KR101170630B1 - 잡음 전력을 이용한 교정 - Google Patents

Abstract

일 방법은 잡음 플로어 아래에서 수신 신호 강도를 갖는 확산 스펙트럼 수신기를 교정한다. 이 방법은 입력 잡음 전력을 추정하는 단계 및 수신기로부터 출력된 잡음 전력을 측정하는 단계를 포함한다. 이 방법은 또한, 추정된 입력 잡음 전력을 측정된 출력 잡음 전력과 비교하여 적어도 하나의 교정 값을 결정하는 단계를 포함한다. 이 방법은 적어도 하나의 교정 값에 기초하여 수신기를 교정하는 단계를 더 포함한다.

Description

잡음 전력을 이용한 교정{CALIBRATION USING NOISE POWER}

관련 출원의 상호 참조

본 출원은 C.CONROY 등에 의해 2008 년 5 월 30 일 출원된 미국 가특허출원 제 61/057,746 호에 대해 우선권을 주장한다.

본 출원은 일반적으로 무선 시스템에 관한 것이다. 더 상세하게는, 본 출원은 RF 수신기를 교정 (calibrating) 하는 것에 관한 것이다.

현대의 무선 수신기 설계는 원하는 성능을 달성하기 위해 교정에 크게 의존한다. 교정은 종종 회로 성능에 기초하여 동작 조건을 조정하기 위해 구현된다. 이것은, 회로에서의 통계적 변화량에 걸친 성능을 충족하기 위해 과도 설계를 해야하는 필요성을 감소시킨다. 예를 들어, 이득 교정은 동작 조건에 걸쳐 비교적 일정한 수신기 이득을 유지하기 위해 이용될 수 있다.

현대의 무선 수신기는 통상적으로 집적 회로에서 구현된다. 이러한 집적 회로에 전용 교정 구조를 포함시키는 것은 다이 영역, 설계 리소스 및 테스트 입력의 관점에서 비용을 발생시킨다. 더 상세하게는, 공장의 교정 세팅에 이용하기 위한 테스트 입력은 값비쌀 수도 있다. 따라서, 가능한 한 파워-온 교정 또는 주기적 자체-교정 기술을 이용하는 것이 바람직하다.

수신기 RF 프론트 엔드에서, 캐스케이드 이득은 디바이스 트랜스컨덕턴스에 강하게 영향받는 함수이고, 성능 코너 및 온도에 따라 변한다. 유사하게, 매우 협소한 대역 응답을 갖는 수신기에 있어서, 대역 응답은 커패시터 및 인덕터 사이즈에 의존하고, 모델 부정확성 및 코너에 따라 변할 수 있다. 따라서, 특히 수신기가 매우 협소한 대역폭 응답을 갖는 경우, 원하는 주파수 대역 및 이득에 그 응답이 센터링되는 것을 보장하기 위해, 이러한 수신기에 정확한 교정이 요구된다.

이득 교정 및 대역 튜닝에 대한 기존의 기술들 중에서, 수신기의 출력을 모니터링하면서, 기지의 (known) 전력 레벨을 갖는 주파수-스위핑 입력 톤이 수신기 입력에 적용될 수 있다. 이 방법은 매우 직관적이고, 이득 및 대역 튜닝 정보를 동일한 테스트에서 제공한다. 그러나, 주파수-스위핑 입력 톤을 제공하는 것은 공장 교정 동안 매우 값비쌀 수 있다.

전술한 방법의 변형예는 테스트 입력으로서 온-칩 로컬 오실레이터 신호를 이용할 수 있다. 그러나, 로컬 오실레이터 테스트 신호를 저잡음 증폭기 입력에 라우팅하는 것은 설계의 고려사항일 수도 있다. 또한, 교정은 로컬 오실레이터 전력에서의 변화에 대한 잠재성 때문에 덜 강건하게 된다.

대역 튜닝에 대한 다른 접근방법은 저잡음 증폭기 및 전압 제어 오실레이터 (VCO) 에 대해 동일한 인덕터를 이용하고, VCO 튜닝 코드로부터 대역 튜닝 정보를 유도하는 것이다. 이 방법은 저잡음 증폭기 인덕터 사이즈를 제한하고, 적절한 정확성을 제공하지 못할 수도 있다.

종래의 접근방법들의 단점을 극복하고, 프론트 엔드 필터를 정확하게 교정할 수 있는 것이 바람직하다.

주파수 및 이득 교정에 대한 개선된 방법 및 장치가 제공된다. 일 양태에서, 이 장치는 RF 수신기의 입력에서의 잡음 전력을 정확하게 예측하고, 수신기 출력에서의 잡음 전력을 측정한 후, 수신기의 중심 주파수 및 이득을 예측한다. 예측된 이득은 수신기의 교정, 즉, 주파수 교정 및 이득 교정 모두를 가능하게 한다. 이 교정은, 수신 신호가 잡음 플로어보다 작은 전력을 갖는 한, RF 수신기의 통상의 동작 동안 임의의 추가적 하드웨어없이 동적으로 수행될 수 있다.

일 양태에서, 일 방법은 잡음 플로어 아래에서 수신 신호 강도를 갖는 수신기를 교정한다. 이 방법은, 일 범위의 주파수에 걸쳐 수신기로부터 출력된 잡음 전력을 측정하는 단계; 측정된 출력 잡음 전력을 분석하여 주파수 대역에서의 이득을 결정하는 단계; 및 분석에 기초하여 수신기의 상대 이득을 교정하는 단계를 포함한다.

다른 양태에서, 이동 디바이스는, 잡음 플로어 아래에서 최대 신호 강도를 갖는 신호를 수신하는 RF 안테나 시스템을 포함한다. 이 디바이스는 또한, 수신 신호를 프로세싱하는 RF 수신기 시스템; 및 교정 시스템을 포함한다. 교정 시스템은 RF 수신기 시스템의 측정된 출력 잡음 전력의 분석에 기초하여 RF 수신기 시스템을 교정한다.

다른 양태에서, 위성 포지셔닝 시스템 수신기는 안테나로부터 수신된 신호를 프로세싱하는 저잡음 증폭기를 포함한다. 신호는 잡음 플로어 아래에서 최대 신호 강도를 갖는다. 수신기는 또한, 수신기의 측정된 출력 및 저잡음 증폭기의 추정된 입력에 대한 분석에 기초하여 저잡음 증폭기를 교정하는 교정 시스템을 갖는다.

다른 양태에서, 위성 포지셔닝 시스템 수신기는 확산 스펙트럼 수신기의 측정된 출력 및 확산 스펙트럼 수신기의 추정된 입력을 비교하는 수단을 포함한다. 이 수신기는 또한 비교에 기초하여 확산 스펙트럼 수신기를 교정하는 수단을 포함한다. 확산 스펙트럼 수신기는 최소 수신 잡음 전력 아래에서 최대 강도를 갖는 신호를 수신한다.

다른 양태에서, 일 방법은 잡음 플로어 아래에서 수신 신호 강도를 갖는 확산 스펙트럼 수신기를 교정한다. 이 방법은, 입력 잡음 전력을 추정하는 단계; 수신기로부터 출력된 잡음 전력을 측정하는 단계; 및 추정된 입력 잡음 전력을 측정된 출력 잡음 전력과 비교하여 적어도 하나의 교정 값을 결정하는 단계를 포함한다. 이 방법은 또한, 적어도 하나의 교정 값에 기초하여 수신기를 교정하는 단계를 포함한다.

다른 양태에서, 컴퓨터 판독가능 매체가 컴퓨터 프로그램을 저장한다. 이 프로그램은, 출력 잡음 전력을 반복적으로 측정하여 특정한 주파수에서의 상대적 최대 이득을 결정하기 위한 프로그램 코드를 포함한다. 이 매체는 또한 그 결정된 상대적 최대 이득에 기초하여 RF 수신기를 반복적으로 교정하기 위한 프로그램 코드를 포함한다.

전술한 설명은, 후술하는 상세한 설명이 더 명확하게 이해될 수 있도록, 본 발명의 특성 및 기술적 이점을 보다 넓게 개략화하였다. 이하, 추가적 특성 및 이점이 설명되고 본 발명의 청구물을 형성한다. 개시된 개념 및 특정 양태들은, 본 발명과 동일한 목적을 수행하는 다른 구조들을 변형 및 설계하기 위한 기본으로 용이하게 이용될 수도 있음을 인식해야 한다. 또한, 균등한 구성은 첨부한 청구항에서 기술하는 본 발명의 사상 및 개념으로부터 벗어나지 않음을 당업자는 인식할 것이다. 구성 및 동작 방법 모두에 관하여, 본 발명의 특징으로 신뢰되는 신규한 특성은 추가적 목적 및 이점과 함께, 첨부한 도면과 관련하여 고려되는 다음의 상세한 설명으로부터 더 명확하게 이해될 것이다. 그러나, 도면들 각각은 오직 예시 및 설명을 위해 제공되며, 본 발명을 제한하는 한정으로서 의도되지는 않음을 명확하게 인식해야 한다.

이제, 본 발명의 더 완벽한 이해를 위해, 첨부한 도면과 관련하여 다음의 상세한 설명을 참조한다.
도 1 은, 본 출원의 일 양태가 바람직하게 이용될 수도 있는 예시적인 통신 시스템을 도시하는 블록도이다.
도 2 는 RF 수신기의 블록도이다.
도 3a 는 주파수에 대한 내부 이득을 도시하는 그래프이다.
도 3b 는 주파수에 대한 내부 잡음 전력을 도시하는 그래프이다.
도 4 는 주파수에 대한 외부 잡음 전력을 도시하는 그래프이다.
도 5 는 대안적 RF 수신기의 블록도이다.
도 6 은 예시적인 교정 프로세스를 도시하는 흐름도이다.
도 7 은 주파수에 대해 플로팅된 전력을 갖는 2 개의 간섭 신호들을 도시하는 그래프이다.

도 1 은, 본 출원의 일 양태가 바람직하게 이용될 수도 있는 예시적인 통신 시스템 (100) 을 도시한다. 예시를 위해, 도 1 은 (GPS) 와 같은 위성 포지셔닝 시스템 (SPS) 의 일부로서 위성 (110) 을 도시한다. 도 1 은 또한 3 개의 (GPS 수신기일 수 있는) 이동국 (120, 130 및 150) 및 2 개의 기지국 (140) 을 도시한다. 통상적인 무선 통신 시스템은 다수의 더 많은 이동국 및 기지국을 포함할 수도 있음을 인식할 것이다. 이동국 (120, 130 및 150) 은 개선된 교정 시스템 (125A, 125B 및 125C) 을 각각 포함하고, 이것은 이하 더 설명하는 바와 같이 본 출원의 양태이다. 도 1 은 기지국 (140) 으로부터 이동국 (120, 130 및 150) 으로의 순방향 링크 신호 (180) 및 이동국 (120, 130 및 150) 으로부터 기지국 (140) 으로의 역방향 링크 신호 (190) 를 도시한다. 위성 (110) 과 (예를 들어, GPS 수신기로서 기능하는 경우의) 이동국 (120, 130 및 150) 사이의 통신 링크는 도시되지 않았다.

도 1 에서, 이동국 (120) 은 이동 전화로 도시되어 있고, 이동국 (130) 은 휴대용 컴퓨터로 도시되어 있고, 이동국 (150) 은 무선 로컬 루프 시스템에서의 고정 위치 원격 유닛으로 도시되어 있다. 예를 들어, 이동국은 GPS 수신기, 셀 폰, 핸드헬드 개인용 통신 시스템 (PCS) 유닛, 휴대용 개인 정보 단말기와 같은 휴대용 데이터 유닛, 또는 거리 판독 장치와 같은 고정형 위치 데이터 유닛일 수도 있다. 도 1 은 본 출원의 교시에 따라 이동국을 도시하지만, 본 발명은 이러한 예시적으로 도시된 유닛에 한정되지 않는다. 본 출원은, RF 교정 시스템을 포함하는 임의의 디바이스에서 적절하게 이용될 수도 있다.

본 출원의 양태에서, RF 수신기의 교정은 잡음 전력의 분석에 기초한다. 수신기의 출력에서 잡음 전력을 모니터링하는 것은 주파수 대역에서의 이득의 추정을 가능하게 한다. 수신 신호 강도가 잡음 플로어 아래인 경우, 예를 들어, 배경 모드에서와 같은 수신기 동작 뿐만 아니라 파워 온 상태에서 교정이 발생할 수 있다.

이제 도 2 를 참조하면, 본 출원이 이용될 수 있는 예시적인 RF 수신기가 도시되어 있다. 본 출원의 교시를 도시하기 위해, 확산 스펙트럼, 및 더 상세하게는 위성 포지셔닝 시스템 (SPS) 이 도시되어 있지만, 본 발명은, 최대 수신 신호 강도가 잡음 플로어 아래인 임의의 RF 시스템을 고려한다. 잡음 플로어 아래의 신호를 갖는 RF 시스템은 초광대역 (UWB) 및 CDMA 1xRTT 를 포함한다.

RF 수신기 (1) 는 단일 칩 (10) 상에서 구현되는 일 양태에서 RF 프론트 엔드 프로세싱 회로를 포함한다. RF 프론트 엔드 프로세싱 칩 (10) 은 안테나 (11) 로부터 수신된 신호를 프로세싱한다. 이 예에서, 수신된 신호는 SPS 신호, 더 상세하게는 GPS 신호일 것이다.

안테나 (11) 로부터 수신된 신호가 RF 프론트 엔드 프로세싱 칩 (10) 에 도달하기 이전에, 오프 칩 필터 (12) 가 대역외 신호를 감쇠시켜, 오직 대역내 신호만이 RF 프론트 엔드 프로세싱 칩 (10) 에 포워딩된다. RF 프론트 엔드 프로세싱 칩 (10) 은 초기에 저잡음 증폭기 (13) 에서 신호를 수신하고, 저잡음 증폭기 (13) 는 프로세싱 이후 신호를 필터 (14) 에 출력한다. 필터 (14) 는 필터링된 신호를 하향변환을 위해 믹서 (15) 에 출력한다.

일반적으로, 하향변환 프로세스는 2 개의 신호들을 믹싱한다. 믹서 (15) 는 필터 (14) 로부터 오실레이터 주파수에서 필터링된 RF 신호를 수신한다. 오실레이터 주파수는, 로컬 오실레이터 (LO; 17) 를 구동시키는 전압 제어 오실레이터 (VCO; 16) 에 의해 제어되며, 이 2 개의 오실레이터 모두는 칩 (10) 상에 존재한다. 위상 고정 루프 (미도시) 는 전압 제어 오실레이터 (16) 를 제어한다.

트랜스임피던스 증폭기와 같은 복조기 (18) 는 하향변환된 신호를 수신한다. 트랜스임피던스 증폭기를 설명하고 있지만, 필터 또는 프로그래머블 이득 증폭기와 같은 임의의 복조기 또는 포스트 믹서로 대체될 수 있다. 일 양태에서, 복조기 (18) 는 아날로그-디지털 변환 이후 디지털 형태이다. 다른 양태에서, 복조기 (18) 는 전압 출력을 갖는 능동 믹서이다.

복조기 (18) 로부터, 신호가 저역 통과 필터 (19) 로 송신되고, 그 후 아날로그-디지털 변환기 (20) 로 송신된다. 본 출원의 일 양태에서, 아날로그-디지털 변환기 (20) 로부터의 디지털 신호는 다른 칩 (25) 에서 수신된다.

다른 칩 (25) 은 일반적으로 디지털 기저대역 프로세서 또는 디지털 기저대역 엔진으로 지칭될 것이다. 디지털 기저대역 엔진 (25) 은 빌트-인 적분기 (26) 를 포함한다. 통합된 잡음 전력 출력 값은 RF 프론트 엔드 프로세싱 칩 (10) 내에서 추가적 프로세싱을 요구하지 않으면서 디지털 기저대역 엔진 (25) 으로부터 직접 수신될 수 있다. 즉, SPS 시스템은 일반적으로 설계의 본질적 기능으로서 디지털 기저대역 엔진 (25) 내에 상관기 및 적분기를 갖기 때문에, 적분기 (26) 의 출력은 항상 용이하게 이용될 수 있고, 교정에 이용될 수 있다.

제어기 (27) 는 교정을 제어하기 위해 제공될 수 있다. 제어기 (27) 는 디지털 기저대역 엔진 (25) 의 적분기 (26) 로부터 출력된 데이터를 수신하고, 그 수신된 값을 원하는 주파수 및 이득 값과 비교한다. 측정된 값이 원하는 값과 상이하면, 제어기 (27) 는 저잡음 증폭기 (13) 및 필터 (14) 를 교정하여, 원하는 이득 및 주파수를 각각 획득한다.

도 3a 를 참조하면, 주파수에 대한, 저잡음 증폭기 (13) 의 출력에서의 이득이 도시되어 있다. 도 3a 는 저잡음 증폭기 (13) 의 선택도를 나타낸다. 도 3b 는 주파수에 대해 플로팅된 저잡음 증폭기 (13) 로부터 출력된 잡음 전력을 도시한다. 도 3a 및 도 3b 를 비교함으로서 알 수 있는 바와 같이, 플롯들이 매우 유사하기 때문에, 저잡음 증폭기 (13) 의 출력에서의 잡음 전력을 관찰함으로써 이득이 정확하게 추정될 수 있다. 저잡음 증폭기 (13) 로부터 출력된 잡음 전력은 이득량에 대한 매우 양호한 표시자일뿐만 아니라, 잡음 전력은, 이득이 최대인 주파수를 또한 나타낸다.

도 4 를 참조하면, 전체 RF 프론트 엔드 프로세싱 칩 (10) 의 출력에서 통합된 잡음 전력이 (저잡음 증폭기 (13) 의 출력에 반대로서) 주파수에 대해 플로팅되어 있다. 이 플롯은 도 3a 및 도 3b 에 도시된 프로파일을 따른다. 도 4 에 플로팅된 출력은 저잡음 증폭기 (13) 의 필터링을 제외하고 수신기 내에서 임의의 다른 필터링을 고려하지 않는다. 따라서, RF 프론트 엔드 프로세싱 칩 (10) 으로부터의 출력 잡음 전력은 저잡음 증폭기 (13) 에서의 최대 이득에 대한 주파수의 양호한 표시자이다. 또한, 대역내 (GPS 에 대해 대략 1575 MHz 의 주파수) 와 대역외 (GPS 에 대해 1650 MHz 이상의 주파수) 사이에서 이득에서의 차이 차단이 관측될 수 있다. 따라서, 수신기의 출력으로부터의 정보는 수신기 (1) 내의 컴포넌트들을 교정하는데 이용될 수 있다.

도 3b 는 저잡음 증폭기 (13) 로부터의 직접 출력을 도시하고, 도 4 는 수신기 (1) 로부터의 출력을 도시하며, 이는 저잡음 증폭기 (13) 의 출력과 실질적으로 동일한 형상을 갖는다. 측정된 신호가 (저잡음 증폭기 (13) 로부터 직접인 대신에) 수신기 출력에서인 이유는, 일반적으로 저잡음 증폭기 (13) 직후에는 신호에 액세스가 없기 때문이다. 그러나, 형상이 매우 유사하기 때문에, 이 신호는 상이한 포인트, 즉, 수신기 출력에서 샘플링될 수 있고, 필터 (14) 및 저잡음 증폭기 (13) 로 되돌아가서 이를 조정하는데 이용될 수 있다.

1) (저잡음 증폭기에서의) 랜덤 열 잡음의 입력 전력이 정확하게 추정될 수 있고, 2) 그 입력 전력이 비교적 평탄한 주파수를 갖는 것, 즉, 전력이 주파수에 따라 현저하게 변하지 않는 것 때문에, 교정은 출력에서의 잡음 전력의 측정에 기초하여 발생할 수 있다. 입력 전력이 정확하게 추정되거나 입력 전력이 비교적 평탄한 주파수를 갖는 한, (잡음 이외의 지속적 소스가 존재하는 경우에도) 입력 전력은 교정에 이용될 수 있다. 또한, 신호 강도가 잡음 플로어 아래인 경우 (예를 들어, GPS 에서), 존재하는 어떠한 신호도 입력 잡음 전력에 현저하게 영향을 주지 않을 것이다. 따라서, 임의의 입력 신호의 전력은 미지일 수 있고, 교정은 입력 잡음 전력을 이용하여 발생할 수 있다.

일 실시형태에서, 교정을 위한 잡음 전력을 이용하기 위해 입력 잡음 전력이 추정된다. 본 출원의 일 양태에 따르면, 입력 잡음의 전력은 다음의 수식에서 추정되며,

잡음 전력 = 4 × K × T × R (1)

여기서, K 는 볼쯔만 상수이고;

T 는 켈빈 단위의 온도이고;

R 은 안테나의 방사 저항이다.

GPS 수신기를 갖는 이동 유닛에서, 안테나 (11) 의 방사 저항은 통상적으로 50 옴이고, 공칭 동작 온도는 약 245K 내지 265K 로 가정된다. 일 실시형태에서, 실제 온도는 이동 유닛 상의 온도 회로로부터 획득된다. 다른 실시형태에서, 입력 잡음 전력 스펙트럼 밀도는 식 1 을 이용하여 회로에 의해 측정된 온도에 기초하여 추정된다. 이 실시형태에서, 온도가 변함에 따라, 절대 이득은 GPS 수신기의 정규의 동작 동안 연속적으로 교정될 수 있다.

잡음 전력에 소정의 신호의 대역폭이 승산되는 경우, 대역내 잡음 전력이 계산된다. 잡음은 랜덤이기 때문에, 잡음 전력 추정의 정확도는 다수의 시간 간격에 걸친 평균화뿐만 아니라 주파수에 걸친 충분한 통합 이후에 달성된다.

(식 1 에 기초하여 추정된) 입력 잡음 전력은 수신기를 통해 송신되어, 특정양의 이득 및 필터링을 경험한다. 출력에서, 잡음 전력이 측정되어 수신기의 실제 이득의 양을 결정한다. 더 상세하게는, 추정된 입력 잡음 전력과 측정된 출력 잡음 전력을 비교함으로써, 이득의 양이 추론될 수 있다. 예를 들어, 출력에서 전력을 4K × T × R × 대역폭 × 1,000 으로 측정하는 것은, 출력에서의 대역내 잡음 전력이 입력에서의 대역내 잡음 전력보다 1,000 배 큰 것을 제안한다. 따라서, 이 수신기를 통한 이득은 1,000, 즉, 30db 로 추론된다.

원하는 이득이 25db 이면, 저잡음 증폭기 (13) 는 5db 만큼 하향 조정될 것이다. 측정된 잡음 전력의 피크에 대응하는 주파수가 관측된다. 관측된 주파수는 원하는 주파수와 비교되고, 필터 (14) 의 중심 주파수가 원하는 주파수에 매칭하도록 조정된다.

저잡음 증폭기 이득을 도시하는 도 3b 를 다시 참조하면, 수신기에서의 부정확도는 이 응답을 주파수 스케일에서 좌측 또는 우측으로 시프트시킬 것이다. 잡음 전력을 이용하는 교정은 중심을 향하여, 라디오의 성능을 최적 또는 그 근처로 유지시킨다.

교정은 필터 (14) 뿐만 아니라 저잡음 증폭기 (13) 를 변경한다. 일 양태에서, 저잡음 증폭기 (13) 는, 대역 통과 형상이 다시 센터링되도록 로드 탱크 내의 커패시터를 변경함으로써 교정 결과에 응답한다.

수신기 (1) 가 잡음 전력 아래에서 수신 신호 전력으로 양호하게 동작하면, 신호 전력은 시스템의 총 전력에 현저하게 추가될 수 없다. 그 결과, 공장 환경에 있을 필요없이, 예를 들어, 전화와 같은 완성된 디바이스의 동작 동안 교정이 발생할 수 있다. 교정은 자체 진단 모드에서 수신기 특성 모니터로서 이용될 수 있다. 그 진단의 출력은 이득 및/또는 주파수를 미세하게 재조정하는데 이용될 수 있다. 다른 양태에서, 교정은 파워업 시에 발생한다. 다른 양태에서, 교정은 다른 시간에 발생한다.

이제, 도 5 를 참조하여, 본 출원의 다른 양태를 설명한다. 이 양태에서, 온-칩 전력 검출기 (30) 는 교정을 위해 통합된 출력 대신에 이용되는 출력을 제공한다. 온-칩 전력 검출기 (30) 는 저역 통과 필터 (19) 로부터 직접 신호를 수신하고, 교정을 위한 디지털 기저대역 엔진 (25) 의 필요성을 제거한다.

온-칩 전력 검출기 (30) 가 저역 통과 필터 (19) 로부터 신호를 수신하는 것으로 도시되어 있지만, 온-칩 전력 검출기 (30) 가 복조기 (18) 로부터 직접 신호를 수신하는 것이 가능하다. 그러나, 잡음 전력을 통합하는 것은 소정의 대역폭에 걸쳐 발생해야 하기 때문에, 저역 통과 필터 (19) 이후에 신호를 수신하는 것이 바람직할 수도 있다. 따라서, 입력 대역폭이 기지이면, 얻어진 헤르쯔 당 잡음 전력은 기지이다. 임의의 신호에서 전력을 측정하는 경우 아날로그 도메인에서, 신호에 존재하는 주파수 성분의 폭은 직접 추론될 수 없다. 저역 통과 필터 (19) 와 같은 공지된 필터는 대역폭을 기지의 범위로 제한하여, 형상을 그 기지의 대역폭 내에서 특정 방식으로 가정하면서 전력이 분석되게 할 수 있다. 대역폭이 제어된 방식으로 제한되면, 튜닝의 기능으로서 잡음 전력에서 피크를 발견할 수 있는 것에 부가하여, 절대 잡음 전력의 정확한 측정이 결정되어, 수신기의 절대 이득의 정확한 측정이 계산될 수 있다. 그러나, 오직 주파수 튜닝만 발생하면, 오직 로컬 최대 값만이 요구된다. 다른 양태에서, 온-칩 전력 검출기는 아날로그-디지털 변환기 (20) 로부터 디지털 신호를 수신한다.

온-칩 전력 검출기 (30) 의 경우, 디지털 기저대역 (25) 및 상관기 및 적분기는 불필요하다. 오히려, 아날로그 전력 검출기 (30) 는 소정의 대역폭에서 총 신호 전력을 측정하고, 그 출력은 전압 또는 전류 신호일 수 있다.

전술한 설명에서는 잡음이 안테나 (11) 에 의해 수신되는 것, 즉, 수신기가 이용되는 것으로 가정했지만, 본 출원은 또한, 공장 교정에서와 같이 안테나가 신호를 수신하지 않는 경우에도 적용될 수 있다. 따라서, 본 출원은 공정 세팅에서의 교정을 위해 이용되는 크고 값비싼 신호 발생기를 대체할 수 있다. 이 양태에서, 공지된 입력 소스가 발생된다. 예를 들어, 저잡음 증폭기 (13) 로의 입력은 온-칩 저항기를 필터 (12) 와 저잡음 증폭기 (13) 사이에 배치하거나 필터 (12) 이전에 오프-칩 종단 (예를 들어, 저항기) 을 배치함으로써 제거될 수 있다. 후자의 경우, 접속기가 오프-칩 저항기와 안테나 (11) 사이에서 스위칭할 수 있다. 수신 신호 사이에서, 즉, 안테나 (11) 와 저항기 사이에서 스위칭함으로써, 교정은, 온도와 같은 환경의 변화를 고려하는 (안테나를 갖는) 정규의 동작 동안 발생할 수도 있고, 또는 종래의 신호 발생기를 대체하는 (선택된 저항기를 갖는) 공장 모드에서 발생할 수도 있어서, 테스트 비용을 절약한다.

일 양태에서, 저항기는 안테나의 저항에 대응하는 값, 예를 들어, GPS 시스템에서는 50 옴을 갖지만, 전력 스펙트럼 밀도가 추정될 수 있도록 임의의 이벤트에서 저항은 공지된 값이 되어야 한다. 즉, 공지된 저항기 값은 전력 스펙트럼 밀도의 계산을 가능하게 하고, 이것은 전술한 패러다임에 따라 교정을 가능하게 한다.

전술한 바와 같이, 수신기로부터의 출력은 디지털 기저대역 엔진 (25) 내에 통합된다. 통합 대역폭은 다양한 팩터들에 기초하여 선택될 수 있다.

수신기는 주파수에 걸쳐 전력에서 비교적 평탄한 입력 스펙트럼을 가질 수 있지만, (예를 들어, 라디오 아키텍쳐 또는 설계-관련 비이상성으로부터) 수신기의 이득때문에, 출력은 전력에서 비교적 평탄하면서도 스퍼 (spur) 또는 스파크를 가질 수도 있다. 통합하기에 충분히 넓은 대역폭은 넓은 주파수 범위로부터 에너지 정보를 샘플링하여, 정확도가 영향받지 않도록 스퍼의 상대적 분포를 감소시킨다. 이것은, 통합이 가능할 정도로 넓은 대역폭을 갖는 이점이 있다.

잡음 형상화가 비-백색 잡음 전력 스펙트럼이 되는 경우, 통합을 위해 넓은 주파수 범위를 선택하는 것은 부적절할 수도 있다. 예를 들어, 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기로 지칭되는 아날로그-디지털 변환기의 클래스는 넓은 범위의 주파수에 걸쳐 평탄한 잡음을 출력하지 않는다. 따라서, 잡음 전력이 가장 평탄한 주파수 영역이 샘플링되어, 결과에 영향을 주지 않도록 상승된 잡음 전력을 방지하기 위해 충분히 좁은 대역폭을 선택한다.

요약하면, 스퍼의 존재시 더 넓은 대역폭이 바람직하고, 비-백색 잡음 전력 스펙트럼의 존재시 좁은 대역폭이 바람직하다.

일 양태에서, 본 출원은 자체 발생 간섭의 문제를 다룬다. 통합 대역폭 선택의 트레이드 오프는 간섭으로부터 스퍼가 유발되는 범위까지이다. 스퍼가 잡음 플로어를 상승시키는 범위까지, 간섭 신호로부터 유발되는 증가가 평가되어야 한다. 즉, 확산 스펙트럼 시스템에서 확산 코드를 적용하는 경우, 스퍼가 확산되어 잡음 플로어를 증가시킬 것이다. 전술한 바와 같이, 잡음 전력에 스퍼가 최소로 추가되도록 충분히 넓은 통합 대역폭이 이용되고, 갑섭기는 교정에 영향을 주지 않을 것이다. GPS 예에서, 이득은 통상적으로 80 db 이고, 요구되는 정확도는 약 1dB 이다. 따라서, 이득 판독에 상당히 영향을 주고, 부정확하게 렌더링하기 위해서는, 전체 잡음 전력이 1 dB 만큼 증가되어야 한다.

심각한 대역내의 연속적 간섭이 교정 결과에 영향을 줄 수 있기 때문에, 본 출원의 일 양태에서, 자체 발생 대역내 간섭이 검출된다. 디바이스가 송신할 시점을 인식하기 때문에 검출이 가능하다. 검출된 송신이 발생하는 경우, 교정은 검출된 송신이 종료할 때까지 연기된다. 다른 양태에서, 검출된 송신이 발생하는 경우, 디지털 기저대역 엔진 (25) 은 그 표시를 수신하고, 검출된 간섭때문에 임의의 교정은 무효인 것으로 무시된다.

이제, 도 6 을 참조하여, 교정 프로세스 (60) 를 설명한다. 저잡음 증폭기 (13) 의 이득을 센터링하고 또한 교정하기 위해 전력 추정기의 출력으로부터의 피드백이 이용되어 필터 (14) 를 교정한다는 점에서, (제어기 (27) 에 의해 실행되는) 검색 알고리즘이 루프를 제어한다.

초기에, 프로세스 61 에서, 식 1 에 기초하여 입력 잡음 전력이 추정된다. 프로세스 62 에서, 수신기로부터 출력된 잡음 전력이 측정된다. 측정된 출력 잡음 전력에 기초하여, 수신기를 통한 이득 및 중심 주파수가 결정된다. 원하는 값을 검색함으로써, 교정 값이 프로세스 63 에서 계산될 수 있다. 즉, 측정된 값과 원하는 값 사이의 차이가 관측된다. 필터 및/또는 잡음 증폭기에 대한 대응하는 조정량이 계산된다. 프로세스 64 에서, 수신기가 실제로 교정된다. 일 양태에서, 주파수는 이득 이전에 교정된다. 프로세스 65 에서, 교정이 완료되는지 여부 또는 루프가 계속될 필요가 있는지 여부가 결정된다. 교정이 완료되면, 프로세스는 프로세스 61 로부터 반복된다. 그렇지 않으면, 교정이 계속된다.

본 출원은 또한, 자동 이득 제어를 수용할 수 있다. 교정이 계속되는 동안 자동 이득 제어가 수신기의 이득을 변경하여 일정량의 출력 전력을 유지하면, 수신기의 이득이 변경되는 시점에 출력 전력의 반복된 추정이 발생하여 측정에 부정확성을 부가한다. 따라서, 교정 및 자동 이득 제어는 동시에 동작하지 않아야 한다. 교정을 원하는 경우, 교정을 완료하기에 충분히 긴 시간 동안 자동 이득 제어가 일시적으로 비활성된다.

본 출원의 다른 양태에서, 일 특성은 강한 간섭 신호를 감쇠시킨다. 일 양태에서, W-CDMA 대역 송신은 해당하는 GPS L1 또는 1.575 메가헤르쯔 신호와 간섭한다. 교정의 부정확성 때문에, 특정한 값보다는 중심 주파수 범위가 원하는 "값" 으로서 제공된다. 최종 교정 결과에 대해 대량의 변화량이 고려되기 때문에, 교정은 그 결과를 간섭 신호로부터 시프트시킬 수 있다. 즉, 교정은 중심 주파수를 간섭 신호로부터 시프트시킨다. 응답 자체의 샤프니스 (sharpness) 때문에, 주파수 축에서 앞뒤로 시프트하는 것은 감쇠에 큰 영향을 줄 것이다.

도 7a 및 도 7b 를 참조하면, 해당 신호 (70) 및 간섭 신호 (71) 가 도시되어 있다. 해당 신호는 2 개의 포인트 (72, 73) 사이에서 주파수에서의 피크 전력을 가질 것이다. 즉, 피크는 2 개의 값 (72, 73) 사이에서 주파수 축에서 튜닝될 수 있고, 교정 레졸루션에 대해 여전히 대역내일 수 있다. 블로킹 신호를 감쇠시키기 위해, 해당 신호 (70) 의 중심은 허용된 교정 레졸루션 내에 유지되면서, 즉, 포인트들 (72 및 73) 사이에 피크가 존재하면서 간섭 신호 (71) 로부터 가능한 한 멀리 이동될 수 있다.

예를 들어, 최종적으로 센터링된 대역 결과에서 ± 10 MHz 변화량이면, 최악의 경우, 이 대역은 10 MHz 만큼 하이일 것이고, 포인트 (73) 에서 해당 신호 (70) 의 피크를 갖는다. 이 간섭기 (71) 는 도 7b 에 도시된 바와 같이 대역의 중심에 대해 최소로 오프셋될 것이다. 본 출원의 양태에 따르면, 피크는 간섭기 (710) 로부터 20 메가헤르쯔까지, 즉, 도 7a 에 도시된 바와 같이 포인트 (72) 까지 오프셋될 수 있고 그 결과 양호한 감쇠 결과가 될 수 있다.

여기서 설명하는 방법 및 장치는, 미국의 GPS (Global Positioning System), 러시아의 Glonass 시스템, 유럽의 Galileo 시스템, 위성 시스템의 결합으로부터 위성들을 이용하는 임의의 시스템, 또는 미래에 개발되는 임의의 임공위성 시스템 (이것으로 제한되지 않는다) 과 같은 다양한 위성 포지셔닝 시스템 (SPS) 과 함께 사용될 수도 있다. 또한, 개시된 방법 및 장치는 의사위성 또는 위성들과 의사위성들의 조합을 이용하는 포지셔닝 결정 시스템들과 함께 사용될 수도 있다. 의사위성은, GPS 시간과 동기화될 수도 있는 L 대역 (또는 다른 주파수) 캐리어 신호에 대하여 변조된 PN 코드 또는 (GPS 또는 CDMA 셀룰러 신호와 유사한) 다른 레이징 코드 (ranging code) 를 브로드캐스트하는 지면 기반 송신기들이다. 각각의 이러한 송신기는, 원격 수신기에 의한 식별이 가능하도록 고유 PN 코드를 할당받을 수도 있다. 의사위성들은 터널, 광산, 빌딩, 도심의 깊은 협곡 또는 다른 폐쇄된 영역과 같이 궤도를 도는 위성으로부터의 GPS 신호들이 이용가능하지 않을 수도 있는 상황에서 유용하다. 의사위성의 다른 구현은 무선 비콘으로 공지되어 있다. 본원에 사용된 용어 "위성"은 의사위성, 의사위성의 균등물, 및 다른 것을 포함하도록 의도된다. 본원에 사용된 용어 "SPS 신호들"은 의사위성 또는 의사위성들의 균등물들로부터 SPS형 신호들을 포함하도록 의도된다.

본원에 개시된 위치 결정 기술들은 무선 광역 통신망 (WWAN), 무선 구내 정보 통신방 (WLAN), 무선 사설망 (WPAN) 등과 같은 다양한 통신 네트워크들용으로 사용될 수도 있다. 용어 "네트워크" 및 "시스템"은 종종 상호교환 가능하게 사용된다. WWAN은 코드 분할 다중 액세스 (CDMA) 네트워크, 시분할 다중 액세스 (TDMA) 네트워크, 주파수 분할 다중 접속 (FDMA) 네트워크, 직교 주파수 분할 다중 접속 (OFDMA) 네트워크, 단일 반송파 주파수 분할 다중 액세스 (SC-FDMA) 네트워크 등일 수도 있다. CDMA 네트워크는 cdma2000, 광대역-CDMA (W-CDMA) 등과 같은 하나 이상의 무선 액세스 기술 (RAT들) 을 구현할 수도 있다. cdma2000은 IS-95, IS-2000, 및 IS-856 표준을 포함한다. TDMA 네트워크는 GSM (Global System for Mobile Communications), D-AMPS (Digital Advanced Mobile Phone System), 또는 몇몇 다른 RAT를 구현할 수도 있다. GSM 및 W-CDMA는 "제 3 세대 파트너쉽 프로젝트" (3GPP) 라 명명된 콘소시엄의 문헌에 개시된다. CDMA2000은 "제 3 세대 파트너쉽 프로젝트2" (3GPP2) 라 명명된 콘소시엄의 문헌에 개시된다. 3GPP 및 3GPP2 문헌들은 공중에 이용 가능하다. WLAN은 IEEE 802.11x 네트워크일 수도 있고, WPAN은 Bluetooth 네트워크, IEEE 802.15x, 또는 몇몇 다른 유형의 네트워크일 수도 있다. 이 기술들은 또한 WWAN, WLAN 및/또는 WPAN의 임의의 조합으로 사용될 수도 있다. 유사하게, 멀티-주파수 수신기 및 다이버시티 수신기가 고려된다.

여기서 사용되는 이동국 (MS) 은 셀룰러 또는 다른 무선 통신 디바이스, 개인용 통신 시스템 (PCS) 디바이스, 개인용 네비게이션 디바이스, 개인용 정보 매니저 (PIM), 휴대용 개인 정보 단말기 (PDA), 랩탑 또는 무선 통신을 수신할 수 있는 다른 적절한 이동 디바이스와 같은 디바이스를 지칭한다. 용어 "이동국" 은 또한, 위성 신호 수신, 보조 데이터 수신, 및/또는 위치-관련 프로세싱이 그 디바이스에서 발생하든 또는 개인용 네비게이션 디바이스 (PND) 에서 발생하든 무관하게, 단거리 무선, 적외선, 유선 접속 또는 다른 접속 등에 의해 개인용 네비게이션 디바이스 (PND) 와 통신하는 디바이스를 포함하도록 의도된다. 또한, "이동국" 은, 위성 신호 수신, 보조 데이터 수신 및/또는 위치-관련 프로세싱이 그 디바이스에서 발생하든, 서버에서 발생하든, 또는 네트워크와 연관된 다른 디바이스에서 발생하든 무관하게, 인터넷, WiFi 또는 다른 네트워크 등을 통해 서버와 통신할 수 있는 무선 통신 디바이스, 컴퓨터, 랩탑 등을 포함하는 모든 디바이스를 포함하도록 의도된다. 또한, 이동 디바이스는 GPS 수신기와 같은 수신 전용 (즉, 일방향) 디바이스를 포함한다. 이동국은 또한 임의의 타입의 멀티-주파수 수신기를 포함할 수 있다. 전술한 것들의 임의의 동작가능한 조합이 또한 "이동국" 으로 고려된다.

여기에서 설명된 방법들은 애플리케이션에 따라 다양한 수단에 의해 구현될 수도 있다. 예를 들어, 이들 방법들은 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현에 있어서, 프로세싱 유닛은, 하나 이상의 주문형 집적회로 (ASIC), 디지털 신호 프로세서 (DSP), 디지털 신호 프로세싱 디바이스 (DSPD), 프로그래머블 로직 디바이스 (PLD), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로-제어기, 마이크로프로세서, 전자 디바이스, 여기에서 설명된 기능을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛, 또는 이들의 조합 내에서 구현될 수도 있다.

펌웨어 및/또는 소프트웨어 구현에 있어서, 방법들은 여기서 설명하는 기능들을 수행하는 모듈들 (예를 들어, 절차, 기능 등) 으로 구현될 수도 있다. 명령들을 유형으로 구체화하는 임의의 머신 판독가능 매체가 여기서 설명하는 방법을 구현하는데 이용될 수도 있다. 예를 들어, 소프트웨어 코드들은 예를 들어, 이동국의 메모리와 같은 메모리에 저장되고, 예를 들어, 모뎀의 마이크로프로세서와 같은 프로세서에 의해 실행될 수도 있다. 메모리는 프로세서 내에서 구현될 수도 있고, 또는 프로세서 외부에 구현될 수도 있다. 여기서 사용되는 용어 "메모리" 는 임의의 타입의 롱텀, 숏텀, 휘발성, 비휘발성 또는 기타 메모리를 지칭하고, 임의의 특정한 타입의 메모리 또는 특정한 수의 메모리들, 또는 메모리가 저장되는 미디어의 타입에 한정되지 않는다.

본 발명 및 그 이점을 상세히 설명했지만, 첨부된 청구항에 의해 정의되는 발명의 사상 및 범주를 벗어나지 않으면서 다양한 변경, 치환 및 대체가 행해질 수 있음을 이해할 것이다. 또한, 본 출원의 범주는 본 명세서에서 설명하는 프로세스, 머신, 제조, 물질의 구성, 수단, 방법 및 단계의 특정 양태에 한정되도록 의도되지 않는다. 당업자가 본 발명의 출원으로부터 용이하게 인식할 수 있는 바와 같이, 여기서 설명하는 대응하는 양태들과 실질적으로 동일한 기능을 수행하거나 실질적으로 동일한 결과를 달성하는 기존의 또는 추후 개발될 프로세스, 머신, 제조, 물질의 구성, 수단, 방법 및 단계가 본 발명에 따라 이용될 수도 있다. 따라서, 첨부된 청구항은 프로세스, 머신, 제조, 물질의 구성, 수단, 방법 및 단계 등을 청구항의 사상 내에 포함하도록 의도된다.

Claims (25)

1. 잡음 플로어 아래에서 수신 신호 강도를 갖는 수신기를 교정 (calibrating) 하는 방법으로서,
   수신기로부터 출력된 잡음 전력을 일 범위의 주파수에 걸쳐 측정하는 단계;
   상기 측정된 출력 잡음 전력을 분석하여, 주파수 대역에서의 이득을 결정하는 단계; 및
   상기 분석에 기초하여 상기 수신기의 상대 이득을 교정하는 단계를 포함하고,
   상기 교정은 배경 모드에서 상기 수신기의 동작 동안 발생하는, 수신기 교정 방법.
2. 삭제
3. 삭제
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 측정하는 단계는 일 시간 주기의 출력 잡음 전력을 통합하는 단계를 더 포함하는, 수신기 교정 방법.
5. 출력 잡음 전력을 반복적으로 측정하여, 특정 주파수에서 상대적 최대 이득을 결정하기 위한 프로그램 코드; 및
   상기 결정된 상대적 최대 이득에 기초하여 RF 수신기를 반복적으로 교정하기 위한 프로그램 코드를 포함하고,
   상기 교정은 배경 모드에서 상기 RF 수신기의 동작 동안 발생하는, 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독가능 매체.
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 교정하기 위한 프로그램 코드는 상기 RF 수신기의 이득을 교정하는, 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독가능 매체.
7. 제 5 항에 있어서,
   상기 교정하기 위한 프로그램 코드는 상기 RF 수신기의 주파수 응답을 교정하는, 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독가능 매체.
8. 삭제
9. 제 5 항에 있어서,
   교정 값을 조정하여 간섭 신호를 감쇠시키는 프로그램 코드를 더 포함하는, 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독가능 매체.
10. 잡음 플로어 아래에서 최대 신호 강도를 갖는 신호를 수신하는 RF 안테나 시스템;
    상기 수신된 신호를 프로세싱하는 RF 수신기 시스템; 및
    상기 RF 수신기 시스템의 측정된 출력 잡음 전력의 분석에 기초하여 상기 RF 수신기 시스템을 교정하는 교정 시스템을 포함하고,
    상기 교정은 배경 모드에서 상기 RF 수신기 시스템의 동작 동안 발생하는, 이동 디바이스.
11. 제 10 항에 있어서,
    상기 RF 수신기 시스템은 저잡음 증폭기 및 필터를 포함하고,
    상기 교정 시스템은 상기 필터를 주파수에 대해, 그리고 상기 저잡음 필터를 상대 이득에 대해 교정하는, 이동 디바이스.
12. 제 10 항에 있어서,
    상기 RF 수신기 시스템에 기지의 (known) 입력을 제공하여, 상기 RF 안테나가 신호를 수신하지 않는 경우 교정을 인에이블시키는 종단기를 더 포함하는, 이동 디바이스.
13. 제 10 항에 있어서,
    간섭 신호를 검출하면 교정을 디스에이블시키는 간섭 검출기를 더 포함하는, 이동 디바이스.
14. 위성 포지셔닝 시스템 수신기로서,
    안테나로부터 수신된 신호를 프로세싱하는 저잡음 증폭기로서, 상기 신호는 잡음 플로어 아래에서 최대 신호 강도를 갖는, 상기 저잡음 증폭기; 및
    상기 수신기의 측정된 출력 및 상기 저잡음 증폭기의 추정된 입력의 분석에 기초하여, 상기 저잡음 증폭기를 교정하는 교정 시스템을 포함하고,
    상기 교정은 배경 모드에서 상기 수신기의 동작 동안 발생하는, 위성 포지셔닝 시스템 수신기.
15. 제 14 항에 있어서,
    필터를 더 포함하며,
    상기 교정 시스템은 상기 필터를 주파수에 대해 교정하는, 위성 포지셔닝 시스템 수신기.
16. 제 14 항에 있어서,
    주위 온도를 측정하는 온도 회로를 더 포함하며,
    상기 교정 시스템은 상기 측정된 주위 온도에 기초하여 절대 이득을 교정하는, 위성 포지셔닝 시스템 수신기.
17. 확산 스펙트럼 수신기의 측정된 출력과 상기 확산 스펙트럼 수신기의 추정된 입력을 비교하는 수단; 및
    상기 비교에 기초하여 상기 확산 스펙트럼 수신기를 교정하는 수단을 포함하며,
    상기 확산 스펙트럼 수신기는 최소 수신 잡음 전력 아래에서 최대 강도를 갖는 신호를 수신하고,
    상기 교정은 배경 모드에서 상기 확산 스펙트럼 수신기의 동작 동안 발생하는, 위성 포지셔닝 시스템 수신기.
18. 제 17 항에 있어서,
    상기 수신된 신호를 필터링하는 수단을 더 포함하며,
    상기 필터링하는 수단은 주파수 선택도를 개선하도록 교정되는, 위성 포지셔닝 시스템 수신기.
19. 삭제
20. 잡음 플로어 아래에서 수신 신호 강도를 갖는 확산 스펙트럼 수신기를 교정하는 방법으로서,
    입력 잡음 전력을 추정하는 단계;
    상기 확산 스펙트럼 수신기로부터 출력된 잡음 전력을 측정하는 단계;
    상기 추정된 입력 잡음 전력과 상기 측정된 출력 잡음 전력을 비교하여 적어도 하나의 교정 값을 결정하는 단계; 및
    상기 적어도 하나의 교정 값에 기초하여 상기 확산 스펙트럼 수신기를 교정하는 단계를 포함하고,
    상기 교정은 배경 모드에서 상기 확산 스펙트럼 수신기의 동작 동안 발생하는, 확산 스펙트럼 수신기의 교정 방법.
21. 삭제
22. 삭제
23. 제 20 항에 있어서,
    상기 측정하는 단계는 일 시간 주기의 출력 잡음 전력을 통합하는 단계를 더 포함하는, 확산 스펙트럼 수신기의 교정 방법.
24. 제 20 항에 있어서,
    상기 교정하는 단계는 이득 교정을 포함하는, 확산 스펙트럼 수신기의 교정 방법.
25. 제 20 항에 있어서,
    상기 교정은 주파수 응답을 교정하는, 확산 스펙트럼 수신기의 교정 방법.

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