KR101416284B1 - 무선 통신 장치의 ｈｄ 물리 계층 - Google Patents

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Abstract

무선 주파수(RF) 송신기는 데이터를 송신하기 위해 프로세서에 결합되고 제어된다. 물리 계층 회로는 RF 송신기에 결합되어 디지털 신호와 변조된 아날로그 신호 사이에서 인코딩 및 디코딩한다. 물리 계층 회로는 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP) 및 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)를 포함한다. 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)에 의해 생성된 낮은 레이트의 채널들은 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)에 의해 생성된 상응하는 높은 레이트의 채널과 동일한 주파수 대역을 공유한다.

Description

무선 통신 장치의 ＨＤ 물리 계층{HD PHYSICAL LAYER OF A WIRELESS COMMUNICATION DEVICE}
관련된 출원들
본 출원은 2006년 2월 14일에 제출된 미국 임시 출원 번호 60/773,413, 2006년 2월 15일에 제출된 미국 임시 출원 번호 60/774,012, 2006년 5월 23일에 제출된 미국 임시 출원 번호 60/808,185, 2006년 10월 5일에 제출된 미국 임시 출원 번호 60/850,116, 2006년 11월 1일에 제출된 미국 임시 출원 번호 60/856,060의 우선권을 청구하며, 상기 임시 출원들의 내용들은 본 명세서에서 참조로서 통합된다.
기술 분야
본 발명은 무선 통신 분야에 관한 것이며, 특히 적응형 빔 형성을 사용하는 무선 통신 장치에 관한 것이다.
1998년에, 아날로그 VGA 접속 표준을 대체하도록 컴퓨터들과 디스플레이들 사이에 세계 인터페이스 표준을 생성하기 위해 디지털 디스플레이 워킹 그룹(DDWG)이 형성되었다. 그 결과 발생된 표준은 1999년 4월에 공표된 디지털 비쥬얼 인터페이스(DVI) 명세였다.
다수의 컨텐트 보호 방식들이 사용가능하다. 예를 들어, HDCP 및 DTCP는 공 지된 컨텐트 보호 방식들이다. HDCP는 DVI에 대한 보안 컴포넌트로서 제안되었고, 디지털 비디오 모니터 인터페이스들을 위해 설계되었다.
HDMI는 고화질 오디오 및 비디오에 대한 폭발적인 수요를 충족하기 위해 개발된 접속 인터페이스 표준이다. HDMI는 비디오 및 오디오를 전달할 수 있고, DVI(비디오 신호들만을 전달)와 역-호환할 수 있다. DVI 및 HDMI의 중요한 장점은 그들 모두가 단일 케이블을 통해 압축되지 않은 고화질 디지털 스트림들을 전송할 수 있다는 점이다.
HDCP는 DVI 및 HDMI를 통해 전송되는 컨텐트가 복사되는 것을 방지하기 위한 시스템이다. 세부 내용을 위해 HDCP 1.0을 주목하자. HDCP는 인증, 암호화(encryption) 및 철회(revocation)를 제공한다. 재생 장치 및 재생 모니터에서 특정 회로는 전송되기 전의 비디오 데이터를 암호화한다. HDCP에서, 컨텐트는 DVI 또는 HDMI 송신기 칩 이전에 (또는 내부에서) 즉시 암호화되고, DVI 또는 HDMI 수신기 칩 이후에 (또는 내부에서) 즉시 복호화된다.
암호화 및 복호화 기능들에 부가하여, HDCP는 수신중인 장치(예컨대, 디스플레이, 텔레비전 등등)가 암호화된 컨텐트를 수신하도록 인가되는지 검증하기 위해 인증을 실행한다. DVI 또는 HDMI 인터페이스의 보안을 연속적으로 확인하기 위해 거의 매 2초마다 재-인증이 발생한다. 만약 임의의 시점에 예컨대 장치를 접속 해제 및/또는 불법 레코딩 장치를 접속함으로써 재-인증이 발생하지 않으면, 소스 장치(예를 들면, DVD 플레이어, 셋톱 박스 등등)는 암호화된 컨텐트의 전송을 종료한다.
HDMI 및 DVI에 대한 논의는 일반적으로 유선 통신에 집중되지만, 컨텐트를 전송하기 위한 무선 통신의 사용은 매일 더 늘어나고 있다. 현재 집중하는 대부분이 셀룰러 기술들 및 무선 네트워크들이지만, 무선 비디오 전송 및 높은 레이트의 네트워킹을 위해 60GHz 주변의 비인가의 스펙트럼에 관심이 증가하고 있다. 특히, 연속하는 대역폭의 7GHz는 미국 및 일본에서 60GHz 주변의 밀리미터파 주파수들에서 비인가된 사용을 위해 개방된다.
무선 주파수(RF) 송신기는 데이터를 전송하기 위해 프로세서에 결합되고 제어된다. 물리 계층 회로는 RF 송신기에 결합되어 디지털 신호와 변조된 아날로그 신호 사이에서 인코딩 및 디코딩한다. 물리 계층 회로는 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP) 및 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)를 포함한다. 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)에 의해 생성된 낮은 레이트의 채널들은 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)에 의해 생성된 상응하는 높은 레이트의 채널과 동일한 주파수 대역을 공유한다.
본 발명은 하기에 주어지는 상세한 설명 및 본 발명의 다양한 실시예들의 첨부된 도면들로부터 더 완전히 이해될 것이며, 상기 도면들은 본 발명을 특정 실시예들에 제한하는 것이 아니라 단지 설명 및 이해를 위한 것이다.
도 1은 통신 시스템의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 2는 통신 시스템의 일 실시예의 세부 블럭 다이어그램이다.
도 3은 주변 장치의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 4는 주파수들을 공유하는 서로 다른 채널들의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 5A는 도 1의 무선 HD 통신 시스템을 위한 물리 계층의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 5B는 블럭 인터리버 코드의 일 예를 설명하는 테이블이다.
도 6은 도 1의 무선 HD 통신 시스템에 대한 높은 레이트의 패킷들(HRP) 파라미터들의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 7은 도 1의 무선 HD 통신 시스템의 내부 코드 회로의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 8은 도 7의 내부 코드 회로의 내부 코드 레이트의 테이블이다.
도 9는 도 1의 무선 HD 통신 시스템의 비트 인터리버의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 10은 도 9의 비트 인터리버의 명세 테이블이다
도 11은 도 1의 무선 HD 통신 시스템의 톤 인터리버의 일 실시예의 그래프 다이어그램이다.
도 12는 도 1의 무선 HD 통신 시스템의 높은 레이트의 패킷(HRP) 헤더 외부 FEC의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 13은 도 1의 무선 HD 통신 시스템의 높은 레이트의 패킷(HRP) 데이터 스크램블러의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 14는 도 1의 무선 HD 통신 시스템의 낮은 레이트의 패킷(LRP) 전송의 물리 계층의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 15는 도 1의 무선 HD 통신 시스템의 낮은 레이트의 패킷(LRP) 데이터 레이트들의 테이블이다.
도 16은 전방향성 낮은 레이트의 패킷(LRP) 데이터 패킷에 대한 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 17은 전방향성 낮은 레이트의 패킷(LRP) 데이터 패킷에 대한 긴 프리앰블 포맷의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 18은 전방향성 낮은 레이트의 패킷(LRP) 데이터 패킷에 대한 짧은 프리앰블 포맷의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 19은 빔-형성된 낮은 레이트의 패킷(LRP) 데이터 패킷에 대한 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 20은 빔-형성된 낮은 레이트의 패킷(LRP) 데이터 패킷에 대한 프리앰블 포맷의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 21A는 페이로드를 갖지 않는 방향성 낮은 레이트의 패킷(LRP) 데이터 패킷에 대한 포맷의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 21B는 페이로드를 가지는 방향성 낮은 레이트의 패킷(LRP) 데이터 패킷에 대한 포맷의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 22는 방향성 낮은 레이트의 패킷(LR) 프리앰블에 대한 포맷의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 23은 안테나 방향 트래킹을 위한 방향성 낮은-레이트의 패킷들(LRP)에 대한 포맷의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 24는 송신중인 안테나 방향 트래킹을 위한 방향성 낮은-레이트의 패킷들(LRP)에 대한 포스트앰블 포맷의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
도 25는 수신중인 안테나 방향 트래킹을 위한 방향성 낮은-레이트의 패킷들(LRP)에 대한 프리앰플 포맷의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다.
무선 통신을 위한 장치 및 방법이 개시된다. 일 실시예에서, 무선 통신은 적응형 빔 형성 안테나를 구비한 무선 트랜시버를 사용하여 발생한다. 당업자에게 인식되는 것과 같이, 무선 통신은 무선 수신기 또는 송신기를 사용하여 발생할 수 있다.
일 실시예에서, 무선 통신은 송신기와 수신기 사이에서 정보를 전송하기 위해 부가의 링크 또는 채널을 포함한다. 링크는 양-방향성 또는 단-방향성일 수 있다. 일 실시예에서, 채널은 안테나 정보를 수신기로부터 송신기로 역전송하여 송신기가 또 다른 방향으로의 경로를 찾기 위해 안테나 엘리먼트들을 조종함으로써 그 안테나 어레이를 적응시킬 수 있도록 하는데 사용한다. 상기 채널은 장애물을 방지할 수 있다.
일 실시예에서, 링크는 무선으로 전송되는 컨텐트(예컨대, 무선 비디오)에 상응하는 정보를 전송하기 위해 사용된다. 상기 정보는 컨텐트 보호 정보가 될 수 있다. 예를 들어, 일 실시예에서, 링크는 트랜시버들이 HDMI 데이터를 전송할 때 암호 키들 및 암호 키들의 확인들을 전송하기 위해 사용된다. 따라서, 일 실시예에서, 링크는 제어 정보 및 컨텐트 보호 정보를 전송한다.
상기 추가 링크는 60GHz 대역 내의 개별 채널이 될 수 있다. 선택적인 실시예에서, 상기 링크는 2.4 또는 5Ghz 대역 내의 무선 채널이 될 수 있다.
하기의 설명에서, 다수의 세부사항들은 본 발명의 더 명확한 이해를 제공하도록 설명된다. 그러나, 본 발명은 상기 특정 세부사항들 없이 실행될 수 있음이 인식되어야 한다. 다른 경우들에서, 공지된 구조들 및 디바이스들은 본 발명을 모호하게 하는 것을 방지하기 위해 상세하게 보다는 블럭 다이어그램 형태로 도시된다.
하기의 상세한 설명들 중 몇몇 부분들은 컴퓨터 메모리 내의 데이터 비트들에 대한 동작들의 알고리즘들 및 기호 표현들로 제시된다. 상기 알고리즘 설명들 및 표현들은 당업자에게 그들의 작업에 대한 요지를 가장 효율적으로 전달하기 위해 데이터 프로세싱 분야에서 당업자에 의해 사용되는 수단들이다. 알고리즘은 여기에서 일반적으로 바람직한 결과를 유도하는 단계들의 자체 모순 없는(self-consistent) 시퀀스인 것으로 간주된다. 상기 단계들은 물리적인 양들에 대하여 요구중인 물리적인 조종들이다. 일반적이지만 필수인 것은 아니고, 상기 양들은 저장되고, 전송되고, 결합되고, 비교되고, 그렇지 않으면 조종될 수 있는 전기 또는 자기 신호들의 형태를 갖는다. 원칙적으로 공통적인 사용을 이유로 상기 신호들을 비트들, 값들, 엘리먼트들, 심볼들, 캐릭터들(characters), 용어들, 숫자들 등등으로 지칭하는 것은 때때로 편리하다.
그러나, 상기 용어들 및 유사 용어들 모두는 적절한 물리적 양들과 연관되기 위한 것이며, 단지 상기 양들에 적용되는 편리한 라벨들인 것으로 인지되어야 한다. 하기의 설명으로부터 명백한 것으로 특정하게 언급되지 않는다면, 설명을 통해, "처리" 또는 "컴퓨팅" 또는 "계산" 또는 "결정" 또는 "디스플레이" 등등과 같은 용어들을 사용하는 논의들은 컴퓨터 시스템의 레지스터들 및 메모리들 내에 물리적인(전자) 양들로 표시되는 데이터를 컴퓨터 시스템 메모리들 또는 레지스터들 또는 정보 저장, 전송 또는 디스플레이 디바이스들과 같은 다른 디바이스 내에 물리적인 양들로 유사하게 표시되는 다른 데이터로 조종 및 변화시키는 컴퓨터 시스템 또는 유사 전자 컴퓨팅 디바이스의 동작 및 프로세스들을 지칭하는 것으로 인식된다.
본 발명은 본 명세서 내의 동작들을 수행하기 위한 장치들에 관한 것이다. 상기 장치는 요구되는 목적들을 위해 특정하게 구성될 수 있거나 컴퓨터 내에 저장된 컴퓨터 프로그램에 의해 선택적으로 활성화되거나 재구성되는 범용 컴퓨터를 포함할 수 있다. 상기 컴퓨터 프로그램은 플로피 디스크들, 광학 디스크들, CD-ROM들 및 자기-광학 디스크들을 포함하는 임의의 타입의 디스크, 판독 전용 메모리들(ROMs), 랜덤 액세스 메모리들(RAMs), EPROM들, EEPROM들, 자기 또는 광학 카드들 또는 전자 명령들을 저장하기에 적합하고 각각 컴퓨터 시스템 버스에 결합되는 임의의 타입의 매체와 같은 컴퓨터 판독가능한 저장 매체 내에 저장될 수 있지만, 이에 제한되지 않는다.
본 명세서에 제시되는 알고리즘들 및 디스플레이들은 본래 임의의 특정 컴퓨 터 또는 다른 장치와 관련되지 않는다. 다양한 범용 시스템들은 본 명세서의 내용들에 따라 프로그램들과 함께 사용될 수 있거나, 요구되는 방법 단계들을 수행하기 위해 더 특정한 장치를 구성하는데 편리한 것을 입증할 수 있다. 상기 다양한 시스템들에 대하여 요구되는 구조는 하기의 설명으로부터 명백할 것이다. 또한, 본 발명은 임의의 특정 프로그래밍 언어를 참조하여 설명되는 것이 아니다. 다양한 프로그래밍 언어들은 본 명세서에 개시된 것과 같은 본 발명의 내용들을 구현하기 위해 사용될 수 있음이 인식될 것이다.
기계-판독가능한 매체는 기계(예컨대, 컴퓨터)에 의해 판독가능한 형태로 정보를 저장하거나 전송하기 위한 임의의 메카니즘을 포함한다. 예를 들어, 기계-판독가능한 매체는 판독 전용 메모리("ROM"); 플래시 메모리 디바이스들; 전기, 광학, 음향 또는 다른 형태의 전파되는 신호들(예컨대, 반송파들, 적외선 신호들, 디지털 신호들 등등); 등등을 포함한다.
통신 시스템의 예
도 1은 통신 시스템의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다. 도 1을 참조로 하여, 시스템은 매체 수신기(100), 매체 수신기 인터페이스(102), 송신 디바이스(140), 수신 디바이스(141), 매체 플레이어 인터페이스(113), 매체 플레이어(114) 및 디스플레이(115)를 포함한다.
매체 수신기(100)는 소스(비도시)로부터 컨텐트를 수신한다. 일 실시예에서, 매체 수신기(100)는 셋톱 박스를 포함한다. 컨텐트는 예를 들면 HDMI 또는 DVI 표준들을 고수하는 컨텐트와 같은 (그러나 그에 제한되지 않는) 베이스밴드 디지털 비디오를 포함할 수 있다. 상기 경우에, 매체 수신기(100)는 수신된 컨텐트를 포워딩하기 위한 송신기(예컨대, HDMI 송신기)를 포함할 수 있다.
매체 수신기(101)는 매체 수신기 인터페이스(102)를 통해 송신기 디바이스(140)에 컨텐트(101)를 전송한다. 일 실시예에서, 매체 수신기 인터페이스(102)는 컨텐트(101)를 HDMI 컨텐트로 변환하는 로직을 포함한다. 상기 경우에, 매체 수신기 인터페이스(102)는 HDMO 플러그를 포함할 수 있고, 컨텐트(101)는 유선 접속을 통해 전송되지만, 전송은 무선 접속을 통해 발생할 수 있다. 또다른 실시예에서, 컨텐트(101)는 DVI 컨텐트를 포함한다.
일 실시예에서, 매체 수신기 인터페이스(102) 및 송신기 디바이스(140) 사이의 컨텐트(101)의 전송은 유선 접속에서 발생하지만, 상기 전송은 무선 접속을 통해 발생할 수 있다.
송신기 디바이스(140)는 2개의 무선 접속들을 사용하여 정보를 수신기 디바이스(141)로 무선 전송한다. 무선 접속들 중 하나는 적응형 빔 형성을 사용하는 위상(phased) 어레이 안테나를 통한 것이다. 다른 무선 접속은 본 명세서에서 백 채널이라 지칭되는 무선 통신 채널(107)을 통한 것이다. 일 실시예에서, 통신 채널(107)은 단-방향성이다. 선택적인 실시예에서, 무선 통신 채널(107)은 양-방향성이다.
수신기 디바이스(141)는 송신기 디바이스(140)로부터 수신된 컨텐트를 매체 플레이어 인터페이스(113)를 통해 매체 플레이어(114)로 전송한다. 일 실시예에 서, 수신기 디바이스(141)와 매체 플레이어 인터페이스(113) 간의 컨텐트의 전송은 유선 접속을 통해 발생하지만, 상기 전송은 무선 접속을 통해 발생할 수 있다. 일 실시예에서, 매체 플레이어 인터페이스(113)는 HDMI 플러그를 포함한다. 유사하게, 매체 플레이어 인터페이스(113)와 매체 플레이어(114) 사이의 컨텐트의 전송은 유선 접속을 통해 발생하지만, 상기 전송은 무선 접속을 통해 발생할 수 있다.
매체 플레이어(114)는 컨텐트가 디스플레이(115) 상에 재생되도록 한다. 일 실시예에서, 컨텐트는 HDMI 컨텐트이고, 매체 플레이어(114)는 매체 컨텐트를 유선 접속을 통해 디스플레이로 전송하지만, 상기 전송은 무선 접속을 통해 발생할 수 있다. 디스플레이(115)는 플라즈마 디스플레이, LCD, CRT 등등을 포함할 수 있다.
도 1의 시스템은 컨텐트를 수신하여 재생 및/또는 레코딩하기 위해 DVD 플레이어/레코더 대신에 DVD 플레이어/레코더를 포함하도록 변경될 수 있다.
일 실시예에서, 송신기(140) 및 매체 수신기 인터페이스(102)는 매체 수신기(100)의 일부이다. 유사하게, 일 실시예에서, 수신기(140), 매체 플레이어 인터페이스(113) 및 매체 플레이어(114)는 동일한 디바이스의 모든 부분이다. 선택적인 실시예에서, 수신기(140), 매체 플레이어 인터페이스(113), 매체 플레이어(114) 및 디스플레이(115)는 디스플레이의 모든 부분이다. 상기 디바이스의 일 예는 도 3에 도시된다.
일 실시예에서, 송신기 디바이스(140)는 프로세서(103), 선택적인 베이스밴드 프로세싱 컴포넌트, 위상 어레이 안테나(105) 및 무선 통신 채널 인터페이스(106)를 포함한다. 위상 어레이 안테나(105)는 프로세서(103)에 결합되어 적응 형 빔 형성을 사용하여 컨텐트를 수신기 디바이스(141)로 전송하도록 제어되는 디지털 제어 위상 어레이 안테나를 구비한 무선 주파수(RF) 송신기를 포함한다.
일 실시예에서, 수신기 디바이스(141)는 프로세서(112), 선택적인 베이스밴드 프로세싱 컴포넌트(111), 위상 어레이 안테나(110) 및 무선 통신 채널 인터페이스(109)를 포함한다. 위상 어레이 안테나(110)는 프로세서(112)에 결합되어 적응형 빔 형성을 사용하여 컨텐트를 송신기 디바이스(140)로부터 수신하도록 제어되는 디지털 제어 위상 어레이 안테나를 구비한 무선 주파수(RF) 송신기를 포함한다.
일 실시예에서, 프로세서(103)는 위상 어레이 안테나(105)에 의해 무선 전송되기 전에 베이스밴드 신호 프로세싱(104)에 의해 처리되는 베이스밴드 신호들을 생성한다. 상기 경우에, 수신기 디바이스(141)는 위상 어레이 안테나(110)에 의해 수신된 아날로그 신호들을 프로세서(112)에 의한 프로세싱을 위한 베이스밴드 신호들로 변환하기 위한 베이스밴드 신호 프로세싱을 포함한다. 일 실시예에서, 베이스밴드 신호들은 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM) 신호들이다. 일 실시예에서, 베이스밴드 신호들은 단일 캐리어 위상, 진폭 또는 위상 및 진폭 모두가 변조된 신호들이다.
일 실시예에서, 송신기 디바이스(140) 및/또는 수신기 디바이스(141)는 개별 트랜시버들의 일부이다.
송신기 디바이스(140) 및 수신기 디바이스(141)는 빔 조종을 허용하는 적응형 빔 형성을 사용하는 위상 어레이 안테나를 사용하여 무선 통신을 수행한다. 빔 형성은 당업계에 공지되어 있다. 일 실시예에서, 프로세서(103)는 당업계에 공지된 방식으로 형성된 빔을 조종하기 위해 위상 어레이 안테나(105) 내의 하나 이상의 위상 쉬프터들을 쉬프트할 양을 표시하는 디지털 제어 정보를 위상 어레이 안테나(105)에 전송한다. 프로세서(112)는 위상 어레이 안테나(110)를 잘 제어하기 위해 디지털 제어 정보를 사용한다. 디지털 제어 정보는 송신기 디바이스(140) 내의 제어 채널(121) 및 수신기 디바이스(141) 내의 제어 채널(122)을 사용하여 전송된다. 일 실시예에서, 디지털 제어 정보는 계수들의 세트를 포함한다. 일 실시예에서, 프로세서들(103, 112) 각각은 디지털 신호 프로세서를 포함한다.
무선 통신 링크 인터페이스(106)는 프로세서(103)에 결합되어 무선 통신 링크(107) 및 프로세서(103) 사이에 인터페이스를 제공하여 위상 어레이 안테나의 사용에 관한 안테나 정보를 통신하고, 또다른 위치에서 컨텐트를 재생하는 것을 용이하게 하는 정보를 통신한다. 일 실시예에서, 송신기 디바이스(140) 및 수신기 디바이스(141) 사이에서 전송되어 컨텐트를 재생하는 것을 용이하게 하는 정보는 프로세서(103)로부터 수신기 디바이스(141)의 프로세서(112)로 전송되는 암호 키들 및 수신기 디바이스(141)의 프로세서(112)로부터 송신기 디바이스(140)의 프로세서(103)로의 하나 이상의 확인응답들을 포함한다.
무선 통신 링크(107)는 또한 송신기 디바이스(140)와 수신기 디바이스(141) 사이에 안테나 정보를 전송한다. 위상 어레이 안테나들(105, 110)의 초기화 동안, 무선 통신 링크(107)는 프로세서(1030)가 위상 어레이 안테나(105)에 대한 방향을 선택할 수 있게 하는 정보를 전송한다. 일 실시예에서, 정보는 안테나 위치 정보 및 상기 안테나 위치에 상응하며 위상 어레이 안테나(110)의 위치와 상기 안테나 위치에 대한 채널의 신호 강도를 포함하는 하나 이상의 데이터 쌍과 같은 수행 정보를 포함하지만 이에 제한되지 않는다. 또 다른 실시예에서, 정보는 프로세서(112)에 의해 프로세서(103)로 전송되어 상기 프로세서(103)가 위상 어레이 안테나(105) 중 어느 부분을 컨텐트를 전송하는데 사용할 것인지 결정할 수 있도록 하는 정보를 포함하지만 이에 제한되지 않는다.
위상 어레이 안테나들(105, 110)이 컨텐트(예컨대, HDMI 컨텐트)를 전송할 수 있는 모드에서 동작할 때, 무선 통신 링크(107)는 수신기 디바이스(141)의 프로세서(112)로부터의 통신 경로의 상태의 표시를 전송한다. 통신 상태의 표시는 프로세서(103)가 또 다른 방향으로(예를 들면, 또 다른 채널로) 빔을 조종하도록 촉구하는, 프로세서(112)로부터의 표시를 포함한다. 상기 촉구는 컨텐트의 부분들의 전송에 대한 간섭에 응답하여 발생할 수 있다. 상기 정보는 프로세서(103)가 사용할 수 있는 하나 이상의 선택적인 채널들을 규정할 수 있다.
일 실시예에서, 안테나 정보는 수신가 디바이스(141)가 위상 어레이 안테나(110)를 향하도록 하는 위치를 규정하기 위해 프로세서(112)에 의해 전송되는 정보를 포함한다. 상기 정보는 초기화 동안 송신기 디바이스(140)가 최적의 채널을 식별하기 위한 신호 품질 측정들이 수행될 수 있도록 수신기 디바이스(141)에 그 안테나를 위치시킬 장소를 알려줄 때 유용하다. 규정된 위치는 정확한 위치가 될 수 있거나, 예컨대 송신기 디바이스(140)와 수신기 디바이스(141) 이후의 미리 결정된 위치 순서에서 다음 순서와 같은 상대적인 위치가 될 수 있다.
일 실시예에서, 무선 통신 링크(107)는 위상 어레이 안테나(110)의 안테나 특성들을 규정하는 정보를 수신기 디바이스(141)로부터 송신기 디바이스(140)로 또는 그 반대로 전송한다.
트랜시버 구조의 예
도 2는 도 1의 송신기 디바이스(140)와 수신기 디바이스(141)를 포함하는 적응형 빔 형성 다중 안테나 무선 시스템의 일 실시예의 블럭 다이어그램이다. 트랜시버(200)는 다수의 독립적인 송신 및 수신 체인들을 포함한다. 트랜시버(200)는 위상 어레이를 사용하여 위상 어레이 빔 형성을 수행하며, 상기 어레이는 동일한 RF 신호들을 획득하고, 빔 조종을 달성하기 위해 어레이 내의 하나 이상의 안테나 엘리먼트들을 쉬프트한다.
도 2를 참조하여, 디지털 신호 프로세서(DSP;201)는 컨텐트를 포맷화하여 실시간 베이스밴드 신호들을 생성한다. DSP(201)는 변조, FEC 코딩, 패킷 어셈블리, 인터리빙 및 자동 이득 제어를 제공할 수 있다.
DSP(201)는 그 후에 베이스밴드 신호들이 변조되어 송신기의 RF 부분에 전송되도록 한다. 일 실시예에서, 컨텐트는 당업계에 공지된 방식으로 OFDM 신호들 내로 변조된다.
디지털-아날로그 컨버터(DAC;202)는 DSP(201)로부터 디지털 신호들을 수신하여 아날로그 신호들로 변환한다. 일 실시예에서, DAC(202)로부터 출력된 신호들은 0-256 MHz 신호들 사이에 있다. 선택적인 실시예에서, DAC(202)로부터 출력된 신호들은 0-750 MHz 신호들 사이에 있다.
믹서(203)는 DAC(202)로부터 출력된 신호들을 수신하여 이들을 국부 발진기(LO;204)로부터의 신호와 결합한다. 믹서(203)로부터 출력된 신호들은 중간 주파수에 있다. 일 실시예에서, 중간 주파수는 2-15GHz 사이이다.
다수의 위상 쉬프터들(2050-N)은 믹서(203)로부터의 출력을 수신한다. 역곱셈기에는 어떤 쉬프터들이 신호들을 수신할지 제어하는 것이 포함된다. 일 실시예에서, 상기 위상 쉬프터들은 양자화된 위상 쉬프터들이다. 선택적인 실시예에서, 위상 쉬프터들은 복소 곱셈기들에 의해 대체될 수 있다. 일 실시예에서, DSP(201)는 또한 당업계에 공지된 방식으로 요구되는 빔 패턴을 생성하기 위해 위상 어레이 안테나(220) 내의 각각의 안테나 엘리먼트들 내에서 위상 및 전류 크기를 제어 채널(208)을 통해 제어한다. 다시 말해서, DSP(201)는 요구되는 패턴을 생성하기 위해 위상 어레이 안테나(220)의 위상 쉬프터들(2050-N)을 제어한다.
위상 쉬프터들(2050-N) 각각은 신호를 증폭하는 전력 증폭기들(2060-N) 중 하나로 전송되는 출력을 생성한다. 증폭된 신호들은 다수의 안테나 엘리먼트들(2070- N)을 가지는 안테나 어레이(207)로 전송된다. 일 실시예에서, 안테나들(2070-N)로부터 전송된 신호들은 56-64GHz 사이의 무선 주파수 신호들이다. 따라서, 다수의 빔들은 위상 어레이 안테나(220)로부터 출력된다.
수신기와 관련하여, 안테나들(2100-N)은 안테나들(2070-N)로부터의 무선 전송들을 수신하여 그들을 위상 쉬프터들(2110-N)에 제공한다. 전술된 것과 같이, 일 실시예에서, 위상 쉬프터들(2110-N)은 양자화된 위상 쉬프터들을 포함한다. 선택적으로, 위상 쉬프터들(2110-N)은 복소 곱셈기들로 대체될 수 있다. 위상 쉬프터들(2110-N)은 단일 공급 라인 출력을 형성하기 위해 결합되는 안테나들(2100-N)로부터의 신호들을 수신한다. 일 실시예에서, 곱셈기는 서로 다른 엘리먼트들로부터의 신호들을 결합하여 단일 공급 라인을 출력하는데 사용된다. 위상 쉬프터들(2110-N)의 출력은 신호의 주파수를 중간 주파수로 감소시키는 중간 주파수(IF) 증폭기(212)에 입력된다. 일 실시예에서, 중간 주파수는 2-9GHz 사이이다.
믹서(213)는 IF 증폭기(212)의 출력을 수신하고 이를 당업계에 공지된 방식으로 LO(214)로부터의 신호와 결합한다. 일 실시예에서, 믹서(213)의 출력은 0 내지 약 250MHz의 범위 내의 신호이다. 일 실시예에서, 각각의 신호에 대한 I 및 Q 신호들이 존재한다. 선택적인 실시예에서, 믹서(213)의 출력은 0 내지 약 750MHz 범위 내의 신호이다.
아날로그-디지털 컨버터(ADC;215)는 믹서(213)의 출력을 수신하여 이를 디지털 형태로 변환한다. ADC(215)로부터의 디지털 출력은 DSP(216)에 의해 수신된다. DSP(216)는 신호의 진폭 및 위상을 재저장한다. DSPs(211)는 복조, 패킷 디어셈블리, 디인터리빙, FEC 디코딩 및 자동 이득 제어를 제공할 수 있다.
일 실시예에서, 트랜시버들 각각은 DSP에 대한 제어 정보를 설정하는 제어 마이크로 프로세서를 포함한다. 제어 마이크로 프로세서는 DSP와 동일한 다이(die) 상에 존재할 수 있다.
DSP-제어된 적응형 빔 형성
일 실시예에서, DSP들은 하드웨어 내에 구현되는 빔 형성 가중치들로 적응형 알고리즘을 구현한다. 즉, 송신기 및 수신기는 디지털 제어된 아날로그 위상 쉬프터들을 사용하여 RF 주파수 내에서 빔 형성을 수행하도록 함께 동작하지만, 선택적인 실시예에서, 빔 형성은 IF 내에서 수행된다. 위상 쉬프터들(2050-N 및 2110-N)은 각각 제어 채널(208) 및 제어 채널(217)을 통해 그들의 개별 DSP들에 의해 공지된 방식으로 제어된다. 예를 들어, DSP(201)는 송신기가 빔을 조종하기 위해 적응형 빔 형성을 수행하도록 위상 쉬프터들(1050-N)을 제어하고, DSP(211)는 안테나 엘리먼트들이 안테나 엘리먼트들로부터의 무선 전송을 수신하고 서로 다른 엘리먼트들로부터의 신호들을 결합하여 단일 공급 라인 출력을 형성하도록 위상 쉬프터들(2110-N)을 제어한다. 일 실시예에서, 멀티플렉서는 서로 다른 엘리먼트들로부터의 신호들을 결합하여 단일 공급 라인을 출력하도록 사용된다.
DSP(201)는 각각의 안테나 엘리먼트에 접속된 적절한 위상 쉬프터에 펄스를 발생시키거나 전압을 제공함으로써 빔 조종을 수행한다. DSP(201)에서 펄스 발생 알고리즘은 각각의 엘리먼트의 위상 및 이득을 제어한다. DSP 제어되는 위상 어레이 빔 형성을 수행하는 것은 당업계에 공지되어 있다.
적응형 빔 형성 안테나는 간섭하는 방해물들을 방지하기 위해 사용된다. 빔 형성을 적응시키고 빔을 조종함으로써, 통신은 송신기와 수신기 사이에서 무선 전 송들을 방해하거나 간섭할 수 있는 방해물들을 방지할 수 있다.
일 실시예에서, 적응형 빔 형성 안테나들과 관련하여, 상기 안테나들은 3가지 동작 단계들을 가질 수 있다. 3가지 동작 단계들은 트레이닝 단계, 탐색 단계 및 트래킹 단계이다. 트레이닝 단계 및 탐색 단계는 초기화 동안 발생한다. 트레이닝 단계는 공간 패턴들 {Ai} 및 {Bi}의 미리 결정된 시퀀스를 사용하여 채널 프로파일을 결정한다. 탐색 단계는 후보 공간 패턴들 {Ai}, {Bi}의 리스트를 계산하고, 하나의 트랜시버의 송신기와 또 다른 송신기의 수신기 사이의 데이터 전송시 사용하기 위해 주요 후보
Figure 112008064733465-pct00001
를 선택한다. 트래킹 위상은 후보 리스트의 강도를 추적한다. 주요 후보가 방해되면, 공간 패턴들의 다음 쌍이 사용을 위해 선택된다.
일 실시예에서, 트레이닝 단계 동안, 송신기는 공간 패턴들
Figure 112008064733465-pct00002
의 시퀀스를 전송한다. 각각의 공간 패턴
Figure 112008064733465-pct00003
에 대하여, 수신기는 또다른 패턴들
Figure 112008064733465-pct00004
의 시퀀스에 수신된 신호를 투영한다. 투영의 결과로서, 채널 프로파일이 쌍
Figure 112008064733465-pct00005
,
Figure 112008064733465-pct00006
에서 획득된다.
일 실시예에서, 송신기와 수신기 사이에 철저한 트레이닝이 수행되며, 상기 수신기의 안테나는 모든 위치들에 위치되고, 송신기는 다수의 공간 패턴들을 전송한다. 철저한 트레이닝은 공지되어 있다. 상기 경우에, M개의 송신 공간 패턴들 은 송신기에 의해 전송되고, N개의 수신 공간 패턴들은 수신기에 의해 수신되며, 따라서 NxM 채널 행렬을 형성한다. 따라서, 송신기는 송신 섹터들의 패턴을 경험하고, 수신기는 상기 전송에 대하여 가장 강한 신호를 발견하기 위해 탐색한다. 그후에 송신기는 다음 섹터로 이동한다. 철저한 탐색 프로세스의 종료시, 송신기와 수신기의 모든 위치들의 랭킹 및 상기 위치들에서 채널의 신호 강도가 획득된다. 정보는 안테나들이 가리키는 위치들과 채널들의 신호 강도들의 쌍들로 유지된다. 리스트는 간섭의 경우에 안테나 빔을 조정하기 위해 사용될 수 있다.
선택적인 실시예에서, 채널 프로파일을 획득하기 위해 전송되는 직교 안테나 패턴들을 가지는 연속하는 좁은 섹션들 내에 공간이 분할되는 바이-섹션(bi-section) 트레이닝이 사용된다.
DSP(101)는 정적 상태에 있고, 안테나가 가리키는 방향은 미리 결정되어 있다고 가정하자. 정규 상태에서, DSP는 위상 쉬프터들에 전송하는 계수들을 세트를 가질 것이다. 계수들은 위상 쉬프터가 그 상응하는 안테나에 대한 신호를 쉬프트할 위상의 양을 표시한다. 예를 들어, DSP(101)는 서로 다른 위상 쉬프터들이 서로 다른 양들을 쉬프트, 예컨대 30도 쉬프트, 45도 쉬프트, 90도 쉬프트, 180도 쉬프트하는 것을 표시하는 디지털 제어 정보 세트를 위상 쉬프터들에 전송한다. 따라서, 안테나 엘리먼트로 진행하는 신호는 특정 위상(도)만큼 쉬프트될 것이다. 서로 다른 양에 의한 예컨대 16, 34, 32, 64 엘리먼트들과 같은 쉬프트의 최종 결과는 안테나가 수신중인 안테나에 대하여 가장 민감한 수신 위치를 제공하는 방향으로 조종될 수 있도록 한다. 즉, 전체 안테나에 어레이에 걸친 쉬프트들의 혼합 세트는 안테나의 가장 민감한 포인트가 지구 반구에 걸쳐 가리키는 장소를 움직이는 능력을 제공한다.
일 실시예에서, 송신기와 수신기 사이의 적절한 접속은 송신기로부터 수신기로의 직접 경로가 아닐 수 있음에 유의하라. 예를 들어, 가장 적절한 경로는 천장을 맞고 튀어나오는(bounce off) 것이 될 수 있다.
백 채널
일 실시예에서, 무선 통신 시스템은 무선 통신 디바이스들(예컨대, 송신기 및 수신기, 한 쌍의 트랜시버들 등등) 사이에서 정보를 전송하기 위해 백 채널 EH는 링크를 포함한다. 상기 정보는 빔 형성 안테나들과 연관되며, 무선 통신 디바이스들 중 하나 또는 모두가 송신기 안테나의 안테나 엘리먼트들이 수신기 디바이스의 안테나 엘리먼트들로 잘 향하도록 안테나 엘리먼트들의 어레이를 적응시킬 수 있다. 상기 정보는 또한 송신기와 수신기의 안테나 엘리먼트들 사이에서 무선으로 전송되는 컨텐트의 사용을 용이하게 하는 정보를 포함한다.
도 2에서, 백 채널(20)은 DSP(216)가 트래킹 및 제어 정보를 DSP(201)로 전송할 수 있도록 DSP(216)와 DSP(201) 사이에 결합된다. 일 실시예에서, 백 채널(220)은 고속 다운 링크 및 확인응답 채널로서 기능한다.
일 실시예에서, 백 채널은 또한 무선 통신이 발생하는 애플리케이션(예컨대, 무선 비디오)에 상응하는 정보를 전송하기 위해 사용된다. 상기 정보는 컨텐트 보호 정보를 포함한다. 예를 들어, 일 실시예에서, 백 채널은 트랜시버들이 HDMI 데 이터를 전송하는 동안 암호화 정보(예컨대, 암호화 키들 및 암호화 키들의 확인응답들)을 전송하는데 사용된다. 상기 경우에, 백 채널은 컨텐트 보호 통신을 위해 사용된다.
특히, HDMI에서, 암호화는 데이터 싱크가 허가된 디바이스(예컨대, 허가된 디스플레이)인지 확인하기 위해 사용된다. 허가된 디바이스가 변경되지 않은 것을 확인하기 위해 HDMI 데이터 스트림을 전송하는 동안 전송되는 새로운 암호화 키들의 연속 스트림이 발생한다. HD TV 데이터를 위한 프레임들의 블럭들은 서로 다른 키들로 암호화되고, 그 후에 상기 키들은 플레이어를 확인하기 위해 백 채널(220)을 통해 다시 확인응답 되어야 한다. 백 채널(220)은 암호화 키들을 순방향으로 수신기로 전송하고, 상기 수신기로부터 역방향으로 키 수신들의 확인 응답들을 전송한다. 따라서, 암호화된 정보는 양 방향으로 보내진다.
컨텐트 보호 통신들을 위한 백 채널의 사용은 상기 통신들이 컨텐트와 함께 전송될 때 긴 보전(retaining) 프로세스를 종료해야 하는 것을 방지하기 때문에 유리하다. 예를 들어, 만약 송신기로부터의 키가 주요 링크를 통해 전송되는 컨텐트와 나란히 전송되고, 상기 주요 링크가 차단되면, 일반적인 HDMI/HDCP 시스템에 대하여 2-3초의 긴 보전을 강요한다. 일 실시예에서, 상기 개별 양-방향성 링크는 전-방향성 방위가 주어지는 주요 방향성 링크보다 높은 신뢰성을 갖는다. HDCP 키들의 통신 및 수신중인 디바이스로부터의 적절한 확인응답을 위해 상기 백 채널을 사용함으로서, 시간이 소비되는 보전과정은 가장 영향력이 강한 방해물의 경우에도 방지될 수 있다.
빔 형성 안테나가 컨텐트를 전달하는 활성 주기 동안, 백 채널은 수신기가 채널의 상태에 관하여 송신기에 통지하도록 하기 위해 사용된다. 예를 들어, 빔 형성 안테나들 사이의 채널이 충분한 품질로 구성되는 동안, 수신기는 채널이 허용가능한지를 표시하는 정보를 백 채널을 통해 전송한다. 백 채널은 또한 사용되는 채널의 품질을 표시하는 정량화할 수 있는 정보를 송신기에 전송하기 위해 수신기에 의해 사용될 수 있다. 만약 채널의 품질을 허용가능한 레벨 이하로 감소시키거나 빔 형성 안테나들 사이에서 전송들을 완전히 방해하는 몇 가지 형태의 간섭(예컨대 방해물)이 발생하면, 수신기는 채널이 더 이상 허용될 수 없음을 표시할 수 있고 및/또는 백 채널을 통해 채널에서의 변경을 요청할 수 있다. 수신기는 채널들의 미리 결정된 세트 내에서 다음 채널로의 변경을 요청할 수 있거나 송신기가 사용할 특정 채널을 규정할 수 있다.
일 실시예에서, 백 채널은 양-방향성이다. 상기 경우에, 일 실시예에서, 송신기는 수신기에 정보를 전송하기 위해 백 채널을 사용한다. 상기 정보는 수신기가 그 안테나 엘리먼트들을 송신기가 초기화 동안 스캔할 서로 다른 고정된 위치들에 위치시킬 것을 지시하는 정보를 포함할 수 있다. 송신기는 위치를 특정하기 지정하거나 또는 수신기가 송신기 및 수신기 모두가 진행하는 미리 결정된 순서 또는 리스트로 지정되는 다음 위치로 진행해야 하는 것을 표시하도록 함으로써 상기와 같은 사항을 규정할 수 있다.
일 실시예에서, 백 채널은 특정 안테나 특성 정보와 다른 정보를 통지하기 위해 송신기 및 수신기 중 하나 또는 모두에 의해 사용된다. 예를 들어, 안테나 특성 정보는 안테나가 분해능(resolution)을 반경 6도로 낮출 수 있고, 안테나가 특정 개수의 엘리먼트들(예컨대, 32개 엘리먼트들, 64개 엘리먼트들 등등)을 가지는 것을 규정할 수 있다.
일 실시예에서, 백 채널을 통한 통신은 인터페이스 유니트들을 사용하여 무선으로 수행된다. 임의의 형태의 무선 통신이 사용될 수 있다. 일 실시예에서, OFDM은 백 채널을 통해 정보를 전송하기 위해 사용된다. 또 다른 실시예에서, 피크-대-평균 전력비를 사용하는 연속-위상 변조(CPM)는 백 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용된다.
물리 계층( PHY ) 개관
무선 HD 명세는 2개의 기본 타입의 PHY: 높은 레이트의 PHY(LRP) 낮은 레이트의 PHY(LRP)를 지원한다.
일 실시예에 따라, HRP는 다중-Gbps 데이터 레이트들을 지원한다. HRP는 방향성 모드(일반적으로 빔-형성 모드)에서 동작할 수 있다. HRP는 오디오, 비디오, 데이터 및 제어 메세지들을 전송하기 위해 사용될 수 있다. LRP는 단지 HTx/HTR 디바이스들로부터 HRx/HTR 디바이스들로만 전송될 수 있다. 일 실시예에서, HRP는 개략적으로 1.7GHz 대역폭을 점유한다.
일 실시예에 따라, LRP는 다중-Mbps 데이터 레이트들을 지원한다. LRP는 방향성, 전-방향성 또는 빔-형성 모드들에서 동작할 수 있다. 일 실시예에서, LRP는 제어 메세지들, 비컨들 및 확인응답들을 전송하기 위해 사용될 수 있다. 선택적인 실시예에서, LRP는 오디오 또는 압축된 비디오를 전송하기 위해 추가로 사용될 수 있다. 다른 실시예에서, LRP는 저속 데이터를 전송하기 위해 추가로 사용될 수 있다. LRP는 임의의 디바이스들 사이에서 전송될 수 있다. LRP는 하기에서 논의되는 것과 같이 HRP 채널 내의 3개의 91MHz 서브-채널들 중 하나를 점유한다.
주파수 계획
HRP 및 LRP는 동일한 주파수 대역을 공유할 수 있다. 도 4는 HRP 및 LRP에 대한 주파수 계획을 일 실시예를 설명한다. 낮은 레이트의 채널들(404)은 상응하는 높은 레이트의 채널들(402)과 동일한 주파수 대역을 공유한다. 3개의 낮은 레이트의 채널들(1A, 1B, 1C)은 간섭을 방지하기 위해 각각의 높은 레이트 채널 대역폭(채널 1) 내에 할당될 수 있다. 또 다른 실시예에 따라, 낮은 레이트 및 높은 레이트의 채널들은 시분할 듀플렉스(duplex) 모드에서 동작할 수 있다. 도 4는 57GHz 내지 66GHz 사이의 4개의 채널들의 일 예를 설명하고, 상기 채널 1은 57.2GHz에서 59.2GHz 사이에서 동작하고, 채널 2는 59.4GHz에서 61.4GHz 사이에서 동작하고, 채널 3은 61.6GHz에서 63.6GHz 사이에서 동작하고, 채널 4는 63.8GHz에서 65.8GHz 사이에서 동작한다.
단일 저-비용 크리스탈 발진기는 그 주파수들을 생성할 수 있다. 베이스밴드 클럭 주파수는 2.5GHz 근처(약 2.508GHz)일 수 있다. 일 실시예에 따라, 주파수 계획은 RF 동기화기 설계를 지원할 수 있다. 결과적인 중심 주파수들은 58.606GHz, 60.720GHz, 62.832GHz 및 64.944GHz가 될 수 있다. 가능한 크리스탈 주파수들은 44MHz, 66MHz, 132MHz를 포함할 수 있다.
높은 레이트의 PHY( HRP )
HRP는 3.76Gbps, 1.88Gbps, 0.94Gbps의 데이터 레이트들을 지원할 수 있다. 데이터 레이트들은 각각 요구에 따라 다양한 샘플링 레이트들에 대하여 1080p, 1080i, 480p의 비디오 해상도 표준에 해당할 수 있다. 결과적으로, 범위는 더 낮은 데이터 레이트에서 증가될 수 있다. 더 높은 PHY 레이트들은 MAC를 통해 다수의 더 낮은 레이트 스트림들을 허용할 수 있다.
HRP는 몇몇 타입의 코딩 및 변조: OFDM, 16QAM, QPSK 변조들, 내부 컨벌루션 코드(1/3, 2/3, 4/7, 4/5 레이트) 및 외부 리드-솔로몬 레이트 0.96 코드를 사용할 수 있다. 내부 컨벌루션 코드에 부가하여 리드-솔로몬 외부 코드의 사용은 RNR 요구 조건들을 약 2dB 만큼 감소시킨다. 외부 인터리버는 외부 코드의 전체 이득들을 실현하기 위해 사용될 수 있다.
HRP는 1.7GHz의 활성 채널 대역폭에 대하여 전체 60GHz에 걸쳐 4개의 채널들을 사용할 수 있다. 일 실시예에 따라, 영역당 3개의 채널들이 존재할 수 있다.
HRP는 비용-효율적인 구현을 위한 FEC 스트림의 병렬화(parallelization) 및 UEP 컨셉들의 지원들을 포함하도록 측정가능할 수 있다.
도 5A는 Tx PHY 블럭 다이어그램의 일 실시예를 도시한다. 스크램블러(502)는 LMAC 데이터를 수신하여 MSB/LSB 구분 블럭(504)에 제공한다. MSB에 대하여, RS 인코더(506) 및 외부 인터리버(510)가 사용될 수 있다. LSB에 대하여, RS 인코더(508) 및 외부 인터리버(512)가 사용될 수 있다. 펑처 회로(514)는 외부 인터리버들(510, 512)에 결합될 수 있다. 펑처 회로(514) 이후의 회로들: 데이터 mux(516), 비트 인터리버(518), QAM 맵퍼(520), 톤 인터리버(522), 파일럿/DC/널 삽입(524) 및 IFFT(526)는 시퀀스를 형성한다.
HRP 외부 인터리버들(510, 512)은 블럭 인터리버 및 컨벌루션 인터리버를 포함할 수 있다. 외부 인터리버의 기능은 외부 코드의 각각의 바이트가 내부 코드 코드워드에 대한 연속하는 비트들로 맵핑되고, 외부 코드의 연속하는 바이트들이 서로 다른 내부 코드 코드워드로 맵핑되도록 보장하는 것이다. 블럭 인터리버는 송신기 내에 어떤 메모리도 필요로 하지 않고, 제로의 삽입 없이 효율성을 개선할 수 있다. 테일 비트들은 외부 인터리버에 의해 부가되기 쉬울 수 있다. 컨벌루션 인터리버는 송신기 내에 몇몇의 쉬프트 레지스터들을 필요로 하며, 제로 삽입으로 효율성을 저하시킬 수 있다. 컨벌루션 인터리버가 사용될 때, 4개의 OFDM 심볼들은 쉬프트 레지스터들 내의 최초/최종 제로들을 전송하도록 요구될 수 있다. 효율성은 약 0.5%에서 약 2%로 감소될 수 있다. 블럭 외부 인터리버(510, 512)는 외부 리드-솔로몬 코드 및 내부 컨벌루션 코드들 사이의 메모리 요구사항을 최소화할 수 있다. 일 실시예에서, 블럭 인터리버는 4의 깊이를 가지며, 각각의 외부 인터리버에 대하여 M=4개의 내부 컨벌루션 인코더들이 발생한다. 외부 블럭 인터리버는 HRP 데이터에 대하여 4의 깊이를 가지고 동작될 수 있다. 일 실시예에서, 블럭 인터리버는 깊이와 동일한 컬럼들의 개수 및 하기와 같은 리드-솔로몬 코드의 길이와 동일한 로우들의 개수를 가지는 옥텟들(octets)의 테이블에 의해 구현될 수 있다:
b(i,k),i=0,1,...,depth-1;k=0,1,...,N-1
b(i,K), b(i,K+1), ..., b(i,N-1)의 옥텟들은 b(i,0), b(i,1), ..., b(i,K-1)의 옥텟들의 리드-솔로몬 코드 패리티이고, 상기 RS(N,K)는 리드-솔로몬 코드이다. 일 실시예에서, 외부 인터리버에 대한 파라미터들은 depth=4, K=216 및 N=224이다. 또다른 실시예에서, 블럭 인터리버는 바이트들이라 불리는 비트들의 그룹에 동작된다. 또 다른 실시예에서, 각각의 바이트는 8개 비트들 또는 하나의 옥텟을 갖는다. 또다른 실시예에서 , 각각의 바이트는 1개 이상의 비트를 갖는다.
도 5B는 블럭 인터리버 코드의 일 예를 도시한다. 메모리 요구조건을 감소시키기 위해, 도 5B의 컬럼들 및 로우들로의 맵핑은 하기의 공식들을 사용한다:
Figure 112008064733465-pct00007
상기 l은 외부 인터리버로의 입력에서 옥텟 개수이다.
외부 인터리버는 최초 i=0, k=0으로부터 최종 i=depth-1, k=N-1까지의 옥텟들을 출력할 수 있다. 각각의 RS 코드워드에 대한 M개의 병렬 컨벌루션 내부 인코더들을 사용하여, 외부 인터리버는 최초 LSB를 가지는 제 1 컨벌루션 인코더에 b(0,0), ..., b(depth-1,0)의 옥텟들을 제공할 수 있다. b(i,k*M+m), i=0, ..., depth-1, k=0, 1, ..., N/M-1의 모든 옥텟들은 m번째 컨벌루션 인코더로 출력될 수 있다. 컨벌루션 인코더에 대한 테일 비트는 외부 인터리버에 의해 삽입된다. 도 5B의 i=depth-1 컬럼은b(depth-1, K-M-9), b(depth-1, K-M-8), ..., b(depth-1, K-M-1)에 위치된 패리티 바이트들을 가지는 단축된 RS(N-M, K-M, t=49이다. b(depth-1, N-M), ..., b(depth-1, N-1)의 바이트들에는 제로들이 패딩된다.
도 6은 3개의 서로 다른 테이블들(602, 604, 606) 내의 HRP의 다양한 파라미터들을 도시한다. 테이블들(602, 604)은 일 실시예에 따라 HRP의 서로 다른 파라미터들을 설명한다. 테이블(606)은 HRP의 서로 다른 모드들로 지원되는 레이트들을 설명한다.
HRP 내부 코드 회로의 일 실시예는 도 7 및 도 8에 도시된다. 도 7은 HRP 내부 코드의 회로도(700)를 도시한다. 내부 코드 회로는 (133, 171, 165)의 다항식을 사용하여 설명될 수 있다. 도 8은 코드 레이트들, 펑처링 패턴 및 HRP 내부 코드 회로의 전송 시퀀스의 테이블을 도시한다. 펑처링 패턴에서 "0"은 펑처링 또는 삭제를 의미하고, 펑처링 패턴에서 "1"은 비-펑처링 또는 비-삭제를 의미한다.
3.9Gbps의 데이터 레이트를 지원하기 위해, 컨벌루션 인코더 병렬화가 요구된다. 일 실시예에서, 기수-4 누산-비교-선택(ACS) 기술은 수신기에서 사용될 수 있다. 기수-4 ACS는 사이클당 2 비트들을 처리한다. 요구되는 클럭 주파수는 디코더들의 개수로 나누어지거나 2로 나누어지는 3.9Gbps와 동일하다. 예를 들어, 8개 디코더들에 대하여, 244MHz 클럭이 요구될 수 있다.
HRP 데이터 멀티플렉서(516)는 8개의 컨벌루션 인코더들로부터 데이터를 결합할 수 있다. 상기 모드는 EEP 또는 UEP에 의해 결정될 수 있다. EEP 모드에서, 라운드 로빈 방식은 비트들을 고루 분포시키도록 구현된다. UEP 변조 모드에서, MSB는 QAM 맵퍼의 I 브랜치에 상응하고, LSB는 QAM 맵퍼의 Q 브랜치에 상응한다. UEP 코딩 모드에서, 강한 MSB 컨벌루션 코드는 데이터 멀티플렉서(516)의 입력에서 LSB 비트들보다 더 많은 MSB 비트들을 발생한다. 8개의 컨벌루션 인코더들에 대하여 4개 입력 비트들의 블럭(총 32)은 펑처링 패턴의 하나의 전체 사이클을 표시할 수 있다. UEP 코딩 모드는 컨벌루션 인코더 출력에서 28개 MSB 비트들과 20개 LSB 비트들을 발생할 수 있고, 이들 비트들은 I 및 Q에서 확산된 48개의 전송 비트들로 맵핑된다.
HRP 비트 인터리버(518)는 HRP 데이터 멀티플렉서(516)로부터 QAM 또는 QPSK 배열들의 I/Q-브랜치들로 비트들을 확산할 수 있다. QAM 배열의 MSB 및 LSB는 동일한 코딩된 BER을 제공하지 않는다. 비트 인터리버는 동일한 내부 코드 인코더로부터 각각의 비트 스트림에 대한 동일한 BER을 보장할 수 있다. 각각의 비트 스트림은 QAM 배열의 동일한 개수의 MSB 및 LSB로 맵핑한다. 한가지 제한되는 해결책은 다음과 같다.
Figure 112008064733465-pct00008
상기 i는 출력 비트들의 인덱스이고, k는 2M=16의 블럭 내의 입력 비트들의 인덱스이다.
Figure 112008064733465-pct00009
상기 i는 출력 비트들의 인덱스이고, k는 4M=32의 블럭 내의 입력 비트들의 인덱스이다.
상기 해결책은 도 9 및 10에 그래픽으로 설명된다.
주파수 선택성 페이딩을 가지는 HRP 채널에서, OFDM 심볼의 서로 다른 서브 채널들은 서로 다른 채널 응답을 가질 수 있고, 인접하는 OFDM 서브 채널들은 일반적으로 동일한 페이딩 영향을 경험한다. 성능을 개선하기 위해, 톤 인터리버는 인접하는 데이터를 서로 떨어진 OFDM 서브 채널들로 맵핑한다. 일 실시예에서, HRP 헤리컬 스캔 톤 인터리버(Helical Scan Tone Inteleaver)는 하기의 해결책을 포함할 수 있다.
Figure 112008064733465-pct00010
상기 i는 출력 톤들의 인덱스이고, k는 입력 톤들의 인덱스이다.
상기 해결책은 도 11에 그래픽으로 설명된다.
선택적인 실시예에서, 톤 인터리버는 비트-반전 원칙에 기초하여 설계될 수 있다. IFFT의 실제 구현에서, IFFT 계산들 이전 또는 이후에 비트 반전 회로가 존재한다. 비트-반전 회로들에서, 입력 데이터의 인덱스는 먼저 이진수로 표시되고, 결과적인 이진 표현은 비트 반전되며, 비트 반전된 이진수는 출력 데이터의 인덱스가 된다. 비트-반전 톤 인터리버가 사용될 때, 톤 인터리버 및 IFFT 계산들은 결합될 수 있다. IFFT 계산 회로는 비트-반전 톤 인터리버를 포함한다. DC, 널 및 파일럿 톤들은 톤 인터리버 이전에 비트-반전 위치에 입력될 수 있다. 이는 치환 이후에 DC, 널, 파일럿 톤들이 미리 결정된 위치들에 나타날 수 있도록 보장한다. 하기에 설명되는 것과 같이 파일럿을 이동시킬 때, 파일럿에 대한 비트-반전 위치는 OFDM 심볼로부터 심볼로 변화한다. 비트-반전 톤 인터리버는 다수의 2x2 기본 구성 블럭들을 사용하는 기수-2 IFFT 구현에 대하여 최적으로 동작될 수 있다. 예를 들어, 다수의 8x8 구성 블럭들을 사용하는 기수-8 IFFT 구현에 대하여, 입력 데이터의 인덱스는 먼저 8진수로 표시되고, 8진수의 역수가 출력 데이터가 된다. 상기 특정 예에서, 8진-반전 톤 인터리버는 결합된 톤 인터리버 및 IFFT에 대하여 가장 간단한 구현을 제공한다.
HRP 파일럿(524)은 요구되는 경우에 더 양호한 채널이 패킷을 트래킹하도록 심볼 당 파일럿 캐리어들을 변경시키는 회전 파일럿 방식을 포함할 수 있다. 상기 방식은 또한 커버 시퀀스에 따라 모든 파일럿들의 극성이 하나의 OFDM 심볼로부터 다음 OFDM 심볼로 변화하는 것을 방지한다. 파일럿 값들은 이후에 설명되는 HRP 프리앰블 #5의 상응하는 톤들에서와 동일할 수 있다. 파일럿 톤 위치들은 프리앰블 #5에서 시작하는 심볼 인덱스를 가지는 것으로 정의될 수 있다. symbol=0:Nsymbol-1에 대하여, k=(-177+mod(3*symbol, 22):22:177)이고, 상기 k!={-1, 0, 1}이다. 일 실시예에 따라, 파일럿 회전 속도는 심볼당 3개 빈들을 회전시키도록 고정된다. 대조적으로, 파일럿 위치들이 고정되는 경우에, 그 값들은 임의의 스펙트럼 리플 영향을 방지하기 위해 시간에 따라 변경되어야 한다.
HRP 프리앰블은 8개 심볼들을 포함할 수 있다. 심볼들 #1-#4은 PN 시퀀스에 기초할 수 있다. 6개의 연속하는 m-시퀀스들이 4개 심볼들 내에서 사용될 수 있다. 심볼들 #1-#4은 패킷 검출, 프레임 동기화 및 AGC 트레이닝을 위해 사용될 수 있다. 심볼들 #5-#8은 OFDM 심볼들에 기초할 수 있고 주파수 오프셋 추정 및 채널 추정을 위해 사용될 수 있다. 일 실시예에 따라, 스케일 인자 정정은 8개 프리앰블 심볼들의 제곱을 데이터 전송을 위해 남아있는 OFDM 심볼들과 동일하게 유지하도록 사용될 수 있다. 일 실시예에서, 심볼들 #1-#4의 제곱은 심볼들 #5-#8 보다 3dB 클 수 있다.
도 12는 HRP 헤더에 대한 외부 FEC의 일 실시예를 도시한다. HRP 헤더 외부 FEC는 데이터와 동일하거나 더 양호한 에러 보호를 제공하는 HRP 데이터에 대한 외부 FEC와 다소 유사하다. 상기 FEC는 동일한 리드-솔로몬 생성기를 사용한다. 상기 FEC는 컨벌루션 코드워드들을 종료하기 위해 테일 비트들을 제공하는 동일한 방식을 사용한다. 상기 FEC는 수신기 내의 동일한 리드-솔로몬 디코더를 사용한다. 4개의 OFDM 심볼들은 112개의 코딩된 바이트들을 가지는 1/4 레이트 내의 HRP 헤더를 위해 사용될 수 있다. HRP 헤더 FEC는 데이터와 동일한 RS 코드 생성기 다항식을 사용할 수 있다. HRP 헤더 FEC는 92개 또는 그 이상의 코딩되지 않은 바이트들을 사용할 수 있다. 하나의 코딩 브랜치는 4개의 테일 바이트들(1202)을 가지는 4개의 컨벌루션 인코더들을 포함할 수 있다. HRP 헤더 FEC의 깊이는 2개 바이트들(1204, 1206)이 될 수 있다. 바이트들(1204)은 44개 데이터 바이트들, 8개 패리티 바이트들 및 테일 비트들(1202)을 포함할 수 있다. 바이트들(1206)은 48개 데이터 바이트들, 8개 패리티 바이트들을 포함할 수 있다. 2개 블럭 인터리버의 깊이는 충분한 성능을 제공할 수 있다. 도 13은 HRP 데이터 스크램블러의 일 실시예를 도시한다. 15차 다항식이 HRP에 대한 전송 데이터의 랜덤화를 개선하기 위해 사용될 수 있다(x15+x14+1). 도 13은 위치들 D12 내지 D15(먼저 D15)에서 4개 비트들을 가지는 초기 시퀀스를 설명한다.
낮은 레이트 PHY( LRP )
LRP는 안테나 조종 및 트래킹을 위해 사용되는 데이터의 전송을 위해 A/V 소스로부터의 낮은 레이트의(40Mbps 미만) 스트리밍에 대하여 MAC 프레임 전송(예를 들면, ACK들, 비컨들, 디스커버리 등등)을 위해 사용될 수 있다. LRP는 BPSK 변조를 사용하는 128-포인트 FFT 및 1/3, 1/2 및 2/3 레이트의 컨벌루션 코딩에 기초하는 OFDM을 사용하여 설계될 수 있다. 더 짧거나 더 긴 BER 허용오차인 메세지들로 인해 어떤 리드-솔로몬 코드도 요구되지 않는다. LRP는 3가지 모드: LRP 전방향성(긴) 모드, LRP 빔-형성 모드 및 LRP 방향성(짧은) 모드에서 동작할 수 있다. 서로 다른 모드들이 하기에서 추가로 설명된다.
도 14는 LRP Tx 프로세싱의 일 구현을 설명한다. LRP 회로는 스크램블러(1402), FEC(1404), 인터리버(1406), 맵핑(1408), IFFT(1416), 사이클릭 프리픽스(1414), 심볼 성형(1412) 및 업 컨버전(1410)을 포함할 수 있다.
도 15는 LRP 데이터 레이트들의 테이블을 설명한다. 도시된 것과 같이, 서로 다른 LRP 모드들은 서로 다른 LRP 데이터 레이트들을 생성한다.
LRP 파일럿 및 데이터 톤은 하기와 같이 정의될 수 있다: 128-포인트 FFT, 30개 데이터 톤들 및 4개 파일럿 톤들, DC에서 3개 미사용 톤들(톤 번호 -1, 0, 1), 파일럿 톤 위치들은 수정될 수 있고, 톤 번호들 -14, -6, 6, 14에서 고정된 파일럿 톤 위치들, -18로부터 18로의 모든 다른 위치들에서 데이터 톤들.
LRP 스크램블러(1402)는 6차 다항식을 사용할 수 있다. 스크램블러 초기화 필드는 4비트가 될 수 있다. 상기 다항식을 초기화하기 위해, 4비트 초기화 필드는 01 비트들과 연접될 수 있다.
LRP 전 방향성 모드에서, 생성된 신호는 전 방향성이고, 적어도 임의이 순방향-채널 모드 보다 큰 범위를 가지며, 순방향 채널보다 더 강한 다중 경로를 허용한다. LRP 전 방향성 모드에서 라인 레이트들은 10-6 미만의 목표 BER을 가지고 약 5 내지 약 10Mbps가 될 수 있다. LRP 전 방향성 모드에서, 각각의 신호는 서로 다른 안테나 패턴들을 사용하여 다수 회 전송된다. 일 실시예에서, 각각의 신호는 8개의 서로 다른 안테나 패턴들을 사용하여 8회 반복된다. 일 실시예에서, 서로 다른 안테나 패턴들은 서로 직교한다. 따라서, 각각의 복제는 서로 다른 TX 위상 어레이 세팅(사이클릭 프리픽스 동안 스위칭됨)을 사용한다. 수신기는 MRC 또는 유사 기술들을 사용하여 복제들을 결합할 수 있다. 공간 다이버시티는 전-커버리지를 유지하는 것을 돕는다.
도 16은 프리앰블(1602), 헤더(1604), 페이로드(1606)를 포함하는 LRP 옴니(omni) 데이터 패킷을 설명한다. 헤더(1604)는 모드(1608), 예비(1610), 길이(1612), 스크램블러 Init(1614) 및 CRC-8을 포함할 수 있다. 헤더(1604)는 레이트 1/2 테일 비트 컨벌루션 코드를 사용하여 2OFDM 심볼들로 코딩된 30 비트를 가 지는 긴 포맷이다. 테일 비트가 사용될 때, 컨벌루션 코드의 최초 및 최종 상태는 동일하다. 일 실시예에서, 헤더의 최종 6개의 정보 비트들은 컨벌루션 인코더의 상태를 초기화하기 위해 사용될 수 있다. LRP 옴니 프리앰블(1602)은 긴 옴니 프리앰블 및 짧은 옴니 프리앰블의 2 타입을 포함할 수 있다.
긴 옴니 프리앰블은 약 56.67㎲ 길이일 수 있다. 상기 프리앰블 타입은 블라인드 시간 동기화를 요구하는 다른 LRP 데이터 패킷들 및 비컨들을 위해 사용될 수 있다.
도 17은 6개의 세그먼트들(17766 샘플들을 가짐): 자동 이득 제어(AGC) 시간 검출 세그먼트(1702), 개략적인 주파수 오프셋 추정(FOE) 및 타이밍 복원 세그먼트(1704), 세부적인 FOE & 타이밍 복원 세그먼트(1706), RX 빔-형성 세그먼트(1708), AGC 세그먼트(1710) 및 채널 추정 세그먼트(1710)를 가지는 긴 옴니 프리앰블(1700)의 일 실시예를 도시한다. 최초 3개의 프리앰블 세그먼트들(1702, 1704, 1706)은 91MHz LRP 전송 마스크를 따르도록 필터링되는 156.75MHz(샘플링 레이트의 1/2)의 칩 레이트를 가지는 오프셋-QPSK 변조 칩들의 시퀀스들로 구성된다.
AGC 및 신호 검출 세그먼트(1702) 필드는 78개 심볼들로 구성되며, 각각의 심볼은 I 및 Q 컴포넌트들 모두에 대하여 바커-13([-1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1]) 칩 시퀀스에 의해 확산되는 1 또는 -1로 정의된다. 심볼 시퀀스 {Sk}, Sk=μ1는 3-심볼 시퀀스 {bk}=[-1, 1, -1]의 26회 반복의 차분 인코딩에 의해 구성되며, 특히 Sk=Sk -1 x bk 이고, S0=1이다.
개략적인 FOE(주파수 오프셋 추정) 세그먼트(1704) 필드는 81개 심볼들로 구성되고, 각각의 심볼은 I 및 Q 컴포넌트들 모두에 대하여 바커-13 칩 시퀀스에 의해 확산된 1 또는 -1로 정의된다. 심볼 시퀀스 {Sk}, Sk=μ1는 9-심볼 시퀀스 {bk}=[-1 1- -1 -1 1 1 -1 1 -1]의 9회 반복의 차분 인코딩에 의해 구성되며, 특히 S9i+k=S9i+k-1 x bk 이고, 상기 S0는 이전 필드의 최종 심볼이다.
세부적인 FOE & 타이밍 복원 세그먼트(1706) 필드는 I 및 Q 컴포넌트들 모두에 대하여 사용되는 1440 PN 칩 시퀀스로 구성되며, 초기 조건 0xB95에서 다항식 x12+x11+x8+x6+1에 의해 생성된다.
RX 빔-형성 세그먼트(1708) 필드는 I 및 Q 컴포넌트들 모두에 대하여 사용되는 2560 PN 칩 시퀀스로 구성되며, 초기 조건 101001에서 다항식 x6+x5+1에 의해 생성된다.
AGC 세그먼트(1719)는 하기의 BPSK 32-포인트 시퀀스의 IFFT와 동일한 32-샘플 길이 OFDM 트레이닝 심볼의 20회 반복이며, 서브 캐리어들 -4 내지 4는 {1 1 1 -1 0 -1 -1 1 -1}와 동일하고, 모든 다른 서브 캐리어들은 0과 동일하다.
채널 추정 세그먼트(1712)는 각각 28-샘플 사이클릭 프리픽스를 선행하는 하기의 128-포인트 BPSK 시퀀스의 IFFT와 동일한 32개의 128-샘플 OFDM 트레이닝 심볼들로 구성되며, 서브 캐리어들 2-18은 {1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 1}과 동일하고, 서브 캐리어들 -18 내지 2는 {-1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1}과 동일하며, 모든 다른 서브 캐리어들은 0과 동일하다. TX 안테나 위상 어레이 패턴은 LRP 옴니 프리앰블(1602) 내의 5개 필드들의 각각에 대하여 일정한 간격들로 변화할 수 있다. 8개의 TX 안테나들에 대하여, TX 위상 어레이는 전술된 5개의 필드들의 각각에 대하여 매 78, 234, 160, 640, 64 및 156개 샘플들 마다 변화한다.
짧은 옴니 프리앰블은 약 42.72㎲ 길이가 될 수 있다. 상기 프리앰블 타입은 쟁탈 주기 내에서 (슬롯화된 CSMA에 대하여) 사용될 수 있고, 다른 LRP 데이터 패킷들은 단지 제한된(+/- 135nsec) 타이밍 동기를 요구한다.
도 18은 6개의 세그먼트들(13392 샘플들): AGC 세그먼트(1802), AGC 세그먼트(1804), 신호 검출 및 시간 동기 세그먼트(1806), RX 빔-형성 세그먼트(1808), AGC 세그먼트(1810) 및 채널 추정 세그먼트(1812)를 가지는 짧은 옴니 프리앰블(1800)의 일 실시예를 도시한다. 최초 4개의 프리앰블 필드들(1802, 1804, 1806, 1808)은 91MHz LRP 전송 마스크를 따르도록 필터링되는 156.75MHz(각각의 칩은 2개 샘플들과 동일함)의 칩 레이트를 가지는 BPSK 칩들의 시퀀스들로 구성된다. 칩 시퀀스는 특정될 63-탭 M-시퀀스를 반복함으로써 생성된다. 최초 2개의 필드들(1802, 1804)은 336 및 264 칩 길이인 AGC 필드들이다. 제 3 필드(1806)는 720 칩 길이이고, LRP 패킷을 검출하고 +/- 135nsec 윈도우 내에 타이밍을 동기화하도록 사용된다. 제4 필드(1808)는 2560 칩 길이이고, RX 빔 형성에 사용된다. 제 2 AGC 필드(1804)는 하기의 BPSK 32-포인트 시퀀스의 IFFT와 동일한 32-샘플 길이 OFDM 트레이닝 심볼의 20회 반복이며, 서브 캐리어들 -4 내지 4는 {1 1 1 -1 0 -1 -1 1 -1}와 동일하고, 모든 다른 서브 캐리어들은 0과 동일하다. 채널 추정 필드(1812)는 각각 28-샘플 사이클릭 프리픽스를 선행하는 하기의 128-포인트 BPSK 시퀀스의 IFFT와 동일한 32개의 128-샘플 OFDM 트레이닝 심볼들로 구성되며, 서브 캐리어들 2-18은 {1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 1}과 동일하고, 서브 캐리어들 -18 내지 2는 {-1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1}과 동일하며, 모든 다른 서브 캐리어들은 0과 동일하다. TX 안테나 위상 어레이 패턴은 짧은 옴니 프리앰블 내의 6개 필드들의 각각에 대하여 일정한 간격들로 변화할 수 있다. 8개의 TX 안테나들에 대하여, TX 위상 어레이는 전술된 6개의 필드들의 각각에 대하여 매 32, 48, 160, 640, 64 및 156개 샘플들 마다 변화한다.
LRP 빔-형성 모드에서 HRP 빔-형성 모드와 동일한 기술이 사용될 수 있다. 상기 모드는 최고의 데이터 레이트이지만, 방향성이고 빔 업데이트를 요구한다. 도 19는 짧은 프리앰블(1902), 헤더(1904) 및 페이로드(1906)를 포함하는 LRP 빔-형성된 데이터 패킷 포맷(1900)의 일 예를 도시한다. 헤더(1904)는 레이트 1/3 테일 바이팅 컨벌루션 코드를 가지는 3개 심볼들로 코딩된 30 비트가 될 수 있다.
LRP 빔-형성된 프리앰블(1902)은 블라인드 타이밍 동기화를 허용하고, HRPPDU 프리앰블과 유사한 구조를 갖는다. 도 20은 LRP 빔-형성된 프리앰블(2000)의 일 실시예를 도시한다. LRP 빔-형성된 프리앰블(2000) 패킷은 7.96msec(2496 샘플들) 길이이고, 2개 필드들: 프레임 동기 및 AGC 필드(2004) 및 채널 추정 필드(2006)를 포함한다.
프레임 동기 및 AGC 필드(2004)는 91 MHz LRP 전송 마스크를 따르도록 필터링되는 156.85MHz의 칩 레이트(각각의 칩은 2개 샘플과 동일함)를 가지는 BPSK 칩들의 시퀀스로 구성된다. 칩 시퀀스는 936 칩들에 대하여 특정된 63-탭 M-시퀀스 의 14회 반복과 동일하며, 시퀀스들은 [1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 1]에 의해 반복하여 변조되고/곱해진다.
채널 추정 필드(2006)는 도 20의 시퀀스(2002)에서 설명되는 것과 같이 주파수 영역 내의 테이블 35에 의해 설명되는, 128-톤 OFDM 트레이닝 심볼의 시간-영역 샘플들을 반복함으로써 구성되며, 상기 경우에 양의 부호와 음의 부호는 상응하는 샘플들에 각각 1 및 -1이 곱해지는 것을 의미한다.
LRP 방향성 모드에서, 생성된 신호는 순방향 채널에서와 유사한 범위를 가지며, "역방향" 하드웨어(즉, 소수의 Rx/Tx) 만을 요구한다. LRP 방향성 모드에서, 각각의 신호는 최적의 안테나 패턴을 사용하여 다수 회 반복된다. 일 실시예에서, 최적의 안테나 패턴은 전 방향성 모드에서 사용되는 8개의 가능한 안테나 패턴들 사이에서 선택된다. 일 실시예에서, 각각의 신호는 5(=4+1) 또는 9(=8+1)회 반복된다. 최적의 TX 위상 어레이 패턴은 예를 들면, 매 10개 패킷들 마다 트래킹될 수 있다. 최상의 TX 다이버시티 패턴은 백 채널 수신기로부터 백 채널 송신기로 반대로 제공된다.
LRP 방향성 모드에서 라인 레이트들은 약 5 내지 10Mbps가 될 수 있다. 방향성 LRP 패킷들은 HRP 또는 빔-형성된 LRP에 대한 ACK로서 사용될 수 있고, 데이터 패킷들은 추가의 페이로드를 가지거나 가지지 않는다. 도 21A는 페이로드가 없는 짧은 15-비트 ACK 헤더를 설명한다. 도 21B는 페이로드를 가지는 짧은 16-비트 ACK 헤더를 설명한다. 방향성 LRP 짧은 ACK 헤더는 레이트-1/2 테일 바이팅 컨벌루션 코드에 의해 인코딩되고 1 OFDM 심볼에 의해 전송된다. 페이로드를 가지는 방향성 LRP 패킷들에 대하여(제 2 포맷), 모드 비트는 하기의 2개의 빔-형성되지 않은 PFY 데이터 레이트들 중 하나를 선택한다:
5Mbps: Mode Bit=0
10Mbps: Mode Bit=1
LRP 방향성 모드에서, 정보는 레이트-2/3 컨벌루션 코드에 의해 코딩된다. 만약 테일 비트가 OFDM 심볼의 개수를 감소시키기 위해 사용될 수 있다면, 테일 비트가 사용된다. 그렇지 않으면, 적어도 6개의 연속하는 제로들이 컨벌루션 코드에 대한 격자(trellis)를 완료하기 위해 사용된다.
상기 패킷들에 대하여, 포스트 앰블 플래그는 포스트 앰플이 패킷에 부가되는지(플래그=1) 또는 부가되지 않는지(플래그=0) 규정한다.
도 22는 방향성 LRP 패킷 프리앰블(2200)을 도시한다. 방향성 패킷들에 대한 LRPPDU 프리앰블은 2.04msec(640 샘플들) 길이이고, 여기에 도시된 것과 같이 5개의 128-샘플 OFDM 트레이닝 심볼들로 구성된다. 제 1 심볼(2202)은 AGC를 위해 사용되고, 다음 4개 심볼들은 채널 추정 및 주파수 오프셋 추정(2204)을 위해 사용된다. 상기 프리앰블은 제한된(-/+ 150nsec) 타이밍 불확실성을 허용한다.
도 23은 방향성 LRP 패킷들에 대한 안테나 방향 트래킹을 설명한다. 언급된 것과 같이, 방향성 LRP 패킷들은 HRP 또는 빔-형성된(BF) LRP 패킷들의 확인응답을 위해 사용된다. 상기 패킷들은 8개 까지의 안테나 방향들의 세트로부터 최적의 TX 안테나 방향을 사용하며, 상기 최적의 TX 안테나 방향은 도 23에 설명된 것과 같은 특정 프레임 구조를 사용함으로써 시간에 따라 트래킹되어야 한다. 매 M개의 균일한 HRP/짧은-ACK 또는 빔-형성된-LRP/짧은-ACK에 대하여, 프레임들은 도 23의 2300에서와 같이 형성될 수 있다. 하기의 특정 구조를 가지는 프레임들, HRP/짧은-ACK 또는 빔-형성된 LRP/짧은-ACK의 쌍이 발생하며, 상기 경우에 HR/LR 빔-트래킹 및 LR 안테나 방향 트래킹(ADT)은 도 23의 2302에서 설명되는 것과 같이 발생한다.
도시된 것과 같이 안테나 방향 트래킹은 2개의 단계들: (1) 지정된 포스트 앰블을 사용함으로써 최적의 TX 안테나 방향의 선택 및 (2) 지정된 프리앰블을 사용함으로써 상기 선택된 TX 안테나 방향에 대한 RX 빔-형성/튜닝에서 발생한다. 상기 2개 단계들 사이에서, 선택된 안테나 방향 인덱스는 HRP 또는 빔 형성된 LRP를 통해 짧은 ACK RX로부터 짧은 ACK TX로 반대로 제공된다.
도 24는 Tx 안테나 방향 트래킹 포스트 앰블(2400)을 설명한다. 방향성 LRPPDU에 대한 TX 안테나 방향 추적 포스트 앰블은 페이로드를 가지는 방향성 LRP 패킷에 부가된다. TX ADT 포스트앰블은 9.24㎲(2896 샘플들) 길이이고, 3개의 세그먼트들(2402, 2404, 2406)로 구성된다. 2개의 포스트 앰블 필드들(2404, 2406)은 2.04msec 보호-간격(2402) 이후에 발생하며, 91MHz LRP 전송 마스크를 따르도록 필터링된 156.75MHz의 칩 레이트(각각의 칩은 2개 샘플들과 동일함)를 가지는 BPSK 칩들의 시퀀스로 구성된다. 칩 시퀀스는 특정되는 63-탭 M-시퀀스를 반복함으로써 생성된다. 제 2 필드(2404)는 264 칩 길이의 AGC를 위한 것이다. 제 3 필드(2406)는 864 칩 길이이고, 8개 안테나들 사이에서 최적의 TX 다이버시티 결합을 선택하기 위해 사용된다. TX 안테나 위상 어레이 패턴은 포스트 앰블의 균일한 간격들로 변화한다. 8개의 TX 안테나들에 대하여, TX 위상 어레이는 각각 상기 2개 필드의 각각들에 걸쳐 매 48 및 192개 샘플들 마다 변화한다.
도 25는 Tx 안테나 방향 트래킹 프리앰블(2500)을 설명한다. RX ADT 프리앰블은 페이로드를 가지지 않는 방향성 LRP 패킷에 부가되며, 선택된 TX 안테나 방향에 대한 RX 빔-형성을 위해 사용된다. 상기 추가의 프리앰블은 2개의 세그먼트들(2502, 2504)(1152 샘플들)로 구성된다. 2개의 필드들은 91 MHz LRP 전송 마스크를 따르도록 필터링되는 156.75 MHz의 칩 레이트(각각의 칩은 2개 샘플들과 동일함)를 가지는 BPSK 칩들의 시퀀스로 구성된다. 칩 시퀀스는 특정되는 63-탭 M-시퀀스를 반복함으로써 생성된다. 제 1 필드(2502)는 128 칩 길이의 AGC를 위한 것이다. 제 2 필드(2504)는 448 칩 길이이고, RX 빔 형성을 실행하기 위해 사용된다.
개시된 실시예의 전술된 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 이용하기에 용이하도록 하기 위하여 제공되었다. 이들 실시예에 대한 여러 가지 변형은 당업자에게 자명하며, 여기서 한정된 포괄적인 원리는 본 발명의 사용 없이도 다른 실시예에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 설명된 실시예에 한정되는 것이 아니며, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특징에 나타낸 가장 넓은 범위에 따른다.

Claims (88)

  1. 프로세서;
    상기 프로세서에 결합되어 상기 프로세서에 의해 데이터를 송신하도록 제어되는 무선 주파수(RF) 송신기; 및
    상기 RF 송신기에 결합되어 디지털 신호와 변조된 아날로그 사이에서 인코딩 및 디코딩하고, 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP) 및 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)를 가지는 물리 계층 회로를 포함하며,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)에 의해 생성되는 낮은 레이트의 채널들은 상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)에 의해 생성되는 상응하는 높은 레이트의 채널과 동일한 주파수 대역을 공유하는 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)는 초당 기가비트의 정도로 데이터 레이트들을 생성하고, 상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)는 초당 메가비트의 정도로 데이터 레이트들을 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)에 의해 생성된 3개의 낮은 레이트의 채널들은 상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)에 의해 생성된 1개의 높은 레이트의 채널 내에 할당되는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 낮은 레이트의 채널들 및 상기 높은 레이트의 채널들은 시간-분할 듀플렉스(TDD)에서 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 무선 주파수(RF) 송신기는 중간 주파수(IF) 및 RF를 생성하기 위해 하나의 크리스탈(crystal)을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 크리스탈은 57GHz에서 66GHz 사이에 중심을 둔 4개의 채널들을 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 4개의 채널들은 58.608GHz, 60.720GHz, 62.832GHz 및 64.944GHz를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)는 1.7GHz 대역폭을 점유하는 하나 이상의 무선 신호를 생성하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)는 상기 RF 송신기에 대하여 방향성 빔-형성 신호를 생성하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)는 오디오, 비디오, 데이터 및 제어 메세지들의 송신과 연관된 것을 특징으로 하는 장치.
  11. 제 1항에 있어서,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)는 91MHz 대역폭의 서브-채널을 점유하는 하나 이상의 무선 신호들을 생성하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제 1항에 있어서,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)는 상기 RF 송신기에 대하여 방향성 신호, 전-방향성 신호 또는 빔-형성 신호를 생성하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 제 1항에 있어서,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)는 제어 메세지들, 비컨들, 확인응답들 및 저속 데이터와 연관된 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 제 1항에 있어서,
    상기 HRP는 외부 코드 회로, 외부 인터리버 회로, 내부 코드 회로, 비트 인터리버 회로, 톤 인터리버 회로 및 데이터 스크램블러 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  15. 제 1항에 있어서,
    상기 HRP 회로는 외부 코드 회로, 외부 인터리버 회로, M개의 내부 코드 회로들을 포함하며,
    상기 M은 1보다 크고, 상기 외부 인터리버 회로는, 외부 코드 코드워드의 연속하는 바이트들을 서로 다른 내부 코드로 맵핑하고 상기 외부 코드 코드워드의 동일한 바이트를 상기 내부 코드에 대한 연속하는 비트들로 맵핑하는 블럭 인터리버를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 외부 인터리버 회로는, 추가로, 입력 바이트들을 연속하는 M개 바이트들의 그룹으로 분할하고, 상기 M개 바이트들을 상기 외부 코드의 연속하는 바이트들에 입력하며, 상기 M개 바이트들을 M개의 서로 다른 내부 코드로 맵핑하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 제 15항에 있어서,
    동일한 내부 코드로부터의 비트들을 신호 배열의 동일한 개수의 MSB 및 LSB로 맵핑하는 비트 인터리버 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 제 1항에 있어서,
    상기 LRP는 파일럿 톤 회로, 톤 인터리버 회로, FEC 회로 및 데이터 스크램블러 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  19. 제 1항에 있어서,
    상기 LRP는 LRP 긴 옴니(Omni) 데이터 패킷, LRP 빔-형성 데이터 패킷 및 LRP 짧은 방향성 데이터 패킷을 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 LRP 긴 옴니 데이터 패킷은 LRP 프리앰블, LRP 헤더, LRP 페이로드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  21. 제 20항에 있어서,
    상기 LRP 헤더는 테일 바이팅 컨벌루션 코드(tail biting convolutional code)에 의해 코딩되는 것을 특징으로 하는 장치.
  22. 제 20항에 있어서,
    상기 LRP 프리앰블은 긴 옴니 LRP 프리앰블 또는 짧은 옴니 LRP 프리앰블을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  23. 제 22항에 있어서,
    상기 긴 옴니 LRP 프리앰블은 57μsec 길이인 것을 특징으로 하는 장치.
  24. 제 22항에 있어서,
    상기 긴 옴니 LRP 프리앰블은 비컨들 및 블라인드 타이밍 동기화(blind timing synchronization)를 사용하는 LRP 데이터 패킷들을 위해 형성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  25. 제 22항에 있어서,
    상기 긴 옴니 LRP 프리앰블은 제 1 AGC 및 신호 검출 세그먼트, 개략적인 FOE 및 타이밍 복원 세그먼트, 세부적인 FOE 및 타이밍 복원 세그먼트, 수신기 빔-형성 세그먼트, 제 2 AGC 세그먼트 및 채널 추정 세그먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  26. 제 22항에 있어서,
    상기 짧은 옴니 LRP 프리앰블은 43μsec 길이인 것을 특징으로 하는 장치.
  27. 제 22항에 있어서,
    상기 짧은 옴니 LRP 프리앰블은 쟁탈(contention) 주기 및 타이밍 동기화를 사용하는 LRP 데이터 패킷들을 위해 형성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  28. 제 22항에 있어서,
    상기 짧은 옴니 LRP 프리앰블은 제 1 AGC 세그먼트, 제 2 AGC 세그먼트, 신호 검출 및 시간 동기 세그먼트, 수신기 빔-형성 세그먼트, 제 3 AGC 세그먼트 및 채널 추정 세그먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  29. 제 19항에 있어서,
    상기 LRP 빔-형성 데이터 패킷은 LRP 빔-형성 프리앰블, LRP 빔-형성 헤더 및 LRP 빔-형성 페이로드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  30. 제 29항에 있어서,
    상기 LRP 빔-형성 프리앰블은 프레임 동기 및 AGC 세그먼트 및 채널 추정 세 그먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  31. 제 19항에 있어서,
    상기 LRP 짧은 방향성 데이터 패킷은 LRP 짧은 방향성 프리앰블 및 LRP 짧은 방향성 헤더를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  32. 제 19항에 있어서,
    상기 LRP 짧은 방향성 데이터 패킷은 LRP 짧은 방향성 프리앰블, LRP 짧은 방향성 헤더 및 LRP 짧은 방향성 페이로드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  33. 제 31항에 있어서,
    상기 LRP 짧은 방향성 프리앰블은 AGC 세그먼트 및 채널 추정 세그먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  34. 제 19항에 있어서,
    상기 LRP 짧은 방향성 데이터 패킷은 HRP 패킷들 및 빔-형성 LRP 패킷들의 확인응답을 위해 형성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  35. 프로세서;
    상기 프로세서에 결합되어 상기 프로세서에 의해 데이터 또는 컨텐트를 송신하도록 제어되는, 디지털 제어되는 위상 어레이 안테나를 가지는 무선 주파수(RF) 송신기;
    상기 프로세서에 결합되어 상기 위상 어레이 안테나의 사용과 관련된 안테나 정보를 통신하고, 또다른 위치에서 상기 데이터를 수신하거나 상기 컨텐트를 재생하는 것을 용이하게 하는 정보를 통신하는, 무선 통신 채널에 대한 인터페이스; 및
    상기 무선 주파수 송신기 및 상기 인터페이스에 결합되어 디지털 신호와 변조된 아날로그 사이에서 인코딩 및 디코딩하고, 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP) 및 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)를 가지는 물리 계층 회로를 포함하며,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)에 의해 생성되는 낮은 레이트의 채널들은 상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)에 의해 생성되는 상응하는 높은 레이트의 채널과 동일한 주파수 대역을 공유하는 장치.
  36. 제 35항에 있어서,
    상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)는 초당 기가비트의 정도로 데이터 레이트들을 생성하고, 상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)는 초당 메가비트의 정도로 데이터 레이트들을 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  37. 제 35항에 있어서,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)에 의해 생성된 3개의 낮은 레이트의 채널들은 상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)에 의해 생성된 1개의 높은 레이트의 채널 내에 할당되는 것을 특징으로 하는 장치.
  38. 제 35항에 있어서,
    상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)는 1.7GHz 대역폭을 점유하는 하나 이상의 무선 신호를 생성하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  39. 제 35항에 있어서,
    상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)는 상기 RF 송신기에 대하여 방향성 빔-형성 신호를 생성하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  40. 제 35항에 있어서,
    상기 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)는 오디오, 비디오, 데이터 및 제어 메세지들의 송신과 연관된 것을 특징으로 하는 장치.
  41. 제 35항에 있어서,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)는 91MHz 대역폭의 서브-채널을 점유하는 하나 이상의 무선 신호들을 생성하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  42. 제 35항에 있어서,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)는 상기 RF 송신기에 대하여 방향성 신호, 전-방향성 신호 또는 빔-형성 신호를 생성하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  43. 제 35항에 있어서,
    상기 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)는 제어 메세지들, 비컨들, 확인응답들 및 저속 데이터와 연관된 것을 특징으로 하는 장치.
  44. 제 35항에 있어서,
    상기 HRP는 외부 코드 회로, 외부 인터리버 회로, 내부 코드 회로, 비트 인터리버 회로, 톤 인터리버 회로 및 데이터 스크램블러 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  45. 제 35항에 있어서,
    상기 HRP 회로는 외부 코드 회로, 외부 인터리버 회로, M개의 내부 코드 회로들을 포함하며,
    상기 M은 1보다 크고, 상기 외부 인터리버 회로는, 외부 코드 코드워드의 연속하는 바이트들을 서로 다른 내부 코드로 맵핑하고 상기 외부 코드 코드워드의 동일한 바이트를 상기 내부 코드에 대한 연속하는 비트들로 맵핑하는 블럭 인터리버를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  46. 제 45항에 있어서,
    상기 외부 인터리버 회로는, 추가로, 입력 바이트들을 연속하는 M개 바이트들의 그룹으로 분할하고, 상기 M개 바이트들을 상기 외부 코드의 연속하는 바이트들에 입력하며, 상기 M개 바이트들을 M개의 서로 다른 내부 코드로 맵핑하기 위한 회로인 것을 특징으로 하는 장치.
  47. 제 46항에 있어서,
    동일한 내부 코드로부터의 비트들을 신호 배열의 동일한 개수의 MSB 및 LSB로 맵핑하는 비트 인터리버 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  48. 제 35항에 있어서,
    상기 LRP는 파일럿 톤 회로, 톤 인터리버 회로, FEC 회로 및 데이터 스크램블러 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  49. 제 35항에 있어서,
    상기 LRP는 LRP 긴 옴니(Omni) 데이터 패킷, LRP 빔-형성 데이터 패킷 및 LRP 짧은 방향성 데이터 패킷을 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  50. 제 49항에 있어서,
    상기 LRP 긴 옴니 데이터 패킷은 LRP 프리앰블, LRP 헤더, LRP 페이로드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  51. 제 50항에 있어서,
    상기 LRP 헤더는 테일 바이팅 컨벌루션 코드(tail biting convolutional code)에 의해 코딩되는 것을 특징으로 하는 장치.
  52. 제 50항에 있어서,
    상기 LRP 프리앰블은 긴 옴니 LRP 프리앰블 또는 짧은 옴니 LRP 프리앰블을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  53. 제 52항에 있어서,
    상기 긴 옴니 LRP 프리앰블은 57μsec 길이인 것을 특징으로 하는 장치.
  54. 제 52항에 있어서,
    상기 긴 옴니 LRP 프리앰블은 비컨들 및 블라인드 타이밍 동기화(blind timing synchronization)를 사용하는 LRP 데이터 패킷들을 위해 형성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  55. 제 52항에 있어서,
    상기 긴 옴니 LRP 프리앰블은 제 1 AGC 및 신호 검출 세그먼트, 개략적인 FOE 및 타이밍 복원 세그먼트, 세부적인 FOE 및 타이밍 복원 세그먼트, 수신기 빔-형성 세그먼트, 제 2 AGC 세그먼트 및 채널 추정 세그먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  56. 제 52항에 있어서,
    상기 짧은 옴니 LRP 프리앰블은 43μsec 길이인 것을 특징으로 하는 장치.
  57. 제 52항에 있어서,
    상기 짧은 옴니 LRP 프리앰블은 쟁탈(contention) 주기 및 타이밍 동기화를 사용하는 LRP 데이터 패킷들을 위해 형성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  58. 제 52항에 있어서,
    상기 짧은 옴니 LRP 프리앰블은 제 1 AGC 세그먼트, 제 2 AGC 세그먼트, 신호 검출 및 시간 동기 세그먼트, 수신기 빔-형성 세그먼트, 제 3 AGC 세그먼트 및 채널 추정 세그먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  59. 제 49항에 있어서,
    상기 LRP 빔-형성 데이터 패킷은 LRP 빔-형성 프리앰블, LRP 빔-형성 헤더 및 LRP 빔-형성 페이로드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  60. 제 59항에 있어서,
    상기 LRP 빔-형성 프리앰블은 프레임 동기 및 AGC 세그먼트 및 채널 추정 세그먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  61. 제 59항에 있어서,
    상기 LRP 짧은 방향성 데이터 패킷은 LRP 짧은 방향성 프리앰블 및 LRP 짧은 방향성 헤더를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  62. 제 59항에 있어서,
    상기 LRP 짧은 방향성 데이터 패킷은 LRP 짧은 방향성 프리앰블, LRP 짧은 방향성 헤더 및 LRP 짧은 방향성 페이로드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  63. 제 61항에 있어서,
    상기 LRP 짧은 방향성 프리앰블은 AGC 세그먼트 및 채널 추정 세그먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  64. 제 59항에 있어서,
    상기 LRP 짧은 방향성 데이터 패킷은 HRP 패킷들 및 빔-형성 LRP 패킷들의 확인응답을 위해 형성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  65. 무선 통신 채널을 통해 안테나 정보 및 컨텐트에 상응하는 컨텐트 보호 정보를 전송하기 위해 변조된 아날로그 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
    상기 변조된 아날로그 신호를 생성하는 단계는,
    낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)를 사용하여 낮은 레이트의 채널들을 생성하는 단계, 및
    높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)를 사용하여 높은 레이트의 채널들을 생성하는 단계를 더 포함하며,
    상기 낮은 레이트의 채널들은 상응하는 높은 레이트의 채널과 동일한 주파수 대역을 공유하는 방법.
  66. 제 65항에 있어서,
    1개의 높은 레이트의 채널 내에 3개의 낮은 레이트의 채널들을 할당하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  67. 제 65항에 있어서, 상기 변조된 아날로그 신호를 생성하는 단계는,
    57GHz에서 66GHz 사이에 중심을 둔 4개의 채널들을 생성하는 단계를 더 포함하며,
    상기 4개의 채널들은 58.608GHz, 60.720GHz, 62.832GHz 및 64.944GHz에 있는 것을 특징으로 하는 방법.
  68. 무선 통신 채널을 통해 컨텐트에 상응하는 컨텐트 보호 정보를 전송하기 위해 변조된 아날로그 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
    상기 변조된 아날로그 신호를 생성하는 단계는,
    91MHz의 대역폭을 점유하는 낮은 레이트의 물리 계층 회로(LRP)를 사용하여 낮은 레이트의 채널들을 생성하는 단계, 및
    1.7GHz의 대역폭을 점유하는 높은 레이트의 물리 계층 회로(HRP)를 사용하여 높은 레이트의 채널들을 생성하는 단계를 더 포함하며,
    상기 낮은 레이트의 채널들은 상응하는 높은 레이트의 채널과 동일한 주파수 대역을 공유하고, 상기 낮은 레이트의 채널들 및 상기 높은 레이트의 채널을 시분할 듀플렉스(TDD)에서 동작시키는 방법.
  69. 제 68항에 있어서,
    상기 변조된 아날로그 신호는 57GHz에서 66GHz 사이에 중심을 둔 4개의 채널들로부터 송신될 수 있는 것을 특징으로 하는 방법.
  70. 제 69항에 있어서,
    상기 4개의 채널들은 58.608GHz, 60.720GHz, 62.832GHz 및 64.944GHz를 포함 하는 것을 특징으로 하는 방법.
  71. 제 68항에 있어서,
    상기 LRP는 파일럿 톤 회로, 톤 인터리버 회로, FEC 회로 및 데이터 스크램블러 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  72. 제 68항에 있어서,
    상기 HRP는 외부 코드 회로, 외부 인터리버 회로, 내부 코드 회로, 비트 인터리버 회로, 톤 인터리버 회로 및 데이터 스크램블러 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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