다(과정 115). 다음 과정(120)에서는 무선 휴대장치의 송신(TX) 대역 내에 위치한 스위칭 주파수의 고조파를 결정하는 것을 포함한다. 과정(125)는 그 무선 휴대장치의 수신(RX) 대역 내에 배치된 스위칭 주파수의 고조파들을 결정하는 것을 포함한다. 이러한 분석은 선호하는 범위의 스위칭 주파수들로 귀착된다(과정 130).

한 장치로부터 방출되거나 소정의 장치 내의 여러 위치들에서의 고조파의 강도는 정확한 장치 구성의 매우 복잡한 함수인 반면, 가능한 고조파 주파수들은 기본 주파수의 간단한 정수 배이다. 부가적으로, 전술한 바와 같이, 어떤 경우들에서는 특정한 신호는 어떤 고조파 주파수들의 부존재(absence) 또는 유사-부존재(near-absence)를 보증하는 특성을 가질 수도 있는데, 예를 들면, 단순한 구형파(square wave)는 홀수 고조파만을 발생한다. 따라서, 고조파들이 관심 대상의 대역들 내에서 가능한지 여부를 기본 주파수들의 각각의 가능한 범위에 대해 설정하는 것은 수월하다. 그러한 고조파들이 가능하지 않은 주파수 대역들은(만일 발견된다면) 스위칭 컨버터에 대한 동작 주파수를 선택하기 위한 첫 번째의 기준을 제공한다.

다음에는 가능한 혼합적(mixing products)에 대해 주의하여야 할 것이다(과정 135). 소정의 장치 또는 시스템 내에 존재하는 모든 주파수들로부터 수많은 혼합적들이 일어날 수도 있지만, 가장 중요한 스퓨리어스 신호들은 아마도 그 시스템에서 가장 강한 신호들로부터 유래할 가능성이 높다. 송신기 또는 트래스시버의 경우, 가장 강한 신호는 전형적으로 송신된 캐리어 신호이다. 이러한 송신된 캐리어의 임의의 원치 않는 다른 주파수와의 혼합 또는 변조는 캐리어 주파수와 원치 않는 신호의 주파수의 합과 차에 배치되는 새로운 스퓨리어스 신호의 방출로 귀착될 것이다.

과정(140)은 무선 휴대장치의 기준구성(reference configuration)을 결정하는 것을 포함한다. 과정(145)는 관심 대상의 주파수 대역들을 결정(리스팅)하는 것을 포함한다. 과정(150)는 페어 수신 채널의 테스팅(혼합적의 결정)하는 것을 포함한다. 과정(155)는 송신 채널을 테스트하는 것을 포함한다. 과정(160)은 수신 채널(페어형 채널로서가 아니라)을 테스트하는 것을 포함할 수도 있다. 과정(165)는 스위칭 주파수의 주파수 변동을 설명하는 동안 변조된 스퍼들을 계속하는 것을 포함한다. 과정(170)은 스위칭 주파수들의 테스트 중인 선호하는 범위들에 기초하여 식별하는 것을 포함한다. 과정(175)는 스퓨리어스 신호들의 진폭의 결정된 최대로 허용된 값들에 기초하여 선호되는 범위들을 조절하는 것을 포함할 수도 있다.

도 2는 개시된 실시예들이 동작 가능한 트랜스시버의 일례를 보여준다. 도시된 바와 같이, 스위치-모드 컨버터(210)(스위치-모드 컨버터의 예가 도 15에 도시됨)는 DC 전력을 제공하기 위해 사용된다. 스위치-모드 컨버터(210)는 스위칭 주파수(Fsw)를 가지며, 또한 스위칭 주파수와 가능한 고조파들에서 약간의 리플 성분을 함유하는 DC 전압을, 송신과 수신이 동시에 일어날 수 있는 이동 셀룰러 핸드셋과 같은 주파수분할 듀플렉스 무선장치의 최종 송신전력 증폭기(220)에 제공한다. 송신된 신호(송신기 230으로부터의)는 최종단계의 증폭을 위해 전력증폭기(220)에 전달된다. 전력증폭기(220)로부터의 출력 신호의 전력은 다중 사용자들로부터의 기지국에서의 수신 전력의 밸런스를 유지하기 위해 CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템에서 사용되는, 예컨대, 의도적인 전력 제어로 인하여 넓은 범위에 걸쳐 변동할 수도 있다. 예를 들어, WCDMA 시스템에서의 출력 전력은 0 dBm(1 mW) 미만으로부터 24 dBm (1/4 Watt)에까지 이를 수도 있다. 주파수 선택은 최대 출력 전력에서 예상되는 스퓨리어스 신호들에 기초하여 이루어진다. 소정의 전력증폭기에 대하여 공급장치로부터의 DC 전력에 존재하는 리플의 크기 및 증폭기의 공칭 출력 전력에 대한 출력 혼합적의 종속성을 특징으로 할 수도 있다.

전력증폭기(220)로부터의 신호는 대역선택 필터(240)를 통해 통과하는데, 이것의 목적은 그 대역 바깥의 혼합적 또는 고조파들을 제거하고 송신 대역에 있는 기본 신호만을 통과시키기 위함이다. 대역 필터(240)는 원하는 신호들에 대한 원치 않는 신호들의 한정 감쇄(finite attenuation)를 갖는데("저지(rejection)"), 예컨대, 수신 대역에서는 40dB 저지가 최근의 송신 대역 필터들에 대해 일반적이다. 송신대역 필터(240)를 통과한 다음에 송신된 신호는 단지 약간만 감쇄되지만, 예를 들어, 수신 대역에 존재하는 임의의 혼합 스퍼 신호는 그 필터의 저지 기능에 의해 감쇄된다.

그 다음, 전송된 스퓨리어스 신호들은 안테나(250)로 전달된다. 안테나(250)는 그의 설계 및 동작 환경에 따라서 송신 및 수신 대역 모두에서 그리고 또한 다른 대역들에서도 송신 및 수신을 수행한다. 따라서 스퓨리어스 신호들이 방출되고 인접 무선장치들에 영향을 미칠 수 있으며, 그리고 방출된 스퓨리어스 신호들은 규제사항 및 표준에 기초한 제한요건들에 민감하게 되는 것으로 예상된다. 덧붙여서, 송신된 신호들은 수신 대역필터(260)와 만나게 된다. 수신 대역 필터는 원하는 수신 신호가 차단되지 않도록 송신 신호를 저지하도록 설계된다. 그러나, 수신 대역 내에서의 스퓨리어스 신호들은 거의 감쇄가 없이 수신 대역 필터를 통과하는 것으로 예상될 수 있으며, 따라서 그들이 원하는 주파수 상에 또는 그 근처에 존재한다면 수신기의 감도를 둔감하게 할 수도 있다. 또한, 트랜스시버는 저잡음 증폭기(270), 수신기(280) 및 베이스밴드 회로부(290)를 포함한다.

현재의 실시에 있어서는 단지 한 쌍의 송신 및 수신 대역이 소정의 시점에서 사용되고 있을지라도, 수많은 상업용 핸드셋들과 관련 장치들에 있어서 상이한 대역들에서 작동하는 다수의 송신기와 수신기들이 함께 배열될 수도 있다는 것을 인식함이 중요하다. 송신 및 수신 대역 필터들(240, 260)은 도 2에서 명료성을 위하여 별개의 구성요소로서 도시되어 있지만, 실제의 구현에서 이들은 전술한 다중 대역들에 대한 다른 필터 구조들과 함께 단일 듀플렉서 또는 멀티플렉서에 일체화될 수도 있다.

참조 구성의 도움으로써, 혼합적이 특정 주파수 범위로 귀결될 것으로 예상되는지의 여부와, 만일 그렇다면, 스퓨리어스 전력 또는 무선 성능에 대해 적용 가능한 제한 내에서 유지하면서 어떤 크기의 DC 공급 리플이 허용 가능한지를 스위칭 주파수들의 각각의 가능한 범위에 대하여 조사하도록 진행할 수도 있다.

스퓨리어스 신호에 대한 가장 큰 민감성, 따라서 가장 크게 요구되는 요건은 스퓨리어스 신호가 수신기의 원하는 주파수 채널 내에 존재할 때 발생하는데, 그 이유는 그러한 경우 어떤 저지도 예상될 수 없고 스퓨리어스 신호가 수신된 신호에 직접 부가되기 때문이다. 전술한 경우에 있어, 송신된 신호들이 신호들의 의도된 수신과 동시에 존재하는 경우, 캐리어와의 혼합적은 수신된 채널에 존재할 수도 있다. 많은 셀룰러 통신 표준에 있어, 원하는 수신 주파수 채널은 공칭 송신 채널로부터 일정한 양만큼 오프셋 되는데, 예를 들면, 미국의 셀룰러 대역(밴드 5)에서 공칭 핸드셋 수신 채널은 송신하기 위해 사용중인 채널에 관계없이 그것의 현재 송신 채널보다 더 높은 45MHz이다. 소정의 시점에서의 특정한 수신 채널은 인접하는 무선장치들에서 사용 중일 수도 있는 다른 수신 채널로부터 그것을 구별하기 위하여 페어형 채널로 지칭된다. 따라서, 페어형 채널이 먼저 검사되고, 그리고 일반적으로 페어형 수신 채널에서의 혼합적에 이르게 될 수도 있는 주파수의 선택은 스퓨리어스 신호 크기에 대한 엄격한 요구 조건들 때문에 배제될 것이다.

송신 대역 내에서의 스퓨리어스 신호들은 다음에 검사된다. 송신 대역 내에서의 신호들은 송신 대역 필터에 의해 현저하게 감쇄되지는 않으며, 대기 중으로 방사될 것이다. 따라서 이들은 규제 및 표준 규제사항들에 민감하다. 혼합 스퍼 신호들이 송신 대역 내에 있는지 여부를 설정하기 위하여 주파수들의 각각의 추천 범위가 검사될 수 있는데, 만일 대역 내에 있다면, 최대로 허용되는 리플 크기가 공급 리플과 혼합적 사이의 측정된 관계와 규제사항들에 기초하여 추정될 수 있다.

원하는 (페어) 채널 내에 존재하지는 않지만, 수신 대역 내에 존재하는 스퓨리어스 신호들이 다음으로 검사된다. 이 경우, 방출된 스퓨리어스 신호들은 송신 대역 필터의 저지에 의해 감소 되어야 하며, 그 결과적인 규제사항들은 덜 엄격하게 될 수 있다.

마지막으로, 스위치 모드 전력 공급기의 주파수의 변동이 설명되어야만 한다. 두 개의 약간 다른 변동의 소스들이 존재한다. 평균 스위칭 주파수는 유니트 별 차이, 공급전압의 변동(예를 들어, 배터리 또는 외부 전력소스), 그리고 주위 및 동작 온도에 있어서의 변동으로 인하여 변할 수 있다. 부가적으로, 임의의 발진기(oscillator)의 주파수는 동작 중 시간에 따라 임의의 변화를 겪는데, 이것은 발진의 공칭 주파수로부터 오프셋 된 주파수들에서의 잡음, 즉 위상잡음(phase noise)으로 간주 될 수 있다. 이러한 변동의 효과를 검토함에 있어 송신된 신호가 대체로 변조되고, 따라서 변조로 인한 유한의 그리고 가능하게는 실질적인 대역폭을 가지며, 이것은 수신 채널 대역폭에 추가되어야 한다는 것을 상기하여야 할 것이다.

이러한 일련의 과정들의 완료 시, 주파수들의 각각의 후보 범위는 고조파 및 혼합적이 원하는 대역에 존재하는지의 여부, 그리고 만일 존재한다면, DC 공급 리플 상의 결과적인 요구조건이 얼마나 엄격한 것으로 판단되는지 여부를 나타내는 성능 지수(figure of merit)가 부여될 수도 있는데, 이것은 소정의 애플리케이션에 대해 가장 양호한 스위칭 주파수의 최적의 선택으로 귀결된다.

도 3은 개시된 실시예들의 적어도 일부에 따른 무선 신호들을 송수신하는 방법의 일례에 대한 과정들을 포함하는 흐름도이다. 제1 과정(310)은 다중 채널들 중의 적어도 하나에 대해 무선신호들을 수신하기 위하여 수신기 체인을 조절(튜닝)하는 것을 포함하는데, 여기서 상기 다중 채널들은 미리 정해진다. 제2 과정(320)은 전력증폭기로써 송신기 체인의 송신 신호들을 증폭하는 것을 포함한다. 제3 과정(330)은 전력증폭기에 전력 공급전압을 제공하는 전압 컨버터를 포함하는데, 상기 전압 컨버터는 단일 스위칭 주파수에서 동작하며, 여기서 상기한 단일 스위칭 주파수 및 그 주파수의 모든 고조파들은 다중 채널들을 벗어나 위치하게 된다.

개시된 실시예들을 더욱 명료히 설명하기 위해, 전형적인 예가 상세하게 검토된다. 이러한 예에 있어서 선호되는 동작 주파수들은 3GPP 실행 그룹에 의해 설정된 기술표준에 따라서 WCDMA 핸드셋에서 사용하기 위한 고주파수 컨버터에 대해 설정된다. 고려되는 대역들은 도 4의 테이블에 도시되어 있는 밴드 1, 2, 3, 5 및 8 들이다. 3GPP는 국제적인 무선 이동통신 표준기술을 정의하고자 하는 상업적 기구이다. 도 4에 도시되어 있는 전형적인 3GPP 대역들은 밴드 1 IMT (International Mobile Telecommunications), 밴드 2 PCS (Personal Communications System), 밴드 3 DCS(Digital Cellular Service), 밴드 5 Cell, 및 밴드 8 GSM (Global System for Mobile Communications) 등이다.

이 테이블과 관련하여, 휴대용 핸드셋의 관점에서 보면 상향(Uplink) 대역은 그것의 송신 (TX) 대역이고, 하향(Downlink) 대역은 그의 수신 (RX) 대역이다. 따라서, PCS 대역(밴드 2)에서 동작하는 핸드셋은 1850 내지 1910 MHz 사이의 60MHz 광대역 상에서 송신하고, 그리고 80MHz 더 높은 페어형 채널, 따라서 1930 내지 1990 MHz 사이에서 수신한다. 송신 및 수신된 신호들은 공칭 3.84 MHz 폭이고, 연속적인 채널들은 5MHz씩 분리된다.

도 1의 흐름도의 과정을 수행한 후, 상기 대역에서의 고조파들이 먼저 검사된다. 전형적인 경우, 각각의 후보 스위칭 주파수에 대하여 모든 정수 고조파 주파수들이 도 4의 테이블에 도시된 하나 또는 다수의 상향링크(TX) 밴드들 내에 존재하는지 여부를 결정하기 위해 검사된다. 적절한 비교 테이블의 일부가 도 5의 테이블에 나타나 있다. 기본 주파수의 각각의 고조파는 도 4의 테이블에 기술된 각각의 상향링크 대역에 대해 테스트 된다. 여기서, '1'은 주제의 고조파 주파수가 인용된 대역 내에 존재한다는 것을 나타내고, 또한 상기 셀에서의 '0'은 그것이 인용된 대역의 외부에 존재한다는 것을 나타낸다. 도 5의 테이블은 상기한 절차를 명료하게 보여주기 위해 도시되어 있지만, 상기 절차는 전통적인 소프트웨어 프로그램으로 구현될 수도 있다.

모든 TX(상향링크) 대역에서의 결과적인 총 고조파들은 스위칭 주파수의 함수로서 도 6에 요약되어 있다. 대역 내(in-band)의 고조파의 총수는 약 70MHz까지의 주파수들에 대해서는 급격하게 감소하고, 그 후에는 더 천천히 감소한다. 100MHz 이상의 스위칭 주파수는 2 또는 3 대역내 고조파들을 일반적으로 디스플레이하고, 142, 153 및 154MHz의 스위칭 주파수는 예를 들어 어떠한 상향의 대역내 고조파도 갖지 않는다.

유사한 절차가 하향 (RX) 대역들에 대해 수행될 수도 있다. 전형적인 대역 셋에 대한 결과는 도 7에 묘사되어 있다. 전체적인 동작은 고조파의 총 수가 약 70MHz까지의 스위칭 주파수들에 대해서는 빠르게 하강하고, 그 후에는 더 천천히 감소한다는 점에 있어서 상향링크 대역들에 대해 관찰되는 것과 유사하다. 하향링크 대역들에서 어떤 고조파도 갖지 않는 스위칭 주파수들은, 예를 들면, 91, 100, 128, 160 MHz에, 그리고 167 내지 173 MHz 사이에 존재한다. 도 8은 스위칭 주파수의 함수로서 상향링크 또는 하향링크 대역들에서 고조파의 예를 도시하는 도면이다. 도 9는 어떤 고조파도 TX, RX, 또는 양자의 대역 세트들에서 존재하지 않는 주파수 대역들을 상세하게 나열하는 테이블을 포함하고 있다. 스위칭 주파수의 어떤 고조파도 TX, RX 대역 또는 양 대역에 존재하지 않는 것으로 기술된 주파수들이 검사될 수가 있다. 결과는 도 11의 테이블에 묘사되어 있다.

다음으로 상기 방법은 캐리어와 스위칭 주파수의 혼합적을 검사하는 과정으로 진행한다. 가장 요구되는 요건은 페어형 수신 대역 상에 존재하는 스퓨리어스 신호에 대한 것이다. 혼합적은 스위칭 주파수에 의해 캐리어 주파수로부터 오프셋 되기 때문에 이것은 스위칭 주파수가 TX/RX 간격(스페이싱)과 같거나 그에 가까울 때 발생할 것이다.

수신기의 감도저하를 피하기 위해 페어형 채널 상의 스퍼 신호들은 채널에 존재하는 열잡음보다 훨씬 아래이어야만 한다. 예컨대, 스퓨리어스 신호의 전력이 바닥 잡음의 15dB 아래로 제한된다면, 수신 감도는 약 0.1 dB 만큼만 영향이 미칠 것이다. 채널에서의 열잡음은 해당 채널의 유효 잡음 대역폭에 의해 Hz당 주변 열잡음을 곱함으로써 획득된다. 볼츠만 분포(Boltzmann distribution)로부터 획득되는 실온에서의 주변 열잡음은 약 4x10^-21 W/Hz 또는 -174 dBm/Hz인 것으로 잘 알려져 있다. 공칭 3.84 MHz의 수신대역폭에 대하여, 실온에서의 열잡음은 약 -108 dBm (1.5x10^-14 W)이다. 수신기에 대하여 8dB의 전형적인 잡음 수치를 가정하면, 실질적인 입력 참조 잡음 바닥(input-referred noise floor)은 약 [-108+8] = -100 dBm이다. 따라서, 이러한 대역 내에서의 임의의 스퓨리어스 신호는 -115 dBm (3x10^-15 W) 미만이어야 한다.

전력증폭기로부터의 송신된 혼합적은 송신 대역 필터를 통과하는 것으로 예상되기 때문에, 대역 필터의 저지는 최대로 허용되는 신호 수준의 계산에 포함될 수도 있다. 수신 대역에서의 송신 대역 필터 저지에 대한 40dB의 합리적인 추정치를 사용하면, 페어형 채널에서의 혼합적은 (-115+40) = -75 dBm (3x10^-11 W)보다 낮아야만 한다. 23dBm의 공칭 송신 전력에 대하여 이것은 캐리어 전력보다 대략 100dB 아래의 스퍼 레벨에 해당한다(-100 dBc). 이것은 매우 엄격한 요건이며, 따라서 페어형 채널 상의 스퍼들이 함께 회피되는 것이 바람직하다.

이러한 고려사항들을 염두에 두고, 스위칭 주파수에 대한 다양한 가능한 값들이 도 10의 표에 요약되어 있는 바와 같이 검토될 수 있다. 특정한 주파수 범위들에 있어서는 스위칭 주파수의 소정의 고조파가 고려 대상의 대역들 중의 하나에 대한 페어형 채널 상에서 또는 그에 인접해서 스퓨리어스 신호를 생성하도록 캐리어와 혼합될 수 있다. 예를 들면, 20 내지 25 MHz에 이르는 범위 1에 대하여는, 스위칭 주파수의 제2고조파의 캐리어와의 혼합적들은 대역 5에 대한 페어형 채널 주파수 상에 또는 그에 인접하게 위치한다. 마찬가지로, 25 내지 28.33 MHz에 이르는 범위 2에서는 캐리어와 혼합될 때 스위칭 주파수의 제3고조파는 대역 2에 대한 페어형 채널 주파수 상에 또는 그에 인접하게 위치한다. 이러한 방식으로, 주제의 대역들 중의 하나의 페어형 채널이 스위칭 주파수(기본 주파수를 포함하여)의 임의의 고조파에 의해 영향이 미치게 될 경우의 모든 주파수 범위들이 도 10에 수행된 것과 같이 열거될 수가 있다. 주제의 대역들 중의 어느 것도 영향이 미치게 되지 않는 주파수 범위들이 그 다음으로 식별될 수 있으며, 이들은 도 10의 테이블의 가장 오른쪽 행에 요약되어 있다.

도 10의 테이블은 스위칭 주파수 범위들의 예들과 페어 채널에 대한 상응하는 영향을 보여주고 있다. 다음의 범위들은 제3고조파까지 페어형 대역들 상에 어떤 혼합적을 갖지 않는다:

- 28.4 내지 29.9 MHz

- 33.33 내지 37.5 MHz

- 50 내지 61.7 MHz

- 65 내지 75 MHz

- 85 내지 90 MHz

- 100 내지 115 MHz

- 135 내지 185 MHz

- > 195 MHz.

송신 대역에서의 혼합적들이 다음으로 검토된다. 의도된 채널의 바깥에서의 3GPP 표준사양에 의해 허용되는 최대 송신 파워는 3.84 MHz에서 -50 dBm이다. 스퍼 신호는 송신 대역 내에 존재하고 송신 대역 필터를 통과할 것이기 때문에 필터링으로부터의 이득은 예상되지 않는다. 프로세스, 전압 및 온도에 있어서의 변동에 대한 준수(compliance)를 보장하기 위해 6dB 마진을 허용하고, 그리고 24dBm의 최대 출력파워를 가정한다면, 혼합적은 캐리어 파워보다 80dB 아래이어야만 한다. 전형적인 상업용 파워증폭기에 대하여 본 발명자들은 혼합적의 크기가 리플 크기에서 선형적이고 29 mV peak-to-peak의 입력 리플에 대해 -68 dBc에 필적한다는 것을 발견하였다. 따라서, -80 dBc의 출력 혼합적 크기를 달성하기 위해서는 입력 리플은 12dB의 인자만큼(전압 측정에 대해서 0.25) 약 7.3 mV peak-to-peak로 감소되어야만 한다.

혼합적들이 사용 시 송신 채널에 상관없이 송신 대역 내에서 존재하지 않음을 보장하기 위해서는 스위칭 주파수가 도 4의 테이블의 가장 우측 열에 열거된 지정된 대역의 RF 대역폭을 초과하는 것을 요구하는 것이면 충분하다. 도 10의 테이블에 제공된 분석에 기초하여, 본 발명자들은 페어형 수신 채널이 영향이 미치지 않는 주파수 범위들을 추출할 수도 있다. 그 다음에 이러한 범위들은 송신 대역 혼합적에 대해 검토될 수 있다. 이러한 과정의 결과들은 도 12의 테이블에 요약된다. 85.1 내지 89.9 MHz, 및 100.1 내지 184.9 MHz 주파수 범위들은 고려된 모든 대역에 대하여 송신 대역에서 또는 페어 채널에서 스퍼를 갖지 않는다. 부가하여, 195.1 MHz 내지 265 MHz의 주파수들(본 분석에 포함된 가장 높은 주파수임)은 또한 검토되는 대역들에 대해 송신 대역 스퍼들이 없다.

다음으로, 비-페어형(unpaired) 대역들에서의 스퓨리어스 출력들의 영향이 설명되어야 한다. 스위칭 주파수의 각각의 고조파와 캐리어의 합은 상향링크 및 하향링크 대역들의 최소 및 최대의 분리들에 비교되어야 한다. 예를 들면, PCS 대역을 고려하면, 대역들 사이의 가장 작은 분리는 TX (상향링크) 대역, (1930-1910) = 20 MHz의 상한(upper limit)에서 이루어진다. 가장 큰 분리는 TX 대역의 하한과 RX 대역의 상한 사이, 즉 (1990-1850) = 140MHz이다. 이들 두 값들 사이에 존재하는 스위칭 주파수의 임의의 고조파는 캐리어에 부가될 때 적어도 어떤 송신 채널 선택들에 대해서는 RX 대역 내에서의 주파수들에서 스퓨리어스 전송을 초래할 수도 있다. 이러한 조사의 결과는 도 13의 테이블에 요약되어 있으며, 여기에서 각 셀의 내용들은 인용된 범위 내에서의 기본 주파수들의 그러한 정수 고조파들을 열거하고 있는바, 그것의 캐리어와의 합은 특정한 하향링크 대역에 존재한다. 고려 대상인 모든 대역 셋들에 대한 페어형 채널, TX 대역, RX 대역에서 스퍼들이 동시에 회피되는 265 MHz미만의 어떤 주파수 범위들도 발견되지 않는다.

도 2에 도시된 참조 구성을 참조하여 RX 대역에서의 송신된 신호는 송신 대역 필터(240)에 의해 저지되고, 따라서 40dB의 정도의 크기로 파워가 감소할 것으로 예측된다.

마지막으로, 주파수 변동의 효과가 설명되어야 할 것이다. 밴드 2(PCS)에서 동작하는 범위 3a로부터 선택된 35.4MHz의 공칭 스위칭 주파수의 특정한 예를 고려해보자. 평균 스위칭 주파수는 유닛별로 변동하는데, 동작 전압과 온도에 있어 약 3.6MHz씩 변동할 수 있는 것으로, 즉 최소 33.6 내지 최대 37.2MHz인 것으로 예측된다. 평균 스위칭 주파수는 순간적으로 완전하게 유지되지는 않으며, 따라서 37.2MHz를 넘는 주파수들에서의 위상잡음은 스위칭 주파수가 그의 최대치에 있을 때 존재하는 것으로 간주 되어야 한다. 이러한 최대치에서 0.3MHz 이상 더 높은 오프셋들에 대해서 혼합적의 상단 에지는 도 14에 도시된 바와 같이 5MHz 페어형 수신 채널에 들어갈 것이다. 페어형 수신 채널에서의 잡음에 대한 요건은 송신 대역(-100 dBc 대 -80 dBc)에서의 스퓨리어스 신호들에 대한 것보다 약 20dB 정도 더 엄격하다는 것을 유념하여야 할 것이다. 스퓨리어스 레벨이 허용가능하게 유지됨을 보장하기 위해서는, 본 발명자들은 공칭 스위칭 주파수보다 0.3MHz 이상 높은 모든 신호들의 전력이(즉, 4.14 MHz에서 상단 대역 가장자리에 대한 0.3MHz 오프셋으로부터의 통합된 위상잡음) 스위칭 주파수의 전력보다 적어도 20dB 미만일 것을 보수적으로 요구할 수 있을 것이다.

도 15는 선택된 스위칭 주파수(f_SW)에서 동작하는 스위칭 전압 조정기의 일례를 보여주고 있다. 이러한 유형의 스위칭 전압 조정기는 벅 유도형 컨버터(buck inductive converter)이다. 스위칭 전압 조정기가 다른 형태로 구성될 수도 있음은 명백하다. 도시된 바와 같이, 전형적인 벅 유도형 컨버터는 두 개의 스위치들(직렬 스위치, 분기 스위치)과 인버터를 사용하여 입력전압(Vin)을 더 낮은 값의 출력전압(Vout)으로 변환한다. 다양한 형태의 스위치 모드 컨버터 구성이 다양한 애플리케이션에 대해 존재하며, 이들은 입력전압을 증가(boosting) 및 감소(buck)시키는 것 모두 가능하다. 더욱이, 도 15에서는 N-형 FET 스위치 장치들이 사용되고 있지만, N-형 또는 P-형 FET, 바이폴러 트랜지스터 등을 포함하여 어떤 형태의 적절할 스위칭 수단들이 사용되어도 좋다.

이들 스위치들(직렬 스위치, 분기 스위치)의 상태는 전압파형들(V_{c , ser} 및 V_c,sh)에 의해 조절될 수 있다. 직렬 스위치는 시간 Ton 동안 '턴 온'(닫힘) 되는데, 이 동안 전류는 전압공급장치(도 15의 전형적인 컨버터에 대해서는 배터리 Vin)로부터 출력 저장 인덕터(Lout)로 흐른다. 이 시간 동안 출력 저장 인덕터를 통해 흐르는 전류는 시간에 따라 대략 선형으로 증가하게 된다. 시간 Toff 동안에는 직렬 스위치는 '턴 오프'(열림) 된다. 두 스위치들이 동시에 모두 '온' 상태로 되지 않는 것을 보장하기 위해 필요한 단시간의 데드 타임 후에, 분기 스위치가 '턴 온'(닫힘) 된다. 전류는 접지로부터 출력 저장 인덕터로 흐른다. 이 시간 동안 전류는 시간과 함께 대략 선형으로 감소한다. 그러나, 만일 인덕터가 스위치 주기에 대해 충분히 크다면, 전류는 영으로 떨어지지 않을 것이다. (이것은 연속 모드 동작으로 알려져 있다) 전류는 시간적으로 변동하기 때문에 출력전압도 또한 시간에 따라 변한다. 이러한 변동은 전압 리플(voltage ripple)로서 일반적으로 알려져 있는데, 스위칭 주파수에서의 성분들과 그의 고조파들로서 이루어져 있다. 전력증폭기에 공급하기 위해 사용될 때, 공급기 전압에 대한 증폭기 출력의 비선형적 의존성은, 전술한 바와 같은, 송신된 신호와 리플 성분들 사이의 혼합적(mixing product)들을 낳는다. 스위칭 주파수의 혼합적과 고조파들이, 예를 들어, 다른 구성요소들 사이의 의도하지 않은 커플링 또는 회로의 도전 라인들로 인하여 출력신호에 나타날 수가 있음을 주목해야 할 것이다. 주기 Toff의 종료 후, 직렬 스위치는 다시 '턴 온' 된다. Ton 및 Toff의 합은 스위칭 주기 T이다. 스위칭 주파수 fsw= 1/T이다. 듀티 사이클 D 는 직렬 스위치가 '온' 상태인 스위칭 주기의 분율로서 아래와 같이 정의된다.

정상 상태의 연속모드 동작에 있어서, 데드 타임과 기생 저항이 무시될 수 있다면, 출력전압은 아래와 같이 듀티 사이클에 비례한다:

출력전압은 스위칭 요소들에 대한 제어 펄스들의 폭을 조절함으로써 제어가능하기 때문에 이러한 종류의 제어는 펄스폭 변조 또는 PWM으로서 알려져 있다.

도시된 바와 같이, 전형적인 스위치 요소들(직렬 스위치, 분기 스위치)은 입력전압(Vin) 및 출력전압((Vout)에 접속된다. 출력전압은 에너지 저장 요소(Lout)의 이용을 통해서 그리고 단일 스위칭 주파수(fsw)에서 스위칭 요소들의 개폐의 제어를 통해서 생성된다. 전술한 바와 같이, 전력증폭기 공급전압은 출력전압에 기초하여 무선장치에 대해 발생될 수 있는데, 여기서 단일 스위칭 주파수(fsw) 및 그 단일 스위칭 주파수의 모든 고조파들은 무선장치의 복수의 미리 정의된 수신 채널들에 속하지 않는다.

이상 특정한 실시예들이 기술되고 예시되었지만, 그 실시예들은 거기에 기술되고 예시된 구성요소들의 특정한 형태나 배열에만 한정되는 것은 아니라는 것을 당업자라면 인식하여야 할 것이다.

Claims (24)

1. 무선 트랜스시버에 있어서,
   송신기 및 전력증폭기를 포함하는 송신 체인;
   미리 정의되어 있는 다중 수신 채널들 중의 적어도 하나에 대해 무선 신호들을 수신하도록 동조 가능하게 구성되고, 임의의 시점에서 상기 다중 수신 채널들의 각각은 페어형 채널인, 수신 체인; 그리고
   상기 전력증폭기에 공급전압을 제공하고, 단일 스위칭 주파수에서 동작하는 전압 컨버터를 포함하며,
   상기 단일 스위칭 주파수의 고조파들을 트랜스시버의 상기 페어형 수신 채널들의 바깥에 위치시키도록 적용되는 무선 트랜스시버.
2. 제1항에 있어서, 상기 다중 채널들은 3GPP에 의해 정의된 밴드 1, 2, 3, 5, 8 중의 적어도 두 개를 포함하는 무선 트랜스시버
3. 제1항에 있어서, 33.33 MHz 내지 37.5 MHz 사이에서 동작하는 단일 스위칭 주파수를 더 포함하는 무선 트랜스시버.
4. 제1항에 있어서, 28.33 MHz 내지 30.0 MHz 사이에서 동작하는 단일 스위칭 주파수를 더 포함하는 무선 트랜스시버.
5. 제1항에 있어서, 송신기 캐리어 주파수와 단일 스위칭 주파수 사이의 혼합적들(mixing products), 및 송신기 캐리어 주파수와 단일 스위칭 주파수의 고조파들 사이의 혼합적들이 트랜스시버의 상기 페어형 수신 채널들의 바깥에 위치하도록 더욱 적용되는 무선 트랜스시버.
6. 무선 신호들을 수신하고 송신하는 방법에 있어서,
   미리 정의되어 있는 다중 채널들 중의 적어도 하나에서 무선 신호들을 수신하도록 수신기 체인을 튜닝하고,
   전력증폭기로써 트랜스시버의 송신 체인의 송신 신호들을 증폭하고,
   단일 스위칭 주파수의 고조파들이 상기 트랜스시버의 페어형 수신 채널들 바깥에 위치하는 것을 특징으로 하는 무선 신호 송수신 방법.
7. 제6항에 있어서, 송신기 캐리어 주파수와 단일 스위칭 주파수 사이의 혼합적들, 및 송신기 캐리어 주파수와 단일 스위칭 주파수의 고조파들 사이의 혼합적들이 트랜스시버의 상기 페어형 수신 채널들의 바깥에 위치하는 것을 특징으로 하는 무선 신호 송수신 방법.
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