KR101655902B1 - 과전압 방지를 위해 전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법, 전압 트랜스포머 및 전압 트랜스포머를 갖는 동작 디바이스 - Google Patents

과전압 방지를 위해 전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법, 전압 트랜스포머 및 전압 트랜스포머를 갖는 동작 디바이스 Download PDF

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Abstract

본 발명은 디지털 제어 디바이스(20)에 의해 활성화되는 스위치(S) 및 적어도 하나의 인덕턴스(L)를 갖는, 스위치가능 부하(51)를 동작시키기 위한 전압 트랜스포머(10)를 제어하기 위한 방법에 관한 것으로, 상기 스위치(5)가 폐쇄될 때, 자화(magnetizing) 전류가 상기 인덕턴스(L)를 통해 흐르고, 상기 스위치(5)가 개방될 때, 자기소거(demagnetizing) 전류가 상기 인덕턴스(L)를 통해 흐르며, 상기 인덕턴스의 상기 자기소거 시간이 측정되고, 상기 인덕턴스(L)의 상기 자기소거 시간의 최대값의 초과는 장애(fault)로서 저장되고, 장애들의 미리결정된 최대 빈도(frequency)가 초과할 때, 상기 부하는 상기 제어 디바이스(20)에 의해 접속해제된다. 본 발명은 또한 전기 트랜스포머 및 이 방법을 수행하는 가스 방전 램프들을 위한 전기 동작 디바이스에 관한 것이다.

Description

과전압 방지를 위해 전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법, 전압 트랜스포머 및 전압 트랜스포머를 갖는 동작 디바이스{METHOD FOR CONTROLLING A VOLTAGE TRANSFORMER FOR OVERVOLTAGE PROTECTION, VOLTAGE TRANSFORMER AND OPERATING DEVICE HAVING A VOLTAGE TRANSFORMER}
본 발명은 디지털 제어 디바이스에 의해 제어되는 스위치 및 적어도 하나의 인덕턴스를 갖는, 스위치가능 부하를 동작시키기 위한 전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법에 기초한다.
본 발명은 주요 청구항의 일반적 유형의 스위치가능 부하를 동작시키기 위한 전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법에 기초한다.
활성 역률 보정 회로(active power factor correction circuit)를 갖는 전자 트랜스포머들에서, 중간 회로 전압의 선택은 기능성 및 비용들에 관련하여 매우 중요하다. 이들 트랜스포머들은 일반적으로 (플라이백 토폴로지(flyback topology)로 알려진) 갈바닉 격리(galvanic isolation)를 갖지 않는 단순 스텝-업 컨버터들로서 구성된다. 이들은 일반적으로 리플 리미트(ripple limit)에서, 말하자면 리플된 동작과 무리플(ripple-free) 동작 사이에서 동작된다. 거의 적절하지 않은, 저-비용 컴포넌트 치수결정(dimensioning)으로 인해, 중간 회로 전압의 특정 값이 초과되지 않아야 하는 문제점이 존재하는데, 그 이유는 그렇지 않으면 중간 회로 커패시터와 같은 컴포넌트들이 과부하되고 영구적인 손상을 입을 수 있기 때문이다. 입력 전압이 약간 증가하면, 트랜스포머는 스위치의 적당한 활성화에 의해 중간 회로 전압을 계속 일정하게 유지할 수 있다. 예를 들어, 전원 시스템에서의 장애(fault)의 결과로서 입력 전압이 크게 증가한다면, 트랜스포머는 더이상 중간 회로 전압을 보정할 수 없고, 중간 회로 전압은 증가한다. 이는 예를 들어, 중간 회로 커패시터와 같은 컴포넌트들에 부하를 가한다. 전기 트랜스포머가 시간에 걸쳐 연속적이지 않은 부하를 이용하여 동작된다면, 중간 회로 커패시터는 증가된 중간 전압에 부가하여 전압 및 전류 리플에 영향을 받는다. 많은 경우들에서, 이는 컴포넌트에 과부하가 걸리게 하여, 컴포넌트에 대한 되돌릴 수 없는 손상이 배제되지 않는다. 그러므로, 과전압 접속해제가 종종 이러한 트랜스포머들에서 실현된다. 적합한 접속해제 기준은, 비정상적인 동작 상태들 하에서 중간 회로 커패시터의 컴포넌트 로딩들, 특히 전류 및 전압 로딩이 감소되게 한다. 종래 기술에 따른 전기 트랜스포머들의 경우에, 중간 회로 전압의 평균 값이 검출된다. 이미 상기 언급한 바와 같이, 이 전압은 물론 전기 트랜스포머의 출력 전압이다. 더이상 전기 트랜스포머에 의해 보정될 수 없는 증가된 입력 전압의 결과로서, 이 전압의 평균 값이 공칭 값의 109%의 값을 초과한다면, 부하를 포함하는 전체 디바이스는 접속해제된다. 이 목적을 위해, 부하가 접속해제가능할 필요가 있다. 예를 들어, 가스 방전 램프들을 위한 전자 동작 디바이스의 경우에서와 같은 많은 애플리케이션들에서, 이는 문제가 되지 않는데, 그 이유는 트랜스포머 다음에 실제 부하인, 가스 방전 램프를 동작시키는 인버터가 뒤따르기 때문이다. 이 인버터는, 과도한 입력 전압으로부터 전체 동작 디바이스를 보호하기 위해 용이하게 접속해제될 수 있다. 부하를 접속해제시키는 것은 어떠한 리플 전류 또는 리플 전압도 야기하지 않고, 이는 트랜스포머의 컴포넌트들, 특히 중간 회로 커패시터를 보호한다. 이 알려진 접속해제의 문제점은, 단지 매우 느리게만 효과가 발생하고 따라서 컴포넌트들이 원하는 낮은 값으로 치수결정될 수 없다는 것이다. 예를 들어, 230V AC의 유럽에서 통상적인 공급 전압을 갖는 애플리케이션들에 대해, 알려진 접속해제는 단지 340V의 입력 AC 전압이 존재하는 경우에만 효과가 발생한다. 이는 트랜스포머의 많은 컴포넌트들에 대한 높은 로딩을 나타낸다.
본 발명의 목적은, 과도한 입력 전압의 검출이 보다 양호하게 작동하는, 디지털 제어 디바이스에 의해 제어되는 스위치 및 적어도 하나의 인덕턴스를 갖는, 스위치가능 부하를 동작시키기 위한 전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법을 제공하는 것이다. 본 발명의 목적은 또한, 전압 트랜스포머 및 상술된 방법을 수행하는 이러한 전압 트랜스포머를 갖는 동작 디바이스를 제공하는 것이다.
목적은, 디지털 제어 디바이스에 의해 활성화되는 스위치 및 적어도 하나의 인덕턴스를 갖는, 스위치가능 부하를 동작시키기 위한 전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법으로서, 스위치가 폐쇄될 때, 자화 전류가 인덕턴스를 통해 흐르고, 스위치가 개방될 때, 자기소거(demagnetizing) 전류가 인덕턴스를 통해 흐르며, 인덕턴스의 자기소거 시간이 측정되고, 인덕턴스의 자기소거 시간의 최대값의 초과는 장애로서 저장되고, 장애들의 미리결정된 최대 빈도(frequency)가 초과할 때 부하는 제어 디바이스에 의해 접속해제되는 상기 방법에 의해, 방법에 관한 본 발명에 따라 달성된다. 이 방법에 의해, 전압 트랜스포머를 보호하기 위해 부하가 접속해제되는 증가된 입력 전압의 빠른 검출이 가능하다. 장애 빈도의 적합한 파라미터화(parameterization)를 이용하여, 각각 단지 짧은 지속기간이고 전압 트랜스포머에 유해하지 않은 연속적으로 재발하는 초과 전압들에 응답하여 부하의 접속해제는 회피된다. 이 경우에 장애들은 동등하게 가중될 수 있거나 또는 자기소거 시간에 따라 가중될 수 있다. 이 경우에 자기소거 시간은 바람직하게, 리플 리미트에서 동작할 때의 스위치의 스위치-오프 시간에 의해 측정된다. 디지털 제어부들의 경우에, 이는 측정을 위한 단순하고 그리고 사실상 비용이 들지 않는 가능성을 제공하는데, 그 이유는 리플 리미트에서 동작할 때의 스위치의 스위치-오프 시간은 원칙적으로, 디지털 제어부에 알려지기 때문이다.
이 경우에, 출력 전압이 비-동작 전압 트랜스포머의 미리결정된 전압 제한 미만으로 진행할 때, 부하는 또한 재접속될 수 있다. 장애가 사라질 때 전체 어레인지먼트가 정규 동작을 재개하는 경우에, 가역적인 장애를 발생시킨다. 결과적으로, 서비스 수명이 연장될 수 있고 동작 편의성이 증가한다.
스위치가능 부하는 바람직하게 인버터 및 가스 방전 램프를 갖고, 스위치가능 부하는 인버터의 동작이 중지됨으로써 접속해제된다. 따라서, 전체 어레인지먼트는, 종래 기술과 비교하여 개선된 과전압 방지를 갖는 가스 방전 램프들을 위한 전자 동작 디바이스에 대응한다.
목적은, 디지털 제어 디바이스에 의해 활성화되는 스위치 및 적어도 하나의 인덕턴스를 갖는, 스위치가능 부하를 동작시키기 위한 전자 트랜스포머를 갖는 전자 동작 디바이스로서, 스위치가 폐쇄될 때, 자화 전류가 인덕턴스를 통해 흐르고, 스위치가 개방될 때, 자기소거 전류가 인덕턴스를 통해 흐르며, 그에 의해 전자 트랜스포머가 상술된 방법을 수행하는 상기 전자 동작 디바이스에 의해, 동작 디바이스에 관하여 달성된다.
목적은, 디지털 제어 디바이스에 의해 활성화되는 스위치 및 적어도 하나의 인덕턴스를 갖는, 스위치가능 부하를 동작시키기 위한 전자 트랜스포머로서, 스위치가 폐쇄될 때, 인덕턴스를 자화시키는 전류가 흐르고, 스위치가 개방될 때, 인덕턴스를 자기소거시키는 전류가 흐르며, 전자 트랜스포머가 상술된 방법을 수행하는 것을 특징으로 하는 상기 전자 트랜스포머에 의해, 트랜스포머에 관하여 달성된다.
트랜스포머는 바람직하게, 역률 보정 회로로서 설계된다. 전자 동작 디바이스는 바람직하게, 스위치가능 부하로서 가스 방전 램프를 갖고, 제어 디바이스에 의해 활성화되고, 그에 의해 스위칭 함수를 추정하는 인버터는 가스 방전 램프와 전자 동작 디바이스의 트랜스포머 사이에 배열된다. 가스 방전 램프가 시동되면, 방법은 바람직하게, 수행되지 않는다.
전압 트랜스포머를 제어하기 위한 본 발명에 따른 방법의 추가의 바람직한 전개들 및 개선들은 추가의 종속 청구항들로부터 그리고 아래의 설명으로부터 부각된다.
본 발명의 추가의 이점들, 특징들 및 상세들은, 동일한 또는 기능적으로 동일한 엘리먼트들이 동일한 설계들로 제공되는 도면들로부터 그리고 아래의 예시적 실시예들의 설명으로부터 부각된다.
도 1은 에너지를 스위치가능 부하에 공급하고 본 발명에 따른 방법을 수행하는 전압 트랜스포머의 개략도를 도시한다.
도 2는 가스 방전 램프들을 동작시키기 위한 전자 동작 디바이스의 부분으로서 전압 트랜스포머의 개략도를 도시한다.
도 3은 본 발명에 따른 방법을 수행하는 전압 트랜스포머의 인덕터 전류 및 스위치 전압을 도시한다.
도 4a는 본 발명에 따른 방법을 수행하는 전압 트랜스포머의 입력 전압 및 출력 전압을 도시한다.
도 4b는 리플 리미트에서 동작할 때의 시간에 걸친 스위치의 스위치-오프 시간의 변화를 도시한다.
도 4c는 제 1 실시예에서의 시간에 걸친 스위치-오프 함수의 표시를 도시한다.
도 1은 스위치가능 부하에 에너지를 공급하고 본 발명에 따른 방법을 수행하는 전압 트랜스포머(10)의 개략도를 도시한다. 전압 트랜스포머(10)는 그 자체로 알려진 역률 보정 회로의 토폴로지(topology)를 갖는다. 입력 전압부(Vi)에 병렬로 접속된 것은 인덕턴스(L) 및 스위치(S)의 직렬 접속부이다. 스위치(S)에 병렬로 접속된 것은 다이오드(D) 및 중간 회로 커패시터(CZK)의 직렬 접속부이다. 출력 전압부(Vo)는 중간 회로 커패시터(CZK)에 놓인다. 스위치(S) 및 스위치가능 부하(51)는 본 발명에 따른 방법에 따라 제어 디바이스(20)에 의해 활성화된다. 제어 디바이스(20)는 전압 트랜스포머(10)의 출력 전압(Vo)을 입력 변수로서 수신하고, 상기 출력 전압은 동시에 중간 회로 전압을 나타낸다. 제어 디바이스(20)는 본 발명에 따른 방법에 따라 인덕턴스(L)의 자기소거 시간을 기초로 장애가 저장되는 메모리(21)를 갖는다. 이 경우에, 본 발명에 따른 방법에서, 장애들의 발생의 빈도를 추후 계산하는 것을 가능하게 하기 위해, 장애들의 개수가 메모리(21)에 저장될 뿐만 아니라, 시간 내에서의 장애들의 발생 또한 저장된다.
도 2는 가스 방전 램프들을 동작시키기 위한 전자 동작 디바이스의 부분으로서 전압 트랜스포머의 개략도를 도시한다. 다시 말해, 이미 상술된 역률 보정 회로(10)가 전압 트랜스포머로서 이용된다. 제어 디바이스(20)는 전압 디바이더를 통해 역률 보정 회로(10)의 출력 전압 신호를 획득한다. 여기에서 스위치가능 부하(51)로서 제공되는 것은 가스 방전 램프(5)를 동작시키는 인버터(30)이다. 저-압력 가스 방전 램프는 여기에서 양식화된 형태(stylized form)로 지시되지만, 똑같이 적절하게 고-압력 방전 램프 또는 본 발명에 따른 방법에 의해 동작되는 하나 이상의 반도체 광원들을 포함하는 모듈일 수 있다. 인버터는 통상적인 방식으로 구성되고, 즉 예를 들면, 하프-브리지(half-bridge) 인버터 또는 풀-브리지(full-bridge) 인버터가 이용될 수 있다. 그러나, 유사하게 예를 들어, 클래스 E 컨버터와 같은, 싱글-엔드형 컨버터(single ended converter)를 이용하는 것 또한 가능하다.
도 1 및 도 2가 도시하는 바와 같이, 역률 보정 회로는 입력 전압 측정을 갖지 않는다. 이는 단지 다양한 이유들로 인해 마지못해 구현된다. 한편으로는, 추가의 측정된 변수의 측정은 노력을 수반하고, 그리고 그 결과로 비용들을 수반한다. 다른 한편으로는, 많은 나라들에서, 이 전압을 측정하는 것에 수반되는 노력 및 비용들을 추가로 증가시키는, 공급 전압에 접속되는 스위칭 부분들을 위한 엄격한 표준들이 존재한다. 그러므로, 역률 보정 회로는 입력 전압의 크기를 직접적으로 측정할 수는 없고, 이를 단지 간접적으로 결정할 수 있다. 이미 상술된 바와 같이, 도입부에서 언급된, 지금까지 이용된 방법은, 낮은 최대 입력 전압이 존재할 때 스위치가능 부하로 하여금 접속해제되게 하기에는 너무 부정확하다. 본 발명에 따르면, 리플 리미트에서 동작할 때의 스위치(S)의 스위치-오프 시간에 대응하는 인덕턴스(L)의 자기소거 시간이 입력 전압의 크기를 검출하기 위해 이용된다. 자기소거 시간은, 인덕턴스(L)를 통해 흐르는 전류가 사이클 내에서 최대값으로부터 0으로 강하하는 시간이다. 인덕턴스(L)는 또한 이후에 인덕터(L)로서 지칭된다. 리플 리미트에서 동작할 때의 자기소거 시간과 동등한, 스위치(S)의 피드백-보정된 스위치-오프 시간은, 스텝-업 컨버터의 경우에, 순간적인 입력 전압과 출력 전압 사이의 차이의 측정값이다.
이 상관성(interrelationship)은 이제 도 3에 기초하여 설명된다. 도 3에서 상부 커브(curve)는 스위치(S) 양단 전압(Vs)을 도시하고, 하부 커브는 다이오드(D)를 통해 그리고 인덕터(L)를 통해 흐르는 트랜스포머 전류(IL)를 도시한다. 삼각형의 전류 프로파일은, 인덕터의 충전 및 방전에 의해 에너지가 트랜스퍼되는 인덕터 트랜스포머들을 대표한다. 리플되는 동작 동안 또는 리플 리미트에서 동작할 때, 인덕터(L)를 통한 전류는 항상 0으로 낮아진다(go down). 2개의 커브들로부터 확인될 수 있는 바와 같이, 스위치(S)는 전류가 증가할 때 스위치온되고, 인덕터는 충전된다. 이 시간 동안, 스위치(S) 양단 전압은 0이다. 스위치-오프 단계 동안, 인덕터(L) 이후의 입력 전압에 대응하는 전압은 스위치 양단에 놓인다. 이 시점에서, 인덕터(L)를 통한 전류는 다시, 대략 20㎲ 이후 0에 근접할 때까지 강하한다. 트랜지스터의 스위치-온 시간은 여기에서 항상 대략 동일한 길이이다. 따라서, 인덕터 전류의 피크값은 입력 전압을 따르고, 트랜스포머는 역률 보정 회로의 특징들을 추정한다. 온 시간은 제어 시스템에 의해 미리정해진다. 이는 공급 변조를 통해 일정하고 시스템 전력에 의존한다. 그러나, 리플 리미트에서 동작할 때, 스위치(S)의 스위치-오프 시간과 동일해질 수 있는 인덕터의 방전 시간은, 출력 전압과 입력 전압 사이의 차이 및 입력 전압의 몫(quotient)에 따라 변화한다. 수학적으로, 다음의 방정식이 결과적으로 표현될 수 있고
Figure 112016013486812-pct00001
; 상술한 바와 같이, 이 경우에 ton은 거의 일정한 것으로 고려된다.
그 다음에, 도 4는 본 발명에 따른 방법을 예시하기 위한 기초로서 이용되도록 의도된 여러 그래프들을 도시한다. 도 4a는 본 발명에 따른 방법을 수행하는 전압 트랜스포머의 입력 전압(Vi) 및 출력 전압(Vo)을 도시한다. 입력 전압(Vi)은, 유럽 공급 시스템들에서 발생하는 것과 같은, 일반적인 정류된 100 ㎐ 사인 파형을 갖는다. 출력 전압(Vo)은 입력 전압(Vi)보다 전체적으로 높은데, 그 이유는 역률 보정 회로는 당연히 스텝-업 컨버터이고, 스텝-업 컨버터의 출력 전압(Vo)이 입력 전압(Vi)보다 항상 크기 때문이다. 예를 들면, 출력 전압(Vo)의 평균값은 420V에 놓인다. 입력 전압(Vi)이 너무 크다면, 그에 따라 입력 전압(Vi)의 피크 값은 320V를 넘고, 공급 전압 피크에서의 스위치(S)의 스위치-오프 시간(toff) 또한 이에 대응하여 증가한다. 도 4b는 전압 트랜스포머(10)의 리플 리미트에서 동작할 때의 시간에 걸친 스위치의 스위치-오프 시간(toff)의 변화를 도시한다. 다른 그래프 아래에 놓인 그래프들의 동일한 시간 분해능(resolution)의 결과로서, 입력 전압(Vi)과 출력 전압(Vo) 사이의 차이가 최고치에 있을 때, 스위치-오프 시간(toff)은 항상 자신의 최대치에 도달한다는 것이 양호하게 확인될 수 있고, 이는 말하자면 공급 피크에 항상 근접하다는 것이다. 공급 전압이 너무 높다면, 스위치-오프 시간(toff)은 또한, 정규 동작 동안의 값들을 초과하여 놓이는 값들에 도달한다. 스위치-오프 시간(toff)이 제어 디바이스(20)에 알려지기 때문에, 상기 제어 디바이스(20)는 미리결정된 최대값을 초과하는 것에 관하여 이 시간을 모니터할 수 있고, 본 발명에 따라 상기 미리결정된 최대값을 초과한다면, 메모리(21)에 장애를 저장한다. 이 경우에, 메모리(21)는 바람직하게 제어 디바이스(20)의 컴포넌트 부분이다. 말할 필요도 없이, 방전 시간, 즉, 리플 리미트에서 동작하는 경우에 스위치(S)의 스위치-오프 시간(toff)에 대응하는, 인덕터의 자기소거 시간(tLE)이 직접적으로 측정되는 것이 똑같이 적절하게 또한 가능하다. 트랜스포머가 역률 보정 회로가 아니고 리플된 전류로 동작한다면, 스위치(S)의 스위치-오프 시간은 더이상 이용될 수 없고, 대신 방전 시간, 즉 인덕터(L)의 자기소거 시간(tLE)이 직접적으로 측정되어야만 한다. 장애와 함께, 시간 스탬프가 또한 저장될 수 있다. 시간 스탬프는 언제 정확하게 장애가 발생했는지에 대한 정보를 제공한다.
자기소거 시간의 미리결정된 최대값(tLEMax)에 대응하는, 스위치-오프 시간의 미리결정된 최대값(toffMax)은 도 4b에서 수평 라인에 의해 지시되고, 본 예시적 실시예에서 40㎲이다. 그러므로, 리플 리미트에서 동작할 때의 스위치-오프 시간(toff=tLE)이 40㎲보다 크게 되자마자, 장애가 저장된다. 보다 간단한 프로세싱을 위해, 이 상황을 수학적으로 모사하는(replicate) 함수가 이 목적을 위해 이용된다. 이는 이후에 스위치-오프 함수(F(t))로서 지칭된다. 가장 간단한 경우에서, 미리결정된 최대값(tLEMax)(=toffMax 리플 리미트에서 동작하는 경우)이 초과될 때 이는 1이고, 그에 따라 장애가 존재하고, 이 경우가 아닐 때는 0이다:
Figure 112016013486812-pct00002
. 이 함수는 도 4c에서 시간에 걸쳐 표시된다. 그 다음에 이 함수로부터, 다양한 알고리즘들이 저장된 장애들을 처리하기 위해 개발될 수 있다. 제 1 실시예의 가장 간단한 경우에서, 특정 시간 기간 이내의 장애 빈도가 측정된다. 장애 빈도가 미리결정된 값보다 크다면, 제어 디바이스(20)는 인버터(30)를, 그에 따라 가스 방전 램프(5)를 접속해제시킨다. 이후에 장애 빈도는 미리결정된 시간 기간 이내의 장애들의 누적 수에 의해 규정된 장애들의 빈도이다.
입력 전압이 너무 높다면, 장애 빈도는, 디바이스가 접속해제될 때까지, 또는 단지 짧은 증가(brief increase)의 경우에 장애 빈도가 서서히 다시 떨어지질때까지 증가한다. 따라서, 전자 동작 디바이스는 입력 전압(Vi)에서의 짧은 증가를 영구적으로 등록하지 않고 신속히 정규 동작을 재개한다. 장애 빈도가 측정되는 시간 기간의 길이에 따라, 더욱 비허용적인(intolerant) 접속해제 미믹(mimic) 또는 더욱 허용적인(tolerant) 특성(behavior)이 달성될 수 있다. 고려되는 시간 기간이 짧을수록, 접속해제 특성은 보다 편협하다. 고려되는 시간 기간이 클수록, 인버터(30)가 접속해제되는 임계치는 보다 덜 심각하다. 디바이스는 단지 일관된 과전압이 존재할 때만 접속해제된다. 이 변형에서, 제어 디바이스(20)는 물론 접속해제 이후에 동작을 계속할 수 있고, 요구될 때 디바이스를 재접속할 수 있게 하기 위해, DC 컨버터의 출력 전압을 모니터할 수 있다. 그러나, 이는 인덕터(L)의 자기소거 시간(tLE)에 기초하여 더이상 평가될 수 없다. 접속해제된 부하를 이용하여, 제어 디바이스(20)는 DC 컨버터를 접속해제하여, 더이상 동작하지 않는다. 그 다음에, 고정된 전류 경로 때문에, 트랜스포머의 출력 전압(Vo)은 실질적으로 입력 전압(Vi)의 피크 값과 동일하다(부하 전류가 존재하지 않을 때 피크 값 정류(rectification)). 그러므로, 이 경우에 입력 전압(Vi)은 출력 전압(Vo)을 통해 거의 직접적으로 측정될 수 있다. 입력 전압(Vi)이 미리결정된 보다 낮은 입력 전압값 미만으로 다시 떨어진다면, 제어 디바이스(20)는 부하에 재접속할 수 있고, 말하자면 인버터(30)를, 그에 따라 가스 방전 램프(5)를 다시(back) 동작 상태에 둘 수 있다.
본 발명의 방법에 따른 추가의 실시예에서, 스위치-오프 함수(F(t))는 또한, (리플 리미트에서 동작할 때의 스위치(S)의 스위치-오프 시간(toff)에 대응하는) 자기소거 시간(tLE)의 2개 또는 그보다 많은 임계치들에 의해 발생되는 2개 또는 그보다 많은 값들을 가질 수 있다:
Figure 112016013486812-pct00003
. 여기서 2개의 임계치들(tLE1max 및 tLE2max)이 존재하고, 여기서 tLE2max는 tLE1max보다 크다. 접속해제의 보다 정교한 설정이 그에 따라 달성될 수 있는데, 그 이유는 메모리(21)는 또한, 보다 높은 입력 전압들이 존재할 때 '메이저(major) 장애들'을 저장할 수 있고, 단지 조금 증가된 입력 전압들이 존재할 때 '보다 마이너인(minor) 장애들'을 저장할 수 있기 때문이다. 예를 들어, tLE1max는 여기에서 40㎲일 수 있고, tLE2max는 45㎲일 수 있다. 따라서, 개개의 누적된 장애들이 가중되고, 접속해제는 훨씬 더 정교하게 조절될 수 있다.
장애들은 또한, 메모리에 기록될 수 있고, 메모리(21)는 마이너 장애의 경우에 고려된 시간 기간 동안 1만큼 증가되고, 메이저 장애 동안 2만큼 증가된다. 이 시간 기간에서 메모리(21)의 메모리 콘텐트가 미리결정된 값을 초과한다면, 인버터(30)는 접속해제된다. 이 시간 기간이 경과된 후에, 메모리는 0으로 리셋되고, 측정은 새로 시작될 수 있다.
그러나, 슬라이딩(sliding) 측정 기간이 실현될 수 있는 'FILO' 메모리로 알려진 것을 구현하는 것 또한 가능하다. FILO는 선입후출(first in, last out)을 나타낸다. 따라서, 고려된 시간 기간 이내에 시간 스탬프를 갖는 장애들만이 고려된다. 각각의 장애에는 장애의 발생의 시간이 할당된다. 장애가 발생하는 시간에서의 포인트가 시간 기간 이내에 있다면, 장애는 장애 메모리에서 카운트되고, 장애가 이 시간 기간 외부에 있다면 이는 메모리(21)로부터 삭제되며, 즉 메모리(21)는 그 다음에 이 값만큼 감소된다. 따라서, 시간에 걸쳐 연속적인 입력 전압의 평가가 가능하고, 그에 의해 동작 신뢰도(operational reliability)가 증가한다. 시간 기간은 항상 현재 시간을 따라 이동하며, 다시 말해, 예를 들어 시간의 현재 포인트에서 정지하고 미리결정된 값에 의해 현재 시간이 고려되기 이전에 놓이는 시간의 포인트에서 시작한다. 그러므로, 시간 기간은: 시간의 현재 포인트 - 미리결정된 시간 기간으로서 계산된다. 따라서, 이 시간 기간은 항상, 현재 시간과 동시에 진행하여, 슬라이딩 평가가 가능하게 이루어진다.
물론, 스위치-오프 함수(F(t))의 값들은 0, 1, 및 2로 제한되지 않는다. 설계 및 메모리에 따라, 값들은 애플리케이션에 적응될 수 있다. 여기에서 메모리가 네거티브 숫자들(1; 0; -1) 및 또한 비대칭 변수들(예를 들어, 32, 8, -4) 양자 모두를 공급받는 것이 고려된다.
네거티브 숫자들이 이용된다면, 정규의 경우에서 정규 동작 동안 값 0에 도달할 때까지, 장애 메모리는 감소된다. 이는 장애가 존재하지 않는다는 것을 의미하는데, 그 이유는 메모리(21)가 0보다 작아질 수 없기 때문이다. 그러나, 장애의 경우에서, 메모리(21)는 보다 큰 값 만큼 증가되어, 특정 장애 빈도로부터에 따라 메모리의 콘텐트가 증가한다. 여기에서 장애들의 바람직한 미리결정된 최대 빈도는 예를 들어, 10%이며, 즉 고려된 시간 기간에서, 측정된 자기소거 시간들(tLE)의 10% 초과가, 자기소거 시간의 미리결정된 최대 값(tLEmax) 위에 있다면, 인버터, 그에 따라 가스 방전 램프(5)는 부하로서 접속해제된다. 이는, 단일 장애 임계치의 간단한 경우에서(즉, 바로 자기소거 시간의 미리결정된 최대값(tLEmax)), 스위치-오프 함수가 다음과 같이 규정됨을 의미한다:
Figure 112016013486812-pct00004
따라서, >10%의 장애 빈도로부터, 메모리(21)의 저장된 값이 증가하고, 장애 메모리의 미리결정된 값으로부터, 가스 방전 램프(5)는 인버터(30)에 의해 접속해제될 수 있다. 어레인지먼트의 허용한계 임계치는, 장애 메모리의 미리결정된 값의 크기에 의해 계속 정교하게 조절될 수 있다.
물론, 스위치-오프 함수는 또한 보다 많은 임계치들, 및 그에 따라, 애플리케이션으로 인해 이것이 적합하고 그에 따라 요구되면 보다 많은 가능한 값들을 가질 수 있다. 시간 기간에 따른 메모리 콘텐츠의 체류 시간(residence time) 및 입력 전압에 따른 메모리(21)의 변화의 조합에 의해, 높은 동작 신뢰도가 보장된다. 이는 본 발명에 따른 방법으로 하여금 폭넓고 다양한 경계 조건들에 적응될 수 있게 하고, 따라서 원하는 방식의 특성이 제시되게 한다.
5 : 가스 방전 램프
10 : 전압 트랜스포머
20 : 제어 디바이스
21 : 메모리
30 : 인버터
51 : 스위치가능 부하
Vs : 스위치 양단 전압
Vi : 전압 트랜스포머의 입력 전압
Vo : 전압 트랜스포머의 출력 전압
IL : 트랜스포머 전류
ton : 스위치(S)의 스위치-온 시간
toff : 스위치(S)의 스위치-오프 시간
tLE : 인덕터(L)의 자기소거 시간
tLEmax : 인덕터(L)의 자기소거 시간의 한계값
toffmax : 리플 리미트에서 동작할 때의 스위치 세라의 스위치 오프 시간의 값
F(t) : 인덕터(L)의 자기소거 시간(tLE)에 따라 해석된 스위칭 함수

Claims (16)

  1. 스위치가능 부하(51)를 동작시키기 위한 전압 트랜스포머(10)를 제어하기 위한 방법으로서,
    상기 전압 트랜스포머(10)는,
    적어도 하나의 인덕턴스(L) 및
    디지털 제어 디바이스(20)에 의해 활성화되는 스위치(S)를 갖고,
    상기 스위치가 폐쇄될 때, 자화(magnetizing) 전류가 상기 인덕턴스를 통해 흐르고,
    상기 스위치가 개방될 때, 자기소거(demagnetizing) 전류가 상기 인덕턴스를 통해 흐르며,
    상기 인덕턴스(L)의 자기소거 시간(tLE)이 측정되고,
    상기 인덕턴스(L)의 상기 자기소거 시간(tLE)의 최대값(tLEmax)의 초과는 장애(fault)로서 저장되고,
    장애들의 미리결정된 최대 빈도가 초과될 때, 상기 부하(51)는 상기 제어 디바이스(20)에 의해 접속해제되는,
    전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 장애들의 빈도는 미리결정된 시간 기간 이내의 누적되는 장애들의 수에 의해 규정되는,
    전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    개개의 장애들은 각각 동일하게 가중되는,
    전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    개개의 장애들은 상기 인덕턴스(L)의 상기 자기소거 시간(tLE)에 따라 가중되는,
    전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법.
  5. 제 2 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 미리결정된 시간 기간은 현재 시간을 따라 슬라이딩되는(sliding),
    전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 자기소거 시간(tLE)은, 리플 리미트(ripple limit)에서 동작할 때 상기 스위치(S)의 스위치-오프 시간(toff)을 결정함으로써 측정되는,
    전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    출력 전압이 미리결정된 트랜스포머 출력 전압(Vo) 미만으로 내려갈 때, 상기 부하(51)는 재접속될 수 있는,
    전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위치가능 부하(51)는 상기 제어 디바이스(20)에 의해 활성화되는 인버터(30) 및 가스 방전 램프(5)를 갖고, 상기 스위치가능 부하(51)는 상기 인버터(30)의 동작이 중지됨으로써 접속해제되는,
    전압 트랜스포머를 제어하기 위한 방법.
  9. 스위치가능 부하(51)를 동작시키기 위한 전자 트랜스포머(10)로서,
    상기 전자 트랜스포머(10)는,
    적어도 하나의 인덕턴스(L) 및
    디지털 제어 디바이스(20)에 의해 활성화되는 스위치(S)를 갖고,
    상기 스위치가 폐쇄될 때, 상기 인덕턴스를 자화시키는 전류가 흐르고,
    상기 스위치가 개방될 때, 상기 인덕턴스를 자기소거시키는 전류가 흐르며,
    상기 전자 트랜스포머(10)는 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하는,
    전자 트랜스포머.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 트랜스포머(10)는 역률 보정 회로(power factor correction circuit)로서 설계되는,
    전자 트랜스포머.
  11. 가스 방전 램프(5)를 동작시키기 위한 전자 동작 디바이스로서,
    제 9 항에 따른 전자 트랜스포머(10)를 갖고,
    상기 부하는 상기 가스 방전 램프(5)인,
    전자 동작 디바이스.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 가스 방전 램프(5)를 스위치온 및 스위치오프하기 위해 설계된 인버터(30)를 추가로 갖는,
    전자 동작 디바이스.
  13. 가스 방전 램프(5)를 동작시키기 위한 전자 동작 디바이스로서,
    스위치가능 부하(51)를 동작시키기 위한 전자 트랜스포머(10)
    를 포함하고,
    상기 전자 트랜스포머(10)는,
    적어도 하나의 인덕턴스(L) 및
    디지털 제어 디바이스(20)에 의해 활성화되는 스위치(S)를 갖고,
    상기 스위치가 폐쇄될 때, 상기 인덕턴스를 자화시키는 전류가 흐르고,
    상기 스위치가 개방될 때, 상기 인덕턴스를 자기소거시키는 전류가 흐르며,
    상기 전자 트랜스포머(10)는 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하고, 상기 방법은 상기 가스 방전 램프(5)의 시동(starting) 동안 수행되지 않으며,
    상기 부하는 상기 가스 방전 램프(5)인,
    전자 동작 디바이스.
  14. 스위치가능 부하(51)를 동작시키기 위한 전자 트랜스포머(10)로서,
    상기 전자 트랜스포머(10)는,
    적어도 하나의 인덕턴스(L) 및
    디지털 제어 디바이스(20)에 의해 활성화되는 스위치(S)를 갖고,
    상기 스위치가 폐쇄될 때, 상기 인덕턴스를 자화시키는 전류가 흐르고,
    상기 스위치가 개방될 때, 상기 인덕턴스를 자기소거시키는 전류가 흐르며,
    상기 전자 트랜스포머(10)는 제 6 항에 따른 방법을 수행하는,
    전자 트랜스포머.
  15. 가스 방전 램프(5)를 동작시키기 위한 전자 동작 디바이스로서,
    제 14 항에 따른 전자 트랜스포머(10)를 갖고,
    상기 부하는 상기 가스 방전 램프(5)인,
    전자 동작 디바이스.
  16. 가스 방전 램프(5)를 동작시키기 위한 전자 동작 디바이스로서,
    스위치가능 부하(51)를 동작시키기 위한 전자 트랜스포머(10)
    를 포함하고,
    상기 전자 트랜스포머(10)는,
    적어도 하나의 인덕턴스(L) 및
    디지털 제어 디바이스(20)에 의해 활성화되는 스위치(S)를 갖고,
    상기 스위치가 폐쇄될 때, 상기 인덕턴스를 자화시키는 전류가 흐르고,
    상기 스위치가 개방될 때, 상기 인덕턴스를 자기소거시키는 전류가 흐르며,
    상기 전자 트랜스포머(10)는 제 6 항에 따른 방법을 수행하고, 상기 방법은 상기 가스 방전 램프(5)의 시동 동안 수행되지 않으며,
    상기 부하는 상기 가스 방전 램프(5)인,
    전자 동작 디바이스.
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