KR101199489B1 - 입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법 - Google Patents

입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101199489B1
KR101199489B1 KR1020110071617A KR20110071617A KR101199489B1 KR 101199489 B1 KR101199489 B1 KR 101199489B1 KR 1020110071617 A KR1020110071617 A KR 1020110071617A KR 20110071617 A KR20110071617 A KR 20110071617A KR 101199489 B1 KR101199489 B1 KR 101199489B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
current
converter
switch
frequency signal
difference
Prior art date
Application number
KR1020110071617A
Other languages
English (en)
Inventor
채수용
송유진
박석인
정학근
한수빈
김규덕
유승원
Original Assignee
한국에너지기술연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국에너지기술연구원 filed Critical 한국에너지기술연구원
Priority to KR1020110071617A priority Critical patent/KR101199489B1/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101199489B1 publication Critical patent/KR101199489B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/042—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/04206—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches

Abstract

본 발명에 따른 동기형 벅 컨버터는 입력전류와 입력전압을 공급하는 입력부, 입력전류를 분배받아 일정한 주파수를 갖는 주파수신호에 대응하여 제1전류를 생성하는 제1전류생성부와, 제1전류를 센싱한 센싱전류와 기준전류를 비교하여 주파수신호의 펄스폭을 변조하는 제1PWM 조절부를 구비하는 제1컨버터, 주파수신호에 대응하며, 상기 입력전류를 분배받아 제1전류와 위상차가 있는 제2전류를 생성하는 제2전류생성부와, 제2전류를 센싱한 센싱전류와 기준전류를 비교하여 주파수신호의 펄스폭을 변조하는 제2PWM 조절부를 구비하는 제2컨버터 및 입력전압의 리플 차이를 검출하여 제1컨버터로 분배된 전류와 제2컨버터로 분배된 전류의 차이를 검출하고 전류의 차이에 대응하여 기준전류를 보상하는 전류차검출부를 포함한다.

Description

입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법{CURRENT DISTRIBUTING USING INPUT VOLTAGE LEVEL FOR SYNCHRONOUS BUCK CONVERTER AND CURRENT DISTRIBUTION METHOD USING THE SAME}
본 발명은 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법에 관한 것으로, 더욱 상세히 설명하면, 전류분배 차이를 제거하여 회로를 보호할 수 있는 입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법 에 관한 것이다.
동기형 벅 컨버터는 병렬로 구성되는 두 개의 벅 컨버터를 이용하고 각각의 벅 컨버터는 PWM(Pulse Width Modulation) 동작 방식을 통해 전류를 생성한다. 그리고, 각각의 벅 컨버터에서 생성된 전류를 합산하여 출력함으로써 배터리 충전 등에 사용할 수 있도록 한다. 이때, 병렬로 연결된 두 개의 벅 컨버터는 출력 및 입력전류의 리플 감소를 위해 각각 전류가 180도 위상차를 유지하도록 생성한다. 하지만, 두 개의 벅 컨버터가 병렬로 연결되어 있기 때문에 각 벅 컨버터의 특성 파라미터의 차이 또는 생성된 전류를 센싱하는 회로의 오차는 벅 컨버터간 균등한 전류분배를 어렵게 할 수 있다. 균등한 전류분배가 이루어지지 않게 되면, 병렬로 연결된 벅 컨버터 중 한쪽 벅 컨버터에만 전류가 과도하게 흐르게 되어 전류가 과도하게 흐르는 벅 컨버터의 회로는 발열이 심하게 발생하고 회로의 노화가 급격히 진행되는 문제점이 있다.
본 발명은 기기별로 분배되는 전류의 차이를 제거하여 회로를 보호할 수 있는 입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 제1측면은, 입력전류와 입력전압을 공급하는 입력부, 입력전류를 분배받아 일정한 주파수를 갖는 주파수신호에 대응하여 제1전류를 생성하는 제1전류생성부와, 제1전류를 센싱한 센싱전류와 기준전류를 비교하여 주파수신호의 펄스폭을 변조하는 제1PWM 조절부를 구비하는 제1컨버터, 주파수신호에 대응하며, 상기 입력전류를 분배받아 제1전류와 위상차가 있는 제2전류를 생성하는 제2전류생성부와, 제2전류를 센싱한 센싱전류와 기준전류를 비교하여 주파수신호의 펄스폭을 변조하는 제2PWM 조절부를 구비하는 제2컨버터 및 입력전압의 리플 차이를 검출하여 제1컨버터로 분배된 전류와 제2컨버터로 분배된 전류의 차이를 검출하고 전류의 차이에 대응하여 기준전류를 보상하는 전류차검출부를 포함하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 입력부는 입력전류의 교류 성분 전류를 통해 충전되는 제1캐패시터를 포함하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 제1캐패시터에 의해 형성된 캐패시터 전압을 이용하여 입력전압에 리플이 발생된 제1전압과 제1전압에서 직류성분을 제거한 리플성분의 신호를 비교하고 출력하는 비교기와 제1컨버터와 제2컨버터의 한 주기 기간 동안 제1전압의 차이를 계산하는 전압비교회로를 포함하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 전류차검출부는 기준전류조절회로를 포함하며, 기준전류조절회로는 적분기로 구성되는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 전류차검출부는 기준전류조절회로를 포함하며, 기준전류조절회로는 추종시스템으로 구성되는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 제1전류생성부는 펄스폭 변조신호에 대응하여 스위칭동작을 수행하는 제1스위치, 펄스폭 변조신호에 대응하여 제1스위치와 서로 다른 스위칭 동작을 수행하는 제2스위치를 포함하는 제1스위치부 및 제1스위치와 제2스위치의 동작에 대응하여 제1전류가 유도되는 제1코일을 포함하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 제1컨버터는 제1전류의 크기의 차이를 센싱하여 제1전류의 크기를 센싱하는 제1센싱부를 포함하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 제1PWM 조절부는 기준전류와 제1센싱전류를 입력받아 제1피드백신호를 생성하는 제1피드백부 및 소정의 주파수를 갖는 주파수신호와 제1피드백신호 비교하여 주파수신호의 펄스폭을 변조하는 제1주파수변조부를 포함하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 제1스위치는 제1전극이 입력단에 연결되고 제2전극이 제1코일에 연결되며 게이트 전극이 주파수신호가 입력단에 연결되고, 제2스위치는 제1전극이 제1코일에 연결되고 제2전극이 접지에 연결되며 게이트전극이 주파수신호를 반전시키는 인버터에 연결되는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 제2전류생성부는 펄스폭 변조신호에 대응하여 스위칭동작을 수행하는 제3스위치, 펄스폭 변조신호에 대응하여 제3스위치와 서로 다른 스위칭 동작을 수행하는 제4스위치를 포함하는 제1스위치부 및 제3스위치와 제4스위치의 동작에 대응하여 제2전류가 유도되는 제2코일을 포함하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 제2컨버터는 제2전류의 크기의 차이를 센싱하여 제2전류의 크기를 센싱하는 제2센싱부를 포함하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 제2PWM 조절부는 기준전류와 보상전류를 합산하는 덧셈기와 덧셈기 출력과 제2센싱전류를 입력받아 제2피드백신호를 생성하는 제2피드백부 및 소정의 주파수를 갖는 주파수신호의 위상을 지연시킨 후 제2피드백신호 비교하여 주파수신호의 주파수를 조절하는 제2PWM 변조부를 포함하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 제3스위치는, 제1전극이 입력단에 연결되고 제2전극이 제2코일에 연결되며 게이트 전극이 주파수신호가 입력되는 입력단에 연결되고, 제4스위치는 제1전극이 제2코일에 연결되고 제2전극이 접지에 연결되며 게이트전극이 주파수신호를 반전시키는 인버터에 연결되는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 동기형 벅컨버터는 주파수 신호 발생부를 더 포함하여 주파수 신호를 제1컨버터와 제2컨버터로 전달하는 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
부가적으로, 주파수 신호는 톱니파인 동기형 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 제2측면은, 제1컨버터와 제2컨버터로 입력전류를 분배하여 제1컨버터와 제2컨버터에서 제1전류와 제2전류를 생성하는 동기형 벅 컨버터의 전류분배방법에 있어서, 입력전류에 대응하여 소정의 전압을 생성하고 생성된 전압과 입력전압의 차이에 대응하는 제1전압을 파악하는 단계 및 제1컨버터와 제2컨버터의 한 주기 동안 제1전압의 차이를 이용하여 기준전류의 크기를 조절하는 단계를 포함하는 동기형 벅 컨버터의 전류 분배방법을 제공하는 것이다.
부가적으로, 한 주기는 제1컨버터와 제2컨버터에 입력전류가 교번적으로 전달되는 기간이고, 매주기 또는 여러 주기 경과 후 기준전류의 크기를 조절하는 동기형 벅 컨버터의 전류 분배방법을 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법에 의하면, 병렬로 연결된 벅 컨버터로 분배되는 전류량의 차이를 줄일 수 있어 기기의 발열 및 노화를 방지할 수 있다. 특히, 전류센싱부의 오차로 인해 각각의 벅 컨버터로 분배되는 전류의 양에 차이가 발생하는 경우에도 분배되는 전류량의 차이를 줄일 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 동기형 벅 컨버터의 일실시예를 나타내는 구조도이다.
도 2는 도 1에 도시된 동기형 벅 컨버터의 일실시예를 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 2에 도시된 전류차검출부에서 채용한 전류차검출회로의 일실시예를 나타내는 회로도이다.
도 4a 내지 도 4e는 도 2에 도시된 동기형 벅 컨버터에 입력되는 신호들을 나타내는 타이밍도이다.
이하에서는 본 발명을 이러한 실시예들을 통해 당업자가 용이하게 이해하고 재현할 수 있도록 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 동기형 벅 컨버터의 일실시예를 나타내는 구조도이다.
도 1을 참조하면, 동기형 벅 컨버터(50)는 입력부(100) 제1컨버터(110), 제2컨버터(120), 전류차검출부(130) 및 주파수 신호 생성회로(140)를 포함한다.
입력부(100)는 전압원(Vsource)로부터 전류(Idc)를 공급받고 입력전압(Vin)을 생성한다. 그리고, 전압원(Vsource)으로부터 공급된 전류(Idc)를 전달받아 입력전류(Iin)를 출력한다. 입력전류(Iin)는 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)로 분배된다.
제1컨버터(110)는 제1전류생성부(110a), 제1PWM 조절부(110b), 제1센싱부(110c)를 포함한다. 제1전류생성부(110a)는 일정한 주파수를 갖는 주파수 신호에 대응하여 제1전류(IL1)을 생성한다. 즉, 제1전류생성부(110a)는 일정한 주파수를 갖는 주파수 신호에 의해 턴온/턴오프 동작을 반복함으로써 제1전류(IL1)를 유도하여 생성한다. 제1PWM 조절부(110b)는 제1전류생성부(110a)에서 생성된 제1전류(IL1)를 센싱한 결과와 임의의 기준전류(Iref)를 비교하고 비교결과에 대응하여 주파수 신호의 펄스폭(Duty ratio)을 변화시켜 제1전류생성부(110a)에서 생성된 제1전류(IL1)의 크기를 조절한다. 제1센싱부(110c)는 제1PWM 조절부(110b)에서 주파수 신호(미도시)의 펄스폭이 변화될 수 있도록 제1전류생성부(110a)에서 생성된 전류를 센싱하고 제1PWM 조절부(110b)로 센싱된 결과를 전달한다.
제2컨버터(120)는 제2전류생성부(120a), 제2PWM 조절부(120b) 및 제2센싱부(120c)를 포함한다. 제2전류생성부(120a)는 일정한 주파수를 갖는 주파수신호에 대응하여 제2전류(IL2)를 생성한다. 즉, 제2전류생성부(120a)는 일정한 주파수를 갖는 주파수신호에 의해 턴온/턴오프 동작을 반복함으로써 제2전류(IL2)를 유도하여 생성한다. 제2PWM 조절부(120b)는 제2전류생성부(120a)에서 생성된 제2전류를 센싱한 결과와 전류보상부(130)에서 생성된 보상전류와 임의의 기준전류(Iref)를 비교하여 턴온/턴오프 동작의 주기가 조절될 수 있도록 주파수를 조절한다. 또한, 제2PWM 조절부(120b)는 제2전류(IL2)가 제1전류(IL1)와 위상차가 발생하도록 주파수 신호(f-sig)를 지연시켜 제2PWM 조절부(120b)에 입력한다. 제1PWM 조절부(110b)와 제2PWM 조절부(120b)는 각각 입력되는 주파수 신호(f-sig)의 위상차에 의해 제1전류(IL1)와 제2전류(IL2)의 리플이 서로 위상차가 발생한다. 이로 인해, 제1전류(IL1)와 제2전류(IL2)를 합산하게 되면 제1전류(IL1)와 제2전류(IL2)에서 발생되는 리플이 서로 보상되고 제1전류(IL1)와 제2전류(IL2)를 합산한 전류(IL0)는 일정한 크기를 갖는다. 일 실시예에 있어서, 제1전류(IL1)와 제2전류(IL2)의 위상차가 180도가 되도록 하는 것이 바람직하다.
전류차검출부(130)는 제1컨버터(110)로 분배된 전류와 제2컨버터(120)로 분배된 전류에 의해 생성되는 입력전압(Vin)의 리플을 차이를 검출하여 기준전류를 보상한다. 전류차검출부(130)는 입력부(100)에서 생성된 입력전압(Vin)에 발생된 리플 성분을 검출하여 제1컨버터(110)로 분배된 전류와 제2컨버터(120)로 분배된 전류의 리플을 차이를 검출한다.
주파수 신호 생성회로(140)는 일정한 주파수를 갖는 주파수 신호를 생성한다. 주파수 신호 생성회로(140)에서 생성된 주파수 신호의 펄스폭은 제1PWM 조절부(110b) 및 제2PWM 조절부(120b)에 의해 조절됨으로써 제1컨버터(110)및 제2컨버터(120)에서 생성하는 제1전류(IL1) 및 제2전류(IL2)의 양을 조절할 수 있다. 일 실시예에 있어서, 주파수 신호 생성회로(140)는 삼각파, 톱니파, 구형파 등을 생성하여 출력할 수 있다. 특히, 본 발명의 일 실시예에 있어서, 주파수 신호 생성회로(140)는 톱니파를 생성한다.
도 2는 도 1에 도시된 동기형 벅 컨버터의 일실시예를 나타내는 회로도이다.
도 2를 참조하면, 동기형 벅 컨버터(50)는 입력부(100), 제1컨버터(110), 제2컨버터(120), 전류보상부(130) 및 주파수 신호 생성회로(140)를 포함한다. 입력부(100)는 전압원(Vsource)과 병렬로 연결된 제1캐패시터(C1)를 포함한다. 제1캐패시터(C1)에는 기생저항(rcin)이 존재한다. 제1컨버터(110)의 제1전류생성부(110a)는 제1스위치(S1), 제2스위치(S2), 제1인버터(111) 및 제1코일(L1)를 포함한다. 제1스위치(S1)는 제1전극이 입력단(N1)에 연결되고 제2전극이 제1코일(L1)과 연결되며 게이트가 제1PWM 조절부(110b)의 출력단과 연결된다. 제2스위치(S2)는 제1전극이 제1코일(L1)와 제1스위치(S1)의 제2전극에 연결되고 제2전극이 접지에 연결되며 게이트는 제1인버터(111)의 출력단에 연결된다. 제1인버터(111)는 제1PWM 조절부(110b)의 출력단(N2)과 연결되어 제1PWM 조절부(110b)의 출력신호를 반전시켜 제2스위치(S2)의 게이트로 전달한다. 따라서, 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)는 주파수 신호(f-sig)에 대응하여 서로 다른 시간에 턴온/턴오프된다. 여기서, 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)는 N모스 트랜지스터로 도시되어 있지만, 이에 한정되지 않는다.
제1코일(L1)은 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)의 턴온/턴오프 동작을 반복함에 따라 제1전류(IL1)가 제1코일(L1)에 유도되어 흐르게 된다.
제1PWM 조절부(110b)는 제1피드백부(112)와 제1PWM 변조부(113)를 포함한다. 제1피드백부(112)는 제1센싱부(110c)에서 출력된 센싱전류와 기준전압을 전달받아 센싱전류와 기준전압(Iref)을 비교하여 피드백신호를 출력한다. 그리고, 제1PWM 변조부(113)는 피드백 신호와 주파수신호 발생회로(140)의 출력신호를 입력받아 주파수신호(f-sig)의 펄스폭을 조절한다. 이로 인해, 제1센싱전류의 크기에 대응하여 주파수신호(f-sig)의 펄스폭이 변조되도록 함으로써, 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)의 턴온/턴오프 주기에 변화가 발생되도록 한다. 이로 인해, 제1코일(L1)에서 유도되는 제1전류(IL1)의 크기를 제어할 수 있다.
제1센싱부(110c)는 제1저항(rs1)과 제1저항(rs1)의 양단 전압을 각각 입력받아 증폭하는 제1차동증폭기(114)를 포함한다. 제1센싱부(110c)는 제1저항(rs1)에 의해 발생한 제1저항(rs1) 양단의 전압과 제1저항(rs1)의 크기를 통해 제1전류(IL1)의 크기를 판단할 수 있다. 그리고, 제1차동증폭기(114)는 제1저항(rs1)의 양단전압에 대응하여 센싱전류를 출력한다.
동기형 벅 컨버터(50)의 제2전류생성부(120a)는 제3스위치(S3), 제4스위치(S4), 제2인버터(211) 및 제2코일(L2)를 포함한다. 제3스위치(S3)는 제1전극이 입력단(N1)에 연결되고 제2전극이 제2코일(L2)와 연결되며 게이트가 제2PWM 조절부(120b)의 출력단(N3)과 연결된다. 제4스위치(S4)는 제1전극이 제2코일(L2)와 제3스위치(S3)의 제2전극에 연결되고 제2전극이 접지에 연결되며 게이트는 제2인버터(211)의 출력단에 연결된다. 제2인버터는(211) 제2PWM 조절부(120b)의 출력단(N3)과 연결된다. 따라서, 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)는 주파수 신호(f-sig)에 대응하여 서로 다른 시간에 턴온/턴오프된다. 여기서, 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)는 N모스 트랜지스터로 도시되어 있지만 이에 한정되지 않는다.
제2코일(L2)은 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)의 턴온/턴오프 동작을 반복함에 따라 제2코일(L2)에 제2전류(IL2)가 유도되어 흐르게 된다.
제2PWM 조절부(120b)는 제2피드백부(122)와 제2PWM 변조부(125)를 포함한다. 제2피드백부(122)는 제2센싱부(120c)에서 출력된 센싱전류(ILO)와 기준전류(Iref)을 전달받아 센싱전류와 기준전압을 비교하여 피드백신호를 출력한다. 그리고, 제2PWM 변조부(125)는 피드백신호와 주파수신호 발생회로(140)에서 출력된 주파수 신호(f-sig)를 입력받아 주파수신호(f-sig)의 펄스폭을 변조한다. 이로 인해, 제2센싱전류의 크기에 대응하여 주파수신호의 온/오프 신호의 주기가 변하게 되어 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)의 턴온/턴오프 주기에 변화가 발생된다. 따라서, 제2코일(L2)에 유도되는 제2전류(IL2)의 크기를 제어할 수 있다.
제2센싱부(120c)는 제2저항(rs2)과 제2저항(rs2)의 양단 전압을 각각 입력받아 증폭하는 제2차동증폭기(125)를 포함한다. 제2센싱부(120c)는 제2저항(rs2)에 의해 발생한 전압과 제2저항(rs2)의 크기를 통해 제2전류(IL2)의 크기를 판단할 수 있다. 그리고, 제2차동증폭기(125)는 제2저항(rs2)의 양단전압에 대응하여 센싱전류를 출력한다.
전류차검출부(130)는 입력부(100)에서 생성된 입력전압(Vin)에 생성된 리플성분을 검출하여 제1컨버터(110)로 분배된 전류와 제2컨버터(120)로 분배된 전류의 크기 차이를 검출하는 전류차검출회로(132)와 검출된 전류 차이에 대응하여 제1컨버터(110) 또는 제2컨버터(120)로 입력되는 기준전류(Iref)를 조절하는 기준전류조절회로(133)를 포함한다.
도 3은 도 2에 도시된 전류차검출부에서 채용한 전류차검출회로의 일실시예를 나타내는 회로도이다.
도 3을 참조하면, 전류차검출회로(132)는 차동증폭기(132a), 차동증폭기(132a)에서 출력된 신호를 전달받아 소정 시간 내에서 제1전압의 차이를 검출하는 전압비교회로(132c)를 포함한다. 차동증폭기(132a)는 + 단과 - 단의 차이를 증폭하며, +단은 리플을 포함하고 있는 입력전압, -단에는 입력전압의 직류 성분이 연결된다.
차동증폭기(132a)의 입력단 중 일단은 제1캐패시터(C1)의 제1전극에 연결되고 타단은 제1로우패스필터(232a)를 통해 제1캐패시터(C1)의 제1전극에 연결된다. 따라서, 차동증폭기(132a)는 제1전압의 리플 성분(Vin_r)을 검출하여 출력한다. 일실시예에 있어서, 차동증폭기(132a)의 출력단을 통해 출력된 제1전압의 리플 성분에서 고주파 노이즈를 제거하는 제2로우패스 필터(132b)를 더 포함한다.
도 4a 내지 도 4e는 도 2에 도시된 동기형 벅 컨버터에 입력되는 신호들을 나타내는 타이밍도이다. 이때, 제1센싱부(110c)와 제2센싱부(120c)는 제1저항(rs1)과 제2저항(rs2)의 크기가 동일한 것을 선택하여 제작된 것으로 가정하지만, 사용에 따라 제1저항(rs1)과 제2저항(rs2)의 열화 발생 또는 제1저항(rs1)과 제2저항(rs2)의 오차 등으로 인해 제1저항(rs1)의 크기가 제2저항(rs2)의 크기보다 큰 것으로 가정한다. 또한, 동기형 벅 컨버터(50)는 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)로 입력전류(Iin)를 분배하여 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)에서 제1전류(IL1)와 제2전류(IL2)를 생성한다. 그리고, 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)로 입력전류를 분배하여 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)에서 제1전류(IL1)와 제2전류(IL2)를 생성하며, 입력전류(Iin)에 대응하여 소정의 입력전압(Vin)을 생성하고 생성된 입력전압(Vin)과 입력전압(Vin)의 차이에 대응하는 제1전압을 파악하는 단계와 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)의 한 주기 동안 제1전압의 차이를 이용하여 기준전류의 크기를 조절하는 단계를 포함한다.
도 4a 내지 도 4e를 참조하여 보다 구체적으로 동작을 설명하면, 일정한 크기의 제1기준전류(Iref1)가 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)으로 입력된다. 이때, 제2컨버터(120)는 분배되는 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)로 분배되는 전류량에 대응하여 전류차(△Ir_r)가 제1기준전류(Iref1)와 합산된 제2기준전류(Iref2)가 입력된다. 그리고, 제1스위치(S1)이 켜지고 제2스위치(S2)가 꺼지면 제1컨버터(110)으로 입력전류(Iin) 분배되어 전달되고 제3스위치(S3)이 켜지고 제4스위치(S4)가 꺼지면 제2컨버터(120)으로 입력전류(Iin)가 분배되어 전달된다. 또한, 제1스위치(S1) 내지 제4스위치(S4)는 제1구간(T1) 내지 제4구간(T4)을 한 주기로 하여 반복하여 동작한다. 또한, 일 실시예에 있어서, 주파수 신호 생성회로(140)가 톱니파를 출력하기 때문에 제1구간(T1)에서는 제1스위치(S1)와 제3스위치(S3)가 동시에 온상태가 될 수 있다. 이때, 제2스위치(S2)와 제4스위치(S4)는 동시에 오프상태가 될 수 있다. 그리고, 제3구간(T3)에서는 제1스위치(S1)와 제3스위치(S3)가 동시에 온 상태가 되고 제2스위치(S2)와 제4스위치(S4)는 동시에 오프상태가 될 수 있다. 또한, 제2구간(T2)에서는 제1스위치(S1)와 제4스위치(S4)가 온상태가 되고 제2스위치(S2)와 제3스위치(S3)가 오프 상태가 되며, 제4구간(T4)에서는 제2스위치(S2)와 제3스위치(S3)가 온상태가 되고 제1스위치(S1)과 제4스위치(S4)가 오프 상태가 될 수 있다.
먼저, 제1구간(T1)에서 제1스위치(S1), 제3스위치(S3)가 턴온, 제2스위치(S2), 제4스위치(S4)가 턴오프상태 이기 때문에, 입력단(N1)을 통해 제1컨버터(110) 및 제2컨버터(120)로 전류가 입력되고 입력단(N1)에 흐르는 전류(Iin)는 도 4a에 도시되어 있는 것과 같이 된다. 그리고, 제2구간(T2)에서는 제1스위치(S1)와 제4스위치(S4)이 온상태가 되고 제2스위치(S2)와 제3스위치(S3)가 오프 상태이기 때문에, 입력단(N1)에 흐르는 전류는 제1컨버터(110)에 흐르는 전류(IL1)와 동일하다. 그리고, 제3구간(T3)에서는 제1스위치(S1), 제3스위치(S3)는 온상태, 제2스위치(S2), 제4스위치(S4)가 오프 상태이기 때문에, 입력단(N1)에 흐르는 전류를 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)에 흐르는 전류의 합과 동일하게 된다. 제4구간(T4)에서는 제2스위치(S2)와 제3스위치(S3)가 온상태가 되고 제1스위치(S1)과 제4스위치(S4)가 오프 상태이기 때문에 입력단(N1)에 흐르는 전류는 제2컨버터(120)에 흐르는 전류(IL2)와 동일하다.
여기서, 제1저항(rs1)이 제2저항(rs2)보다 더 큰 것으로 가정하였기 때문에 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)로 분배되는 전류량은 차이가 존재한다. 따라서, 제2컨버터(120)에 흐르는 전류(IL2)가 제1컨버터(110)에 흐르는 전류(IL1)보다 더 크며, 이로 인해 제2컨버터(120)의 회로의 발열 등의 제1컨버터(110)보다 더 크게 발생하여 제2컨버터(120)의 노화가 급속히 진행될 수 있다.
이를 방지하기 위해, 전압원(Vsource)와 병렬로 연결된 제1캐패시터(C1)에 전류가 흐르도록 하고 흐르는 제1캐패시터(C1)에 흐르는 전류에 대응하여 제1캐패시터(C1)에 충전된 전압을 이용하여 제1컨버터와 제2컨버터로 분배되는 전류량의 차이를 검출하고 이에 대응하여 제1내지 제4스위치의 턴온 또는 턴오프 시간을 조절하여 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)에 분배되는 전류량을 조절하여 노화를 방지하도록 한다.
제1노드(N1)에 흐르는 전류가 증가하면 제1캐패시터(C1)으로 흐르는 전류는 감소하고 제1노드(N1)에 흐르는 전류가 감소하면 제1캐패시터(C1)으로 흐르는 전류는 증가한다. 이로 인해, 도 4a에 도시되어 있는 것과 같이 제1노드(N1)에 전류가 흐르면 제1캐패시터(C1)으로 흐르는 전류는 도 4b와 같이 표시된다. 제1캐패시터(C1)와 캐패시터 저항(rcin)에 의해 발생되는 입력전압 리플(Vin_r)은 도 4c에 도시되어 있는 것과 같이 표시된다. 또한, 전압비교회로(132b)는 제1컨버터(110)와 제2컨버터(120)가 스위칭하는 한 구간, 즉, 제1구간(T1) 내지 제4구간(T4) 내에서 리플 전압 차이가 가장 크게 나는 제2구간(T2)과 제4구간(T4)에서의 리플 전압 최대값 정보(Va,Vb)를 이용하여 도 4e에 도시되어 있는 입력전압 리플(Vin_r)의 전압 차(△Vin_rp)를 계산한다. 입력전압 리플(Vin_r)의 전압 차(△Vin_rp)는 매 주기 마다 한번씩 측정할 수도 있고 여러 주기 경과 후 측정할 수도 있다.
일실시예에 있어서, 차동증폭기(132a)에서 출력된 신호를 제2로우패스필터(132c)를 통해 고주파성분을 제거시켜 입력 전압차(Vin_r)의 검출이 용이하도록 하는 것이 가능하다.
제2컨버터(120)로 흐르는 전류(IL2)가 제1컨버터(110)로 흐르는 전류(IL1)보다 더 크면 전압 차(△Vin_rp)는 0 보다 크고, 제2컨버터(120)로 흐르는 전류(IL2)가 제1컨버터(110)로 흐르는 전류(IL1)보다 더 작으면 전압 차(△Vin_rp)는 0 보다 작게 된다. 그리고, 제2컨버터(120)로 흐르는 전류(IL2)가 제1컨버터(110)로 흐르는 전류(IL1)와 같으면 전압 차(△Vin_rp)는 0이 된다. 따라서, 전압 차(△Vin_rp)를 이용하면 각 제1컨버터(110)과 제2컨버터(120)의 인덕터에서 생성된 전류가 동일한지의 여부를 판단할 수 있다. 그리고, 전압 차(△Vin_rp)는 기준전류조절회로(133)로 전달되면, 기준전류조절회로(133)는 전압 차(△Vin_rp)에 대응하는 전류 차(△I_r)을 생성하여 덧셈기(123)으로 전달하여 제2컨버터(120)로 전달되는 제1기준전류(Iref1)의 값에 전류 차(△I_r)를 덧셈하여 제2기준전류(Iref2)를 생성한다. 제2기준전류(Iref2)는 전류 차(△I_r)에 대응하여 제1기준전류(Iref1)보다 클 수도 있고 작을 수도 있다.
일 실시예에 있어서, 기준전류조절회로(133)는 적분기 형태의 제어기 형태로 구현할 수 있다. 적분기 형태의 제어기로 구현되면, 기준전류조절회로(133)는 0과 전압차(Δvin_rp)의 차이를 누적하여 전압차(Δvin_rp=0)이 될 때까지 전류차(Δi_r)을 조절하는 방식의 피드백 형태의 제어기로 구현한다. 0보다 전압차(Δvin_게)가 클 경우(iL2가 iL1보다 큰 경우) 오차(0-Δvin_rp)가 ‘-’방향으로 누적되면서 Δi_r이 음(-)의 방향으로 변화되면서 제2기준전류(I_ref2)가 줄어들게 된다. 0보다 전압차(Δvin_rp)이 작을 경우(iL2가 iL1보다 작은 경우)에는 오차(0-Δvin_rp)가 ‘+’방향으로 누적되면서 Δi_r이 양(+)의 방향으로 커지면서 제2기준전류(Iref2)가 줄어들게 된다. 오차가 누적되면서 Δi_r이 변화되는 속도는 제어기의 특성에 의해서 결정된다. 이때 제어기의 변화 속도는 제1컨버터(110)과 제2컨버터(120)의 제1PWM 조절부(110b)와 제2PWM 조절부(120b)보다 충분히 느리게 설계하여 전체 시스템의 안정도에 영향이 없도록 한다.
일 실시예에 있어서, 기준전류조절회로(133)는 전압 차(△Vin_rp)가 0인지의 여부를 판단하는 추종시스템 방식으로 구현할 수 있다. 추종시스템 방식은 전압차(Δvin_게)가 0(또는 특정범위 이하로 유지)이 될 때까지 전류차(Δi_r)를 일정 단위 크기만큼 변화시키게 된다. 전압차(Δvin_rp)가 양(+) 값일 경우 전류차(Δi_r)를 음(-)의 방향으로 임의의 단위 크기만큼 변화시킨다. 그리고, 전압차(Δvin_rp)가 음(-) 값일 경우에는 Δi_r을 양(+)의 방향으로 일정의 단위 크기만큼 변화시킨다. 이러한 동작은 전압차(Δvin_rp)가 0 또는 특정범위 이하로 유지 될 때까지 계속된다. 전류차(Δi_r)은 매 스위칭 주기에 한 번씩 또는 여러 스위칭 주기에 걸쳐서 한번씩 변화가 가능하다.
본 발명의 기술 사상은 상기 바람직한 실시예에 따라 구체적으로 기술되었으나, 상기한 실시예는 그 설명을 위한 것이며, 그 제한을 위한 것이 아님을 주지하여야 한다. 또한, 본 발명의 기술 분야에서 통상의 전문가라면 본 발명의 기술 사상의 범위 내에서 다양한 실시예가 가능함을 이해할 수 있을 것이다.
100: 입력부 110: 제1컨버터
120: 제2컨버터 130: 전류차검출부
140: 주파수 생성회로 Iref1: 기준전류
Vin: 입력전압 Vout: 출력전원

Claims (17)

  1. 입력전류와 입력전압을 공급하는 입력부;
    입력전류를 분배받아 일정한 주파수를 갖는 주파수신호에 대응하여 제1전류를 생성하는 제1전류생성부와, 제1전류를 센싱한 센싱전류와 기준전류를 비교하여 주파수신호의 펄스폭을 변조하는 제1PWM 조절부를 구비하는 제1컨버터;
    주파수신호에 대응하며, 상기 입력전류를 분배받아 제1전류와 위상차가 있는 제2전류를 생성하는 제2전류생성부와, 제2전류를 센싱한 센싱전류와 기준전류를 비교하여 주파수신호의 펄스폭을 변조하는 제2PWM 조절부를 구비하는 제2컨버터; 및
    입력전압의 리플 차이를 검출하여 제1컨버터로 분배된 전류와 제2컨버터로 분배된 전류의 차이를 검출하고 전류의 차이에 대응하여 기준전류를 보상하는 전류차검출부를 포함하며,
    상기 전류차검출부는 입력전류의 교류 성분 전류를 통해 충전되는 제1캐패시터에 의해 형성된 캐패시터 전압을 이용하여 입력전압에 리플이 발생된 제1전압과 제1전압에서 직류성분을 제거한 리플성분의 신호를 비교하는 비교기와 제1컨버터와 제2컨버터의 한 주기 기간 동안 제1전압의 차이를 계산하는 전압비교회로를 포함하는 동기형 벅 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 한 주기 기간은 제1컨버터와 제2컨버터에 입력전류가 교번적으로 전달되는 기간인 동기형 벅 컨버터.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    전류차검출부는 기준전류조절회로를 포함하며, 기준전류조절회로는 적분기로 구성되는 동기형 벅 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    전류차검출부는 기준전류조절회로를 포함하며, 기준전류조절회로는 추종시스템으로 구성되는 동기형 벅 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    제1전류생성부는
    펄스폭 변조신호에 대응하여 스위칭동작을 수행하는 제1스위치, 펄스폭 변조신호에 대응하여 제1스위치와 서로 다른 스위칭 동작을 수행하는 제2스위치를 포함하는 제1스위치부; 및
    제1스위치와 제2스위치의 동작에 대응하여 제1전류가 유도되는 제1코일을 포함하는 동기형 벅 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    제1컨버터는,
    제1전류의 크기의 차이를 센싱하여 제1전류의 크기를 센싱하는 제1센싱부를 포함하는 동기형 벅 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    제1PWM 조절부는
    기준전류와 제1센싱전류를 입력받아 제1피드백신호를 생성하는 제1피드백부; 및
    소정의 주파수를 갖는 주파수신호와 제1피드백신호 비교하여 주파수신호의 펄스폭을 변조하는 제1주파수변조부를 포함하는 동기형 벅 컨버터.
  9. 제6항에 있어서,
    제1스위치는 제1전극이 입력단에 연결되고 제2전극이 제1코일에 연결되며 게이트 전극이 주파수신호가 입력단에 연결되고, 제2스위치는 제1전극이 제1코일에 연결되고 제2전극이 접지에 연결되며 게이트전극이 주파수신호를 반전시키는 인버터에 연결되는 동기형 벅 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    제2전류생성부는
    펄스폭 변조신호에 대응하여 스위칭동작을 수행하는 제3스위치, 펄스폭 변조신호에 대응하여 제3스위치와 서로 다른 스위칭 동작을 수행하는 제4스위치를 포함하는 제1스위치부; 및
    제3스위치와 제4스위치의 동작에 대응하여 제2전류가 유도되는 제2코일을 포함하는 동기형 벅 컨버터.
  11. 제1항에 있어서,
    제2컨버터는
    제2전류의 크기의 차이를 센싱하여 제2전류의 크기를 센싱하는 제2센싱부를 포함하는 동기형 벅 컨버터.
  12. 제1항에 있어서,
    제2PWM 조절부는
    기준전류와 보상전류를 합산하는 덧셈기와 덧셈기 출력과 제2센싱전류를 입력받아 제2피드백신호를 생성하는 제2피드백부; 및
    소정의 주파수를 갖는 주파수신호의 위상을 지연시킨 후 제2피드백신호 비교하여 주파수신호의 주파수를 조절하는 제2PWM 변조부를 포함하는 동기형 벅 컨버터.
  13. 제12항에 있어서,
    제3스위치는,
    제1전극이 입력단에 연결되고 제2전극이 제2코일에 연결되며 게이트 전극이 주파수신호가 입력되는 입력단에 연결되고, 제4스위치는 제1전극이 제2코일에 연결되고 제2전극이 접지에 연결되며 게이트전극이 주파수신호를 반전시키는 인버터에 연결되는 동기형 벅 컨버터.
  14. 제1항에 있어서,
    동기형 벅컨버터는;
    주파수 신호 발생부를 더 포함하여 주파수 신호를 제1컨버터와 제2컨버터로 전달하는 동기형 벅 컨버터.
  15. 제14항에 있어서,
    주파수 신호는 톱니파인 동기형 벅 컨버터.
  16. 삭제
  17. 삭제
KR1020110071617A 2011-07-19 2011-07-19 입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법 KR101199489B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020110071617A KR101199489B1 (ko) 2011-07-19 2011-07-19 입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020110071617A KR101199489B1 (ko) 2011-07-19 2011-07-19 입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR101199489B1 true KR101199489B1 (ko) 2012-11-09

Family

ID=47564300

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020110071617A KR101199489B1 (ko) 2011-07-19 2011-07-19 입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101199489B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111431397A (zh) * 2020-04-23 2020-07-17 西安捷航电子科技有限公司 基于参数最优化方法的变换器并联系统的效率优化方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6239584B1 (en) 2000-06-20 2001-05-29 Delta Electronics, Inc. Two-inductor boost converter
US20080253152A1 (en) * 2007-04-13 2008-10-16 Advanced Analogic Technologies, Inc. Method for Reducing Body Diode Conduction in NMOS Synchronous Rectifiers

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6239584B1 (en) 2000-06-20 2001-05-29 Delta Electronics, Inc. Two-inductor boost converter
US20080253152A1 (en) * 2007-04-13 2008-10-16 Advanced Analogic Technologies, Inc. Method for Reducing Body Diode Conduction in NMOS Synchronous Rectifiers

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
IEEE 논문(제목: Switching-Ripple-Based Current Sharing for Paralleled Power Converters), 논문발표 1999년 10월*

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111431397A (zh) * 2020-04-23 2020-07-17 西安捷航电子科技有限公司 基于参数最优化方法的变换器并联系统的效率优化方法
CN111431397B (zh) * 2020-04-23 2022-06-03 西安捷航电子科技有限公司 基于参数最优化方法的变换器并联系统的效率优化方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102577741B1 (ko) 분수 밸리 스위칭 제어기
KR102194247B1 (ko) 영전압 스위칭을 위한 제어 회로 및 이를 포함하는 벅 컨버터
US8358113B2 (en) Current balance in a multi-phase power converter with constant on-time control
TWI507838B (zh) 電源方法及電源系統
US8599581B2 (en) Primary-side regulated modulation controller with improved transient response and audile noise
US8233292B2 (en) Controllers, systems and methods for controlling power of light sources
US8587967B2 (en) System and method for indirect control of a converter output
US9762130B2 (en) Switching controller for switching power supply
US20080279324A1 (en) Frequency jittering control for varying the switching frequency of a power supply
KR101637650B1 (ko) 직류-직류 변환기
US8344711B2 (en) Power supply device, control circuit and method for controlling power supply device
JP2011524730A (ja) 電力コンバータの監視および制御
TW202125966A (zh) 利用分數谷值切換控制器之頻率抖動
US20130293212A1 (en) System and method of balanced slope compensation for switch mode regulators
US20120153920A1 (en) Systems for indirect average current measurement
KR101199489B1 (ko) 입력전압차를 이용하여 전류를 분배하는 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법
EP1514341B1 (en) Power converter
KR101199491B1 (ko) 동기형 벅 컨버터 및 그를 이용한 전류 분배방법
US10804813B2 (en) Power inverter for reducing total harmonic distortion via duty cycle control
US11552544B2 (en) Dynamic current detection loops for multiphase power converter
CN115118159A (zh) 对支持ccm、bcm和dcm的功率转换器的增益损失的频率补偿
KR101673662B1 (ko) 직류-직류 변환기
Kawakami Power Balance Mode Control for Boost-Type DC-DC Converter
KR100415187B1 (ko) 고역률보상회로
KR20150086173A (ko) 스위치 제어 회로 및 이를 포함하는 전력 공급 장치

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151103

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161101

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171101

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180918

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190909

Year of fee payment: 8