KR101506010B1 - 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치 - Google Patents

무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치에 관한 것으로서, 무정전 전원장치에 불평형 부하가 인가되더라도 직류단에 발생하는 전압 불평형을 제어할 수 있으며, 복잡한 회로 구성과 특별한 제어 없이도 직류단의 전압 불평형을 제어하는 제어 장치를 제공함에 목적이 있다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 3상 교류 입력전원을 직류전원으로 변환하는 정류부; 및 상기 정류부와 연결되어 입력전원이 차단되거나 불안정할 경우 배터리 모드 또는 ESS(Energy Storage System) 모드에서 부스트 컨버터 동작을 하는 제 1 및 제 2 컨버터부; 를 포함하되, 정상 모드에서는 PFC(Power Factor Correction)회로로 동작하여 입력전류를 입력전압과 동상으로 제어하고, 상기 배터리 모드 또는 ESS 모드에서는 상기 제 1 컨버터부의 직류단 전압과 제 2 컨버터부의 직류단 전압을 독립적으로 제어하는 것을 특징으로 한다.

Description

무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치{CONTROL DEVICE FOR DIRECT CURRENT TERMINAL UNBALANCED VOLTAGE OF UNINTERRUPTIBLE POWER SUPPLY}
본 발명은 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무정전 전원장치에 불평형 부하가 인가되어 발생되는 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형을 제어하는 장치에 관한 것이다.
무정전 전원장치는 상용 전원에서 일어날 수 있는 전원 장애를 극복하여 좋은 품질의 전기를 안정적으로 부하에 제공하는 장치다. 어떤 이유로 인하여 전기의 공급이 중단되면, 무정전 전원장치는 수 초 내지 수 시간 동안 보조 전원을 통해 부하의 전기 설비들을 보호하고 부하측 전기 설비들의 동작이 정상적으로 이루어지게 한다.
이러한 무정전 전원장치는 상용 교류전원을 직류전원으로 변환하여 배터리 등의 보조전원장치를 충전하고, 방전시 보조전원장치의 직류전원을 교류전원으로 변환하여 부하에 공급한다. 즉, 정전이 감지된 경우 보조전원장치의 직류전원을 교류전원으로 변환하여 부하에 공급한다.
이와 관련하여 한국등록특허 제10-0284050호는 직병렬 무정전 전원장치(UPS)와 이 장치의 제어 방법을 개시하고 있다.
한편, 한국등록특허 제10-0284050호를 포함한 종래의 무정전 전원장치는 도 1에 도시된 바와 같이 정류기, 배터리 충/방전기, 균등 회로 및 인버터로 구성된다.
이러한 종래의 무정전 전원장치는 단상 및 3상 모두 하프-브릿지 형태로 구성되므로 도 1과 같이 직류단의 중간점이 교류전압의 중성점(N)에 연결된다. 평형 부하가 인가되면 문제가 없지만 불평형 부하가 인가될 경우 직류단에 전압 불평형이 생기는 문제점이 발생한다. 직류단에 전압 불평형이 생기면 커패시터의 내압이 정해져 있으므로 직류단의 전압이 커패시터의 내압 이상으로 커지는 것을 방지하기 위해서 강제로 출력전압을 차단해야 한다. 따라서, 불필요한 상황에서 무정전 전원장치가 중지되어 안전성을 떨어뜨리는 심각한 문제점을 갖고 있다.
또한, 종래의 방식은 전압을 측정하여 전압 불평형 발생하였을 때 동작하는 방식으로 균등 제어시 전류를 감지하여 과전류를 방지하여야 하므로 회로 구성과 제어가 복잡한 문제점을 갖고 있다.
한국등록특허 제10-0284050호.
따라서 본 발명은 무정전 전원장치에 불평형 부하가 인가되더라도 직류단에 발생하는 전압 불평형을 제어할 수 있는 제어 장치를 제공하는 것을 일 목적으로 한다.
또한 본 발명은 복잡한 회로 구성과 특별한 제어 없이도 직류단의 전압 불평형을 제어하는 제어 장치를 제공하는 것을 다른 목적으로 한다.
본 발명의 목적은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치에 관한 것으로서, 3상 교류 입력전원을 직류전원으로 변환하는 정류부; 및 상기 정류부와 연결되어 입력전원이 차단되거나 불안정할 경우 배터리 모드 또는 ESS(Energy Storage System) 모드에서 부스트 컨버터 동작을 하는 제 1 및 제 2 컨버터부; 를 포함하되, 정상 모드에서는 PFC(Power Factor Correction)회로로 동작하여 입력전류를 입력전압과 동상으로 제어하고, 상기 배터리 모드 또는 ESS 모드에서는 상기 제 1 컨버터부의 직류단 전압과 제 2 컨버터부의 직류단 전압을 독립적으로 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 정류부는, 상기 3상 교류 입력전원의 각 상이 직렬로 연결된 사이리스터의 접속점에 접속되는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 제 1 컨버터부는, 직류 정모선과 직류 중성점 모선 사이에 직렬로 연결된 제 1 배터리; 상기 제 1 배터리에 병렬 접속되는 제 1 반도체 스위칭 소자; 상기 제 1 반도체 스위칭 소자에 병렬 접속되는 제 1 커패시터; 및 상기 제 1 배터리와 제 1 반도체 스위칭 소자 사이에 접속되는 제 1 인덕터;를 포함하며, 상기 제 2 컨버터부는, 상기 직류 중성점 모선과 직류 부모선 사이에 직렬로 연결된 제 2 배터리; 상기 제 2 배터리에 병렬 접속되는 제 2 반도체 스위칭 소자; 상기 제 2 반도체 스위칭 소자에 병렬 접속되는 제 2 커패시터; 및 상기 제 2 배터리와 제 2 반도체 스위칭 소자 사이에 접속되는 제 2 인덕터;를 포함하며, 상기 제 1 및 제 2 컨버터부는, 상기 직류 중성점 모선을 통해 연결된 것을 특징으로 한다.
또한 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자가 온되면 상기 제 1 및 제 2 인덕터에 에너지를 저장하고, 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자가 오프되면 제 1 및 제 2 인덕터에 저장된 에너지가 상기 제 1 및 제 2 배터리의 전원과 더해져 부하에 전원을 공급하는 것을 한다.
또한 상기 제 1 컨버터부 및 제 2 컨버터부는, 전압 차이로 인한 상기 제 1 및 제 2 배터리의 불량을 방지하기 위해서 각각 직렬 연결되는 사이리스터; 를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
그리고 상기 제 1 컨버터부는, 상기 제 1 반도체 스위칭 소자와 상기 제 1 커패시터 사이에 접속되는 제 1 다이오드; 를 더 포함하며, 상기 제 2 컨버터부는, 상기 제 2 반도체 스위칭 소자와 상기 제 2 커패시터 사이에 접속되는 제 2 다이오드; 를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같은 구성을 가지는 본 발명에 의한 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치는 불평형 부하가 인가되어도 직류단에 발생하는 불평형을 제어할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 복잡한 회로 구성과 특별한 제어 없이도 직류단의 전압 불평형을 방지할 수 있는 효과도 있다.
그리고, 전압을 감지하여 전압 불평형을 제어하지 않아도 되므로 회로 구성이 간소해지고, 스위칭 소자의 내압이 직류단 전압의 절반이며 전류 용량도 작아 저가로 구성가능한 효과도 있다.
도 1은 종래의 무정전 전원장치의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 정류기가 적용된 무정전 전원장치의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 정류기의 상세 회로도이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 정류기가 정상 모드에서의 PFC 동작을 제어하는 정류기 제어기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 정류기가 배터리 모드 또는 ESS 모드에서의 부스트 컨버터 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 종래의 균등 회로의 동작을 도시한 상세 회로도이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 균등 회로가 적용된 무정전 전원장치의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 균등 회로의 상세 회로도이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 균등 회로의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 반도체 스위칭 소자의 Gating Signals의 입력 주기를 나타낸 도면이다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 상세하게 설명하고자 한다. 다만, 실시예들을 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 잘 알려져 있고, 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 가급적 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 핵심을 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.
도 1은 종래의 무정전 전원장치의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이며, 도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 정류기가 적용된 무정전 전원장치(100)의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이며, 도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 정류기(110)의 상세 회로도이며, 도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 정류기가 정상 모드에서의 PFC 동작을 제어하는 정류기 제어기의 동작을 설명하기 위한 도면이며, 도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 정류기가 배터리 모드 또는 ESS(Energy Storage System) 모드에서의 부스트 컨버터 동작을 설명하기 위한 도면이다.
본 발명의 일실시예에 따른 무정전 전원장치(100)에 적용되는 정류기(110)는 도 2에 도시된 바와 같이 인버터(120)와 연결된다.
정류기(110)는 정상 모드에서는 3상 교류 입력전원을 직류 전원으로 변환하여 부하에 전원을 공급하고, 입력 전원이 차단되거나 불안정할 경우 배터리 모드 또는 ESS 모드로 동작한다.
인버터(120)는 정류기(110)를 통과한 직류전원을 교류전원으로 변환하여 부하에 전원을 공급한다. 인버터(120)의 구성 및 동작은 종래와 동일하므로 구체적인 설명은 생략하도록 한다.
도 2에 따르면, 정류기(110)는 교류 입력전원(R)(S)(T)(N)을 통하여 3상 4선의 전원이 공급되는 상태이다. 여기서, 제1선(R)을 통한 전원은 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00001
,
Figure 112014093962941-pat00002
)의 접속점에 접속되고, 제2선(S)을 통한 전원은 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00003
,
Figure 112014093962941-pat00004
)의 접속점에 접속되고, 제3선(T)을 통한 전원은 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00005
,
Figure 112014093962941-pat00006
)사이의 접속점에 접속된다.
교류 입력전원(R)(S)(T)(N)에 따른 정류기(110)의 구성과 동작은, 각 상에서 동일하므로 이하에서는, 도 2 내지 도 3을 참조하여 교류 입력전원(R)을 기준으로 정류기(110)의 구성과 동작을 상세히 설명한다.
본 발명의 일실시예에 따른 무정전 전원장치(100)에 적용되는 정류기(110)는 교류 입력전원(R)을 직류전원으로 변환하는 정류부(111)와 입력 전원이 차단되거나 불안정할 경우 배터리 모드 또는 ESS 모드에서 부스트 컨버터 동작을 수행하는 제 1 및 제 2 컨버터부(112,113)를 포함한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 정류부(111)는 직렬로 연결된 제 1 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00007
) 및 제 2 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00008
)를 포함하며, 제 1 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00009
) 및 제 2 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00010
)의 접속점은 교류 입력전원(R)이 접속된다. 제 1 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00011
) 및 제 2 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00012
)로 구성된 정류부(111)는 교류 입력전원(R)을 직류 전압으로 변환한다.
제 1 및 제 2 컨버터부(112,113)는 정류부(111)의 직류 정모선(11)과 직류 부모선(12)을 통해 연결된다.
제 1 컨버터부(112)는 직류 정모선(11)과 직류 중성점 모선(13) 사이에 직렬로 연결된 제 1 배터리(
Figure 112014093962941-pat00013
), 제 1 배터리(
Figure 112014093962941-pat00014
)에 병렬 접속되는 제 1 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00015
), 제 1 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00016
)에 병렬 접속되는 제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00017
), 제 1 배터리(
Figure 112014093962941-pat00018
)와 제 1 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00019
) 사이에 접속되는 제 1 인덕터(
Figure 112014093962941-pat00020
)를 포함한다.
또한, 전압 차이로 인한 제 1 배터리(
Figure 112014093962941-pat00021
)의 불량을 방지하기 위해서 직렬로 연결된 제 3 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00022
)를 더 포함할 수 있다.
또한, 제 1 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00023
)와 제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00024
) 사이에 접속되는 제 1 다이오드(
Figure 112014093962941-pat00025
)를 더 포함할 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같이 제 1 및 제 2 컨버터부(112,113)는 동일한 구성을 가지며 직류 중성점 모선(13)을 기준으로 대칭적으로 배치된 구조이다. 따라서, 제 2 컨버터부(113)의 상세한 설명은 생략하도록 한다.
이하에서는 도 3 내지 도 5를 참조하여 정류기(110)가 정상 모드 및 배터리 모드에서 각각 직류단 전압 불평형을 방지하는 동작을 설명한다.
정류기(110)는 정류기 제어기를 통해 정상 모드에서 PFC(Power Factor Correction)회로로 동작하여 직류단 전압 불평형을 방지한다(도 4 참조).
정류기(110)가 PFC 회로로 동작하면, 입력전압에 따라 양의 반주기에서는 제 1 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00026
)가 온(ON)과 오프(OFF) 동작을 반복하고, 음의 반주기에서는 제 2 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00027
)가 온(ON)과 오프(OFF) 동작을 반복한다.
정류기(110)의 PFC 회로 동작을 제어하는 정류기 제어기의 동작은 도 3 내지 도 4를 참조하고 교류 입력전원(R)에 따른 동작으로 설명한다.
정류기 제어기는 내부 루프에 전류 제어기가 있고 외부 루프에 전압 제어기가 있는 구조이다.
먼저, 전압 제어기는 직류단 전압의 지령값(
Figure 112014093962941-pat00028
)과 실제 측정한 직류단 전압값(
Figure 112014093962941-pat00029
)을 비교하여 구한 에러값(
Figure 112014093962941-pat00030
)을 입력받아 전류 제어기의 지령 값의 크기(
Figure 112014093962941-pat00031
)를 구한다.
균등 제어기는 도 3의 제 1 컨버터부 전압(
Figure 112014093962941-pat00032
)과 제 2 컨버터부 전압(
Figure 112014093962941-pat00033
)의 전압 오차값(
Figure 112014093962941-pat00034
)을 입력받아
Figure 112014093962941-pat00035
을 구한다.
PLL과 정현파 발생기를 통해 구해진 입력 전압의 위상(
Figure 112014093962941-pat00036
)과 상기 전류 제어기의 지령 값의 크기(
Figure 112014093962941-pat00037
)를 곱한 값에, 균등 제어기를 통해 구해진 값(
Figure 112014093962941-pat00038
)을 빼고 절대 값을 취해서 인덕터 전류의 지령값(
Figure 112014093962941-pat00039
)을 만들어 준다.
이후, 상기 인덕터 전류의 지령값(
Figure 112014093962941-pat00040
)과 실제 인덕터 전류(
Figure 112014093962941-pat00041
)를 비교하여 에러값(
Figure 112014093962941-pat00042
)을 구한다.
전류 제어기는 상기 에러값(
Figure 112014093962941-pat00043
)을 입력받아 최종 기준 값(
Figure 112014093962941-pat00044
)을 구한다.
최종 기준 값(
Figure 112014093962941-pat00045
)은 정류기 제어기의 출력이 된다. 최종 기준 값(
Figure 112014093962941-pat00046
)은 삼각파와 비교하여 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00047
,
Figure 112014093962941-pat00048
)의 게이트 신호(바람직하게는 ON/OFF 신호)가 되어 입력전류를 입력전압과 동상으로 제어하면서 직류단 전압을 일정하게 제어한다.
즉, 균등 제어기를 통해 구한 값(
Figure 112014093962941-pat00049
)은 불평형이 발생하면 값을 가진다. 따라서 인덕터 전류의 지령값(
Figure 112014093962941-pat00050
)을 조정하여 직류단 전압 불평형을 제거한다. 불평형이 발생하지 않으면 인덕터 전류의 지령값(
Figure 112014093962941-pat00051
)은 항상 0으로 유지된다.
이하, 도 5의 (a) 및 (b)를 참조하여 배터리 모드 또는 ESS 모드에서 정류기(110)가 직류단 전압 불평형을 방지하는 동작을 설명한다.
도 5에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 정류기(110)는 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00052
,
Figure 112014093962941-pat00053
)의 온(ON)과 오프(OFF) 동작을 통해 부스트 컨버터로서 동작한다. 여기서, 부스트 컨버터 동작은 정류부(111)의 제 1 및 제 2 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00054
,
Figure 112014093962941-pat00055
)가 오프(OFF)된 상태와 제 1 및 제 2 컨버터부(112,113)의 제 3 및 제 4 사이리스터(
Figure 112014093962941-pat00056
,
Figure 112014093962941-pat00057
)가 온(ON)된 상태를 유지한 상태에서 동작한다.
제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00058
,
Figure 112014093962941-pat00059
)가 온(ON)되면 도 5의 (a)와 같이 전류의 경로가 형성되고, 제 1 및 제 2 인덕터(
Figure 112014093962941-pat00060
,
Figure 112014093962941-pat00061
)에 에너지를 저장한다. 이후, 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00062
,
Figure 112014093962941-pat00063
)가 오프(OFF)되면 도 5의 (b)와 같이 전류의 경로가 형성되고, 제 1 및 제 2 인덕터(
Figure 112014093962941-pat00064
,
Figure 112014093962941-pat00065
)에 저장된 에너지와 제 1 및 제 2 배터리(
Figure 112014093962941-pat00066
,
Figure 112014093962941-pat00067
)의 전원이 더해져 부하에 전원을 공급한다.
상기 전술한 바와 같이, 배터리 모드 또는 ESS 모드에서는 직류단의 전압 불평형을 방지하기 위해서 직류단 전압인
Figure 112014093962941-pat00068
(
Figure 112014093962941-pat00069
)를 제어하지 않고, 제 1 및 제 2 컨버터부(112,113)가
Figure 112014093962941-pat00070
와
Figure 112014093962941-pat00071
을 각각 독립적으로 제어하며 부스트 컨버터 동작을 한다. 따라서, 전압 불평형을 방지할 수 있다.
도 6은 종래의 균등 회로의 동작을 도시한 상세 회로도이다.
이러한 종래의 방식은 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00072
,
Figure 112014093962941-pat00073
)의 내압이 정해져 있으므로 직류단의 전압이 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00074
,
Figure 112014093962941-pat00075
)의 내압 이상으로 커지는 것을 방지하기 위해서는 출력전압을 차단해야 한다. 따라서 불필요한 상황에서 무정전 전원장치가 중지되어 안전성을 떨어뜨리는 심각한 문제점을 가진다.
한편, 종래의 균등 회로는 부하에 전압 불평형이 발생하면 도 6에 도시된 (a) 및 (b)와 같이 스위치(
Figure 112014093962941-pat00076
,
Figure 112014093962941-pat00077
)를 동작하여 직류단에 발생하는 전압 불평형을 제어한다.
Figure 112014093962941-pat00078
인 경우, 도 6의 (a)와 같이 스위치(
Figure 112014093962941-pat00079
)를 오프(OFF)하고 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00080
)를 충전하여 전압 불평형을 제어한다.
Figure 112014093962941-pat00081
인 경우, 도 6의 (b)와 같이 스위치(
Figure 112014093962941-pat00082
)를 오프(OFF)하고 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00083
)를 충전하여 전압 불평형을 제어한다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 균등 회로(210)가 적용된 무정전 전원장치(200)의 구성을 개략적으로 나타낸 회로이며, 도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 균등 회로(210)의 상세 회로도이다.
도 7에 따르면, 무정전 전원장치(200)는 정류기, 배터리 충/방전기, 균등 회로(210) 및 인버터로 구성된다. 정류기는 교류 입력전원을 직류 전원으로 변환하며, 인버터는 직류 전원을 교류 전원으로 변환한다. 배터리 충/방전기는 정상 모드에서 배터리를 충전하고, 입력 전원이 차단되거나 불안정하면 배터리 모드로 동작한다. 정류기, 배터리 충/방전기 및 인버터의 구성 및 동작은 종래와 동일하므로 구체적인 설명은 생략하도록 한다.
도 8을 참조하면, 균등 회로(210)는 제 1 내지 제 4 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00084
내지
Figure 112014093962941-pat00085
)와 제 1 내지 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00086
내지
Figure 112014093962941-pat00087
)를 포함한다.
제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00088
)는 직류 정모선(21)과 직류 중성점 모선(23) 사이에 접속되며, 제 2 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00089
)는 직류 중성점 모선(23)과 직류 부모선(22) 사이에 접속된다.
제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00090
,
Figure 112014093962941-pat00091
)는 제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00092
)에 병렬로 접속되며, 제 3 및 제 4 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00093
,
Figure 112014093962941-pat00094
)는 제 2 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00095
)에 병렬로 접속된다. 여기서, 제 1 내지 제 4 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00096
내지
Figure 112014093962941-pat00097
)는 직류 정모선(21)과 직류 부모선(22)의 사이에 직렬로 접속되는 IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)와 IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)에 각각 병렬 접속되는 다이오드(D1D 내지 D4D)를 포함한다.
제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00098
)는 일단은 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00099
,
Figure 112014093962941-pat00100
)의 접속점에 접속되고, 그 타단은 제 3 및 제 4 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00101
,
Figure 112014093962941-pat00102
)의 접속점에 접속한다.
이하에서는 도 9 내지 도 10을 참조하여 상기와 같이 구성된 본 발명의 다른 실시예에 따른 균등 회로(210)의 동작을 설명한다. 먼저, 도 9는 균등 회로(210)의 동작을 나타낸 도면이고, 도 10은 균등 회로(210)의 제 1 내지 제 4 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00103
내지
Figure 112014093962941-pat00104
)에 Gating Signals의 입력 주기를 나타낸 도면이다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 균등 회로(210)는, 도 10에 도시된 바와 같이, 불연속적으로 입력되는 Gating Signals에 따라 MODE 1과 MODE 2로 구분되어 동작을 반복한다.
MODE 1은 0에서 T/2까지의 주기로 제 1 및 제 3 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00105
,
Figure 112014093962941-pat00106
)를 동시에 온(ON)하고 제 2 및 제 4 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00107
,
Figure 112014093962941-pat00108
)를 동시에 오프(OFF)하여 제 1 및 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00109
,
Figure 112014093962941-pat00110
)를 충전한다.
MODE 1에서는, 제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00111
)의 전압이 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00112
)의 전압 보다 높으면 제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00113
)에서 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00114
)를 충전하고, 제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00115
)의 전압이 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00116
)의 전압 보다 낮으면 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00117
)에서 제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00118
)를 충전하여 제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00119
)와 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00120
)의 전압이 동일하게 유지된다.
또한, MODE 2는 T/2에서 T까지의 주기로 제 2 및 제 4 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00121
,
Figure 112014093962941-pat00122
)를 동시에 온(ON)하고 제 1 및 제 3 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00123
,
Figure 112014093962941-pat00124
)를 오프(OFF)하여 제 2 및 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00125
,
Figure 112014093962941-pat00126
)를 충전한다.
MODE 1에서는, 제 2 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00127
)의 전압이 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00128
)의 전압 보다 높으면 제 2 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00129
)에서 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00130
)를 충전하고, 제 2 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00131
)의 전압이 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00132
)의 전압 보다 낮으면 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00133
)에서 제 2 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00134
)를 충전하여 제 2 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00135
)와 제 3 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00136
)의 전압이 동일하게 유지된다.
따라서, Gating Signals에 따라 MODE 1과 MODE 2로 구분되어 동작을 반복하므로 제 1 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00137
)와 제 2 커패시터(
Figure 112014093962941-pat00138
)의 전압이 항상 일정하게 유지되어 직류단의 전압 불평형이 발생되는 것을 방지한다.
즉, 본 발명의 다른 실시예에 따른 균등 회로(210)가 적용된 무정전 전원장치(200)는 불연속적으로 입력되는 Gating Signals에 따라 제 1 및 제 3 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00139
,
Figure 112014093962941-pat00140
)가 동시에 온(ON)되면 제 2 및 제 4 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00141
,
Figure 112014093962941-pat00142
)를 동시에 오프(OFF)되고, 제 2 및 제 4 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00143
,
Figure 112014093962941-pat00144
)가 동시에 온(ON)되면 제 1 및 제 3 반도체 스위칭 소자(
Figure 112014093962941-pat00145
,
Figure 112014093962941-pat00146
)가 오프(OFF)되는 동작이 반복하여 직류단에 발생하는 전압 불평형을 제어할 수 있다.
또한, 전압을 감지하여 전압 불평형을 제어하지 않아도 되므로 회로 구성이 간소해진다. 더불어 스위칭 소자도 내압이 직류단 전압의 절반이고 전류 용량도 작아 저가로 구성 가능하다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 본 발명의 일실시예 및 다른 실시예를 설명함에 있어서 적용된 소자(전자부품)는 당업자에 의해서 용이하게 변경 가능한 점을 알아야한다. 또한, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자라면 하기의 특허 청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
100
11 : 직류 정모선 12 : 직류 부모선
13 : 직류 중성점 모선 110 : 정류기
111 : 정류부 112 : 제 1 컨버터부
113 : 제 2 컨버터부 120 : 인버터
200
21 : 직류 정모선 22 : 직류 부모선
23 : 직류 중성점 모선 210 : 균등 회로

Claims (10)

  1. 3상 교류 입력전원을 직류전원으로 변환하는 정류부; 및
    상기 정류부와 연결되어 입력전원이 차단되거나 불안정할 경우 배터리 모드 또는 ESS 모드에서 부스트 컨버터 동작을 하는 제 1 및 제 2 컨버터부; 를 포함하되,
    정상 모드에서는 PFC 회로로 동작하여 입력전류를 입력전압과 동상으로 제어하고, 상기 배터리 모드 또는 ESS 모드에서는 상기 제 1 컨버터부의 직류단 전압과 제 2 컨버터부의 직류단 전압을 독립적으로 제어하는 것을 특징으로 하며,
    상기 제 1 컨버터부는,
    직류 정모선과 직류 중성점 모선 사이에 직렬로 연결된 제 1 배터리와, 상기 제 1 배터리에 병렬 접속되는 제 1 반도체 스위칭 소자와, 상기 제 1 반도체 스위칭 소자에 병렬 접속되는 제 1 커패시터, 및 상기 제 1 배터리와 제 1 반도체 스위칭 소자 사이에 접속되는 제 1 인덕터를 포함하며,
    상기 제 2 컨버터부는,
    상기 직류 중성점 모선과 직류 부모선 사이에 직렬로 연결된 제 2 배터리와, 상기 제 2 배터리에 병렬 접속되는 제 2 반도체 스위칭 소자와, 상기 제 2 반도체 스위칭 소자에 병렬 접속되는 제 2 커패시터, 및 상기 제 2 배터리와 제 2 반도체 스위칭 소자 사이에 접속되는 제 2 인덕터를 포함하며,
    상기 제 1 컨버터부 및 제 2 컨버터부는, 상기 직류 중성점 모선을 통해 연결된 것을 특징으로 하며, 전압 차이로 인한 상기 제 1 및 제 2 배터리의 불량을 방지하기 위해서 각각 직렬 연결되는 사이리스터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 정류부는,
    상기 3상 교류 입력전원의 각 상이 직렬로 연결된 사이리스터의 접속점에 접속되는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치.
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자가 온되면 상기 제 1 및 제 2 인덕터에 에너지를 저장하고, 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자가 오프되면 제 1 및 제 2 인덕터에 저장된 에너지가 상기 제 1 및 제 2 배터리의 전원과 더해져 부하에 전원을 공급하는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치.
  5. 삭제
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 컨버터부는, 상기 제 1 반도체 스위칭 소자와 상기 제 1 커패시터 사이에 접속되는 제 1 다이오드; 를 더 포함하며,
    상기 제 2 컨버터부는, 상기 제 2 반도체 스위칭 소자와 상기 제 2 커패시터 사이에 접속되는 제 2 다이오드; 를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 직류단 전압 불평형 제어 장치.
  7. 무정전 전원장치의 직류단에 발생하는 전압 불평형을 제어하는 균등 회로에 있어서,
    상기 균등 회로는,
    직류 정모선과 직류 중성점 모선 사이에 접속되는 제 1 커패시터;
    상기 직류 중성점 모선과 직류 부모선 사이에 접속되는 제 2 커패시터;
    상기 제 1 커패시터에 병렬 접속되는 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자;
    상기 제 2 커패시터에 병렬 접속되는 제 3 및 제 4 반도체 스위칭 소자; 및
    일단은 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자의 접속점에 접속되고, 타단은 제 3 및 제 4 반도체 스위칭 소자의 접속점에 접속되는 제 3 커패시터; 를 포함하되,
    상기 제 1 내지 제 4 반도체 스위칭 소자는,
    불연속적으로 입력되는 신호에 따라 온과 오프 동작을 반복하는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 균등 회로.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 내지 제 4 반도체 스위칭 소자는,
    상기 직류 정모선과 직류 부모선 사이에 직렬로 접속되는 IGBT 소자 및 상기 IGBT 소자에 병렬 접속되는 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 균등 회로.
  9. 삭제
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 내지 제 4 반도체 스위칭 소자의 온과 오프 동작은,
    상기 제 1 및 제 3 반도체 스위칭 소자가 온되면 제 2 및 제 4 반도체 스위칭 소자가 오프되고, 상기 제 2 및 제 4 반도체 스위칭 소자가 온되면 제 1 및 제 3 반도체 스위칭 소자가 오프되는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 균등 회로.
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