KR101329248B1

KR101329248B1 - 제로-프리픽스 직교 주파수 분할 다중 시스템을 위한 개선된 심볼 회복

Info

Publication number: KR101329248B1
Application number: KR1020087006703A
Authority: KR
Inventors: 모니샤 고쉬
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 2005-09-23
Filing date: 2006-09-22
Publication date: 2013-11-14
Also published as: DE602006007721D1; JP2009509451A; WO2007034449A2; EP1929736A2; WO2007034449A3; EP1929736B1; US20080273611A1; JP5173817B2; CN101268667B; KR20080058342A; CN101268667A; ATE436141T1; US8300712B2

Abstract

본 발명의 시스템, 장치 및 방법(300)은 LS 등화(least-squares equalization)의 성능을 보유하지만 복잡하지 않은 제로-프리픽스 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 시스템을 위한 부최적 채널 등화 기술을 제공한다. 본 발명의 기술은 MMSE(minimum-mean-squared-error)에 의해 요구되는 복잡함보다는 덜 복잡하게 등화 성능을 향상시킨다.

Description

제로-프리픽스 직교 주파수 분할 다중 시스템을 위한 개선된 심볼 회복{IMPROVED SYMBOL RECOVERY FOR ZERO-PREFIX OFDM SYSTEMS}

본 발명은 제로 프리픽스(ZP:zero prefix) 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 반송파에서 개선된 등화를 위한 시스템, 장치 및 방법에 관한 것이다.

전형적인 OFDM 시스템은 사이클릭-프리픽스(cyclic-prefix)를 사용하는데, 즉, N 개의 샘플 OFDM 심볼이 N_G 개의 샘플에 의해 주기적으로 확장되며, 여기서 N_G는 L_h보다 크고, L_h는 채널 임펄스 응답의 길이이다.

제로-프리픽스 OFDM 시스템에서, 심볼 자체를 주기적으로 확장하는 것 대신 OFDM 심볼 사이에 N_G 개의 제로 샘플을 삽입함으로써 멀티경로 보안이 획득된다.

사이클릭-프리픽스 시스템보다 나은 제로-프리픽스 OFDM 시스템의 주요 이점은, 전체 전송된 에너지가 제로-프리픽스 OFDM 시스템에서 감소되는 것이다.

그러나, 수신기에서의 등화는, OFDM 심볼을 갖는 채널의 회선이 사이클릭-프리픽스 시스템의 경우에서 주기적 회선에 반대되는 바와 같은 선형의 회선이므로 변경된다. 반면에, 적절한 처리 예컨대, LS(least-squares) 등화를 하게 되면, 상기 제로-프리픽스 시스템의 성능은 특히, 채널-널을 나타내는 채널에서 실질적으로 개선될 수 있다. 그러나 LS 방법은 실행하기 복잡하다.

본 발명의 시스템, 장치 및 방법(300)은 LS 등화(equalization)의 성능을 보유하지만 복잡하지 않은 제로-프리픽스 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 시스템에 부최적 채널 등화 기술을 제공한다. 본 발명의 기술은 MMSE(minimum-mean-squared-error) 등화에 의해 요구되는 복잡함보다는 덜 복잡하게 등화 성능을 향상시킨다.

제1 실시예에서, 본 발명의 시스템, 장치 및 방법은 부최적 LS 추정량(suboptimal least-square estimator)을 사용한다.

제2 실시예에서, 상기 제1 실시예가 기초하는 방정식의 시스템이 과도하게 결정되기 때문에 즉, 공지된 것보다 더 많이 관찰된 값을 갖기 때문에 본 발명의 시스템, 장치 및 방법은 수신된 샘플에 대응하는 값을 생략함으로써 유도된 잘라서 줄인 부최적 추정량(truncated sub-optimal estimator)을 사용한다. 상기 제2 실시예의 대안은 실제의 채널에 의해 요구되는 패턴에 기초하여 상기 대안에 의해 인덱스되고 검색 가능한 미리 저장된 매트릭스를 이용한다.

제3 실시예에서, 추가적인 간소화는 대각선이 아닌 채널 종속 매트릭스 반전(non-diagonal channel dependent matrix inversions)을 제거한다.

도 1은 68 ns 제곱평균(rms:root mean square) 지연 확산을 갖는 지수함수적으로 감쇄하는 레일리 채널에서 다른 추정량에 대한 MSE(mean squared error) 성능을 예시하는 도면.

도 2는 h=[10001]^T 채널에서 다른 추정량에 대한 MSE(mean squared error) 성능을 예시하는 도면.

도 3은 본 발명에 따라 수정된 수신기 장치를 도시하는 도면.

도 4는 네트워킹된 무선 디바이스의 시스템을 도시하는 도면으로서, 각각의 디바이스는 본 발명에 따라 수정된 장치를 포함하는, 도면.

다음의 설명이 제한의 목적이 아닌 예시의 목적으로 제공된다는 사실을 당업자는 이해해야 한다. 본 발명의 정신과 첨부된 청구항의 범위 내에 존재하는 많은 변형들이 존재함을 당업자는 이해해야 한다. 공지된 함수와 연산의 불필요한 세목은 본 발명을 모호하지 않도록 하기위해 현재의 설명에서 생략될 수 있다.

LS 추정량을 사용하는 일반화된 접근법에서, 임의의 L에 대해서, L X L 퓨리에 매트릭스는 다음과 같이 정의된다:

(1)

길이 N의 데이터 벡터는

이 되고,

a의 IFFT를 취함으로써 유도되는 OFDM 심볼은

이 되게 한다.

그 다음,

을 작성할 수 있고, 여기서 F_N은 위에서 정의한 바와 같은 N X N 퓨리에 매트릭스이다. 상기 벡터 A는 N_G개의 제로에 의해 연장되어

에 의해 표현되는 임펄스 응답을 갖는 채널 상에 전송되는데, 여기서 N_G는 가드 간격(guard interval)의 길이이다.

그러므로 상기 전송된 데이터 벡터를 처리하는데 이용 가능한 수신된 샘플의 총 수는 N + N_G 이다.

상기 수신된 벡터 r은 다음과 같이 채널 h와 전송된 벡터 A에 관해 나타낼 수 있다:

상기 벡터 A와 N_G 제로로 패딩함으로써, 위의 방정식은 다음과 같이 가령, 상기 채널 매트릭스가 서큐란트라는 방법으로 작성될 수 있다:

방정식(2)과 (3)는 동일한 방정식이다. 그러나 방정식(3)에서의 표현식은, 서큐란트 매트릭스의 고유 값(eigenvalues)이 상기 서큐란트 매트릭스의 제1 열의 FFT이고 상기 고유 벡터(eigenvector) 매트릭스가 퓨리에 매트릭스라는 고유 특성(the property)의 사용을 허용한다. 방정식(3)은 다음과 같이 작성될 수 있다:

(4)

여기서 H_C는 위에서 도시된 N + N_G 크기 스퀘어 서큐란트 채널 매트릭스이다. 이는 다음에 따른다:

(5)

여기서 F_N+NG가 크기 N+N_G의 퓨리에 매트릭스이고, A는 Hc의 고유 값(λ_i)의 대각선 매트릭스이다. 이러한 고유 값은 또한, 상기 채널의 FFT 즉, 다음과 같다:

여기서 상기 채널 h는 넌-제로인 제1의 N_G+1 만을 갖는 것으로 가정된다. 방정식(3),(4) 및 (5)에서부터 상기 수신된 벡터 r은 다음과 같이 전송된 벡터 a에 관하여 바로 작성될 수 있다:

(7)

여기서 F_N+NG(:,1:N)은 F_N+NG의 제1의 N 개 열만을 포함하는 (N+N_G) X N 매트릭스이다. r의 FFT를 취하는 것은 상기 퓨리에 매트릭스 F_N+NG와 곱해지는 것과 같다. 이렇게 실행하고, 방정식(7)의 양쪽을

으로 나누면 다음 식을 생성한다:

(8)

여기서

와

은 여전히 AWGN(additive white Gaussian noise)이다. a에 대한 많은 다른 추정량은 다음에서 예시되는 바와 같이 유도될 수 있다.

a에 대한 LS 추정량은 'B. Muquet, et al., Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions?, IEEE Trans on Comm., Vol.50, No. 12, December 2002'에 의해 설명되었고, 다음과 같이 작성될 수 있다:

(9)

상기 방정식은 대각선 매트릭스가 아닌 채널 종속 매트릭스의 반전을 요구하므로 FFT 기반 CP-OFDM 수신기보다 더 추가의 구현 비용이 발생한다.

이러한 여분의 계산적인 비용을 극복하기 위해, 상기 'Muquet, 등' 은 실용적인 ZP-OFDM 수신기를 겨낭하는, 부최적의 그리고 저-복잡성의 등화 구조를 개시한다.

다시, 방정식(8)으로부터, 상기 'Muquet, 등'은 R을 Λ^-1과 먼저 곱하고 다음 식(10), 즉

에 도달하기 위해 G^HG=I_N이라는 사실에 주의하며, a를 위해 LS 추정량을 유도하여 부최적 리스트-스퀘어(SLS:suboptimal least-squares) 추정량을 유도한다.

G가 노우(know) 매트릭스이고, 요구되는 유일한 반전(inverse)이 채널 주파수 값의 대각선 매트릭스의 역 함수이기에 상기 부최적 LS 추정량은 구현하기에 훨씬 더 쉬운 추정량이지만, 만일 채널 널이 존재한다면 즉, 임의의 λ_i가 제로에 근접하다면, 상기 측정 에러는 높을 것이다.

본 발명은 계산적으로 더 간단하고 노이즈 증대를 피할 수 있는 두개의 추정량을 제공한다. 방정식(8)은 N+N_G 관찰할 수 있는 것과 N 미지수를 갖는 과하게 결정된 세트의 방정식이다. 그러므로 R에서 수신된 값의 일부는 생략될 수 있다. 분명히, λ_i의 작은 값에 대응하는 이러한 값을 생략하는 것이 이치에 맞다. 상기 잘라서 줄인 양을 첨자 T로 나타내면

가 되고, 이 방정식은 다음의 잘라서 줄여진 부최적(TS) 추정량

을 생성하고, 상기 방정식은, 상기 매트릭스 Λ_T가 작은 고유 값을 제거하기 위해 잘라서 줄여졌기 때문에, 방정식(9)의 LS 추정량보다 더 간단하게 구현되고, 상기 반전을 취하는 것은 과도한 노이즈 증대를 일으키지 않는다. 그러나 G_T를 형성하기 위해 제거되는 G의 행이 λ_i의 값이 작다는 사실에 의존하기 때문에, 상기 채널에 간접적으로 의존하는 매트릭스 반전이 여전히 요구된다. 바람직한 실시예에서, 상기 매트릭스

는 계산되어서 제거된 행의 다른 결합을 위한 영구 메모리에 저장되고 나서, 상기 실제 채널에 의해 요구되는 패턴에 의존하는 메모리로부터 검색된다.

또 다른 바람직한 실시예에서,

가 아이덴터티 매트릭스이고 다음의 간이화된 줄여진 부최적(STS) 추정량에 이른다고 가정함으로써 방정식(12)의 잘라 줄여진 부최적 추정량을 추가적으로 간단하게 만든다.

상기 방정식은, 요구되는 비-대각선 채널-의존 매트릭스 반전이 전혀 존재하지 않기에, 구현하기 아주 간단하다.

이 아이덴터티 매트릭스가 아니기에 이러한 추정량이 의심할 여지없이 최적이 아님에도 불구하고, (아래에 언급되는) 시뮬레이션은, (20 DB보다 작은)낮은 신호 대 노이즈 비율에 있어서, 이러한 추정량이 상기 LS 추정량의 성능에 아주 근접하게 실행하며, 심지어 스펙트럼 널을 갖는 채널에서도 그러하다.

로 정의되는 MSE(mean-squared-error)로서 상기 추정량과 비교를 위해 선택된 메트릭을 비교하도록 시뮬레이션이 실행되었다.

상기 OFDM 파라미터는 N=64이고 N_G=16이 되도록 선택되었다. 상기 채널은 상기 수신기에서 완전히 알려진 것으로 가정되었다. 실제로, 채널 측정은 데이터 전송 이전에 전송된 시퀀스를 트레이닝함으로써 획득될 수 있다.

도 1은 68 ns 지연 확산을 갖는 지수함수적으로 감쇄한 레일리 채널에서의 성능을 예시한다. 22 MHz의 샘플 속도를 가정한다면, 이는 16의 임펄스 응답 길이가 된다. 1000개의 다른 채널 실현(realization)과 각각의 실현에 대한 100개의 OFDM 심볼로 시뮬레이션이 실행되었다. 제로-프리픽스 OFDM뿐만 아니라 사이클릭-프리픽스(CP) OFDM을 위한 흔히 사용되는 오버랩 애드(overlap add:OLA) 방법의 성능을 비교 목적으로 포함시킨다. 상기 설명된 LS 추정량의 성능은 오버랩-애드(overlap-add:OLA) 시스템 및 사이클릭-프리픽스 시스템 보다 약 5DB 더 양호하며, 상기 두 시스템 모두 거의 동일한 성능을 갖는다. 상기 TS 및 STS 추정량은 G_T 및 A_T의 형성시 2개의 가장 작은 고유 값을 생략한다. 상기 TS 추정량 성능은 상기 SLS 추정량과 거의 같다. 2개의 가장 작은 주파수 응답(또는 고유 값)을 생략하는 STS 추정량은 거의 상기와 같이, 그리고 더 높은 SNR에서 포화하는 20 dB보다 작은 SNR에서 LS 및 TS 추정량 모두 보다 심지어 한계에 가깝게 더 양호하게 실행된다. 이것은, 운영상의 SNR이 20 dB보다 작은 시스템에서, 상기 매우 간단한 STS 추정량이 상기 오버랩 애드(OLA) 방법 보다 더 5 dB 향상을 획득하도록 사용될 수 있음을 나타낸다.

도 2는 h=[10001]^T에 의해 정의된 채널에서 성능 비교를 예시한다. 이러한 채널은 스펙트럼 도메인에서 4개의 널을 가지며, 그리하여 상기 TS 및 STS 추정량은 4개의 가장 작은 고유 값을 생략한다. 여기서, 성능에 있어서의 급격한 차이가 상기 추정량 사이에서 보인다. 완전한 A 매트릭스의 직접적인 반전 예컨대, 오버랩-애드(OLA), 사이클릭-프리픽스(CP), 및 SLS를 포함하는 모든 추정량은 상기 스펙 트럼 널에 의해 야기된 노이즈 증대로 인해 아주 불량하게 실행된다. 여기서 다시 한번, 낮은 SNR에서의 STS 추정량은 상기 LS 및 TS 추정량에 상당히 필적하는 것이다.

도 3에 관하여, 본 발명에 따른 수신기(300)는 가장 작은 주파수 값의 결정 및 제거(303)가 이후에 따르는, M=N+N_G인, M-포인트 FFT를 수신된 신호에서 실행하기 위한 모듈(302)을 포함한다. 심볼 측정은 잘라서 줄여진 부최적(truncated suboptimal:TS) 추정량(12)과 간이화된 잘라서 줄여진 부최적(simplified truncated suboptimal:STS) 추정량(13) 중 하나를 사용하여 304에서 실행된다.

도 4는 AP/QAP(401)와 상기 수신기 장치(300)를 통합하는 복수의 STA/QSTA(402.i) 디바이스를 포함하는 전형적인 무선 네트워크를 예시한다.

위에서 나타낸 제로-프리픽스(ZP) OFDM을 위한 간이화된 추정량은 낮은 SNR에서 아주 잘 작용하고, 이러한 사실은 UWB 시스템에 특별히 중요한 것이다. 더 큰 FFT(N과는 대조적인 것으로서의 N+N_G)가 이러한 추정량을 구현하기 위해 요구된다. 실제로, N+N_G대신에 2N FFT를 사용하는 것이, 만일 상기 후자 즉, N+N_G가 2의 거듭제곱이 아닐 경우에 더 효과적일 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예가 예시되고 설명되었지만, 당업자는, 본 명세서에서 설명된 바와 같은 프로토콜 어플리케이션이 예증이 되고, 본 발명의 실제 범위를 이탈하지 않고 다양한 변화와 수정이 실시될 수 있고, 동등물이 본 발명의 구성요소에 대해서 대체될 수 있다는 사실을 이해할 것이다. 더욱이, 본 발명의 중심 범위에서 벗어나지 않고 본 발명의 교지(teachings)를 특정한 상황에 적응시키기 위해 많은 수정이 이루어질 수 있다. 그러므로 본 발명이 본 발명을 실행하기 위해 심사숙고되는 최상의 모드로 개시된 특정한 실시예에 제한되어서는 안 되며, 본 발명이 첨부된 청구항의 범위에 존재하는 모든 실시예를 포함해야 한다는 사실을 의도한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 제로 프리픽스(ZP:zero prefix) 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 반송파에서 개선된 등화를 위한 시스템, 장치 및 방법에 이용가능 하다.

Claims

길이 N의 전송된 데이터 벡터
을 측정하는 방법으로서,

- 데이터 벡터 R의 채널 H_C를 통한 전송을, N_G가 가드 간격의 길이인, N_G개의 제로를 갖는 제로-프리픽스 OFDM 심볼 A=[A₀A₁...A_N0...0]^T로서 수신하는 단계와;

- M=N+N_G인 M-포인트 FFT로 채널의 고유 값을 계산하는 단계(302)와;

- 잘라서 줄여진(truncated) 수신된 데이터 벡터 R _T를 획득하기 위해 계산된 고유 값에 기초한 수신된 벡터로부터 가장 작은 주파수 값을 제거하는 단계(303)와;

- 잘라서 줄인 수신된 데이터 벡터(R _T)로 심볼 측정을 실행하는 단계(304)와;

- 측정된 심볼을 디코딩하는 단계(305)를

포함하고,

상기 제거하는 단계는:

ⅰ. 채널의 패턴을 결정하는 단계로서, N_G 고유 값에 있어서, 채널의 FFT의 고유 값은, 고유 값이 널(Null) 등식을 위해 미리 지정된 조건을 만족시키는 경우에 널인, 채널 패턴을 결정하는 단계와,

ⅱ. 결정된 널 고유 값에 대응하는 벡터의 N_G개의 구성성분을 생략함으로써 수신된 벡터 R을 벡터 R _T로 잘라 줄이는 단계를

더 포함하고, 상기 실행하는 단계는:

ⅲ. 결정된 패턴에 기초한 잘라서 줄인 부최적(suboptimal) 추정량 매트릭스를 획득하기 위한 단계와,

ⅳ. 획득된 잘라서 줄인 부최적 추정량 매트릭스와 잘라서 줄인 벡터(R _T)를 미리 곱함으로써 a를 측정하는 단계를

더 포함하고,

상기 방법은

- 채널의 FFT의 널 고유 값의 패턴에 대응하는 제거된 행을 갖는 적어도 하나의 잘라서 줄인 부최적 추정량 매트릭스의 라이브러리(304.1)를 제공하는 단계를

더 포함하고,

상기 획득하기 위한 단계는 결정된 패턴을 사용하여 제공된 라이브러리(304.1)로부터 부최적 추정량 매트릭스를 먼저 선택하는 단계를 더 포함하고,

적어도 하나의 잘라서 줄인 부최적 추정량 매트릭스의 라이브러리(304.1)를 제공하기 위한 단계는:

잘라서 줄인 패턴(T)을 형성하는 제거된 행의 다른 결합에 있어서, 다음의 계산, 즉

의 결과

를 라이브러리에 미리 저장하는 단계를 더 포함하고,

여기서, ΛT는 널 고유 값을 제거하기 위해 잘라 줄였던 H_C의 대각선 고유 값의 매트릭스이고,

은
의 IFFT를 취함으로써 획득되되, IFFT는 상기 채널(H_C)의 FFT의 역 퓨리에 변환이고,

F_N은 N X N 퓨리에 매트릭스

이고,

는 크기 N+N_G의 퓨리에 매트릭스이며,

Λ는 H_C의 고유 값 λ_i의 대각선 매트릭스이어서, 이러한 고유 값은 또한, 채널의 FFT 즉,

이고,

채널 h는 넌-제로인 제1 N_G+1 값만을 갖는 것으로 가정되고,

OFDM 심볼은 상기 계산된 벡터 A에 N_G개의 제로를 패딩함으로써 획득되며,

이고,
(:,1:N)은
의 제1 N 열만을 포함하는 (N+N_G)X N 매트릭스이고,

G_T는 Λ_T에 따라 잘려 줄여지는,

길이 N의 전송된 데이터 벡터
을 측정하는 방법.
삭제
제 1항에 있어서,

OFDM 심볼은 N_G개의 제로로 패딩된 a의 IFFT이고, 상기 IFFT는 상기 채널(H_C)의 FFT의 역 퓨리에 변환인, 길이 N의 전송된 데이터 벡터
을 측정하는 방법.
삭제
삭제
제 1항에 있어서,

N이 2의 거듭제곱이 아닌 경우에, N+N_G를 2N으로 대체하는 단계를 더 포함하는, 길이 N의 전송된 데이터 벡터
을 측정하는 방법.
제 1항에 있어서,

획득을 위한 단계는 단순화된 잘라서 줄인 부최적 추정량을 제공하는 단계를 더 포함하는, 길이 N의 전송된 데이터 벡터
을 측정하는 방법.
제 7항에 있어서,

단순화된 잘라서 줄인 부최적 추정량 매트릭스를 제공하기 위한 단계는 다음의 계산, 즉

을 실행하는 단계를 더 포함하되:

여기서, Λ_T는 널 고유 값을 제거하기 위해 잘라서 줄여졌던 H_C의 대각선 고유 값의 매트릭스이고,

은
의 IFFT를 취함으로써 획득되되, IFFT는 상기 채널(H_C)의 FFT의 역 퓨리에 변환이고,

F_N은 N X N 퓨리에 매트릭스 즉,

이고,

는 크기 N+N_G의 퓨리에 매트릭스이며,

Λ는 H_C의 고유 값 λ_i의 대각선 매트릭스이어서 이들 고유 값(λ_i)이 또한, 채널의 FFT 즉,

이고,

채널 h는 넌-제로인 제1 N_G+1 값만을 갖는 것으로 가정되고,

OFDM 심볼은 계산된 벡터 A에 N_G개의 제로를 패딩함으로써 획득되며,

이고,
(:,1:N)은
의 제1 N 열만을 포함하는 (N+N_G)X N 매트릭스이고,

G_T는 Λ_T에 따라 잘라서 줄여지는, 길이 N의 전송된 데이터 벡터
을 측정하는 방법.
제 8항에 있어서,

N이 2의 거듭제곱이 아닌 경우에, N+N_G를 2N으로 대체하는 단계를 더 포함하는, 길이 N의 전송된 데이터 벡터
을 측정하는 방법.
제로-프리픽스 OFDM 시스템을 위한 심볼 결정 장치(300)로서,

- 잘라서 줄인 수신된 데이터 벡터 R _T를 결정하기 위해 수신된 데이터 벡터 R의 가장 작은 주파수 값을 제거하는 주파수 제거 모듈(303)과;

- 미리 결정된 측정 수단을 이용하여 잘라서 줄인 수신된 데이터 벡터 R _T로부터 수신된 데이터 벡터 R에 대응하는 전송된 심볼을 측정하는 심볼 측정 모듈(304)과;

- 측정된 심볼을 디코딩하기 위한 디코더(305)를

포함하고,

상기 수신된 데이터 벡터 R은 길이 N의 전송된 데이터 벡터 즉,
에 대응하고;

제로-프리픽스된 OFDM 심볼 A=[A₀A₁...A_N0...0]^T가 N_G개의 제로를 가짐에 따라 데이터 벡터 R은 채널 H_C을 통한 전송으로서 수신되고, N_G는 가드 간격의 길이이며;

상기 주파수 제거 모듈은:

ⅰ. M=N+N_G인 M-포인트 FFT(302)로 상기 채널 H_C의 고유 값을 계산하고,

ⅱ. 잘라서 줄인 수신된 데이터 벡터 R _T를 획득하기 위해 계산된 고유 값에 기초하여 수신된 벡터로부터 가장 작은 주파수 값을 제거하도록 더 구성되고,

상기 심볼 측정 모듈은 잘라서 줄인 수신된 데이터 벡터 R _T의 심볼 측정을 실행하도록 더 구성되어,

측정된 심볼을 디코딩하도록 구성되고,

상기 주파수 제거 모듈은:

ⅰ. 채널의 패턴을 결정하도록 더 구성되되, N_G개의 고유 값에 대해, 채널의 FFT의 고유 값은 고유 값이 널 등식을 위한 미리 지정된 조건을 만족시키는 경우에, 널이고;

ⅱ. 결정된 널 고유 값에 대응하는 벡터의 N_G개의 구성성분을 생략함으로써 수신된 벡터 R을 벡터 R _T로 잘라서 줄여지도록 더 구성되고;

상기 심볼 측정 모듈은:

ⅲ. 결정된 패턴에 기초한 잘라서 줄인 부최적(suboptimal) 추정량 매트릭스를 획득하고,

ⅳ. 획득된 잘라서 줄인 부최적 추정량 매트릭스와 잘라서 줄인 벡터 R _T를 미리 곱함으로써 a를 측정하도록 더 구성되고,

채널의 FFT의 널 고유 값의 패턴에 대응하는 제거된 행을 갖는 적어도 하나의 잘라서 줄인 부최적 추정량 매트릭스의 라이브러리(304.1)를 더 포함하고;

상기 심볼 측정 모듈(304)은 결정된 패턴을 이용하여 제공된 라이브러리(304.1)로부터 부최적 추정량 매트릭스를 획득하도록 더 구성되고,

적어도 하나의 잘라서 줄인 부최적 추정량 매트릭스의 라이브러리(304.1)는:

잘라서 줄인 패턴 T를 형성하는 제거된 행의 다른 결합에 있어서, 계산의 결과 즉,

을 더 포함하고,

Λ_T는 널 고유 값을 제거하기 위해 잘라서 줄여졌던 H_C의 대각선 고유 값의 매트릭스이고,

은
의 IFFT를 취함으로써 획득되되, IFFT는 상기 채널(H_C)의 FFT의 역 퓨리에 변환이고,

F_N은 N X N 퓨리에 매트릭스 즉,

이고,

는 크기 N+N_G의 퓨리에 매트릭스이며,

Λ는 H_C의 고유 값 λ_i의 대각선 매트릭스이어서 이들 고유 값(λ_i)이 또한, 채널의 FFT 즉,

이고,

채널 h는 넌-제로인 제1 N_G+1 값만을 갖는 것으로 가정되고,

OFDM 심볼은 계산된 벡터 A에 N_G 제로를 패딩함으로써 획득되며,

이고,
(:,1:N)은
의 제1 N 열만을 포함하는 (N+N_G)X N 매트릭스이고,

G_T는 Λ_T에 따라 잘라서 줄여지는,

제로-프리픽스 OFDM 시스템을 위한 심볼 결정 장치.
삭제
삭제
제 10항에 있어서,

OFDM 심볼은 N_G개의 제로로 패딩되는 a의 IFFT이고, IFFT는 상기 채널(H_C)의 FFT의 역 퓨리에 변환인, 제로-프리픽스 OFDM 시스템을 위한 심볼 결정 장치.
삭제
삭제
제 10항에 있어서,

N이 2의 거듭제곱이 아닌 경우에, N+N_G를 2N으로 대체하는, 제로-프리픽스 OFDM 시스템을 위한 심볼 결정 장치.
제 10항에 있어서,

잘라서 줄인 부최적 추정량은 단순화된 잘라서 줄인 부최적 추정량인, 제로-프리픽스 OFDM 시스템을 위한 심볼 결정 장치.
제 17항에 있어서,

상기 심볼 측정 모듈은 다음의 계산, 즉
으로 단순화된 잘라서 줄인 부최적 추정량 매트릭스를 획득하도록 더 구성되고:

Λ_T는 널 고유 값을 제거하기 위해 잘라서 줄여졌던 H_C의 대각선 고유 값의 매트릭스이고,

은
의 IFFT를 취함으로써 획득되되, IFFT는 상기 채널(H_C)의 FFT의 역 퓨리에 변환이고,

F_N은 N X N 퓨리에 매트릭스 즉,

이고,

는 크기 N+N_G의 퓨리에 매트릭스이며,

Λ는 H_C의 고유 값 λ_i의 대각선 매트릭스이어서 이들 고유 값(λ_i)이 또한, 채널의 FFT 즉,

이고,

채널 h는 넌-제로인 제1 N_G+1 값만을 갖는 것으로 가정되고,

OFDM 심볼은 계산된 벡터 A에 N_G 제로를 패딩함으로써 획득되며,

이고,
(:,1:N)은
의 제1 N 열만을 포함하는 (N+N_G)X N 매트릭스이고,

G_T는 Λ_T에 따라 잘라서 줄여지는, 제로-프리픽스 OFDM 시스템을 위한 심볼 결정 장치.
제 18항에 있어서,

N이 2의 거듭제곱이 아닌 경우에, N+N_G를 2N으로 대체하는, 제로-프리픽스 OFDM 시스템을 위한 심볼 결정 장치.
제 1항의 방법을 실행하도록 구성된 제로-프리픽스된 OFDM 시스템을 위한 심볼 결정 장치(300).
복수의 통신 디바이스(401, 402.i)를 포함하는 제로-프리픽스된 OFDM 통신 시스템(400)으로서,

각각의 통신 디바이스는 제 16항에 따른 장치(300)를 포함하는 수신기를 포함하는, 제로-프리픽스된 OFDM 통신 시스템.
복수의 통신 디바이스(401, 402.i)를 포함하는 제로-프리픽스된 OFDM 통신 시스템(400)으로서,

각각의 통신 디바이스는 제 19항에 따른 장치(300)를 포함하는 수신기를 포함하는, 제로-프리픽스된 OFDM 통신 시스템.