KR101120316B1 - 트랜시버 및 송신 방법 - Google Patents

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로이 티 2세 메이어스
로버트 존 콥메이너스
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에이저 시스템즈 인크
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Abstract

다중 안테나 통신 시스템에서 심볼을 송신하는 방법 및 장치가 개시된다. 개시된 프레임 구조는 복수의 송신 안테나에서 송신되는 복수의 긴 트레이닝 심볼을 갖는 프리앰블을 포함한다. 프레임의 적어도 일부분은 적어도 하나의 송신 안테나에서 지연된다. 본 발명의 개시된 프레임 포맷은 현존하는 단일 안테나 통신 시스템과 백워드 호환된다. 지연량 D는 1 OFDM 시간 샘플 기간 T와 대략적으로 동일할 수 있다. 지연된 버전은, 시간 지연을 지연된 브랜치(들)상의 신호내에 도입하거나, 또는, 지연된 브랜치(들)상의 각 프레임의 적어도 일부분을 주기적으로 시프트함으로써 획득될 수 있다. 전체 프레임 또는 각 프레임의 단지 프리앰블부만이 지연될 수 있다.

Description

트랜시버 및 송신 방법{FRAME FORMAT FOR A MIMO-OFDEM SYSTEM}
관련 출원에 대한 상호 참조
본 특허 출원은 2004년 1월 27일에 출원된 미국 가특허 출원 제 60/539,699 호의 우선권을 주장한다.
전반적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 송신 기법에 관한 것으로서, 특히, 다중 안테나 통신 시스템에 대한 채널 평가 및 트레이닝 기법에 관한 것이다.
차세대 WLAN(Wireless Local Area Network) 시스템에서 증가된 견고성 및 능력 둘 다를 제공하기 위해, 다중 송신 및 수신 안테나가 제안되어 왔다. 증가된 견고성은 다중 안테나를 갖는 시스템에 도입된 안테나 이득 및 공간 다이버시티를 이용하는 기법을 통해서 달성될 수 있다. 증가된 능력은 다중경로 페이딩 환경에서 대역폭 효율적인 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 기법으로 달성될 수 있다. 다중 안테나 통신 시스템은 다중 송신 안테나에서 개별적인 데이터 스트림을 송신함으로써, 소정의 채널 대역폭에서의 데이터율을 증가시킨다. 각각의 수신기는 다중 수신 안테나에서 이들 데이터 스트림의 조합을 수신한다.
상이한 데이터 스트림을 적절하게 수신하기 위해, 다중 안테나 통신 시스템에서의 수신기는 트레이닝을 통해 채널 매트릭스를 획득해야 한다. 이것은 때때로 특정 트레이닝 심볼, 또는 프리앰블을 이용하여, 동기화 및 채널 평가 기법을 수행함으로써 달성된다. 그 다중 안테나 통신 시스템은 (전형적으로 SISO(Single Input Single Output)라고 지칭되는) 레거시 단일 안테나 통신 시스템과 공존하는 것이 바람직하다. 따라서, 레거시(단일 안테나) 통신 시스템은 다중 안테나 통신 시스템에 의해 송신되는 프리앰블을 해석할 수 있어야 한다. 대부분의 레거시 WLAN 시스템은 IEEE 802.11a 또는 IEEE 802.11g 표준(이하, "IEEE 802.11a/g"라고 함)을 따르는 OFDM 변조에 근거한다. 일반적으로, 레거시 장치에 의해 보여진 프리앰블 신호는 레거시 장치가 이해할 필요가 있는 패킷의 부분에 대해 정확한 동기화 및 채널 평가를 허용해야 한다.
MIMO-OFDM 시스템과 같은 다중 안테나 통신 시스템을 발전시키기 위한 다수의 프레임 포맷이 제안되어 왔다. 하나의 제안된 프레임 포맷에서, MIMO 프리앰블은 각각의 송신 안테나에 대해 적어도 하나의 긴 트레이닝 심볼을 포함하도록 확장되며, 각각의 송신 안테나는 하나 이상의 긴 트레이닝 심볼을 순차적으로 송신하여, 한번에 단지 하나의 송신 안테나만이 활성화되도록 한다. 송신 안테나가 스위칭 온 및 오프됨에 따라, 대응하는 전력 증폭기의 온도가 각각 증가 및 감소될 것이다. 일반적으로, 전력 증폭기의 그러한 가열 및 냉각은, 송신된 신호가 원하는 신호에 대하여 위상 또는 진폭 오프셋을 갖도록 하는 "브리딩(breathing)" 효과를 초래할 것이다. 따라서, 일단 패킷 송신이 시작되면, 온도 관련 신호 "브리딩"을 회피하도록, 모든 송신기로부터 연속적인 송신을 하는 것이 바람직하다.
모든 송신 브랜치로부터 신호를 연속적으로 송신하는 프레임 포맷에서, 전형적으로, 동일한 긴 트레이닝 심볼이, 모든 송신 안테나에 의해 동시에 송신된다(가능하게는 상수 값에 의해 승산됨). 그러나, 이러한 방안은, 송신기가 많은 산란 물체에 의해 둘러싸이지 않는 경우에, 빔형성 현상(beamforming phenomenon)을 초래할 수 있다. 즉, 다중 안테나가 (가능하게는 상수 계수에 의해 상이하게 되는) 동일한 신호를 송신하는 경우, 그러한 환경에서의 소정 영역은 다른 영역보다 잘 조명될 것이다. 다양한 송신 안테나들 사이의 상수 계수에 따라, 이들 조명 영역은 변경될 것이다.
따라서, 현재의 IEEE 802.11a/g 표준 (SISO) 시스템과 호환되며, MIMO-OFDM 기반 WLAN 시스템이 SISO 시스템과 효율적을 공존할 수 있도록 하는, MIMO-OFDM 시스템에서 채널 평가 및 트레이닝을 수행하는 방법 및 시스템에 대한 필요성이 존재한다. 빔형성 효과를 초래하지 않는, MIMO-OFDM 시스템에서 채널 평가 및 트레이닝을 수행하는 방법 및 시스템에 대한 필요성이 또한 존재한다.
발명의 개요
일반적으로, 다중 안테나 통신 시스템에서 심볼을 송신하는 방법 및 장치가 개시된다. 개시된 프레임 구조는 복수의 송신 안테나에서 송신되는 복수의 긴 트레이닝 심볼을 갖는 프리앰블을 포함한다. 본 발명의 하나의 양상에 따르면, 프레임의 적어도 일부분이 적어도 하나의 송신 안테나에서 지연된다. 본 발명의 다른 양상에 따르면, 상기 프레임 각각의 프리앰블부는 단일 안테나 통신 시스템에 의해 처리될 수 있다. 따라서, 본 발명의 개시된 프레임 포맷은 현존하는 단일 안테나 통신 시스템과 백워드 호환가능하다.
2개의 송신 브랜치를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템에서, 프레임의 적어도 일부분이 제 1 송신 안테나에서 송신되고, 프레임의 적어도 일부분의 지연된 버전이 제 2 송신 안테나에서 송신된다. 보다 높은 차수의 다중 안테나 통신 시스템을 위해, 각각의 송신 브랜치상에서 또다른 지연이 이용된다. 지연량 D는 1 OFDM 시간 샘플 기간 T와 대략적으로 동일할 수 있다.
지연된 버전은, 시간 지연을 지연된 브랜치(들)상의 신호내에 도입하거나, 또는, 지연된 브랜치(들)상의 각 프레임의 적어도 일부분을 주기적으로 시프트함으로써 획득될 수 있다. 하나의 구현에서, 전체 프레임이 지연된다. 다른 변형예에서, 각 프레임의 단지 프리앰블부만이 지연되고, 각 프레임의 데이터부는 각각의 송신 안테나에서 시간 정렬된다.
이하의 상세한 설명 및 도면을 참조함으로써, 본 발명 및 본 발명의 다른 특징 및 이점을 보다 완전히 이해할 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명이 동작할 수 있는 예시적인 종래의 MIMO-OFDM 환경을 도시한 다.
도 2는 종래의 SISO OFDM 시스템에 대한 프레임 포맷을 도시한다.
도 3(a) 및 3(b)는 2개의 송신 안테나 TX-1 및 TX-2를 갖는 예시적인 구현에 대한 백워드 호환성을 제공하는 MIMO OFDM 시스템에 대한 예시적인 프레임 포맷을 도시한다.
도 4는 다중 안테나 통신 시스템에서 2개 이상의 송신 브랜치로부터의 동일한 심볼의 동시 송신으로 인한 빔형성 효과를 도시한다.
도 5(a) 및 5(b)는 도 3(a)의 프리앰블 방안에 대해, 대응하는 채널 계수 및 수신 신호와 더불어 2개의 긴 프리앰블 세그먼트 LP.a 및 LP.b를 각각 송신하는 것을 도시한다.
도 6은 도 5의 신호를 더 처리하여 원하는 채널 계수를 생성하는 채널 평가 구조를 도시한다.
도 7은 2개의 송신 안테나를 갖는 예시적인 구현을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷을 도시한다.
도 8은 본 발명의 특징을 포함하는 송신기의 개략 블록도이다.
도 9는 도 7의 프리앰블 포맷을 일반화한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷을 도시한다.
도 10은 3개의 송신 안테나를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷을 도시한다.
도 11은 3개의 송신 안테나를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템을 위 한 본 발명의 특징을 포함하는 송신기의 개략 블록도이다.
도 12는 3개의 송신 안테나를 갖는 다중 안테나 통신 시스템을 위한 채널 계수를 생성하는 채널 평가 구조를 도시한다.
도 13은 4개의 송신 안테나를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷을 도시한다.
도 14(a) 및 14(b)는 제 1 신호 필드 SIG1 이후에 제 2 신호 필드 SIG2가 발견되는 프레임 포맷을 도시한다.
도 15는 프리앰블 및 신호 필드만을 지연시키고 데이터는 지연시키지 않는 예시적인 2 송신 브랜치 방안을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷을 도시한다.
도 16은 프리앰블 및 신호 필드만을 지연시키고 데이터는 지연시키지 않는 예시적인 3 송신 브랜치 방안을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷을 도시한다.
도 17은 물리적 채널에서의 지연 확산 증가의 단점을 극복하는 2개의 송신 브랜치를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템에 대한 대안적인 방안을 도시한다.
도 18은 물리적 채널에서의 지연 확산 증가의 단점을 극복하는 3개의 송신 브랜치를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템에 대한 대안적인 방안을 도시한다.
도 19는 짧은 프리앰블, 긴 프리앰블 및 신호 필드(들)상에서만 주기적인 순 환이 수행되는 본 발명의 다른 변형예를 도시한다.
도 1은 본 발명을 실시할 수 있는 예시적인 종래의 MIMO-OFDM 환경을 도시한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 예시적인 종래의 MIMO-OFDM 시스템(100)은 소스 신호 S1 내지 SNt와, 송신기 TX1 내지 TXN과, 송신 안테나(110-1 내지 110-Nt)와, 수신 안테나(115-1 내지 115-Nr)와, 수신기 RX1 내지 RXNr을 포함한다. MIMO-OFDM 시스템(100)은 개별적인 데이터 스트림을 다중 송신 안테나(110)상에서 송신하며, 각각의 수신기 RX는 이들 데이터 스트림의 조합을 수신한다.
본 명세서에서 이용된 바와 같이, "SISO" 라는 용어는 단일 데이터 스트림("신호층")을 채널로 송신하는 시스템을 의미할 것이다. "SISO" 라는 용어는 본질적으로 동일한 신호를, 예를 들면, 빔형성 또는 송신 다이버시티 타입의 구성으로 송신하는 2개의 송신 안테나를 이용하는 시스템과, (수신 다이버시티/빔형성 타입의 구성에서와 같은) 다중 수신 안테나를 이용하는 시스템을 포함할 수 있다. 또한, SISO 라는 용어는 단일의 송신기 및 다수의 수신 안테나를 갖는 시스템을 기술하는데 이용될 수 있다. 따라서, 용어 사용법상, "SISO" 라는 용어는 신호가 실제로 발생되는 방법에 관계없이, 그리고, 수신기가 하나 이상의 수신 안테나를 갖는 무선 매체를 "샘플링"하는 방법에 관계없이, 동일한 채널 대역폭에서의 단일 송신층을 갖는 모든 시스템을 포함한다. 마찬가지로, 본 명세서에서 이용된 바와 같이, "MIMO" 라는 용어는 다수의 송신층이 있는, 즉, 수 개의 구별가능한 스트림이 상이한 안테나들로부터 동일한 주파수 채널로 송신되는 시스템을 의미할 것이다. 그러한 MIMO 송신을 수신하기 위해, 하나 이상의 수신 안테나가 다양한 구성으로 존재할 수 있음을 주지해야 한다. 레이트 향상을 위한 전형적인 구현에서, 송신 안테나만큼 많은 수신 안테나가 존재하거나, 또는 송신 안테나보다 많은 수신 안테나가 존재할 것이다.
도 2는 종래의 SISO OFDM 시스템에 대한 프레임 포맷(200)을 도시한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 프레임 포맷(200)은 헤더부(210) 및 페이로드부(220)를 포함한다. 헤더부(210)는 "짧은 프리앰블" 기간(211), "긴 프리앰블" 기간(212) 및 신호 필드(213)를 포함한다. 일반적으로, 짧은 프리앰블 기간(211)은 예시적인 802.11/g/a 시스템에서 10개의 짧은 프리앰블 심볼로 구성되는 8 마이크로초의 길이를 갖는다. 수신기는 짧은 프리앰블 기간(211)을 이용하여, 입력되는 패킷이 존재하는지를 검출하고, 무선 회로에서 자동 이득 제어(Automatic Gain Control)를 조절한다. 일반적으로, "긴 프리앰블" 기간(212)은 예시적인 802.11/g/a 시스템에서 2개의 긴 프리앰블 심볼을 포함한다. 수신기는 긴 프리앰블 기간(212)을 이용하여, 채널 평가, 주파수 오프셋 및 타이밍 동기화와 같은 다양한 파라미터를 평가한다. 신호 필드(213)는, 예를 들면, 데이터율 및 패킷 길이를 수신기에게 나타내기 위해, 프레임의 물리층 속성에 대한 정보를 포함한다. 페이로드부(220)는 MAC 층에 대해 유용한 실제 정보를 운반한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 패킷을 송신하는 전체 지속기간은, 헤더 지속기간 T_head + 데이터 지속기간 T_data의 추가에 의해 주어진다.
도 3(a) 및 3(b)는 2개의 송신 안테나 TX-1 및 TX-2를 갖는 예시적인 구현에 대한 백워드 호환성을 제공하는 MIMO OFDM 시스템에 대한 예시적인 프레임 포맷(300, 350)을 도시한다. 도 3(a) 및 3(b)의 예에서, 제 1 행은 제 1 송신 안테나 TX-1로부터 송신된 신호를 나타내는 반면, 제 2 행은 제 2 송신 안테나 TX-2로부터 송신된 신호를 나타낸다. 도 3(a)에 도시된 바와 같이, 예를 들면, 프레임 포맷(300)은 두 안테나 TX-1 및 TX-2로부터 동시에 송신된 MIMO 짧은 프리앰블 SP.1, SP.2를 포함한다. 그 후, 제 1 안테나로부터 제 1 긴 프리앰블 시퀀스 LP.a가 송신되고, 제 2 안테나 TX-2는 어떠한 신호도 송신하지 않는다. 그 다음, 제 2 송신기 TX-2는 긴 프리앰블 시퀀스 LP.b를 송신하며, 제 1 안테나 TX-1은 어떠한 신호도 송신하지 않는다.
전술한 바와 같이, 일단 패킷 송신이 시작되면, 수신기에서 잠재적으로 동기화 및 검출 에러를 초래하는 가열/냉각 관련 신호 "브리딩"을 회피하도록, 모든 송신기로부터 연속적인 송신을 하는 것이 바람직하다. 도 3(a)의 프레임 포맷에서, 짧은 프리앰블 SP.2를 송신한 후, 제 2 안테나 브랜치 TX-2의 전력 증폭기는 스위칭 오프될 것이며, 따라서, SP.2의 송신 동안 소정의 온도에 도달한 후 냉각될 것이다. 그 후, TX-2의 전력 증폭기는 긴 프리앰블 LP.b의 송신을 위해 다시 스위칭 온되어야 할 것이며, 증폭기의 온도는 다시 증가될 것이고, 그와 동시에, 제 1 안테나 TX-1의 전력 증폭기는 스위칭 오프되어 냉각될 것이다. 일반적으로 가열 및 냉각은 "브리딩" 효과를 초래한다. 즉, 송신된 신호는 원하는 신호로부터 (위상 또는 진폭에서의) 약간의 오프셋을 가질 수 있다. 더욱이, 프리앰블 동안의 가능한 온도 변화(temperature drift)로 인해, 이들 오프셋은 시간에 따라 변할 것이다.
따라서, 모든 송신 브랜치로부터 신호를 동시에 송신하는 것이 더욱 바람직하다. 도 3(b)에는, 연속적인 송신을 갖는 프레임 포맷(350)에 대한 예가 도시되어 있다. 도 3(b)에 도시된 바와 같이, 긴 프리앰블 세그먼트 LP.a가 두 안테나 TX-1 및 TX-2로부터 동일하게 송신되며, 제 2의 긴 프리앰블 세그먼트 LP.b에서는, 제 2 안테나 TX-2상의 신호가 반전된다(예를 들면, 모든 샘플을 -1로 사전승산한 후에 송신됨). 그러나, 이러한 방안은 송신기가 많은 산란 물체에 의해 둘러싸이지 않는 경우, 후술한 바와 같은 빔형성 현상을 초래할 수 있다. 전형적인 무선 액세스 포인트는, 예를 들면, 전형적으로 사무실 환경에서 지면 위의 높은 곳에 배치될 것이며, 많은 산란 물체로부터 떨어질 것이다.
도 4에는, 결과적인 빔형성 효과가 도시되어 있다. 2개의 안테나가 (가능하게는, 도 4에서 계수 A로 도시된 임의의 상수 계수에 의해 상이하게 되는) 동일한 신호를 송신한다면, 그러한 환경에서의 포인트 P2와 같은 소정의 영역은 포인트 P1과 같은 다른 영역보다 잘 조명될 것이다. 2개의 송신기들 사이의 상수 계수 A에 따라, 이들 조명 영역은 변경될 것이다. 예컨대, 도 3(b)의 프레임 포맷(350)의 경우, 2개의 안테나 브랜치들 사이의 계수는, 긴 프리앰블 LP.a 동안에는 +1이고, 긴 프리앰블 LP.b 동안에는 (-1)이다. 그러나, 이상적인 환경에서, 조명은 전방향성이며, 신뢰할 수 있는 유효 범위에 대해 일시적으로 일정하므로, 그러한 (시변(time-variant)) 빔형성 효과는 일반적으로 바람직하지 않다.
더욱이, 짧은 프리앰블 동안의 수 개의 안테나로부터의 (TX 안테나들 사이의 상수 계수로부터 떨어진) 본질적으로 동일한 신호의 송신은, 전력 평가시에 오류의 수신 전력 평가를 초래할 것이다. 이것은 본질적으로 동일한 신호가 수 개의 안테나로부터 송신될 때, 물리적 채널의 고유의 추가가 존재할 것이며, 데이터부에서의 전방향으로 방사된 (그리고 비상관된) MIMO 샘플은 전력 추가를 초래한다는 사실로 인한 것이다. 그 결과, 아날로그 증폭기 단에서의 준최적으로(suboptimally) 조절된 이득 설정(AGC 설정)이 되며, 그것은 증가된 유효 잡음 레벨 및/또는 보다 많은 왜곡을 초래한다.
도 5(a) 및 5(b)는 도 3(a)의 프레임 포맷(300)에 대해, 대응하는 채널 계수 및 수신 신호와 더불어 2개의 긴 프리앰블 세그먼트 LP.a 및 LP.b를 각각 송신하는 것을 도시한다. 쉽게 도시하기 위해, 발생될 임의의 잡음 기여도는 도 5(a) 및 5(b)에서 도시되지 않았음을 알아야 한다. 따라서, 도 5(a)에 도시된 바와 같이, 긴 프리앰블 LP.a에 대한 제 1 수신기를 위한 채널 계수는 다음과 같이 주어지며,
Figure 112006053922618-pct00001
긴 프리앰블 LP.a에 대한 제 2 수신기를 위한 채널 계수는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112006053922618-pct00002
마찬가지로, 도 5(b)에 도시된 바와 같이, 긴 프리앰블 LP.b에 대한 제 1 수신기를 위한 채널 계수는 다음과 같이 주어지며,
Figure 112006053922618-pct00003
긴 프리앰블 LP.b에 대한 제 2 수신기를 위한 채널 계수는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112006053922618-pct00004
도 6은 도 5의 신호를 더 처리하여 원하는 채널 계수를 생성할 수 있는 채널 평가 구조(600)를 도시한다. 따라서, 채널 평가 구조(600)의 출력은 (예컨대 2x2 MIMO 시스템에 대한) 원하는 채널 계수이다. 채널 평가 구조(600)는 다수의 가산기(610, 630) 및 감산기(620, 640)와 그 다음에 위치되는 승산단(650)을 이용하여, 도 5의 R 신호를 처리함으로써, 채널 평가 H를 생성한다. 잡음 기여도가 각각의 계수에 부가되어, 평가가 실제 계수와 완전히 동일하지 않게 됨으로써, 소정의 저하를 초래함을 주지해야 한다.
본 발명의 하나의 양상에 따르면, 도 3(b)의 프레임 포맷(350)과 같이, 모든 송신 브랜치로부터 연속적으로 송신하는 프레임 포맷이 선택되며, 제 2 안테나로부터 송신된 전체 프레임(패킷의 프리앰블부 및 데이터부)은 송신 이전에 지연되거나 또는 시프트된다. 전형적인 지연은, 예를 들면, IEEE 802.11a/g 표준에서의 50 나노초와 같은 1 OFDM 샘플 기간만큼 주어진다. 하나의 변형예에서, 하나 이상의 송신 안테나의 샘플링된 데이터 스트림은 동일한 지연량 D만큼 주기적인 OFDM 순환을 수행함으로써 구성될 수 있다. 예를 들어, OFDM 심볼 단위 기반(symbol-by-symbol basis)으로, 시간 영역 샘플이 각 심볼의 끝으로부터 심볼의 시작부로 이동된다.
도 7은 2개의 송신 안테나를 갖는 예시적인 구현을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷(700)을 도시한다. 도 7에 도시된 바와 같이, 예시적인 프레임 포맷(700)은 도 3(b)의 프레임 포맷(350)을 근거로 하며, 여기서, 제 2 송신기 TX-2에 의한 프레임의 송신은 D 만큼 지연된다. 지연 D는 각각의 (짧은 및 긴) 프리앰블의 자동상관 함수와 매칭되어, 자동상관값이 메인 피크와 비교하여 지연 D의 값에 대해 작도록 해야 한다. IEEE 802.11a/g OFDM에 주어진 프리앰블 시퀀스의 포맷 및 상관 속성을 위해, 짧은 지연 D가 권장할만 하다.
하나의 가능한 예는, 1 OFDM 시간 샘플 기간 T에 대응하는 지연 D에 대한 것이다. 802.11a/g OFDM에서, 이것은 50 나노초이다. 일반적인 OFDM 시스템의 경우, OFDM 시간 샘플 기간은, FFT에 의해 캡쳐된 OFDM 부반송파(subcarrier)의 최대수로 나누어진, 2개의 인접하는 부반송파의 주파수 간격의 역에 의해 주어진다. 802.11a/g에서, 예를 들어, 이들 수는 312.5 KHz의 간격 및 64 부반송파이며, 여기서, 단지 52 부반송파만이 비어있지 않다. 그러나, 실제로 0.5T, 1.5T 또는 2T의 기간이 마찬가지로 이용될 수 있다. 지연 D를 이용하는 것의 이점은, 프리앰블 동안, 소정의 시각에 유효 송신 빔패턴의 관점으로부터, 2개의 안테나가 동일한 시퀀스를 더 이상 동시에 송신하지 않을 것이라는 사실에 있다. 이것은 방사를 랜덤화하며, 2개의 독립적인, 따라서 본질적으로 전방향성의 신호 스트림들의 중첩으로서 나타난다. T보다 작은 지연 D를 이용하는 것은, 부분적으로 상관된 송신이 되도록 하며, 이것은 소정의 전파 환경에 대해 소정의 제한된 빔패턴을 초래할 수 있다.
다른 이점들 중에서, 제 2 송신기에 의한 프레임의 지연된 송신은, 신호가 "브리딩"하여, 송신 신뢰도가 저하되도록 할 수 있는 가열/냉각 현상없이, 두 안테나로부터의 연속적인 송신을 허용한다.
도 8은 본 발명의 특징을 포함하는 송신기(800)의 개략 블록도이다. 도 8에 도시된 바와 같이, 송신될 데이터가 MAC 층으로부터 수신되며, 신호 인코딩 및 변조와 같은 단(805)에서의 주파수 영역에서 신호가 구성된다. 그 후, 단(810)에서 IFFT(inverse fast Fourier transform)가 수행되고, 단(820)에서 보호 간격(guard interval)이 추가된다. 단(825)에서 MIMO 프리앰블이 구성되어, 단(830)에서 데이터 신호와 결합된다. 제 2 송신기에 대한 프레임은 지연 요소(850)에서, 본 발명에 따라 지연된다. 디지털 신호는 단(860)에서 아날로그 신호로 변환되고, 단(870)에서 송신된다.
따라서, 지연 소자(850)가, 디지털 신호가 아날로그로 변환되어 RF 단으로 전달되기 전에, 제 2 안테나 브랜치 TX-2에서의 디지털 신호 처리 체인의 끝에 도입된다. 예시적인 실시예에서, 이러한 지연은 모든 데이터 심볼을 포함하는 전체 패킷을 통해 적용된다는 것, 즉, 이러한 지연은 프레임의 프리앰블부에 한정되지 않는다는 것을 주지하는 것이 중요하다. 또한, 주파수 영역에서의 채널 평가는 변경되지 않음을 주지해야 한다.
도 9는 도 7의 프리앰블 포맷(700)을 일반화한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷(900)을 도시한다. 도 9에 도시된 바와 같이, 2개의 파리미터 K1 및 K2가 지정된다. 파라미터 K1 및 K2는, 전술한 절차를 이용한 채널 계수의 재구성(분리)를 허용하는 임의의 편리한 값을 일반적으로 취할 수 있다. 도 9에 도시된 특정한 구현에서, 파라미터 K1은 1이고, 파라미터 K2는 -1이다.
도 10은 3개의 송신 안테나를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷(1000)을 도시한다. 도 10에 도시된 바와 같이, 제 2 안테나 TX-2는 제 1 안테나 TX-1로부터 지연되며, 제 3 안테나 TX-3은 더 지연된다.
이들 파라미터를 이용함으로써, 각각의 송신 안테나가 임의의 시간에 동일한 전력을 송신하고(모든 Ks의 크기는 1.0임), 수신기가 다차원적인 방법으로 채널 계수들을 분리할 수 있도록 보장한다. 전형적으로, 이러한 구현에서 지연 D는 T 또는 0.5T에 대응할 것이다. 예를 들어, K 계수는 다음과 같은 예시적인 값을 가질 수 있다.
Figure 112006053922618-pct00005
짧은 프리앰블 SP.1 내지 SP.3은 임의의 적절한, 잘 알려지거나 MIMO 특정적(MIMO-specific) 짧은 프리앰블 포맷을 따를 수 있다. 예를 들어, SP.1 내지 SP.3은 모두 802.11a/g OFDM 표준을 따를 수 있다.
도 11은 3개의 송신 안테나를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 송신기(1100)의 개략 블록도이다. 송신기(1100)는 도 8의 송신기(800)와 동일한 구조를 가지며, 다른 송신 브랜치가 추가되어 있다. 도 11에 도시된 바와 같이, 송신될 데이터가 MAC 층으로부터 수신되며, 신호 인코딩 및 변조와 같은 단(1105)에서의 주파수 영역에서 신호가 구성된다. 그 후, 단(1110)에서 IFFT가 수행되고, 단(1120)에서 보호 간격이 추가된다. 단(1125)에서 MIMO 프리앰블이 구성되어, 단(1130)에서 데이터 신호와 결합된다. 제 2 및 제 3 송신기에 대한 프레임은 단(1150)에서, 본 발명에 따라 지연된다. 디지털 신호는 단(1160)에서 아날로그 신호로 변환되어, 단(1170)에서 송신된다.
따라서, 지연 소자(1150-2 및 1150-3)가, 신호가 아날로그로 변환되어 RF 단으로 전달되기 전에, 제 2 안테나 브랜치 TX-2 및 제 3 안테나 브랜치 TX-3에서의 디지털 신호 처리 체인의 끝에 각각 도입된다. 예시적인 실시예에서, 이러한 지연은 모든 데이터 심볼을 포함하는 전체 패킷을 통해 적용된다는 것, 즉, 이러한 지연은 프레임의 프리앰블부에 한정되지 않는다는 것을 주지하는 것이 중요하다. 또한, 주파수 영역에서의 채널 평가는 변경되지 않음을 주지해야 한다. 개별적인 지연은 동일한 기본적 지연 D의 배수일 필요는 없다.
도 12는 3개의 송신 안테나를 갖는 다중 안테나 통신 시스템을 위한 채널 계수를 생성하는 채널 평가 구조(1200)를 도시한다. 따라서, 채널 평가 구조(1200)의 출력은 (예컨대 3x3 MIMO 시스템에 대한) 원하는 채널 계수이다. 채널 평가 구조(1200)는 단(1210)에서 수신 신호 R을 대응하는 긴 프리앰블 심볼과 승산한 후, 단(1220)에서 적절한 매트릭스 반전을 수행하여, 채널 평가 H를 생성한다. 잡음 기여도가 각각의 계수에 부가되어, 평가가 실제 계수와 완전히 동일하지 않게 됨으로써, 소정의 저하를 초래함을 주지해야 한다.
도 12에서, 주파수 영역에서의 모든 긴 프리앰블 심볼의 크기 LP{k}는 1의 크기를 갖는 것으로, 즉, LP{k}는 +1 이거나 또는 LP{k}는 -1 인 것으로 가정한다. 따라서, 각각의 수신 브랜치(1, 2, 3)의 경우 및 각각의 부반송파 k에서, 3개의 프리앰블 세그먼트 a, b, c로부터의 출력은 단(1210)에서 LP{k}에 의해 사전승산된다. 그 후, 도 12에 도시된 바와 같이, 단(1220)에서, K 계수 매트릭스의 역과의 매트릭스 승산이 수행된다.
일반적으로, 제 1 안테나 TX-1로부터 송신된 LP 프리앰블 앞의 K 계수는 모든 프리앰블 세그먼트에 대해 1.0이 되도록 임의적으로 선택되지만, 이들 계수는 다른 값들을 마찬가지로 가질 수 있음을 주지해야 한다. 제 1 안테나 TX-1에 대해 1.0을 선택하는 것이 유용하다. 제 1 송신 안테나 LP 세그먼트에 대해 1.0이 아닌 K 계수가 선택된다면, 그들은 매트릭스 반전(1220)에서 마찬가지로 나타나야 한다.
일반적으로, 도 12에 도시된 채널 평가 방안은 2개 또는 4개의 송신 안테나를 갖는 다중 안테나 통신 시스템에도 마찬가지로 적용될 수 있다. 전자의 경우, 반전되어 승산을 위해 이용될 매트릭스는 2x2 차원일 것이며, 여기서, 제 1 행은 1의 값을 갖고, 매트릭스의 제 2 행은 K1 및 K2의 값을 갖는데, 그 기능은 도 6에 도시된 채널 평가 방안과 동일한 것으로 판명된다. 4개의 송신 안테나의 경우, 반전될 매트릭스는 모두 1의 값을 갖는 제 1 행과, K1, K2, K3, K4의 값을 갖는 제 2 행과, K5, K6, K7, K8의 값을 갖는 제 3 행과, K9, K10, K11, K12의 값을 갖는 제 4 행을 가질 것이다. 다시, 제 1 송신 안테나에 연결된 K 계수가 1.0이 아닌 값을 갖는다면, 이들 매트릭스에서의 제 1 행은 대응하는 계수를 운반해야 할 것이다.
여기서 이용된 K 파라미터의 특정한 예의 경우, 요구되는 매트릭스 반전은 매우 간단한 것이며, 본질적으로 K 계수 (또는 그것의 복소 공액)에 의해서 및 전체 매트릭스 승산에 대해 유효한 단순한 전체 스케일링 계수에 의해 주어짐을 주지해야 한다. 이것은 해결책을 간단하게 만든다.
송신 안테나보다 많은 수의 수신 안테나를 갖는 시스템에 대한 다른 확장이 가능하다. 그 다음, 대응하는 채널 계수는 LP{k}로 대응하는 사전승산을 수행하는 선행 블록들의 다른 행을 추가한 후, 매트릭스 반전을 적용함으로써, 대응하는 채널 계수가 쉽게 평가될 수 있다. 예를 들어, 도 12의 경우, 여전히 3개의 송신 안테나 및 4개의 수신 안테나가 존재한다면, 제 4 행이 추가되어, 수신 신호 R4a, R4b, R4c를 결합하고, 역 매트릭스 승산 이후에 생성된 계수는 원하는 계수 H41, H42, H43일 것이다. 마찬가지의 확장을 2x3 MIMO 시스템에 적용할 것이다.
도 13은 4개의 송신 안테나를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷(1300)을 도시한다. 도 13에 도시된 바와 같이, 제 2 안테나 TX-2가 제 1 안테나 TX-1로부터 지연되고, 제 3 안테나 TX-3이 제 2 안테나로부터 더 지연되며, 제 4 안테나 TX-4는 제 3 안테나에 대하여 지연된다.
이들 파라미터를 이용함으로써, 각각의 송신 안테나가 임의의 시간에 동일한 전력을 송신하고(모든 Ks의 크기는 1.0임), 수신기가 다차원적인 방법으로 채널 계수들을 분리할 수 있도록 보장한다. 전형적으로, 이러한 구현에서 지연 D는 T 또는 0.5T에 대응할 것이다. 예를 들어, K 계수는 다음과 같은 예시적인 값을 가질 수 있다.
Figure 112006053922618-pct00006
짧은 프리앰블 SP.1 내지 SP.4는 임의의 적절한, 잘 알려지거나 MIMO 특정적 짧은 프리앰블 포맷을 따를 수 있다. 예를 들어, SP.1 내지 SP.4는 모두 802.11a/g OFDM 표준을 따를 수 있다.
전술한 프리앰블 포맷은, 제 1의 긴 프리앰블 세그먼트 LPa 이후에 단일의 신호 필드 OFDM 심볼을 이용하는 것에 근거한다. 이러한 신호 필드는 IEEE 802.11g/a OFDM 표준에 의해 지정된 것과 같을 수 있는데, 즉, 모든 상황하에서 6Mbps 모드를 이용한다. MIMO 수신기가 데이터 필드의 고속 송신에 대한 추가적인 정보를 획득하기 위해, 제 2 신호 필드가 도움이 될 수 있다.
도 14(a) 및 14(b)는 제 1 신호 필드 SIG1 이후에 제 2 신호 필드 SIG2가 발견되는 프레임 포맷(1400, 1450)을 각각 도시한다. 도 14(a)는 2-Tx MIMO 시스템을 도시하며, 도 14(b)는 3-Tx MIMO 시스템의 예를 도시한다. 다른 대안은, 제 2의 긴 프리앰블 이후에 SIG2 필드를 갖는 것일 수 있다(도면에 도시되지 않음).
도 9에서와 같이, 위에서 제안된 구체적인 지연 송신 방안은 (프리앰블에서) 채널 지연 확산을 증가시킬 수 있다. 2-Tx MIMO 시스템에서, 그러한 증가는 작은 것이다. 그러나, 송신기 안테나의 수가 증가함에 따라 지연 확산이 증가되며, 그것은 시스템 성능을 저하시킬 것이다.
도 15는 프리앰블 및 신호 필드만을 지연시키고 데이터는 지연시키지 않는 예시적인 2 송신 브랜치 방안을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷(1500)을 도시한다. 이러한 방식으로, 데이터 송신은 지연 확산 증가를 겪지 않는다. 데이터 송신 직전의 프리앰블 및 신호 필드의 송신 이후에, 길이 D의 더미 신호 F(침묵, 또는 긴 프리앰블의 주기적 확장부, 또는 임의의 패딩 신호)가 제 1 송신 스트림에 추가된다. 그 후, MIMO 데이터부가 두 안테나로부터 동시에 송신된다. MIMO 수신기는 동기화(각각의 OFDM 심볼의 타이밍) 및 채널 평가를 적절하게 조절하기 위해, 프리앰블부와 데이터부 사이에 상이한 이러한 지연/비지연된 송신에 관해 알 필요가 있다.
도 15에 도시된 바와 같이, 2개의 파라미터 K1 및 K2가 (도 9와 유사한 방식으로) 지정된다. 파라미터 K1 및 K2는, 전술한 절차를 이용한 채널 계수의 재구성(분리)를 허용하는 임의의 편리한 값을 일반적으로 취할 수 있다. 도 15에 도시된 특정한 구현에서, 파라미터 K1은 1이고, 파라미터 K2는 -1이다.
도 16은 프리앰블 및 신호 필드만을 지연시키고 데이터는 지연시키지 않는 예시적인 3 송신 브랜치 방안을 위한 본 발명의 특징을 포함하는 프레임 포맷(1600)을 도시한다. 도 16에 도시된 바와 같이, 프레임 포맷(1600)은 2개의 더미 기간 F1 및 F2를 이용한다.
도 17은 물리적 채널에서의 지연 확산 증가의 단점을 극복하는 2개의 송신 브랜치를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템에 대한 대안적인 방안(1700)을 도시한다. 제 2 안테나로부터 D만큼 송신을 지연하지 않고, 제 2 안테나로부터 송신된 신호는 (순환 지연을 도입하기 위해) 각각의 심볼내에서 주기적으로 순환된다. 도 17의 실시예에서, 제 2 송신 브랜치상의 샘플은 주기적으로 시프트되며, 대응하는 보호 간격(GI)이 송신 브랜치 TX-1 및 TX-2상에 추가된다. 도 17에 도시된 바와 같이, 그러한 주기적 순환은, 예를 들면, 심볼의 나머지 이전에 (여전히 보호 간격 GI를 갖지 않는) 1 OFDM 심볼의 지속기간 D의 마지막 샘플을 배치함으로써 달성될 수 있다. 그 후, (도 17에서 A'으로서 도시된) 새롭게 생성된 심볼로부터 마지막 G 샘플(802.11a OFDM에서 0.8 마이크로초)을 재이용하는 보호 간격이 추가된다. 이러한 주기적 순환은 프리앰블을 포함하는 OFDM 심볼당 전체 패킷을 통한 모든 OFDM 심볼에 대해 수행된다.
IEEE 802.11a OFDM에서의 짧은 프리앰블은 명시적인 보호 간격을 갖지 않으므로, 짧은 프리앰블을 형성하는 모든 10개의 짧은 프리앰블 심볼을 통해 주기적인 순환이 취해져야 하며, GI 후속 추가 단계가 요구되지 않음을 주지해야 한다. 이와 달리, 그것은 10개의 짧은 트레이닝 세그먼트의 각각에 대해 개별적으로 수행될 수 있다(주기성으로 인해, 차이가 없음). 긴 프리앰블의 경우, 순환은 2개의 긴 트레이닝 시퀀스의 각각에 대해 발생되거나, 또는 둘다를 통해 동시에 발생되어야 하며, 다시, 차이가 없게 된다. 그 후, (긴) GI는 새롭게 구성된 긴 트레이닝 시퀀스에 근거해야 한다. 수학적으로, 신호가 결국 수신기에서 주파수 영역으로 다시 옮겨져서 처리되는 OFDM 문맥에서, 그러한 주기적인 순환은 신호 송신을 D 샘플만큼 지연시키는 것과 동등하다. 따라서, 여기서의 방안은 전술한 지연된 송신 방안의 동일한 고유의 상관감소(decorrelation) 및 빔패턴 회피 이점을 가지며, 위에서의 비주기적 방안과는 반대로, TX 안테나에서의 모든 송신은 동일한 순간에 시작된다.
도 18은 물리적 채널에서의 지연 확산 증가의 단점을 극복하는 3개의 송신 브랜치를 갖는 예시적인 다중 안테나 통신 시스템에 대한 대안적인 방안(1800)을 도시한다. 도 18의 실시예에서, TX-2 및 TX-3상의 샘플(들)은 주기적으로 시프트되고, 대응하는 보호 간격(GI)이 TX-1, TX-2, TX-3상에 추가된다. 제 3 안테나는 단지 2D 샘플로 단순히 동일한 주기적인 순환을 수행한다. 다시, 프리펜딩(prepending)될 보호 간격은 순환된 심볼에 근거한다.
도 19는 짧은 프리앰블, 긴 프리앰블 및 신호 필드(들)상에서만 주기적인 순환이 수행되는 본 발명의 다른 변형예를 도시한다. 데이터 심볼은 주기적으로 순환되지 않는다. 이러한 방안은 송신기의 복잡성을 감소시키고, 주기적인 순환의 이점을 유지한다. 이러한 방안에서, 수신기는 프리앰블부와 데이터부 사이의 이러한 지연/비지연된 차이에 대해 그의 동기화 및 채널 평가 절차를 특정적으로 조절할 필요가 있다. 채널 평가를 위해, 도 6 및 12에서의 Lp{k} 승산기는 제 2 안테나에 대해 Lp{k}exp(-j2πDk/N)(N은 FFT의 크기임)이고, 제 3 안테나에 대해 Lp{k}exp(-j4πDk/N)이어야 하며, 모든 Lp{k}의 크기는 +1 또는 (-1)인 것으로 다시 가정한다.
본 명세서에서 도시 및 기술된 실시예 및 변형예는 단지 본 발명의 원리를 예시하는 것이며, 당업자라면, 본 발명의 범주를 벗어나지 않고서도, 다양한 수정이 구현될 수 있음을 이해할 것이다.

Claims (22)

  1. 복수의 송신 안테나(110)를 갖는 다중 안테나 통신 시스템(100)에서의 송신 방법에 있어서,
    상기 복수의 송신 안테나 중 제 1 송신 안테나에서 프레임(200)의 적어도 일부분을 송신하는 단계와,
    상기 복수의 송신 안테나 중 적어도 제 2 송신 안테나에서 상기 프레임의 상기 적어도 일부분의 지연된 버전을 송신하는 단계를 포함하되,
    상기 송신하는 단계들은 시간적으로(temporally) 겹쳐지고,
    상기 지연된 버전은 상기 복수의 송신 안테나 중 상기 적어도 제 2 송신 안테나에서 상기 프레임의 프리앰블부(preamble portion)만을 주기적으로 시프트함으로써 획득되고,
    상기 지연은 자동상관(auto-correlation) 값이 메인 피크에 비해 작도록 각각의 짧은 프리앰블 및 긴 프리앰블의 자동상관 함수(auto-correlation function)와 매칭되는
    송신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 지연된 버전은 상기 프레임의 상기 적어도 일부분과는 지연량 D만큼 상이한
    송신 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 프레임의 상기 적어도 일부분은 상기 프레임의 프리앰블부(210)를 포함하고, 상기 프레임의 데이터부(220)는 상기 복수의 송신 안테나의 각각에서 시간 정렬되는
    송신 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 지연된 버전은 상기 복수의 송신 안테나 중 상기 적어도 제 2 송신 안테나에서 상기 프레임의 적어도 일부분을 주기적으로 시프트함으로써 획득되는
    송신 방법.
  5. 복수의 송신 안테나를 갖는 다중 안테나 통신 시스템에서 패킷을 송신하는 트랜시버(transceiver)에 있어서,
    프레임의 적어도 일부분을 송신하는 제 1 송신 브랜치(110-1)와,
    상기 프레임의 상기 적어도 일부분의 지연된 버전을 송신하는 제 2 송신 브랜치(110-2)를 포함하되,
    상기 송신들은 시간적으로 겹쳐지고,
    상기 지연된 버전은 상기 복수의 송신 안테나 중 상기 제 2 송신 브랜치에서 상기 프레임의 프리앰블부만을 주기적으로 시프트함으로써 획득되고,
    상기 지연은 자동상관 값이 메인 피크에 비해 작도록 각각의 짧은 프리앰블 및 긴 프리앰블의 자동상관 함수와 매칭되는
    트랜시버.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 지연된 버전은 상기 프레임의 상기 적어도 일부분과는 지연량 D만큼 상이한
    트랜시버.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 프레임의 상기 적어도 일부분은 상기 프레임의 프리앰블부를 포함하고, 상기 프레임의 데이터부는 상기 복수의 송신 안테나의 각각에서 시간 정렬되는
    트랜시버.
  8. 복수의 송신 안테나를 갖는 다중 안테나 통신 시스템에서의 송신 방법에 있어서,
    상기 복수의 송신 안테나 중 제 1 송신 안테나에서 프레임의 적어도 일부분을 송신하는 단계와,
    상기 복수의 송신 안테나 중 적어도 제 2 송신 안테나에서 상기 프레임의 상기 적어도 일부분의 시프트된 버전을 송신하는 단계를 포함하되,
    상기 송신하는 단계들은 시간적으로 겹쳐지고,
    상기 시프트된 버전은 상기 복수의 송신 안테나 중 상기 적어도 제 2 송신 안테나에서 상기 프레임의 프리앰블부만을 주기적으로 시프트함으로써 획득되고,
    상기 시프트는 자동상관 값이 메인 피크에 비해 작도록 각각의 짧은 프리앰블 및 긴 프리앰블의 자동상관 함수와 매칭되는
    송신 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 시프트된 버전은 상기 프레임의 상기 적어도 일부분과는 지연량 D만큼 상이한
    송신 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 시프트된 버전은 상기 프레임의 상기 적어도 일부분과는 주기적 시프트(a cyclical shift)만큼 상이한
    송신 방법.
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 삭제
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  22. 삭제
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