KR101276272B1 - 전류 감지를 이용한 전류 공급 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전류 감지를 이용한 전류 공급 장치에 관한 것으로, 본 발명에 따른 전류 공급 장치는, 제어 신호에 따라 전하를 충전 또는 방전하는 충방전부, 충방전부로부터 방전되는 전류를 미리 설정된 배율로 감지하여 감지전압을 생성하는 전류감지부 및 감지전압과 참조전압을 비교하여 충방전부로부터 방전되는 전류의 크기를 제어하는 전류제어부를 포함하며, 전류제어부는 보상 전류를 공급함으로써 전류 감소로 유발되는 전류 정확도 저하를 보상하는 전류 보상부를 구비한다.

Description

전류 감지를 이용한 전류 공급 장치{Apparatus for providing current using current sense}
본 발명은 전류 공급 장치에 관한 것으로, 특히 출력부에 전기적으로 연결되는 소자의 구동을 위한 전류모드 전하펌프에서 전류 감지를 이용하여 정의된 전류를 안정적으로 공급하는 장치에 관한 것이다.
전기의 발견과 기술의 진보에 따라 종래의 역학적인 힘에 의해 구동되던 많은 기구들이 전기 에너지를 이용해 구동되는 시대가 도래한지 수 세기가 지났다. 각각의 전기 부품들의 물리적인 특성과 구동을 위해 요구되는 일정한 수준들로 인해 전기/전자 제품에 공급되는 전기 에너지에 대한 제어 기술도 더불어 발전하게 되었다. 그러나, 이러한 전기 에너지는 그 속성상 지속적이고 일정한 수준의 제어가 어렵다는 특성이 있는바, 이를 제어하기 위한 시도 및 노력들이 끊임없이 제시되고 있다.
특히, 많은 전기 소자 및 응용 제품에 있어서, 출력단에 공급되는 전류가 일정하게 유지/제어되어야 할 필요성이 있다. 예를 들어, 발광 다이오드(light emitting diode, LED)는 그 활용에 있어서 발광 다이오드에 공급되는 전류가 일정하게 유지되는 것이 매우 중요하다. 이러한 전기 장치를 구동시키기 위해 일반적으로 활용되는 기술적 수단으로는 스위치 모드 컨버터(switch mode converter), 전하펌프(current pump), 리니어 레귤레이터(linear regulator) 등이 존재한다.
한편, 이하에 소개되는 '비특허문헌1'에 따르면, 이러한 발광 다이오드와 같은 출력단에 공급되는 전류를 제어하기 위해 내부 감지저항을 이용하여 전하펌프 내에 흐르는 전류를 감지하는 방법이 소개되어 있다.
Chi-Hao Wu and Chern-Lin Chen, High-Efficiency Current-Regulated Charge Pump for a White LED Driver, IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS-II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 56, NO. 10, OCTOBER 2009
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 외부 저항을 이용하여 출력 전류를 결정하는 전하펌프의 경우 전력 효율이 떨어지거나 칩(chip) 면적이 증가하는 문제점을 해결하고, 내부 감지저항을 이용하여 출력 전류를 결정하는 전하펌프의 경우 전력 소모가 증가하거나 별도의 전류증폭기가 요구되는 한계를 극복하고자 한다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 전류 공급 장치는, 제 1 전류원과 연결된 제 1 트랜지스터; 상기 제 1 트랜지스터와 출력단 사이에 연결된 제 2 트랜지스터; 스위치 컨트롤에 의해 상호 선택적으로 조작되는 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터; 상기 제 2 트랜지스터에 연결되어 전류를 감지하는 전류감지(current sense) 회로; 상기 전류감지 회로와 상기 제 3 트랜지스터 사이에 연결되고, 제 2 전류원에서 발생하는 전류의 크기를 제어하여 상기 제 3 트랜지스터에 공급하는 전압제어전류원(voltage controlled current source, VCCS) 회로; 상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 4 트랜지스터 사이에 연결된 제 1 커패시터; 및 상기 제 2 트랜지스터와 상기 출력단 사이에 연결된 제 2 커패시터를 포함한다.
상기된 전류 공급 장치에서, 상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 4 트랜지스터가 온(on)되고, 상기 제 2 트랜지스터 및 상기 제 3 트랜지스터가 오프(off)되는 경우, 상기 제 1 커패시터에 충전(charging)이 이루어지고, 상기 제 2 커패시터로부터 상기 출력단에 전류를 공급한다.
상기된 전류 공급 장치에서, 상기 제 2 트랜지스터와 상기 제 3 트랜지스터가 온(on)되고, 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 4 트랜지스터가 오프(off)되는 경우, 상기 전압제어전류원 회로로부터 상기 출력단에 전하 펌핑(current pumping)이 이루어진다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 전류 공급 장치는, 제 1 전류원과 연결된 제 1 트랜지스터; 상기 제 1 트랜지스터와 출력단 사이에 연결된 제 2 트랜지스터; 스위치 컨트롤에 의해 상호 선택적으로 조작되는 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터; 상기 제 2 트랜지스터에 연결되어 전류를 감지하는 전류감지 회로; 상기 전류감지 회로와 상기 제 3 트랜지스터 사이에 연결되고, 제 2 전류원에서 발생하는 전류의 크기를 제어하여 상기 제 3 트랜지스터에 공급하는 전압제어전류원 회로; 상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 4 트랜지스터 사이에 연결된 제 1 커패시터; 및 상기 제 2 트랜지스터와 상기 출력단 사이에 연결된 제 2 커패시터를 포함하고, 상기 전류감지 회로는, 상기 전류감지 회로의 출력단 직전에 전류 정확도 저하를 보상하는 보상 트랜지스터를 더 포함한다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 전류 공급 장치는, 제 1 전류원과 연결된 제 1 트랜지스터; 상기 제 1 트랜지스터와 출력단 사이에 연결된 제 2 트랜지스터; 스위치 컨트롤에 의해 상호 선택적으로 조작되는 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터; 상기 제 2 트랜지스터에 연결되어 전류를 감지하는 전류감지 회로; 상기 전류감지 회로와 상기 제 3 트랜지스터 사이에 연결되고, 제 2 전류원에서 발생하는 전류의 크기를 제어하여 상기 제 3 트랜지스터에 공급하는 전압제어전류원 회로; 상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 4 트랜지스터 사이에 연결된 제 1 커패시터; 및 상기 제 2 트랜지스터와 상기 출력단 사이에 연결된 제 2 커패시터를 포함하고, 상기 전압제어전류원 회로는, PMOS 트랜지스터의 1 단이 제거된 폴디드-캐스코드(folded cascode) 구조를 형성함으로써 상기 제 2 전류원으로부터 발생하는 전압 스윙을 제거한다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 전류 공급 장치는, 제어 신호에 따라 전하를 충전 또는 방전하는 충방전부; 상기 충방전부로부터 방전되는 전류를 소정 배율로 감지하여 감지전압을 생성하는 전류감지부; 및 상기 생성된 감지전압과 참조전압을 비교하여, 상기 충방전부로부터 방전되는 전류의 크기를 제어하는 전류제어부를 포함한다.
본 발명은 외부 저항 없이 커패시터로 또는 전압제어전류원 회로로부터 출력 전류를 결정함으로써 전력 효율의 저하를 막고, 칩 면적의 증가 없이도 안정적인 전류 공급 및 유지가 가능하며, 또한, 내부 감지저항 없이 트랜지스터 스케일링을 이용하여 트랜지스터에 흐르는 전류를 감지함으로써 낮은 전력 소모를 달성할 수 있다.
도 1은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 외부 저항을 이용하여 출력 전류를 정의하는 전하펌프의 일례를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명이 속하는 기술 분야에서 내부 감지저항을 이용하여 출력 전류를 정의하는 전하펌프의 다른 일례를 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 전류감지를 이용하여 전류를 공급하는 전류모드 전하펌프와 그에 따른 타이밍 다이어그램을 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 3의 전하펌프에서 전류를 감지하는 전류감지(current sense) 회로 및 그 연결 상태를 보다 구체적으로 도시한 회로도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 3의 전하펌프에서 감지전류로부터 출력 전류를 제어하는 전압제어전류원(voltage controlled current source, VCCS) 회로 및 그 연결 상태를 보다 구체적으로 도시한 회로도이다.
도 6은 본 발명의 실시예들에 따른 도 3 내지 도 5의 전하펌프 회로를 기능을 중심으로 표현한 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 전하펌프 회로가 출력단에 전류를 공급하는 방법에서 충전(charging) 과정을 도시한 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 전하펌프 회로가 출력단에 전류를 공급하는 방법에서 정류(regulation) 과정을 도시한 흐름도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 전하펌프 회로의 시뮬레이션 파형을 예시한 도면이다.
도 10a는 종래의 전하펌프와 본 발명의 일 실시예에 따른 전하펌프 회로의 전력 효율을 비교하여 도시한 도면이다.
도 10b는 본 발명의 일 실시예에 따른 전류모드 전하펌프에서 공급 전압에 따른 전류 레귤레이션 특성을 도시한 도면이다.
본 발명의 실시예들을 설명하기에 앞서 본 발명의 실시예들이 구현되는 환경, 즉 출력단에 전류를 지속적이고 안정적으로 공급하여야 하는 상황에서 전류를 공급하는 통상적인 기술들에 대해 도 1 및 도 2를 통해 간략히 소개하고, 실시예들이 구현되는 환경에서 발생할 수 있는 구조적인 문제점을 제시하고자 한다.
도 1은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 외부 저항을 이용하여 출력 전류를 정의하는 전하펌프의 일례를 도시한 도면으로써, 발광 다이오드 구동을 위해 사용되는 전하펌프 회로를 예시한 것이다. 발광 다이오드의 밝기는 발광 다이오드에 흐르는 전류에 비례하기 때문에 어플리케이션에 따라 결정되는 전류를 정확하게 흘려주기 위해서는 추가적인 전류 레귤레이터(current regulator)가 필요하게 된다. 도 1에서 도시된 전류 레귤레이터(130)는 전류 정의를 위해 외부에 저항(Rset)(131)을 사용하였다. 이 때, 이러한 전하펌프에 의해 출력되는 출력 전류 ILED는 전류 레귤레이터(130)에서 기준전압 VREF와 증폭기 및 외부 저항 Rset를 통해 다음의 수학식 1과 같이 정의된다.
Figure 112011051744894-pat00001
그러나, 구현의 측면에서 실제의 전하펌프 회로에서는 칩 그라운드(chip ground)의 기생 저항 성분으로 인해 상기된 수학식 1의 출력 전류에 관한 관계식은 다음의 수학식 2과 같이 바꾸어 표현될 수 있다.
Figure 112011051744894-pat00002
즉, 수학식 2는 수학식 1에 비해 칩 그라운드의 기생 저항 성분을 더 포함한다.
이상과 같은 수학식 3을 참조하면, 출력단에 공급되는 전류 ILED가 보다 큰 정확도를 갖기 위해서는 외부 저항 Rset이 기생 저항 RGROUND보다 훨씬 더 클 것을 조건으로 요구한다(Rset >> RGROUND). 그러나, 출력 전류 경로에 큰 값을 갖는 외부 저항 Rset을 이용하게 되면, P=I2R 관계식에 의해 전력 효율을 떨어뜨리게 된다.
반면, 상기 수학식 2에서 기생 저항 RGROUND에 의한 영향을 줄이기 위해서는 더욱 많은 패드(PAD)(132) 수가 필요하게 되고, 전류 레귤레이션을 위해 추가적으로 파워트랜지스터 NM이 요구되기 때문에 칩 면적이 증가하게 되는 문제점이 발생한다. 따라서, 이러한 문제점(외부 저항 Rset 사용에 따른 PAD 증가의 문제점)을 해결하기 위해 출력 전류를 정의하기 위해 외부 저항을 사용하지 않는 방법을 활용할 필요가 있다.
도 2는 본 발명이 속하는 기술 분야에서 내부 감지저항을 이용하여 출력 전류를 정의하는 전하펌프의 다른 일례를 도시한 도면으로서, 내부 감지저항 Rsense(230)에 흐르는 전류를 이용하여 출력 전류가 정의되는 전류 모드 전하펌프 회로도를 나타낸 것이다. 이 경우에도 출력단에는 발광 다이오드(250)가 전기적으로 연결된다고 가정하였다. 도 2를 통해 정의되는 출력전류 ILED는 다음의 수학식 3과 같다.
Figure 112011051744894-pat00003
여기서, DCK2는 트랜지스터 MP2가 온(on) 되는 듀티비(duty ratio)이고, K는 전류 증폭기의 증폭비이며, Rsense는 트랜지스터 MP2와 출력단 사이에 연결된 내부 감지저항을 나타낸다.
앞서 도 1을 통해 지적한 바와 같이 도 2는 외부 저항 Rset 사용에 따른 PAD 증가의 문제점을 해소하기 위해 외부 저항이 아닌 내부 감지저항을 사용하였다. 그러나, 내부 감지저항 Rsense는 여전히 출력 전류 경로에 존재하기 때문에 I2R 관계식에 의해 전력 소모의 원인이 된다.
따라서, 이상과 같은 도 2의 방법을 사용할 경우에 전력 소모를 줄이기 위해서는 매우 작은 감지저항 Rsense가 요구되는데, 이로 인해 양단의 전압 차이인 Vsense의 크기가 매우 작아지고, 이로 인해 추가적으로 신호 증폭을 위한 전류 증폭기가 반드시 필요하게 된다. 나아가, 이러한 도 2의 구조의 경우 작은 부하 전류를 요구하는 어플리케이션에서는 용이할 수 있으나, 큰 부하 전류를 구동할 경우에는 감지저항 Rsense 양단에서 소모되는 전력이 증가하기 때문에 허용 부하 전류 범위에 제약이 따르게 된다.
이상에서 검토한 바와 같이, 전류 정의를 위해 전류 레귤레이터에 외부 저항을 이용할 경우, 외부 저항의 사용으로 인한 전력 효율의 저하 및 추가적인 PAD 사용으로 인한 칩 면적 증가에 대한 문제점이 발생한다. 또한, 이를 해결하기 위해 내부 감지저항을 이용하는 전류모드 전하펌프를 사용할 경우, 출력 전류 경로에 매우 작은 내부 저항(Rsense)을 이용할 수 밖에 없고, 이로 인해 매우 작은 Vsense신호를 증폭하기 위해 추가적인 증폭기가 요구되며, 큰 부하 전류가 요구되는 곳에서는 내부 저항(Rsense)에 의한 전력 소모에 대한 문제점이 더욱 증가하는 문제점이 나타난다.
따라서, 이하에서 제시될 본 발명의 실시예들은 상기된 문제점들을 해결하기 위해 안출된 것으로써, 본 발명의 실시예들은 전력 소모의 요인이 될 수 있는 외부 저항 및 내부 저항을 사용하지 않고 출력 전류를 정의하기 위해 전류감지 회로를 적용한 전하펌프를 제안한다. 이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 구체적으로 설명한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 전류감지를 이용하여 전류를 공급하는 전류모드 전하펌프와 그에 따른 타이밍 다이어그램을 도시한 도면으로서, 본 실시예에 따른 전류 공급 장치는, 제 1 전류원(VDD)과 연결된 제 1 트랜지스터(MP1), 제 1 트랜지스터와 출력단 사이에 연결된 제 2 트랜지스터(MP2), 스위치 컨트롤에 의해 상호 선택적으로 조작되는 제 3 트랜지스터(MP3) 및 제 4 트랜지스터(MN1), 제 2 트랜지스터에 연결되어 전류를 감지하는 전류감지(current sense) 회로, 전류감지 회로와 제 3 트랜지스터 사이에 연결되고, 제 2 전류원(VDD)에서 발생하는 전류의 크기를 제어하여 제 3 트랜지스터에 공급하는 전압제어전류원(voltage controlled current source, VCCS) 회로, 제 1 트랜지스터와 제 4 트랜지스터 사이에 연결된 제 1 커패시터(CF) 및 제 2 트랜지스터와 출력단 사이에 연결된 제 2 커패시터(CL)를 포함한다.
보다 실천적인 관점에서, 도 3에서 제안된 전하펌프 회로는 복수 개의 파워 트랜지스터 MP1, MP2, MP3, MN1, 전류감지 (current sense) 회로(330), 전압제어전류원(voltage controlled current source, VCCS) 회로(350), 스위치 컨트롤, 플라잉 커패시터(CF) 및 부하 커패시터(CL) 등을 포함하나, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 이러한 구성 외에 본 발명의 기본 아이디어가 동일하게 유지되는 범위 내에서 상기된 구성들이 적절히 변형되어 적용될 수 있음을 알 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같이 본 실시예에 따른 전류 공급 장치의 수행 동작은 크게 충전(charging)과 정류(regulation)로 나누어진다. 각각의 수행 동작을 순서대로 설명한다.
먼저, 충전 동작에서는 파워 트랜지스터 MP1 및 MN1이 온(on)되고, 나머지 파워 트랜지스터는 모두 오프(off)된다. 이 때, 플라잉 커패시터 CF에는 2점 쇄선 방향을 따라 충전 동작이 이루어지고, 부하(load)인 LED는 부하 커패시터(CL)를 통해 전류를 공급받는다. 즉, 요약하건대, 제 1 트랜지스터(MP1)와 제 4 트랜지스터(MN1)가 온(on)되고, 제 2 트랜지스터(MP2) 및 제 3 트랜지스터(MP3)가 오프(off)되는 경우, 제 1 커패시터(CF)에 충전(charging)이 이루어지고, 제 2 커패시터(CL)로부터 출력단(LED)에 전류를 공급하게 된다.
다음으로, 정류 동작에서는 파워 트랜지스터 MP2 및 MP3가 온(on)되고, 점선 방향을 따라 펌핑(pumping) 동작이 이루어진다. 이 때, 파워 트랜지스터 MP2에 흐르는 전류는 전류감지 회로(330)에 의해 1:K 배로 감지되고, 전류감지 회로(330)는 감지한 전류를 전압 레벨로 변환하여 Vsense 신호를 출력하게 된다. 이렇게 생성된 Vsense 신호는 오차 증폭기와 참조전압 VREF의 비교를 통해 제어전류 Icon를 생성하고, 제어전류 Icon은 전류원으로부터 발생되는 전류 Ipump의 크기를 제어하게 된다. 즉, 요약하건대, 제 2 트랜지스터(MP2)와 제 3 트랜지스터(MP3)가 온(on)되고, 제 1 트랜지스터(MP1) 및 제 4 트랜지스터(MN1)가 오프(off)되는 경우, 전압제어전류원 회로(350)로부터 출력단에 전하 펌핑(current pumping)이 이루어지게 된다.
보다 구체적으로, 이러한 전류감지 회로(330)는, 제 2 트랜지스터(MP2)에 흐르는 전류를 일정 배율(예를 들어, 1:K가 될 수 있다.)로 감지하고, 감지된 전류를 전압 레벨로 변환하여 감지전압 신호를 출력한다. 또한, 전압제어전류원 회로(350)는, 오차 증폭기(error amplifier)를 이용하여 전류감지 회로(330)로부터 출력되는 감지전압 신호 Vsense를 참조전압 VREF \와 비교하여 제어전류를 생성하고, 생성된 제어전류를 이용하여 제 2 전류원(VDD)으로부터 발생하는 전류의 크기를 제어한다. 이 때, 전압제어전류원 회로(350)는, 전류 정확도 저하를 보상하는 보상 트랜지스터(미도시)를 더 포함하는 것이 바람직하며, 이러한 보상 트랜지스터는 이후 도 4를 통해 재차 설명한다.
이상과 같이 제안된 본 발명의 일 실시예에 따른 전하펌프 회로는 전류를 정의하기 위해 외부 저항(Rset) 또는 내부 저항(Rsense)을 요구하지 않고도 전류를 정의할 수 있다. 즉, 출력단에 공급되는 전류는 외부 저항 없이, 제 2 커패시터(CL)로부터 공급되는 전류 또는 전압제어전류원 회로(350)로부터 공급(current pumping)되는 전류(Ipump) 중 어느 하나에 의해 결정된다. 또한, 전류감지 회로(330)는 내부 저항 없이, MOS 트랜지스터 스케일링(scaling)을 이용하여 제 2 트랜지스터(MP2)에 흐르는 전류를 일정 배율로 감지한다. MOS 트랜지스터 스케일링은 이후 도 4를 통해 재차 구체적으로 설명한다.
따라서, 상기된 본 발명의 실시예에 따르면, 외부 저항 없이 커패시터로 또는 전압제어전류원 회로로부터 출력 전류를 결정함으로써 전력 효율의 저하를 막고, 칩 면적의 증가 없이도 안정적인 전류 공급 및 유지가 가능하다. 또한, 내부 감지저항 없이 트랜지스터 스케일링을 이용하여 트랜지스터에 흐르는 전류를 감지함으로써 낮은 전력 소모를 달성할 수 있으며, 결과적으로 부하 LED는 지속적이고 일정한 전류 ILED를 공급받을 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 3의 전하펌프에서 전류를 감지하는 전류감지(current sense) 회로 및 그 연결 상태를 보다 구체적으로 도시한 회로도이다. 앞서 소개한 바와 같이 도 4의 전류감지는 기본적으로 MOS 트랜지스터 스케일링(scaling) 기술에 의해 파워 트랜지스터 MP2에 흐르는 전류의 1/K배가 M1 트랜지스터에 흐르는 원리를 이용한다. 도 4에 사용된 전류감지 회로는 높은 이득을 가지는 증폭기(Op-amp가 될 수 있다.)를 기반으로 하는 방식이 적용되었으며, 전류감지 비율은 1:K 배로 설정되어 있다.
이제, 정류(regulation) 동작이 시작되면 트랜지스터 MS는 온(on)되고, 증폭기의 앞 쪽에 연결된 트랜지스터 M2가 오프(off)되면서 증폭기 앞 쪽의 2 개의 노드(A, B)의 전압은 증폭기와 트랜지스터 M3 및 M4에 의해 구성된 피드백 루프(feedback loop)에 의해 같은 전위를 가지게 된다. 이로 인해, 트랜지스터 M1 및 MP2의 소스-드레인(source-drain) 전압이 같게 된다. 따라서, 트랜지스터 M1에는 MP2에 흐르는 전류의 1/K배의 전류가 흐르게 되다.
그러나, 통상적인 전류감지 회로의 경우, 트랜지스터 M10에 흐르는 감지전류 Isense가 (Ipump/k - Ib)이 되기 때문에 전류 정확도가 떨어지는 문제점을 가진다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른 도 4의 전류감지 회로는 저하된 전류 정확도를 보상하기 위해 추가적으로 보상 트랜지스터 MC(410)를 연결하여 보상전류(Icompen)를 공급함으로써 이러한 전류 정확도 문제점을 해결할 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예에 따른 전류감지 회로는, 전류감지 회로의 출력단 직전에 전류 정확도 저하를 보상하는 보상 트랜지스터를 더 포함하는 것이 바람직하다.
그 결과, 감지전류 Isense는 (Ipump/k)이 되고, 최종 출력신호 Vsense는 다음의 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112011051744894-pat00004
나아가, 출력단에 공급되는 부하전류 ILED와 정류 동작 시에 흐르는 Ipump는 다음의 수학식 5와 같은 관계를 가진다.
Figure 112011051744894-pat00005
여기서, DMP2는 트랜지스터 MP2가 온(on)되는 듀티비(duty ratio)를 나타내고, Ipump는 정류 동작 시에 출력단으로 흐르는 전류를 나타낸다.
앞서 도 3을 통해 확인할 수 있듯이 정류 동작이 시작되면, Ipump 경로와 전류감지 회로, 전압제어전류원(VCCS) 회로를 따라 음의 피드백 루프가 형성되게 된다. 이로 인해 Vsense와 VREF는 다음의 수학식 6과 같은 관계를 가진다.
Figure 112011051744894-pat00006
이상에서 소개한 수학식 4 내지 수학식 6을 이용하면, 부하 LED에 흐르는 평균 전류 ILED는 다음의 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011051744894-pat00007
여기서, K는 전류 감지 비율을 나타낸다.
요약하건대, 제 2 트랜지스터(MP2)와 제 3 트랜지스터(미도시, 도 3의 MP3가 될 수 있다.)가 온(on)되는 경우, 전류감지 회로는 MOS 트랜지스터 스케일링을 이용하여 제 2 트랜지스터에 흐르는 전류를 일정 배율로 제산한 값(1/K)만큼의 전류를 전류감지 회로 내의 트랜지스터에 공급하고, 보상 트랜지스터(410)를 이용하여 보상 전류를 공급함으로써 전류감지 회로 내의 전류 감소를 제거하며, 전류 감소가 제거된 감지된 전류를 전압 레벨로 변환하여 감지전압 신호를 출력한다. 이러한 전류감지 회로는, 높은 이득을 갖는 증폭기 및 증폭기의 양 입력단(A, B) 및 출력단에 연결된 복수 개의 트랜지스터들(M1, M2, M3, M4)을 포함하고, 스위칭을 통해 증폭기의 양 입력단에 연결된 2 개의 트랜지스터(M1, M2) 중 하나의 트랜지스터(M2)를 오프(off)시킴으로써 증폭기를 중심으로 피드백 루프(feedback loop)를 구성하며, 증폭기의 양 입력단에 연결된 2 개의 트랜지스터(M1, M2) 중 다른 하나의 트랜지스터(M1)에 제 2 트랜지스터(MP2)에 흐르는 전류를 일정 배율로 제산한 값(1/K)만큼의 전류를 공급한다. 따라서, 전류감지 회로가 감지한 전류는, 전압제어전류원 회로로부터 출력단에 공급(current pumping)되는 전류를 일정 배율로 제산한 값(1/K)과 같다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 3의 전하펌프에서 감지전류로부터 출력 전류를 제어하는 전압제어전류원(voltage controlled current source, VCCS) 회로 및 그 연결 상태를 보다 구체적으로 도시한 회로도이다. 도 5에서는 전류원(510)으로서 파워 트랜지스터 Mpump가 사용되었으며, 오차 증폭기는 V_err의 전압 스윙 문제점을 해결하기 위해 PMOS 트랜지스터 1 단이 제거된 폴디드-캐스코드(folded cascode) 구조가 사용되었다. 또한, Vb1, Vb2는 트랜지스터 M6 내지 M9를 포화(saturation) 영역에서 동작시키기 위한 바이어스 전압을 나타낸다.
즉, 제 2 트랜지스터(미도시, 도 3의 MP2가 될 수 있다.)와 제 3 트랜지스터(미도시, 도 3의 MP3가 될 수 있다.)가 온(on)되는 경우, 전압제어전류원 회로는, 전류감지 회로로부터 감지전압 Vsense을 입력받고, 오차 증폭기(error amplifier)를 이용하여 감지전압 Vsense와 참조전압 VREF으로부터 제어전류를 생성하고, 생성된 제어전류를 이용하여 제 2 전류원 Mpump(파워 트랜지스터)(510)으로부터 발생하는 전류 Ipump의 크기를 제어한다. 이 때, 제 2 전류원으로부터 발생한 오차전압(v_err)은 폴디드-캐스코드 구조의 전압제어전류원 회로을 통해 제거된다.
물론, 도 5의 전압제어전류원 회로를 포함하는 전류 공급 장치에서, 전류감지 회로가 전류감지 회로의 출력단 직전에 전류 정확도 저하를 보상하는 보상 트랜지스터를 더 포함할 수 있음은 당연하다.
도 6은 본 발명의 실시예들에 따른 도 3 내지 도 5의 전하펌프 회로를 기능 단위로 구획화한 블록도로서, 전류원(10)으로부터 공급된 전류로부터 최종적으로 출력전류를 생성 내지 제어하는 전류 공급 장치(600)를 나타낸 것이다. 도 6에서 각각의 기능 블록은 앞서 소개한 도 3의 하나 이상의 세부 구성들에 대응될 수 있으므로, 여기서는 구체적인 설명을 생략하고 그 개요만을 소개한다.
충방전부(20)는 제어 신호에 따라 전하를 충전 또는 방전한다. 이 때, 제어 신호는 스위치 제어에 의해 온/오프되는 트랜지스터를 통해 구현될 수 있으나, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 이러한 제어 신호의 생성을 구현함에 있어서, 트랜지스터에 제한되지 않고 다양한 스위칭 수단이 활용될 수 있음을 알 수 있다.
전류감지부(30)는 충방전부(20)로부터 방전되는 전류를 미리 설정된 배율로 감지하여 감지전압을 생성한다. 이러한 전류감지부(30)는 도 3의 전류감지 회로(330)에 대응될 수 있다.
전류제어부(40)는 전류감지부(30)를 통해 생성된 감지전압과 참조전압을 비교하여, 충방전부(20)로부터 방전되는 전류의 크기를 제어한다. 이 때, 전류제어부(40)는 도 3의 전압제어전류원 회로(350)에 대응될 수 있으며, 특히 보상 전류를 공급함으로써 전류 감소로 유발되는 전류 정확도 저하를 보상하는 전류 보상부(미도시)를 더 포함하는 것이 바람직하다. 이러한 전류 보상부는 도 4의 보상 트랜지스터(410)에 대응될 수 있으나, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 보상 전류의 공급을 구현함에 있어서, 트랜지스터에 제한되지 않고 다양한 기술적 수단이 활용될 수 있음을 알 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 전하펌프 회로가 출력단에 전류를 공급하는 방법에서 충전(charging) 과정을 도시한 흐름도로서, 앞서 도 3을 통해 설명한 전류 공급 장치의 충전 동작에 대응하므로 설명의 중복을 피하기 위해 여기서는 그 개요만을 간략히 소개한다.
710 단계에서, 전하펌프 회로는 제 1 트랜지스터와 제 4 트랜지스터를 온(on)시키고, 제 2 트랜지스터 및 제 3 트랜지스터를 오프(off)시킨다. 여기서, 제 1 트랜지스터는 제 1 전류원과 연결되고, 제 2 트랜지스터는 제 1 트랜지스터와 출력단 사이에 연결되며, 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터는 스위치 컨트롤에 의해 상호 선택적으로 조작된다.
720 단계에서는 제 1 커패시터에 전하를 충전한다. 이러한 제 1 커패시터는 제 1 트랜지스터와 제 4 트랜지스터 사이에 연결되고, 상기 710 단계의 스위치 컨트롤에 의해 충전이 이루어진다.
한편, 730 단계에서는 제 2 커패시터로부터 출력단에 전류를 공급한다. 이러한 제 2 커패시터는 제 2 트랜지스터와 상기 출력단 사이에 연결되고, 상기 710 단계의 스위치 컨트롤에 의해 부하에 전류를 공급한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 전하펌프 회로가 출력단에 전류를 공급하는 방법에서 정류(regulation) 과정을 도시한 흐름도로서, 앞서 도 3을 통해 설명한 전류 공급 장치의 정류 동작에 대응하므로 설명의 중복을 피하기 위해 여기서는 그 개요만을 간략히 소개한다.
810 단계에서, 전하펌프 회로는 제 2 트랜지스터와 제 3 트랜지스터를 온(on)시키고, 제 1 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터를 오프(off)시킨다. 여기서, 제 1 트랜지스터는 제 1 전류원과 연결되고, 제 2 트랜지스터는 제 1 트랜지스터와 출력단 사이에 연결되며, 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터는 스위치 컨트롤에 의해 상호 선택적으로 조작된다.
820 단계에서, 전류감지 회로는 제 2 트랜지스터에 흐르는 전류를 일정 배율로 감지하고, 감지된 전류를 전압 레벨로 변환하여 감지전압을 출력한다. 여기서, 전류감지 회로는 제 2 트랜지스터에 연결되어 내부 저항 없이 트랜지스터 스케일링을 이용하여 전류를 감지하는 역할을 수행한다. 또한, 전류감지 회로는 전류감지 회로의 출력단 직전에 전류 정확도 저하를 보상하는 보상 트랜지스터를 더 포함하는 것이 바람직하다.
830 단계에서, 전압제어전류원 회로는 820 단계를 통해 출력된 감지전압 및 참조전압에 기초하여 제어전류를 생성하고, 생성된 제어전류를 이용하여 제 2 전류원으로부터 발생하는 전류의 크기를 제어함으로써 출력단에 전하를 펌핑한다. 여기서, 전압제어전류원 회로는 전류감지 회로와 제 3 트랜지스터 사이에 연결되고, 제 2 전류원에서 발생하는 전류의 크기를 제어하여 제 3 트랜지스터에 공급한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 전하펌프 회로의 시뮬레이션 파형을 예시한 도면으로서, 도 9에 사용된 기호의 의미는 앞서 도 3에서 사용된 기호의 의미와 동일하다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 전하펌프 회로는 충전 및 정류 동작에 의해 출력 전류가 정의된다. 도 9를 통해 확인할 수 있듯이, 충전 구간에서 제 2 트랜지스터(도 3의 MP2를 의미한다.)에 흐르는 전류는 전류감지 회로를 통해 감지가 되고, 음의 피드백 루프에 의해 감지전압 Vsense는 참조전압 VREF와 동일한 전압 레벨을 가지게 된다. 그 결과, 출력단으로 흐르는 전류 Ipump가 결정되게 된다.
도 10a는 종래의 전하펌프와 본 발명의 일 실시예에 따른 전하펌프 회로의 전력 효율을 비교하여 도시한 도면으로서, 시뮬레이션 조건은 VDD=3.6 V, ILED=20 mA, RL=180Ω, CF=1 uF, CL=1 uF, Fsw=200 KHz, DMP2=0.5 이다. 도 10a를 통해 확인할 수 있듯이, 본 발명의 실시예에 따라 제안된 전하펌프 회로는 부하 전류 경로에 출력 전류 정의를 위한 추가적인 저항을 사용하지 않기 때문에 종래의(proposed) 전하펌프 회로보다 최대 3%까지 높은 효율을 보이는 것을 알 수 있다.
도 10b는 본 발명의 일 실시예에 따른 전류모드 전하펌프에서 공급 전압에 따른 전류 레귤레이션 특성을 도시한 도면으로서, 부하 전류의 변화량은 최대 약 0.6%로 전원 전압의 변화에서도 안정적인 전류 레귤레이션 특성을 가짐을 알 수 있다.
상기된 본 발명의 실시예들에 따르면, 외부 저항 없이 커패시터로 또는 전압제어전류원 회로로부터 출력 전류를 결정함으로써 전력 효율의 저하를 막고, PAD 사용에 의한 칩 면적의 증가 없이도 안정적인 전류 공급 및 유지가 가능하며, 또한, 내부 감지저항 없이 트랜지스터 스케일링을 이용하여 트랜지스터에 흐르는 전류를 감지함으로써 낮은 전력 소모를 달성할 수 있다.
이상에서 본 발명에 대하여 그 다양한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명에 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
150, 250 : 출력단(LED)
130 : 전류 레귤레이터(current regulator)
131 : 외부 저항 132 : 패드(PAD)
230 : 내부 감지저항
330 : 전류감지 회로 350 : 전압제어전류원 회로
410 : 보상 트랜지스터
510 : 전류원(파워 트랜지스터)
600 : 전류 공급 장치(전하펌프 회로)
10 : 전류원 20 : 충방전부
30 : 전류감지부 40 : 전류제어부

Claims (15)

  1. 제 1 전류원과 연결된 제 1 트랜지스터;
    상기 제 1 트랜지스터와 출력단 사이에 연결된 제 2 트랜지스터;
    스위치 컨트롤에 의해 상호 선택적으로 조작되는 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터;
    상기 제 2 트랜지스터에 연결되어 전류를 감지하는 전류감지(current sense) 회로;
    상기 전류감지 회로와 상기 제 3 트랜지스터 사이에 연결되고, 제 2 전류원에서 발생하는 전류의 크기를 제어하여 상기 제 3 트랜지스터에 공급하는 전압제어전류원(voltage controlled current source, VCCS) 회로;
    상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 4 트랜지스터 사이에 연결된 제 1 커패시터; 및
    상기 제 2 트랜지스터와 상기 출력단 사이에 연결된 제 2 커패시터를 포함하는 전류 공급 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 4 트랜지스터가 온(on)되고, 상기 제 2 트랜지스터 및 상기 제 3 트랜지스터가 오프(off)되는 경우,
    상기 제 1 커패시터에 충전(charging)이 이루어지고, 상기 제 2 커패시터로부터 상기 출력단에 전류를 공급하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터와 상기 제 3 트랜지스터가 온(on)되고, 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 4 트랜지스터가 오프(off)되는 경우,
    상기 전압제어전류원 회로로부터 상기 출력단에 전하 펌핑(current pumping)이 이루어지는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 전류감지 회로는,
    상기 제 2 트랜지스터에 흐르는 전류를 소정 배율로 감지하고,
    상기 감지된 전류를 전압 레벨로 변환하여 감지전압 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 전압제어전류원 회로는,
    오차 증폭기(error amplifier)를 이용하여 상기 전류감지 회로로부터 출력되는 감지전압 신호를 참조전압과 비교하여 제어전류를 생성하고,
    상기 생성된 제어전류를 이용하여 상기 제 2 전류원으로부터 발생하는 전류의 크기를 제어하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 전압제어전류원 회로는, 전류 정확도 저하를 보상하는 보상 트랜지스터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력단에 공급되는 전류는 외부 저항 없이, 상기 제 2 커패시터로부터 공급되는 전류 또는 상기 전압제어전류원 회로로부터 공급(current pumping)되는 전류 중 어느 하나에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 전류감지 회로는 내부 저항 없이, MOS 트랜지스터 스케일링(scaling)을 이용하여 상기 제 2 트랜지스터에 흐르는 전류를 소정 배율로 감지하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  9. 제 1 전류원과 연결된 제 1 트랜지스터;
    상기 제 1 트랜지스터와 출력단 사이에 연결된 제 2 트랜지스터;
    스위치 컨트롤에 의해 상호 선택적으로 조작되는 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터;
    상기 제 2 트랜지스터에 연결되어 전류를 감지하는 전류감지 회로;
    상기 전류감지 회로와 상기 제 3 트랜지스터 사이에 연결되고, 제 2 전류원에서 발생하는 전류의 크기를 제어하여 상기 제 3 트랜지스터에 공급하는 전압제어전류원 회로;
    상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 4 트랜지스터 사이에 연결된 제 1 커패시터; 및
    상기 제 2 트랜지스터와 상기 출력단 사이에 연결된 제 2 커패시터를 포함하고,
    상기 전류감지 회로는, 상기 전류감지 회로의 출력단 직전에 전류 정확도 저하를 보상하는 보상 트랜지스터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터와 상기 제 3 트랜지스터가 온(on)되는 경우, 상기 전류감지 회로는,
    MOS 트랜지스터 스케일링(scaling)을 이용하여 상기 제 2 트랜지스터에 흐르는 전류를 소정 배율로 제산한 값만큼의 전류를 상기 전류감지 회로 내의 트랜지스터에 공급하고,
    상기 보상 트랜지스터를 이용하여 보상 전류를 공급함으로써 상기 전류감지 회로 내의 전류 감소를 제거하며,
    상기 전류 감소가 제거된 감지된 전류를 전압 레벨로 변환하여 감지전압 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 전류감지 회로는,
    높은 이득을 갖는 증폭기 및 상기 증폭기의 양 입력단 및 출력단에 연결된 복수 개의 트랜지스터들을 포함하고,
    스위칭을 통해 상기 증폭기의 양 입력단에 연결된 2 개의 트랜지스터 중 하나의 트랜지스터를 오프(off)시킴으로써 상기 증폭기를 중심으로 피드백 루프(feedback loop)를 구성하며,
    상기 증폭기의 양 입력단에 연결된 2 개의 트랜지스터 중 다른 하나의 트랜지스터에 상기 제 2 트랜지스터에 흐르는 전류를 상기 소정 배율로 제산한 값만큼의 전류를 공급하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  12. 제 1 전류원과 연결된 제 1 트랜지스터;
    상기 제 1 트랜지스터와 출력단 사이에 연결된 제 2 트랜지스터;
    스위치 컨트롤에 의해 상호 선택적으로 조작되는 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터;
    상기 제 2 트랜지스터에 연결되어 전류를 감지하는 전류감지 회로;
    상기 전류감지 회로와 상기 제 3 트랜지스터 사이에 연결되고, 제 2 전류원에서 발생하는 전류의 크기를 제어하여 상기 제 3 트랜지스터에 공급하는 전압제어전류원 회로;
    상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 4 트랜지스터 사이에 연결된 제 1 커패시터; 및
    상기 제 2 트랜지스터와 상기 출력단 사이에 연결된 제 2 커패시터를 포함하고,
    상기 전압제어전류원 회로는, PMOS 트랜지스터의 1 단이 제거된 폴디드-캐스코드(folded cascode) 구조를 형성함으로써 상기 제 2 전류원으로부터 발생하는 전압 스윙을 제거하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터와 상기 제 3 트랜지스터가 온(on)되는 경우, 상기 전압제어전류원 회로는,
    상기 전류감지 회로로부터 감지전압을 입력받고,
    오차 증폭기(error amplifier)를 이용하여 상기 감지전압과 참조전압으로부터 제어전류를 생성하고,
    상기 생성된 제어전류를 이용하여 상기 제 2 전류원으로부터 발생하는 전류의 크기를 제어하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  14. 제어 신호에 따라 전하를 충전 또는 방전하는 충방전부;
    상기 충방전부로부터 방전되는 전류를 소정 배율로 감지하여 감지전압을 생성하는 전류감지부; 및
    상기 생성된 감지전압과 참조전압을 비교하여, 상기 충방전부로부터 방전되는 전류의 크기를 제어하는 전류제어부를 포함하되,
    상기 전류제어부는, 보상 전류를 공급함으로써 전류 감소로 유발되는 전류 정확도 저하를 보상하는 전류 보상부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류 공급 장치.
  15. 삭제
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