JP4767868B2 - Ｍｉｍｏ−ｏｆｄｅｍシステムのためのフレーム・フォーマット - Google Patents

Description

本発明は、参照により本明細書に組み込まれている、２００４年１月２７日に出願した米国仮特許出願第６０／５３９，６９９号の優先権を主張するものである。
本発明は、一般に無線通信システムの伝送技術、さらに具体的には多重アンテナ通信システムのためのチャネル推定およびトレーニング技術に関する。

次世代の無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）システムにおいて高ロバスト性および高容量の両方を提供するために多重送受信アンテナが提案されている。高ロバスト性は多重アンテナを備えたシステムに導入された空間ダイバシティおよびアンテナ利得を利用する技術を介して実現することができる。高容量は帯域幅の効率的な多入力多出力（ＭＩＭＯ）技術を用いてマルチパス・フェージング環境において実現することができる。多重アンテナ通信システムは、多重送信アンテナ上で個別のデータ・ストリームを送信することにより所与のチャネル帯域幅におけるデータ転送速度を高める。それぞれの受信機は多重受信アンテナ上でこれらデータ・ストリームの組合せを受信する。

異なるデータ・ストリームを適切に受信するには、多重アンテナ通信システムの受信機はトレーニングを通じてチャネル行列を取得しなければならない。これは多くの場合、特定のトレーニング・シンボル、すなわちプリアンブルを用いて同期化技術およびチャネル推定技術を実行することで実現される。多重アンテナ通信システムはレガシー単一アンテナ通信システム（一般に、単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システムと呼ばれる）と共存することが望ましい。したがって、レガシー（単一アンテナ）通信システムは多重アンテナ通信システムにより送信されるプリアンブルを解釈することが可能でなければならない。ＯＦＤＭ変調に基づくレガシー無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）システムの大部分は、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ規格またはＩＥＥＥ ８０２．１１ｇ規格（以下、「ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ／ｇ」という）のいずかに準拠する。一般に、レガシー・デバイスにより判断されるプリアンブル信号はレガシー・デバイスが理解する必要のあるパケット部分に対して正確な同期化およびチャネル推定を可能にすべきである。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムなど、発展的な多重アンテナ通信システムのためのいくつかのフレーム・フォーマットが提案されている。１つのフレーム・フォーマット案において、ＭＩＭＯプリアンブルはそれぞれの送信アンテナに関して少なくとも１つの長いトレーニング・シンボルを含むように拡張され、さらにそれぞれの送信アンテナは一度に送信アンテナだけが動作するように連続して１つまたは複数の長いトレーニング・シンボルを送信する。送信アンテナのスイッチが切り替わるにつれて、対応する電力増幅器の温度はそれぞれ増減する。一般に、電力増幅器のこのような加熱および冷却は、所望の信号と相対的な位相または振幅のオフセットを送信信号に生じさせる「ブリージング」効果をもたらす。したがって、パケット伝送が温度に関係する信号「ブリージング」を回避し始めると、すべての送信機からの連続的伝送があることが望ましい。

すべての送信分岐から連続的に信号を送信するフレーム・フォーマットにおいて、同一の長いトレーニング・シンボルは通常、同時に（あるいは定数で乗算されて）すべての送信アンテナにより送信される。しかし、送信機が多くの散乱オブジェクトに囲まれていない場合、この方式はビーム形成現象をもたらす可能性がある。すなわち、多重アンテナが同じ（あるいは定係数により異なる）信号を送信する際、その環境の一部は他の部分より良く照射される。様々な送信アンテナ間の定係数に応じて、これらの照射範囲は変化することになる。
米国仮特許出願第６０／５３９，６９９号

したがって、既存のＩＥＥＥ ８０２．１１ａ／ｇ規格（ＳＩＳＯ）システムと互換性のあるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてチャネル推定およびトレーニングを行い、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭを基盤とするＷＬＡＮシステムが効率的にＳＩＳＯシステムと共存することを可能にするための方法およびシステムの必要性が存在する。さらに、ビーム形成効果を引き起こさないＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、チャネル推定およびトレーニングを行うための手段およびシステムの必要性が存在する。

一般に、多重アンテナ通信システムにおいてシンボルを送信するための方法および装置が開示される。開示されたフレーム構造は、複数の送信アンテナ上で送信される複数の長いトレーニング・シンボルを有するプリアンブルを含む。本発明の一態様によると、このフレームの少なくとも一部は少なくとも１本の送信アンテナ上で遅延される。本発明のさらに別の態様によると、それぞれの当該フレームのプリアンブル部分は単一アンテナ通信システムにより処理することが可能である。したがって、本発明の開示されたフレーム・フォーマットは既存の単一アンテナ通信システムと下位互換性を有する。

２本の送信分岐を備えた例示的な多重アンテナ通信システムにおいて、フレームの少なくとも一部は第１送信アンテナ上で送信され、当該フレームの少なくとも一部の遅延バージョンは第２送信アンテナ上で送信される。さらなる遅延は高次多重アンテナ通信システムのためにそれぞれの送信分岐上で用いられる。遅延量Ｄは１つのＯＦＤＭタイム・サンプル期間（ｔｉｍｅ ｓａｍｐｌｅ ｐｅｒｉｏｄ）Ｔとほぼ等しいものであってもよい。

遅延バージョンは、時間遅延を（１つまたは複数の）遅延分岐上で信号に取り入れることによって、または（１つまたは複数の）遅延分岐上でそれぞれのフレームの少なくとも一部を周期的に移動させることによって得ることができる。一実施形態において、全フレームが遅延される。別の変更形態において、それぞれのフレームのプリアンブル部分のみが遅延され、それぞれのフレームのデータ部分はそれぞれの送信アンテナ上で時間的に整合される。
以下の詳細な説明および図面を参照することにより、本発明のさらに完全な理解ならびにさらなる特徴および利点を得られよう。

図１は、本発明が動作可能な、例示的な従来型ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ環境を示す。図１に示すように、例示的な従来型ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００は、ソース信号Ｓ_１からＳ_Ｎｔ、送信機ＴＸ_１からＴＸ_Ｎｔ、送信アンテナ１１０−１から１１０−Ｎ_ｔ、受信アンテナ１１５−１から１１５−Ｎ_ｒ、および受信機ＲＸ_１からＲＸ_Ｎｒを備える。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００は多重送信アンテナ１１０上で個別のデータ・ストリームを送信し、それぞれの受信機ＲＸはこれらデータ・ストリームの組合せを受信する。

本明細書で用いられているように、用語「ＳＩＳＯ」は単一データ・ストリーム（「信号層」）を１つのチャネルに送信するシステムを意味する。用語「ＳＩＳＯ」は、例えばビーム形成型構成または送信ダイバシティ型構成において、本質的に同じ信号を送信する２本の送信アンテナを用いるシステム、および多重受信アンテナ（受信ダイバシティ／ビーム形成型構成など）を用いるシステムを含んでもよい。さらに、用語「ＳＩＳＯ」は単一送信機を備えているものの多重受信アンテナを有するシステムを説明する目的で用いてもよい。したがって、本発明者の用語において用語「ＳＩＳＯ」は、信号が実際に生じる方法に関係なく、さらに受信機が１または複数の受信アンテナを備える無線媒体を「サンプリング」する方法に関係なく、同じチャネル帯域幅において単一伝送層を有するあらゆるシステムを包含（ｃａｐｔｕｒｅ）する。同様に、本明細書で用いられているように、用語「ＭＩＭＯ」は多重伝送層が存在するシステム、すなわち複数の区別可能なストリームが異なるアンテナから同じ周波数のチャネルに送信されるシステムを意味する。そのようなＭＩＭＯ伝送を受信するために、様々な構成で１または複数の受信アンテナが存在してもよい点に留意されたい。速度向上のための典型的な実装において、送信アンテナと同数の受信アンテナ、または送信アンテナよりも多い受信アンテナが存在することになる。

図２は従来型ＳＩＳＯ ＯＦＤＭシステムのフレーム・フォーマット２００を示す。図２に示すように、フレーム・フォーマット２００はヘッダ２１０とペイロード２２０を有する。ヘッダ２１０は「短いプリアンブル」２１１期間、「長いプリアンブル」２１２期間および信号フィールド２１３を有する。短いプリアンブル２１１は、一般に長さが８マイクロセカンドで、例示的な８０２．１１ａ／ｇシステムにおいて１０個の「短いプリアンブル」シンボルからなる。短いプリアンブル２１１は、受信機が送信されてくるパケットがあることを検出し、無線回路において自動利得制御を調整するために用いられる。「長いプリアンブル」２１２期間は、一般に例示的な８０２．１１ａ／ｇシステムにおいて２つの「長いプリアンブル」シンボルを有する。長いプリアンブル２１２は、受信機がチャネル推定、周波数オフセットおよびタイミング同期化など、様々なパラメータを推定するために用いられる。信号領域２１３は、例えば、データ転送速度およびパケット長さを受信機に表示するための、フレームの物理層プロパティの情報を含む。ペイロード２２０はＭＡＣ層に有用な実際情報を有する。図２に示すように、パケット送信の全体期間はヘッダ期間Ｔ＿ｈｅａｄにさらにデータ期間Ｔ＿ｄａｔａを加えることにより得られる。

図３Ａおよび図３Ｂは、２本の送信アンテナＴＸ−１およびＴＸ−２を備えた例示的実装のために下位互換性を提供するＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのための例示的フレーム・フォーマット３００、３５０を示す。図３Ａおよび図３Ｂの実施例において、第１列は第１送信アンテナＴＸ−１から送信された信号を示しており、一方、第２列は第２送信アンテナＴＸ−２から送信された信号である。図３Ａに示すように、例えば、フレーム・フォーマット３００はアンテナＴＸ−１およびＴＸ−２両方から同時に送信されたＭＩＭＯ短いプリアンブルＳＰ．１、ＳＰ．２を含む。その後、第１の「長いプリアンブル」シーケンスＬＰ．ａは第１アンテナから送信され、一方、第２アンテナ（ＴＸ−２）はいかなる信号も送信しない。第２受信機（ＴＸ−２）は次いで「長いプリアンブル」シーケンスＬＰ．ｂを送信し、一方、第１アンテナＴＸ−１はいかなる信号も送信しない。

前述のように、パケット送信が始まると、潜在的に受信機で同期化およびエラー検出を引き起こす加熱／冷却に関連する信号「ブリージング」を回避できるよう、すべての送信機からの連続伝送があることが望ましい。図３Ａのフレーム・フォーマットにおいて、短いプリアンブルＳＰ．２の送信後、第２アンテナ分岐ＴＸ−２の電力増幅器のスイッチが切れ、したがってＳＰ．２の送信中、一定温度に達した後で冷却する。次いでＴＸ−２の電力増幅器は長いプリアンブルＬＰ．ｂの伝送に向けて再びスイッチが入り、増幅器の温度が再び上昇すると同時に、第１アンテナＴＸ−１の電力増幅器のスイッチが切れて冷却する。一般に、加熱および冷却は「ブリージング」効果を引き起こす。すなわち、送信信号は所望の信号から（位相または振幅において）わずかなオフセットを有する可能がある。さらに、プリアンブルの間に起こりうる温度ドリフトにより、これらのオフセットは経時変化することになる。

したがって、すべての送信分岐から連続的に信号を送信することがさらに望ましい。連続伝送を有するフレーム・フォーマット３５０の一実施例を図３Ｂに示す。図３Ｂに示すように、「長いプリアンブル」区分ＬＰ．ａはアンテナＴＸ−１およびＴＸ−２の両方から等しく送信され、一方、第２の「長いプリアンブル」区分ＬＰ．ｂにおいて、第２アンテナＴＸ−２上の信号は反転される（例えば、すべてのサンプルを−１で事前乗算した後に送信される）。しかしこの方式は、送信機が多くの散乱オブジェクトに囲まれていないときはいつでも、以下で検討されるビーム形成現象を引き起こす可能性がある。例えば、典型的な無線アクセス・ポイントは典型的にはオフィス環境において地上から高い場所に取り付けられ、したがって多くの散乱オブジェクトから離れている。

結果として生じるビーム形成効果を図４に示す。２本のアンテナが同じ（あるいは図４において係数Ａとして示される定係数により異なる）信号を送信する場合、ポイントＰ２などその環境における一部の領域は、ポイントＰ１などのその他の領域より良く照射される。２つの送信機間の定係数Ａに応じて、これらの照射範囲は変化することになる。例えば、図３Ｂのフレーム・フォーマット３５０に関して、長いプリアンブルＬＰ．ａの間、２つのアンテナ分岐間の係数は＋１であり、一方、長いプリアンブルＬＰ．ｂに関する係数は（−１）である。しかし、理想的な環境において、照射は全方向性でかつ確実な範囲に対して時間的に一定であることから、そのような（時間的に異なる）ビーム形成効果は概して望ましくない。

さらに、短いプリアンブルの間、複数のアンテナからの（ＴＸアンテナ間の定係数を除き）本質的に同じ信号の伝送は、電力推定において誤った受信力推定をもたらすであろう。これは、本質的に同じ信号が複数のアンテナから送信される場合、物理チャネルの干渉性追加があると同時に、データ部分において全方向に放射する（かつ無相関の）ＭＩＭＯサンプルが電力追加をもたらすことが原因である。その結果はアナログ増幅段において準最適に（ｓｕｂｏｐｔｉｍａｌｌｙ）調整された利得設定（ＡＧＣ設定）であり、有効雑音レベルの増加および／またはさらなる歪みのいずれかを引き起こす。

図５Ａおよび図５Ｂはそれぞれ、対応するチャネル係数および受信信号と共に、図３Ａのプリアンブル方式のための２つの「長いプリアンブル」区分ＬＰ．ａおよびＬＰ．ｂの伝送を示す。例図を簡略化するために、生じることになる雑音の寄与（ｎｏｉｓｅ ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）は図５Ａおよび図５Ｂに示されていないことに留意されたい。したがって、図５Ａに示すとおり、長いプリアンブルＬＰ．ａの第１受信機のチャネル係数は、
Ｒ１．ａ｛ｋ｝＝ＬＰ｛ｋ｝（Ｈ１１｛ｋ｝＋Ｈ１２｝ｋ｝）
により与えられ、長いプリアンブルＬＰ．ａの第２受信機のチャネル係数は、
Ｒ２．ａ｛ｋ｝＝ＬＰ｛ｋ｝（Ｈ２１｛ｋ｝＋Ｈ２２｝ｋ｝）
により与えられる。
同様に、図５Ｂに示すとおり、長いプリアンブルＬＰ．ｂの第１受信機のチャネル係数は、
Ｒ１．ｂ｛ｋ｝＝ＬＰ｛ｋ｝（Ｈ１１｛ｋ｝−Ｈ１２｝ｋ｝）
により与えられ、長いプリアンブルＬＰ．ｂの第２受信機のチャネル係数は、
Ｒ２．ｂ｛ｋ｝＝ＬＰ｛ｋ｝（Ｈ２１｛ｋ｝−Ｈ２２｝ｋ｝）
により与えられる。

図６は、図５の信号をさらに処理し、所望のチャネル係数を生み出すチャネル推定構造６００を示す。すなわち、チャネル推定構造６００の出力は（例示的な２×２ＭＩＭＯシステムにとって）所望のチャネル係数である。チャネル推定構造６００は、いくつかの加算器６１０、６３０、および減算器６２０、６４０、続いて乗算段階６５０を用いて図５のＲ信号を処理し、チャネル係数Ｈを生み出す。推定が実際の係数と完全に同じになり、ある種の劣化を引き起こさないよう、それぞれの係数に雑音の寄与が加えられることに留意されたい。

本発明の一態様によれば、図３Ｂのフレーム・フォーマット３５０など、すべての送信分岐から連続的に送信するフレーム・フォーマットが選択され、第２アンテナから送信された全フレーム（パケットのプリアンブル部分とデータ部分）は遅延されるかまたは伝送前に移動する。典型的な遅延は、例えば、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ／ｇ規格における５０ナノ秒など、１つのＯＦＤＭサンプル期間によって与えられる。一変更形態において、１または複数の送信アンテナ上のサンプル化データ・ストリーム（ｓａｍｐｌｅｄ ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍ）は同じ遅延量Ｄにより周期的ＯＦＤＭ回転を行うことにより構築してもよい。例えば、ＯＦＤＭシンボルごとを基準として、時間領域サンプルはそれぞれのシンボルの終わりから当該シンボルの初めまで移動する。

図７は、２本の送信アンテナを備えた例示的実装のために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマット７００を示す。図７に示すように、例示的フレーム・フォーマット７００は図３Ｂのフレーム・フォーマット３５０に基づくものであり、第２送信機ＴＸ−２によるフレームの伝送は遅延量Ｄだけ遅延される。自己相関値がメイン・ピークと比較して遅延Ｄの値に対して低くなるように、遅延Ｄは（短いおよび長い）プリアンブルそれぞれの自己相関関数に合わせるべきである。ＩＥＥＥ ８０２．ａ／ｇＯＦＤＭにおいて与えられているプリアンブル・シーケンスのフォーマットおよび相関特性のために、短い遅延Ｄが望ましい。

有望な一実施例は、遅延Ｄを１つのＯＦＤＭタイム・サンプル期間照射Ｔと一致させることであろう。８０２．１１ａ／ｇＯＦＤＭにおいて、この数値は５０ナノ秒である。一般のＯＦＤＭシステムに関しては、ＯＦＤＭタイム・サンプル期間照射は、２つの隣接するサブキャリアの周波数間隔の逆数を、ＦＦＴにより得られたＯＦＤＭサブキャリアの最大数で割ることにより得られる。例えば８０２．１１ａ／ｇにおいて、これらの数は３１２．５ＫＨｚの間隔および６４本のサブキャリアであり、５２本のサブキャリアのみが非空である。しかし、０．５Ｔ、１．５Ｔまたは２Ｔの期間を実際に使うこともできる。遅延Ｄを用いる利点は、プリアンブルの間、所与の時刻の効果的な送信ビーム・パターンの観点から、２本のアンテナはもはや同じシーケンスを同時に送信しない点にある。これは放射をランダム化し、２つの独立したもののオーバーレイとして現れることから、本質的に全方向性の信号ストリームである。Ｔより小さな遅延Ｄを用いることは部分的に相関した送信を導き、ある種の伝搬環境に対して多少限定されたビーム・パターン効果をもたらすことができる。

数ある利点の中でも、第２送信機によるフレームの遅延伝送は、信号を「ブリーズ」にし、結果的に伝送の信頼性を損なう可能性のある加熱／冷却現象を伴わずに両方のアンテナからの連続伝送を可能にする。

図８は本発明の特徴を組み込んだ送信機８００の概略ブロック図である。図８に示すように、送信されるデータはＭＡＣ層から受信され、信号符号化および信号変調など、信号は段階８０５で周波数領域において構築される。その後、逆高速フーリエ変換が段階８１０で行われ、ガード・インターバルが段階８２０で加えられる。ＭＩＭＯプリアンブルは段階８２５で構築され、段階８３０でデータ信号と組み合わされる。第２送信機のフレームは本発明によると段階８５０で遅延される。デジタル信号は段階８６０でアナログ信号に変換され、段階８７０で送信される。

したがって、信号がアナログに変換されてＲＦ段階に送られる前に、段階８５０の遅延要素は第２アンテナ分岐ＴＸ−２においてデジタル信号処理チェーンの終わりで導入される。例示的な実施形態において、この遅延はすべてのデータ・シンボルを含むパケット全体に渡り応用される、すなわち、この遅延はフレームのプリアンブル区分に限定されない点に留意することが重要である。また、周波数領域におけるチャネル推定は変更されていないことにも留意されたい。

図９は、図７のプリアンブル・フォーマット７００の一般化である、本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマット９００を示す。図９に示すように、２つのパラメータＫ１およびＫ２が指定されている。パラメータＫ１およびＫ２は一般に、前述の手続きを用いて、チャネル係数の復元（分離）を可能にする都合の良い任意の値を取ることが可能である。図９に示す具体的な実装において、パラメータＫ１は１に相当し、パラメータＫ２は−１に相当する。

図１０は、３本の送信アンテナを備えた例示的な多重アンテナ通信システムのために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマット１０００を示す。図１０に示すように、第２アンテナＴＸ−２は第１アンテナＴＸ−１から遅延され、第３アンテナＴＸ−３はさらに遅延される。

これらのパラメータを用いて、それぞれの送信アンテナは常に同じ電力（すべてのＫの振幅は１．０）を送信し、受信機が多次元的な方法でチャネル係数を分離できることを確実にする。遅延Ｄはこの実装において通常Ｔまたは０．５Ｔに相当する。例えば、Ｋ係数は次の例示的値を持つことができる。
Ｋ１＝Ｋ４＝１、
Ｋ２＝Ｋ６＝ｅｘｐ（−ｊ^＊１２０ｄｅｇ）、および
Ｋ３＝Ｋ５＝ｅｘｐ（＋ｊ^＊１２０ｄｅｇ）。
短いプリアンブルＳＰ．１からＳＰ．３は、適切なよく知られている「短いプリアンブル」フォーマットまたはＭＩＭＯ特定の「短いプリアンブル」フォーマットに従ってもよい。例えば、ＳＰ．１からＳＰ．３はすべて８０２．１１ａ／ｇ ＯＦＤＭ規格に従ってもよい。

図１１は、３本の送信アンテナを備えた例示的な多重アンテナ通信システムのために本発明の特徴を組み込んだ送信機１１００の概略ブロック図である。送信機１１００は図８の送信機８００と同じ構造を備え、さらに別の送信分岐が付加されている。図１１に示すように、送信されるデータはＭＡＣ層から受信され、信号符号化および信号変調など、信号は段階１１０５で周波数領域において構築される。その後、逆高速フーリエ変換が段階１１００で行われ、ガード・インターバルが段階１１２０で加えられる。ＭＩＭＯプリアンブルは段階１１２５で構築され、段階１１３０でデータ信号と組み合わされる。第２送信機および第３送信機のフレームは、本発明によると段階１１５０で遅延される。デジタル信号は段階１１６０でアナログ信号に変換され、段階１１７０で送信される。

したがって、信号がアナログに変換されてＲＦ段階に送られる前に、遅延要素１１５０−２および１１５０−３はそれぞれ第２アンテナ分岐ＴＸ−２および第３アンテナ分岐ＴＸ−３におけるデジタル信号処理チェーンの終わりに導入される。例示的な実施形態において、この遅延はすべてのデータ・シンボルを含むパケット全体を通して適用される、すなわち、この遅延はフレームのプリアンブル区分に限定されない点に留意することが重要である。また、周波数領域におけるチャネル推定は変更されていないことにも留意されたい。個々の遅延は必ずしも同じ基本的遅延Ｄの倍数になる必要はない。

図１２は、３本の送信アンテナを備えた多重アンテナ通信システムのためのチャネル係数を生み出すチャネル推定構造１２００を示す。このように、チャネル推定構造１２００の出力は（例示的な３×３ＭＩＭＯシステムにとって）所望のチャネル係数である。チャネル推定構造１２００は、段階１２１０で受信信号Ｒを対応する「長いプリアンブル」シンボルで乗算し、次いで段階１２２０で適切な行列反転を行ってチャネル係数Ｈを生み出す。推定が実際の係数と完全に同じになり、ある種の劣化がもたらされないように、それぞれの係数に雑音の寄与が加えられることに留意されたい。

図１２において、周波数領域ＬＰ｛ｋ｝におけるすべての「長いプリアンブル」シンボルの振幅は単一振幅を有する、すなわち、ＬＰ｛ｋ｝は＋１に相当するかまたはＬＰ｛ｋ｝は−１に相当すると想定される。したがって、それぞれの受信分岐１、２または３に関してさらにそれぞれのサブキャリアｋにおいて、３つのプリアンブル区分ａ、ｂ、ｃからの出力は段階１２１０でＬＰ｛ｋ｝により事前乗算される。次いで、図１２に示すように、Ｋ係数行列の逆数を用いた行列乗算が段階１２２０で行われる。

さらに一般に、第１アンテナＴＸ−１から送信されたＬＰプリアンブルの前のＫ係数はすべてのプリアンブル区分に関して１．０となるように任意に選択されるが、これら係数は異なる値を有してもよいことに留意されよう。第１アンテナＴＸ−１に１．０を選択することは有用である。第１の送信アンテナＬＰ区分に対して１．０以外のＫ係数が選択される場合、当該係数は逆行列１２２０にも同様に現れるべきである。

一般に図１２に示されるチャネル推定方式は、２本または４本の送信アンテナを備える多重アンテナ通信システムにも同様に適用することが可能である。２本の送信アンテナの場合、反転されて乗算に用いられる行列は２×２次元となり、第１列は単一値を有し、行列の第２列はＫ１およびＫ２の値を有し、さらに機能性は図６に示されたチャネル推定方式と同じ結果になる。４本の送信アンテナの場合、反転する行列はすべて単一値の第１列を有し、第２列はＫ１、Ｋ２、Ｋ３およびＫ４の値を、第３列はＫ５、Ｋ６、Ｋ７およびＫ８の値を、さらに第４列はＫ９、Ｋ１０、Ｋ１１およびＫ１２の値を有することになる。この場合も、第１送信アンテナにリンクしたＫ係数が１．０と異なる場合、これら行列の第１列は対応する係数を有さねばならないことになる。

本明細書で用いられるＫパラメータの具体的な実施例に関して、求められる逆行列は非常に簡単であり、本質的に複数のＫ係数（またはそれらの複素共役）あるいは全体的行列乗算に有効な単なる全体的スケーリング係数により得られることに留意されたい。これによりソリューションは簡単なものになる。

送信アンテナよりも多い受信アンテナを備えるシステムに関しては別の拡張も可能である。その場合、対応するチャネル係数は、ＬＰ｛ｋ｝を用いて対応する事前乗算を行う別の処理ブロック列を加え、次いで逆行列を加えることにより、楽に推定することができる。例えば、図１２に関して、やはり送信アンテナが３本あるものの、受信アンテナが４本である場合、受信信号Ｒ４ａ、Ｒ４ｂおよびＲ４ｃを組み合わせて第４列を加え、逆行列乗算の後に生じる係数は所望の係数Ｈ４１、Ｈ４２およびＨ４３になる。類似の拡張は２×３ＭＩＭＯシステムに適用されるであろう。

図１３は、４本の送信アンテナを備える例示的な多重アンテナ通信システムのために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマット１３００を示す。図１３に示すように、第２アンテナＴＸ−２は第１アンテナＴＸ−１から遅延され、第３アンテナＴＸ−３はさらに第２アンテナから遅延され、第４アンテナＴＸ−４は第３アンテナと相対的に遅延される。

これらのパラメータを用いて、それぞれの送信アンテナが常に同じ電力（すべてのＫの振幅は１．０）を送信し、受信機は多次元的な方法でチャネル係数を分離できることを確実にする。遅延Ｄはこの実装において通常Ｔまたは０．５Ｔに相当する。例えば、Ｋ係数は次の例示的値を持つことができる。
Ｋ１＝Ｋ５＝Ｋ７＝Ｋ９＝１、
Ｋ２＝Ｋ１２＝ｅｘｐ（−ｊ^＊９０ｄｅｇ）＝−ｊ、
Ｋ３＝Ｋ６＝Ｋ８＝Ｋ１１＝−１、および
Ｋ４＝Ｋ１０＝ｅｘｐ（＋ｊ^＊９０ｄｅｇ）＝＋ｊ。

短いプリアンブルＳＰ．１からＳＰ．４は、任意の適切なよく知られている「短いプリアンブル」フォーマットまたはＭＩＭＯ特定の「短いプリアンブル」フォーマットに従ってもよい。例えば、ＳＰ．１からＳＰ．４はすべて８０２．１１ａ／ｇ ＯＦＤＭ規格に従ってもよい。

上で論じられたプリアンブル・フォーマットは、第１の「長いプリアンブル」区分ＬＰａの後の単一信号領域ＯＦＤＭシンボルの利用に基づくものである。この信号領域はＩＥＥＥ ８０２．１１ｇ／ａ ＯＦＤＭ規格により定められたとおり、すなわちあらゆる環境下で６ Ｍｂｐｓモードを用いてもよい。ＭＩＭＯ受信機がデータ領域の高速伝送に関する追加情報を得るためには、第２信号領域が役立つ可能性がある。

図１４Ａおよび図１４Ｂはそれぞれフレーム・フォーマット１４００、１４５０を示しており、第２信号領域ＳＩＧ２は第１信号領域ＳＩＧ１の後に検出される。図１４Ａは２−ＴＸ ＭＩＭＯシステムを示し、図１４Ｂは３−ＴＸ ＭＩＭＯシステムの実施例を示す。別の代替案は第２の長いプリアンブルの後にＳＩＧ２領域を有することになる（これらの図には図示せず）。

上に提案された図９におけるような具体的な遅延伝送方式は、（プリアンブルにおいて）チャネル遅延広がりを増大する可能性がある。２−ＴＸ ＭＩＭＯシステムにおいて、このような増大はわずかである。しかし、遅延広がりは送信アンテナの本数が増えるにつれて増大し、システム性能を低下させることになる。

図１５は、プリアンブルおよび信号領域のみを遅延させてデータは遅延させない例示的な３送信分岐方式のために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマット１５００を示す。このように、データ伝送は遅延広がり増大を経験しない。データ伝送直前にプリアンブルおよび信号領域を送信した後、長さＤの擬似信号Ｆ（長いプリアンブルの沈黙もしくは周期的拡張、または任意のパディング信号（ｐａｄｄｉｎｇ ｓｉｇｎａｌ））が第１送信ストリームに加えられる。次いで、ＭＩＭＯ ＤＡＴＡ部分は両方のアンテナから同時に送信される。ＭＩＭＯ ＤＡＴＡ受信機は、同期化（それぞれのＯＦＤＭシンボルのタイミング）およびチャネル推定を適切に調整できるように、プリンアンブル部分とＤＡＴＡ部分との間で異なるこの遅延／非遅延伝送について知る必要があることに留意されたい。

図１５に示すように、（図９に類似した方法で）２つのパラメータＫ１およびＫ２が指定されている。パラメータＫ１およびＫ２は、前述の手続きを用いて、一般にチャネル係数の復元（分離）を可能にする都合の良い任意の値を取る。図１５に示す具体的な実装において、パラメータＫ１は１に相当し、パラメータＫ２は−１に相当する。

図１６は、プリアンブルおよび信号領域のみを遅延させてデータは遅延させない例示的な３送信分岐方式のために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマット１６００を示す。図１６に示されるように、フレーム・フォーマット１６００は２つの擬似期間Ｆ１およびＦ２を用いる。

図１７は、物理チャネルにおいて遅延広がり増大の障害を克服する２本の送信分岐を備えた例示的多重アンテナ通信システムのための代替方式１７００を示す。第２アンテナからの送信をＤだけ遅延させるのではなく、（回転遅延を導入する目的で）第２アンテナからの送信信号がそれぞれのシンボルの範囲内で周期的に回転する。図１７の実施形態において、第２送信分岐上のサンプルは周期的に移動し、対応するガード・インターバル（ＧＩ）が送信分岐ＴＸ−１およびＴＸ−２に加えられる。図１７に示されるように、例えば、（やはりガード・インターバル（ＧＩ）を伴わない）１つのＯＦＤＭシンボルの期間Ｄの最後のサンプルを当該シンボルの残部の前に置くことにより、このような周期的回転（ｃｙｃｌｉｃ ｒｏｔａｔｉｏｎ）を実現することができる。次いで、（図１７においてＡ’として示された）新たに作られたシンボルから最後のＧＩサンプル（８０２．１１ａ ＯＦＤＭにおいて０．８マイクロセカンド）を再使用して、ガード・インターバルが加えられる。この周期的回転はプリアンブルを含むＯＦＤＭシンボルごとにパケット全体を通してすべてのＯＦＤＭシンボルに行われる。

ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ ＯＦＤＭにおける短いプリアンブルは明示的なガード・インターバルを有さず、そのため、周期的回転は短いプリアンブルを形成する１０個の「短いプリアンブル」シンボルすべてを通して取られ、ＧＩのその後の追加ステップは不要となることに留意されたい。あるいは、周期的回転は１０個の短いトレーニング区分それぞれ（周期性のため、差異は存在しない）に個別に行ってもよい。長いプリアンブルに関しては、当該回転は２つの長いトレーニング・シーケンスそれぞれに、またはこれら両方を通して同時に行われるべきであり、この場合も差異は存在しない。その場合、（長い）ＧＩは新たに構築された長いトレーニング・シーケンスに基づくべきである。数学的に、ＯＦＤＭコンテキストに照らして、信号が最終的に受信機の周波数領域に再び移動されて処理される場合、そのような周期的回転はＤサンプルにより信号伝送を遅延させることに相当する。したがって、本明細書の方式は同様の固有デコリレーションおよび上で論じられた遅延伝送方式のビーム・パターン回避の利点を有すると同時に、上からの非周期的アプローチと対照的に、ＴＸアンテナのすべての伝送は同時に開始する。

図１８は、物理チャネルにおいて遅延広がり増大の障害を克服する３本の送信分岐を備えた例示的多重アンテナ通信システムのための代替方式１８００を示す。図１８の実施形態において、ＴＸ−２およびＴＸ−３上の（１つまたは複数の）サンプルは周期的に移動され、対応するガード・インターバル（ＧＩ）が送信機ＴＸ−１、ＴＸ−２およびＴＸ−３に加えられる。第３アンテナは単に同じ周期的回転を行うが、２Ｄサンプルを用いる。この場合も、プリペンドされる（ｐｒｅｐｅｎｄｅｄ）ガード・インターバルは回転シンボルに基づく。

図１９は本発明のさらなる変更形態を示しており、周期的回転は短いプリアンブル、長いプリアンブルおよび（１つまたは複数の）信号領域でのみ行われる。データ・シンボルは周期的に回転されない。この方式は送信機の複雑性を削減し、周期的回転の利点を維持する。この方式において、受信機は同期化およびチャネル推定手順をプリアンブル部分とデータ部分との間のこの遅延／非遅延差異に合うように具体的に調整する必要がある。チャネル推定に関しては、この場合もすべてのＬＰ｛ｋ｝の振幅は＋１または（−１）のいずれかであることを想定して、図６および図１２におけるＬＰ｛ｋ｝乗数は、第２アンテナに関してはＬＰ｛ｋ｝ｅｘｐ（−ｊ２πＤｋ／Ｎ）（ＮはＦＦＴの大きさ）、および第３アンテナに関してはＬＰ｛ｋ｝ｅｘｐ（−ｊ４πＤｋ／Ｎ）とすべきである。

本明細書に示されかつ説明されている実施形態および変更形態は本発明の原則を単に例示するものであり、当業者は本発明の範囲および精神から逸脱することなく様々な修正形態を実施することが可能であることを理解されたい。

本発明が動作可能な、例示的な従来型ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ環境の図である。 従来型ＳＩＳＯ ＯＦＤＭシステムのフレーム・フォーマットの図である。 ２本の送信アンテナＴＸ−１およびＴＸ−２を備える例示的実装のために下位互換性を提供するＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのための例示的フレーム・フォーマットの図である。 ２本の送信アンテナＴＸ−１およびＴＸ−２を備える例示的実装のために下位互換性を提供するＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのための例示的フレーム・フォーマットの図である。 多重アンテナ通信システムにおいて２本以上の送信分岐からの同じシンボルの同時伝送の結果生じるビーム形成効果の図である。 それぞれ、対応するチャネル係数および受信信号と共に、図３Ａのプリアンブル方式のための２つの長いプリアンブル区分ＬＰ．ａおよびＬＰ．ｂの伝送の図である。 それぞれ、対応するチャネル係数および受信信号と共に、図３Ａのプリアンブル方式のための２つの長いプリアンブル区分ＬＰ．ａおよびＬＰ．ｂの伝送の図である。 図５の信号をさらに処理し、所望のチャネル係数を生み出すことができるチャネル推定構造の図である。 ２本の送信アンテナを備えた例示的実装のために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマットの図である。 本発明の特徴を組み込んだ送信機の概略ブロック図である。 図７のプリアンブルの一般化である、本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマットの図である。 ３本の送信アンテナを備えた例示的な多重アンテナ通信システムのために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマットの図である。 ３本の送信アンテナを備えた例示的な多重アンテナ通信システムのために本発明の特徴を組み込んだ送信機の概略ブロック図である。 ３本の送信アンテナを備えた多重アンテナ通信システムのためにチャネル係数を生み出すチャネル推定構造の図である。 ４本の送信アンテナを備えた例示的な多重アンテナ通信システムのために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマットの図である。 第２信号領域ＳＩＧ２が第１信号領域ＳＩＧ１の後で検出されるフレーム・フォーマットの図である。 第２信号領域ＳＩＧ２が第１信号領域ＳＩＧ１の後で検出されるフレーム・フォーマットの図である。 プリアンブルおよび信号領域のみを遅延させてデータは遅延させない例示的な２送信分岐方法のために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマットの図である。 プリアンブルおよび信号領域のみを遅延させてデータは遅延させない例示的な３送信分岐方法のために本発明の特徴を組み込んだフレーム・フォーマットの図である。 物理チャネルにおいて遅延広がり増大の障害を克服する、２本の送信分岐を備えた例示的な多重アンテナ通信システムの代替方式の図である。 物理チャネルにおいて遅延広がり増大の障害を克服する、３本の送信分岐を備えた例示的な多重アンテナ通信システムの代替方式の図である。 周期的回転が短いプリアンブル、長いプリアンブルおよび（１つまたは複数の）信号領域でのみ実行される、本発明の別の変更形態の図である。

Claims (4)

1. 複数の送信アンテナ（１１０）を備える多重アンテナ通信システム（１００）における伝送方法であって、
   前記複数の送信アンテナのうちの第１のアンテナ上でフレーム（２００）の少なくとも一部分を送信するステップ、及び、
   前記複数の送信アンテナのうちの少なくとも第２のアンテナ上で前記フレームの前記少なくとも一部分の遅延バージョンを送信するステップにより特徴づけられる方法であって、
   前記送信するステップそれぞれは、互いに時間的に重なり合い、
   前記遅延バージョンは、前記複数の送信アンテナのうちの少なくとも第２のアンテナ上で、前記フレームのプリアンブル部分のみを周期的に移動することにより得られ、
   前記遅延は、自己相関値がメイン・ピークに比べて実質的に低くなるように、短いプリアンブル及び長いプリアンブルそれぞれの自己相関関数に適合され、
   前記遅延バージョンが、ＯＦＤＭタイム・サンプル期間Ｔだけ前記フレームの前記少なくとも一部分とは異なる、方法。
2. 多重アンテナ通信システムにおいてパケットを送信するためのトランシーバであって、
   フレームの少なくとも一部分を送信するための第１の送信分岐（１１０−１）、及び
   前記フレームの前記少なくとも一部分の遅延バージョンを送信するための第２の送信分岐（１１０−２）により特徴づけられるトランシーバであって、
   前記送信のそれぞれは、互いに時間的に重なり合い、
   前記遅延バージョンは、前記複数の送信アンテナのうちの少なくとも第２のアンテナ上で、前記フレームのプリアンブル部分のみを周期的に移動することにより得られ、
   前記遅延は、自己相関値がメイン・ピークに比べて実質的に低くなるように、短いプリアンブル及び長いプリアンブルそれぞれの自己相関関数に適合され、
   前記遅延バージョンが、ＯＦＤＭタイム・サンプル期間Ｔだけ前記フレームの前記少なくとも一部分とは異なる、トランシーバ。
3. 前記遅延バージョンが前記複数の送信アンテナの前記少なくとも第２のアンテナ上で前記フレームの少なくとも一部を周期的に回転させ、前記フレームの前記周期的に回転された少なくとも一部分にガード・インターバルを加えることにより得られる、請求項２に記載のトランシーバ。
4. 複数の送信アンテナを備えた多重アンテナ通信システムにおける伝送方法であって、
   前記複数の送信アンテナのうちの第１のアンテナ上でフレームの少なくとも一部分を送信するステップ、及び、
   前記フレームの前記少なくとも一部分の移動されたバージョンを前記複数の送信アンテナのうちの少なくとも第２のアンテナ上で送信するステップにより特徴付けられ、
   前記送信するステップそれぞれは、互いに時間的に重なり合い、
   前記遅延バージョンは、前記複数の送信アンテナのうちの少なくとも第２のアンテナ上で、前記フレームのプリアンブル部分のみを周期的に移動することにより得られ、
   前記遅延は、自己相関値がメイン・ピークに比べて実質的に低くなるように、短いプリアンブル及び長いプリアンブルそれぞれの自己相関関数に適合され、
   前記遅延バージョンが、ＯＦＤＭタイム・サンプル期間Ｔだけ前記フレームの前記少なくとも一部分とは異なる、方法。

Images