KR101127968B1 - 채널 왜곡 보상장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 복조된 수신 신호에서 채널 왜곡을 추정하는 채널 왜곡 추정부와, 상기 채널 왜곡 추정부에서 추정된 왜곡을 보정하는 채널 왜곡 보정부와, 상기 채널 왜곡 보정부에서 출력되는 심볼을 I/Q 사분면 상에서 하나의 점으로 판정하는 판단부와, 상기 채널 왜곡 보정부의 출력신호와 상기 판단부의 출력신호를 입력받아 기본계층 신호를 추출하는 기본계층 추출부, 및 상기 채널 왜곡 보정부의 출력신호와 상기 판단부의 출력신호를 입력받아 강화계층 신호를 추출하는 강화계층 추출부를 포함하는 채널 왜곡 보상장치를 제공할 수 있다.
채널(channel), 왜곡(distortion), 보상(compensation)

Description

채널 왜곡 보상장치{APPARATUS FOR CHANNEL DISTORTION COMPENSATION}
본 발명은, 채널 왜곡 보상장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 채널 왜곡 추정 및 보정을 하기 위해 하드웨어 설계비용이 적고 효율적인 성능을 갖는 채널 왜곡 보상장치에 관한 것이다.
본 발명은 지식경제부의 IT성장동력 기술개발 사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다.[과제 관리번호: 2006-S-017-03, 과제명: 지상파 DMB 전송 고도화 기술개발]
현재 지상파 이동 멀티미디어 방송(DMB) 서비스가 보급되면서, 사용자는 지하철이나 차량안에서 혹은 보행중에 TV나 라디오를 시청할 수 있으며, BWS(Broadcasting Web Service), 슬라이드 쇼(slide show), TPEG(Transport Protocol Experts Group), TTI(Traffic and Traveler Information) 등의 데이터 시비스를 제공받을 수 있게 되었다. 보급된 단말기의 형태는 사용자의 요구를 충족하게끔 다양하게 발전되었는데, PC 의 모니터를 통해 볼 수 있는 USB 타입의 수신기, 휴대폰, 동영상 재생 플레이어인 PMP, MP3 플레이어, 차량용 네비게이션 등이 있 다.
도 1은 종래의 지상파 DMB의 송수신 시스템도이다.
도 1을 참조하면, 지상파 DMB 송수신 시스템(100)은 기본계층(HP) 데이터를 송신 및 수신할 수 있다. 상기 HP 데이터는 동영상 스트림인 MPEG-2 TS 패킷이 외부 부호화된 데이터일 수 있다. 상기 HP 데이터는 컨벌루셔널 엔코더(convolutional Encoder)(111)로 입력되어 수신단에서 랜덤에러 정정을 위해 엔코딩 된 후, 타임 인터리버(112)로 입력되어 각각의 비트 데이터가 시간별로 섞이게 된다. 이후 DQPSK 심볼 맵퍼(113)에서 2 비트당 1 개의 심볼로 DQPSK 심볼 맵핑을 수행한 후, 1536 개의 주파수 캐리어를 주파수 인터리버(114)에서 특정한 순열 함수에 따라 섞어주게 된다. 상기 주파수 인터리버에서 출력된 데이터는 OFDM 변조부(115)에서 OFDM 변조를 수행한 후, 안테나를 통해 송신된다. OFDM 변조는 IFFT 변환과 파일럿 심볼인 PRS(Phase Reference Symbol) 심볼을 프레임 앞단에 삽입한 후, 매 OFDM 심볼의 앞부분에 가드 구간(Guard Interval)을 추가한 후, 반송파 주파수에 신호를 실어줄 수 있다.
무선채널(116)을 거친 신호는 채널잡음이 더해진 후, 수신단의 안테나에 수신될 수 있다. 수신된 신호에 대해 OFDM 복조기(125)에서 OFDM 복조를 수행할 수 있다. 상기 OFDM 복조기(125)는 FFT 변환, PRS 심볼을 이용한 심볼/주파수 동기, 가드 구간(Guard Interval) 제거 등의 기능을 수행할 수 있다. OFDM 복조기(125) 에서 출력된 동기가 완료된 FFT 출력신호는 주파수 디인터리버(124)로 입력되어 송신부와는 반대의 순열함수에 의해 캐리어 신호가 치환되고, DQPSK 심볼 디맵 퍼(123)에서 DQPSK 심볼 복조를 수행할 수 있다. DQPSK 출력 데이터는 시간 디인터리버(122)에서 송신부와는 반대의 시간순서에 따라 비트 데이터를 정렬한 후, 비터비 디코더(121)에서 채널상 오류가 발생된 비트 신호를 정정할 수 있다.
도 2는, 상기 DMB 송수신 시스템에서 채용하고 있는 DQPSK 심볼맵핑(113)의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
2 비트의 데이터가 하나의 심볼로 맵핑되어지며, 첫번째 비트가 In-phase에 할당되며, 두번째 비트는 Quardrature에 할당되게 된다. 예를 들어 "00"이라는 비트열이 입력되면, I와 Q가 각각 '1'이 되어 1+j라는 심볼이 만들어지며, "01"이라는 비트열이 입력되면, I와 Q가 각각 '1'과 '0'이 되어 1-j 라는 심볼로 만들어 질 수 있다. "10"과 "11"의 비트열은 각각 -1+j 및 -1-j 로 만들어질 수 있다. 이러한 QPSK 심볼 맵핑을 거친 후에 각각의 신호들은 차등 변조 처리가 되는데, PRS 심볼을 시작으로 하여 홀수번째 심볼은 {1}, {-1}, {j}, {-j}중에 하나로 맵핑되어 지며, 짝수번째 심볼은 {
Figure 112009042393341-pat00001
}, {
Figure 112009042393341-pat00002
}, {
Figure 112009042393341-pat00003
}, {
Figure 112009042393341-pat00004
} 값 중에 하나로 맵핑될 수 있다. 홀수번째 심볼과 짝수번째 심볼은 π/4 간격의 위상차를 보이게 된다.
상기 QPSK 심볼이 차등변조되는 신호의 수식은 아래의 수학식 1 과 같다.
Figure 112009042393341-pat00005
Figure 112009042393341-pat00006
여기서 l 은 OFDM 심볼 순서를 나타내고, L은 하나의 DMB frame에 존재하는 OFDM 심볼수를 의미하며 76의 값을 가질수 있다. K는 하나의 OFDM 심볼에 존재하는 캐리어 수를 의미하며 1536 값을 가질수 있다. z(l, k)은 l 번째 OFDM심볼의 k 번째 차등 변조(differential modulation)된 캐리어 신호를 의미하며, y(l, k)은 l 번째 OFDM심볼의 k 번째 QPSK 변조된 신호를 의미한다. 또한 초기 심볼 z(1,k)은 PRS(Phase Reference Symbol) 심볼로 시작될 수 있다.
상기 종래기술에 따른 차등변조 방식은 비동기 검파(non-coherent detection)이므로 적은 비용으로 수신기를 설계할 수 있는 장점을 가진 반면 SNR(Signal to Noise Ratio)이 떨어지는 단점을 가지고 있다.
본 발명은, 상기한 문제점을 해결하기 위해서, 채널 왜곡 추정 및 보정을 하기 위해 하드웨어 설계비용이 적고 효율적인 성능을 갖는 채널 왜곡 보상장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 복조된 수신 신호에서 채널 왜곡을 추정하는 채널 왜곡 추정부와, 상기 채널 왜곡 추정부에서 추정된 왜곡을 보정하는 채널 왜곡 보정부와, 상기 채널 왜곡 보정부에서 출력되는 심볼을 I/Q 사분면 상에서 하나의 점으로 판정하는 판단부와, 상기 채널 왜곡 보정부의 출력신호와 상기 판단부의 출력신호를 입력받아 기본계층 신호를 추출하는 기본계층 추출부, 및 상기 채널 왜곡 보정부의 출력신호와 상기 판단부의 출력신호를 입력받아 강화계층 신호를 추출하는 강화계층 추출부를 포함하는 채널 왜곡 보상장치를 제공할 수 있다.
상기 채널 왜곡 추정부는, 고속 푸리에 트랜스폼(FFT : Fast Fourier Transform)된 입력 신호에 상기 판단부에서 피드백된 신호를 공액복소 곱셈(conjugated complex multiplication)하여 순간채널 왜곡을 구하는 공액복소 곱셈기, 및 상기 공액복소 곱셈기에서 구해진 순간채널값에서 나타나는 잡음 신호를 제거하는 채널 필터를 포함할 수 있다.
상기 공액복소 곱셈기로 입력되는 상기 고속 푸리에 트랜스폼된 신호는, PRS(Phase Reference Symbol) 심볼, FIC(Fast Information Channel) 심볼, 및 MSC(Main Service Channel) 심볼이 순서대로 입력되는 것일 수 있다.
상기 채널 왜곡 보정부는, 상기 채널 왜곡 추정부에서 출력되는 잡음신호가 제거된 신호를 한 심볼동안 지연 시키는 제1 메모리, 및 상기 채널 왜곡 추정부로 입력되는 고속 푸리어 트랜스폼(FFT : Fast Fourier Transform)된 신호를 상기 제1 메모리에 저장된 채널값으로 나누는 나눗셈기를 포함할 수 있다.
상기 판단부는, 상기 채널 왜곡 보정부에서 출력되는 홀수번째 심볼은 1, -1, j, 및 -j 중 하나의 신호로 맵핑하며, 상기 채널 왜곡 보정부에서 출력되는 짝수번째 심볼은 (1+j), (-1+j), (-1-j), 및 (1-j) 중 하나의 신호로 맵핑할 수 있다.
상기 기본계층 추출부는, 상기 판단부의 출력신호를 한 심볼 지연시키는 제2 메모리, 및 상기 채널 보정부의 출력신호에 상기 제2 메모리의 출력신호를 공액복소 곱셈하여 출력하는 공액복소 곱셈기를 포함할 수 있다.
상기 강화계층 추출부는, 상기 채널 보정부의 출력신호에 상기 판단부의 출 력신호를 공액복소 곱셈하여 출력하는 공액복소 곱셈기, 상기 공액복소 곱셈기에서 출력되는 심볼이 홀수번째인 경우
Figure 112009042393341-pat00007
를 곱하고, 해당 심볼이 짝수번째인 경우
Figure 112009042393341-pat00008
를 곱하는 평균화부, 상기 평균화부에서 출력되는 신호에서 1을 빼주는 감산기, 및 상기 감산기에서 출력되는 신호를 π/4 위상 회전 시키는 위상회전부를 포함할 수 있다.
본 발명에 따르면, 채널 왜곡 추정 및 보정을 하기 위해 하드웨어 설계비용이 적고 효율적인 성능을 갖는 채널 왜곡 보상장치를 얻을 수 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명하겠다.
도 3은, 본 발명의 일실시형태에 따른 채널 왜곡 보상장치가 사용될 수 있는 고효율/고전송 지상파 DMB 송수신 시스템의 구성도이다.
도 3을 참조하면, 지상파 DMB 송수신 시스템(300)은, 기본계층(HP) 및 강화계층(LP) 데이터를 송신하는 송신부 및 기본계층 및 강화계층 데이터를 수신하는 수신부를 포함할 수 있다.
본 실시형태에 따르면, 기본계층 데이터(HP data)는 컨벌루셔널 엔코 더(311), 타임 인터리버(312), 16-QAM 심볼 맵퍼(313), 주파수 인터리버(314) 및 OFDM 변조기(315)를 통해 송신될 수 있다. 또한, 강화계층 데이터(LP data)는 터보 엔코더(317), 타임 인터리버(318), 16-QAM 심볼 맵퍼(313), 주파수 인터리버(314) 및 OFDM 변조기(315)를 통해 송신될 수 있다.
본 실시형태에서 기본계층 데이터는 OFDM 복조기(326), 채널 왜곡 추정/ 보정부(325), 주파수 디-인터리버(324), 16-QAM 심볼 디맵퍼(323), 타임 디-인터리버(322) 및 비터비(Viterbi) 디코더(321)를 통해 수신될 수 있다. 또한, 강화계층 데이터는 OFDM 복조기(326), 채널 왜곡 추정/ 보정부(325), 주파수 디-인터리버(324), 16-QAM 심볼 디맵퍼(323), 타임 디-인터리버(328) 및 터보(Turbo) 디코더(327)를 통해 수신될 수 있다.
도 3을 도 1과 비교해 보면 기존의 HP 데이터 경로에 LP 데이터 경로가 추가되어 있는 구조로 되어 있다. 먼저 송신측을 살펴보면 LP데이터를 처리하기 위한 터보 엔코더(317) 및 타임 인터리버(318)가 존재하고, 수신단을 살펴보면 터보 디코더(327) 및 타임 디인터리버(328)가 존재하게 된다.
데이터 전송량을 기존의 방식에 비해 2배로 늘리기 위하여 16-QAM 심볼 맵핑을 해주게 되며, 이를 위해 16-QAM 심볼 맵퍼(313) 및 이를 복조하기 위한 16-QAM 심볼 디맵퍼(323)가 존재한다. 기존 DQPSK 방식으로 송신하는 DMB 송신 시스템과 호환성을 유지하기 위해 차동변조를 유지하는 상태에서 추가적으로 데이터를 맵핑해주어야 하기 때문에 일반적인 16-QAM 맵핑과는 다른 방식을 따르게 된다. LP를 추가하는 과정이 수학식 2 에 의해 설명될 수 있다.
Figure 112009042393341-pat00009
Figure 112009042393341-pat00010
여기서 z(l,k)는 상기 수학식 1 에서 유도된 DQPSK신호에 해당된다. 그리고 w(l,k)는 l번째 OFDM 심볼의 k번째 QPSK 변조신호로써 LP 신호에 대응되며 -π/4 위상 편이된 신호이다. 수학식 1 에서 정의된 y(l,k)는 QPSK 변조된 HP 신호에 대응되게 된다.
상기 수학식 2 를 심볼 맵핑도로 나타내면 도 4와 같다. 심볼 순서가 홀수번째인지 짝수번째인지에 따라 π/4 위상 회전이 되어 있다. 원점에 가장 가까운 심볼은 "00"이 되도록 배치되며, 가장 먼 심볼은 "11"이 되도록 배치될 수 있다. 이를 위해 LP 에 대한 QPSK 심볼 맵핑은 (2x - 1) 규칙에 따라 맵핑될 수 있다. 여기서 x 는 '0' 인지 '1' 인지를 의미하는 비트 데이터이다. 이와는 반대로 HP 의 경우에는 유레카(Eureka)-147 표준에 따라 (1 - 2x) 규칙을 사용하여 QPSK 심볼 맵핑을 수행할 수 있다.
지금까지 설명된 바와 같이 기존의 지상파 DMB 전송 시스템과 비교하여 새로운 고효율/고전송 DMB 전송 시스템은 몇 가지 장점을 가질 수 있다. 우선 기존과 동일한 주파수 대역폭을 사용하면서도 2배의 전송 데이터 량이 늘어나기 때문에 대역폭 대비 데이터 전송 효율이 좋아질 수 있다. 이는 기존에 방송서비스 채널이 2 배 증가되는 효과를 가지게 되므로 방송국 입장에서 더 많은 방송 서비스 채널을 확보하는 이점을 가질 수 있다. 또한 기존의 DMB 전송 시스템과 호환성을 유지하기 때문에 시스템 변경이 발생하다라도 기존의 DMB를 시청하는 사용자는 단말의 교체없이 기존 DMB를 계속 서비스 받을 수 있다.
그러나 이와 같은 대역폭 대비 전송량의 증가는 수신성능을 감소시키는 원인으로 작용되며, 또한 수신기 설계 비용이 증가되는 단점을 가지므로, 이러한 수신성능 개선시키기 위한 기술들이 필요하게 되며, 이를 위해 강력한 에러정정부호인 터보코드를 채용하고 또한 왜곡된 채널값을 추정하여 이를 보상하는 장치가 요구된다.
도 5는, 본 발명의 일실시형태에 따른 채널 왜곡 보상장치의 구성도이다.
도 5를 참조하면, 본 실시형태에 따른 채널 왜곡 보상장치는, 채널 왜곡 추정부(510), 채널 왜곡 보정부(520), 판단부(530), 기본계층 추출부(540), 및 강화계층 추출부(550)를 포함할 수 있다.
상기 채널 왜곡 추정부(510)는, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 복조된 수신 신호에서 채널 왜곡을 추정할 수 있다. 본 실시형태에서, 상기 채널 왜곡 추정부(510)는, 고속 푸리에 트랜스폼(FFT : Fast Fourier Transform)된 입력 신호에 판단부에서 피드백된 신호를 공액복소 곱셈(conjugated complex multiplier)하여 순간채널 왜곡을 구하는 공액복소 곱셈기(511), 및 상기 공액복소 곱셈기에서 구해진 순간채널값에서 나타나는 잡음 신호를 제거하는 채널 필터(512)를 포함할 수 있다.
상기 공액복소 곱셈기로 입력되는 상기 고속 푸리에 트랜스폼된 신호는, PRS(Phase Reference Symbol) 심볼, FIC(Fast Information Channel) 심볼, 및 MSC(Main Service Channel) 심볼이 순서대로 입력되는 것일 수 있다.
상기 복소 곱셈기(511)에서는 상기 판단부(530)의 출력신호를 피드백받아 상기 고속 푸리에 트랜스폼된 신호와 공액복소 곱셈이 이루어지는데, 초기에는 상기 판단부(530)로부터 피드백받는 신호가 없으므로 PRS 롬(501)에 저장된 데이터를 입력받을 수 있다. 상기 PRS 롬(501)에는 상기 채널 왜곡 추정부(510)로 입력되는 FFT 된 신호의 PRS 값이 저장될 수 있다. 상기 PRS 롬에 저장된 신호와 상기 판단부(530)에서 피드백된 신호중 하나를 선택하여 상기 곱셈기(511)로 전달하기 위해 제1 먹스(513)를 포함할 수 있다.
상기 채널 왜곡 보정부(520)는, 상기 채널 왜곡 추정부(510)에서 출력되는 잡음신호가 제거된 신호를 한 심볼동안 지연시키는 제1 메모리(521), 및 상기 채널 왜곡 추정부로 입력되는 고속 푸리어 트랜스폼(FFT : Fast Fourier Transform)된 신호를 상기 제1 메모리에 저장된 채널값으로 나누는 나눗셈기(522)를 포함할 수 있다.
상기 판단부(530)는, 상기 채널 왜곡 보정부(520)에서 출력되는 심볼을 I/Q 사분면 상에서 하나의 점으로 판정할 수 있다. 본 실시형태에서는 상기 채널 왜곡 보정부(520)에서 출력되는 홀수번째 심볼은 1, -1, j, 및 -j 중 한 가지 신호로 맵핑하며, 상기 채널 왜곡 보정부(520)에서 출력되는 짝수번째 심볼은 (1+j), (-1+j), (-1-j), 및 (1-j) 중 한 가지 신호로 맵핑할 수 있다.
이러한 방식의 구현은 하드웨어 설계시 복잡도를 크게 감소시킬 수 있다. 즉, 본 실시형태에서는 세 개의 공액 복소 곱셈기(511, 542, 551)가 사용되는데, 상기 판단부(530)로부터 상기 공액 복소 곱셈기(511, 542, 551)로 입력되는 신호들은 0, 1, -1 로 이루어진 값을 가지게 되므로 공액 복소 곱셈기의 구조를 매우 간단히 구현할 수 있다.
상기 기본계층 추출부(540)는, 상기 채널 왜곡 보정부(520)의 출력신호와 상기 판단부(530)의 출력신호를 입력받아 기본계층 신호를 추출할 수 있다. 본 실시형태에서, 상기 기본계층 추출부(540)는, 상기 판단부의 출력신호를 한 심볼 지연시키는 제2 메모리(541), 및 상기 채널 보정부의 출력신호에 상기 제2 메모리의 출력신호를 공액복소 곱셈(conjuaged complx multiplier)하여 출력하는 공액복소 곱셈기(542)를 포함할 수 있다.
상기 복소 곱셈기(542)에서는 상기 판단부(530)의 출력신호를 한 심볼 지연시킨 제2 메모리(541)의 출력신호와 상기 채널 왜곡 보정부(520)의 출력 신호의 공액복소 곱셈이 이루어지는데, 초기에는 제2 메모리(541)에서 출력되는 신호가 없으므로 PRS 롬(501)에 저장된 데이터를 입력받을 수 있다. 상기 PRS 롬(501)에는 상기 채널 왜곡 추정부(510)로 입력되는 FFT 된 신호의 PRS 값이 저장될 수 있다. 상 기 PRS 롬에 저장된 신호와 상기 제2 메모리(541)에서 출력되는 신호중 하나를 선택하여 상기 곱셈기(542)로 전달하기 위해 제2 먹스(543)를 포함할 수 있다.
상기 강화계층 추출부(550)는, 상기 채널 왜곡 보정부(520)의 출력신호와 상기 판단부(530)의 출력신호를 입력받아 강화계층 신호를 추출할 수 있다. 본 실시형태에서, 상기 강화계층 추출부(550)는, 상기 채널 보정부의 출력신호에 상기 판단부의 출력신호를 공액복소 곱셈하여 출력하는 공액복소 곱셈기(551), 상기 공액복소 곱셈기에서 출력되는 심볼이 홀수번째인 경우
Figure 112009042393341-pat00011
를 곱하고, 해당 심볼이 짝수번째인 경우
Figure 112009042393341-pat00012
를 곱하는 평균화부(552), 상기 평균화부에서 출력되는 신호에서 1을 빼주는 감산기(553), 및 상기 감산기에서 출력되는 신호를 π/4 위상 회전 시키는 위상회전부(555)를 포함할 수 있다.
도 6의 (a) 내지 (f)는, 상기 도 5의 채널 왜곡 보상장치에서 강화계층 신호를 추출하는 과정을 나타내는 도면이다. 이하에서는, 도 5 및 도 6을 참조하여 설명하겠다.
먼저, 도 6의 (a) 및 (b)는 각각 상기 채널 보정부(520) 및 판단부(530)에서 출력되는 신호의 성상도를 나타낸다.
상기 강화계층 신호를 추출하기 위해서는 차동 변조된 기본계층 신호를 제거하는 과정이 필요한데, 이는 상기 판단부(530)의 출력과 상기 채널 보정부(520)의 출력을 공액 복소 곱셈기(551)에서 공액 복소곱셈을 통해 수행될 수 있다.
도 6의 (c)는 상기 공액 복소 곱셈기(551)에서 곱셈을 수행하여 차동 변조된 기본계층 신호의 위상이 제거되고 실수축 상에 신호가 위치하는 것을 나타낸다.
도 6의 (d)는, 상기 평균화부(552)에서 홀수번째 심볼인 경우에는 경우
Figure 112009042393341-pat00013
를 곱하고, 짝수번째 심볼인 경우에는
Figure 112009042393341-pat00014
를 곱하여 홀수번째 심볼과 짝수번째 심볼의 평균전력을 동일하게 된 것을 나타낸다.
도 6의 (e)는, 상기 감산기(553)에서 1을 빼주어 심볼의 신호들이 I/Q 사분면의 원점을 중심으로 위치하게 된 것을 나타낸다. 상기 감산기(553)를 통과한 신호에 대해서 (1+ α)를 곱(554)할 수 있다. 여기서, α는, 도 6의 (a)의 성상도에서 서로 다른 사분면에 위치한 점간의 최소거리를 같은 사분면에 위치한 점간의 최소 거리로 나눈 값으로 정의될 수 있다. 상기 α가 커지면, HP 추출시 채널잡음에 영향을 덜 받을 수 있으나, LP 추출시 채널 잡음에 민감해질 수 있다.
도 6의 (f)는, 최종적으로 상기 위상 회전부(555)에서 π/4 위상 회전을 통해 강화계층에 대한 QPSK 신호가 추출되는 것을 나타낸다.
본 발명은 상술한 실시형태 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니며, 첨부된 청구범위에 의해 한정하고자 한다. 따라서, 청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 당 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 다양한 형태의 치환, 변형 및 변경이 가능할 것이며, 이 또한 본 발명의 범위 에 속한다고 할 것이다.
도 1은, 종래의 지상파 DMB의 송수신 시스템도이다.
도 2는, 종래의 지상파 DMB 송수신 시스템에서 채용하고 있는 DQPSK 심볼맵핑의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은, 본 발명의 일실시형태에 따른 채널 왜곡 보상장치가 사용될 수 있는 고효율/고전송 지상파 DMB 송수신 시스템의 구성도이다.
도 4는, 상기 고효율/고전송 지상파 DMB 송수신 시스템에서 심볼 맵핑을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는, 본 발명의 일실시형태에 따른 채널 왜곡 보상장치의 구성도이다.
도 6의 (a) 내지 (f)는, 상기 도 5의 채널 왜곡 보상장치에서 강화계층 신호를 추출하는 과정을 나타내는 도면이다.
<도면의 주요부분에 대한 부호설명>
510 : 채널왜곡 추정부 520 : 채널왜곡 보정부
530 : 판단부 540 : 기본계층 추출부
550 : 강화계층 추출부

Claims (7)

  1. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 복조된 수신 신호에서 채널 왜곡을 추정하는 채널 왜곡 추정부;
    상기 채널 왜곡 추정부에서 추정된 왜곡을 보정하는 채널 왜곡 보정부;
    상기 채널 왜곡 보정부에서 출력되는 심볼을 I/Q 사분면 상에서 하나의 점으로 판정하는 판단부;
    상기 채널 왜곡 보정부의 출력신호에 상기 판단부의 출력신호를 한 심볼 지연시킨 신호를 공액복소 곱셈하여 기본계층 신호를 추출하는 기본계층 추출부; 및
    상기 채널 왜곡 보정부의 출력신호와 상기 판단부의 출력신호를 입력받아, 차동 변조된 기본계층 신호를 제거하고, 홀수번째 심볼과 짝수번째 심볼의 평균전력을 동일하게 한 후, 심볼의 신호들을 I/Q 사분면의 원점을 중심으로 위치시키고 위상 회전시켜 강화계층 신호를 추출하는 강화계층 추출부
    를 포함하는 채널 왜곡 보상장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 채널 왜곡 추정부는,
    고속 푸리에 트랜스폼(FFT : Fast Fourier Transform)된 입력 신호에 상기 판단부에서 피드백된 신호를 공액복소 곱셈(conjugated complex multiplication)하여 순간채널 왜곡을 구하는 공액복소 곱셈기; 및
    상기 공액복소 곱셈기에서 구해진 순간채널값에서 나타나는 잡음 신호를 제거하는 채널 필터
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 왜곡 보상장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 공액복소 곱셈기로 입력되는 상기 고속 푸리에 트랜스폼된 신호는,
    PRS(Phase Reference Symbol) 심볼, FIC(Fast Information Channel) 심볼, 및 MSC(Main Service Channel) 심볼이 순서대로 입력되는 것을 특징으로 하는 채널 왜곡 보상장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 채널 왜곡 보정부는,
    상기 채널 왜곡 추정부에서 출력되는 잡음신호가 제거된 신호를 한 심볼동안 지연 시키는 제1 메모리; 및
    상기 채널 왜곡 추정부로 입력되는 고속 푸리에 트랜스폼(FFT : Fast Fourier Transform)된 신호를 상기 제1 메모리에 저장된 채널값으로 나누는 나눗셈기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 왜곡 보상장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 판단부는,
    상기 채널 왜곡 보정부에서 출력되는 홀수번째 심볼은 1, -1, j, 및 -j 중 하나의 신호로 맵핑하며,
    상기 채널 왜곡 보정부에서 출력되는 짝수번째 심볼은 (1+j), (-1+j), (-1-j), 및 (1-j) 중 하나의 신호로 맵핑하는 것을 특징으로 하는 채널 왜곡 보상장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 기본계층 추출부는,
    상기 판단부의 출력신호를 한 심볼 지연시키는 제2 메모리; 및
    상기 채널 왜곡 보정부의 출력신호에 상기 제2 메모리의 출력신호를 공액복소 곱셈하여 출력하는 공액복소 곱셈기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 왜곡 보상장치.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 강화계층 추출부는,
    상기 채널 왜곡 보정부의 출력신호에 상기 판단부의 출력신호를 공액복소 곱셈하여 출력하는 공액복소 곱셈기;
    상기 공액복소 곱셈기에서 출력되는 심볼이 홀수번째인 경우
    Figure 112011066976718-pat00015
    를 곱하고, 해당 심볼이 짝수번째인 경우
    Figure 112011066976718-pat00016
    를 곱하는 평균화부;
    상기 평균화부에서 출력되는 신호에서 1을 빼주는 감산기; 및
    상기 감산기에서 출력되는 신호를 π/4 위상 회전 시키는 위상회전부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 왜곡 보상장치.
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