KR101110438B1 - 기지의 프리픽스 또는 정보를 포함하는 프리픽스를 갖는 ｏｆｄｍ 심볼을 채용한 ｏｆｄｍ 방법 - Google Patents

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Abstract

FDM 심볼들을 송수신하는 시스템 및 방법이 제공되어, 각각의 OFDM 심볼에 대한 프리픽스로서 통상적으로 사용되는 소비 송신 시간이 유요한 정보를 포함하도록 한다. 수신기에서, 수신된 신호는 수신된 OFDM 심볼들에 대하여 선형 컨볼루션으로부터 순환 컨볼루션으로 채널로 변환하도록 처리된다.

Description

기지의 프리픽스 또는 정보를 포함하는 프리픽스를 갖는 ＯＦＤＭ 심볼을 채용한 ＯＦＤＭ 방법{OFDM METHOD EMPLOYING OFDM SYMBOLS WITH KNOWN OR INFORMATION-CONTAINING PREFIXES}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에 관한 것으로서, 특히 심볼간 간섭(inter-symbol interference)을 처리하기 위해서 종래에는 프리픽스가 모든 심볼마다 사용되었던 OFDM 시스템에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서는, 고속 퓨리에 역변환 함수(IFFT)를 사용하여 데이터의 블럭들이 주파수 영역에서 시간 영역으로 변환된다. 효과적으로, 공간적으로 근접되어 있지만 직교되는 큰 수의 서브캐리어들 하나 하나에 대하여 하나의 데이터 요소가 반송된다.
이의 일례가, 세 개의 OFDM 심볼이 10, 12, 14에 표시된 도 1에 도시되어 있다. 심볼 10은 IFFTk -1, 심볼 12은 IFFTk, 심볼 14은 IFFTk +1 이다. 이 OFDM 심볼(10, 12, 14)은 송신기 출력(15)을 구성한다. 이들은 도시된 예에서 채널 임펄스 응답(16), 또는 같은 의미인 샘플링된 채널 응답(20)을 갖는 것으로 도시된 무선 채널을 통해 송신된다. 이 채널을 통한 송신의 효과는 송신기 출력(15)이 다중 경로 채널과 선형적으로 컨볼루션된다는 것이다. 이는 18에서 기호로 표시되어 있다. 그리고, 수신기에서, 세 개의 OFDM 심볼들(22, 24, 26)이 수신된다. 이들은 다시 각각 IFFTk -1, IFFTk, IFFTk +1을 포함할 것이다. 그러나, 다중 경로 채널로 인해 IFFTk - 1는 IFFTk에서 심볼간 간섭을 일으킬 것이다. 더 구체적으로, OFDM ISIk -1(28)은 IFFTk 내에서 IFFTk -1에 의해 생긴 심볼간 간섭이고, 마찬가지로 OFDM ISIk(30)은 IFFTk +1(26) 내에서 IFFTk(24)에 의해 생긴 심볼간 간섭이다. 이 심볼간 간섭은 각 OFDM 심볼의 처음 부분을 정보의 송신에 대해 효과 면에서 소용없는 것으로 만든다. 이 문제를 해결하기 위해서 다양한 방법이 채용되어 왔다. 도 2는 제1 공지 기술의 방법을 도시한다. 이 방법에서는 가드 간격(guard interval)이 연속적인 OFDM 심볼의 각 쌍 사이에 있고, 각 OFDM 심볼을 위한 프리픽스(prefix)가 통상 OFDM 심볼의 끝으로부터 데이터의 일부를 복사하여 형성된다(소위, 동일 순환 프리픽스(Identical Cyclic Prefix)). 도 2의 예에서, IFFTk -1, IFFTk, IFFTk +1로 표시된 세 개의 OFDM 심볼(40, 42, 44)이 도시되어 있다. IFFTk의 뒷부분은 프리픽스(46)로 복사되고, IFFTk +1(44)의 뒷부분은 제2 프리픽스(48)로 복사되는 것이 도시되어 있다. 이제, 선행하는 심볼로 인한 ISI는 단지 프리픽스와 간섭할 것이고, 실제 OFDM 심볼은 왜곡되지 않은 채 남을 것이다. 이는, OFDM ISIk -1(50)이 수신시 프리픽스(46)와 중첩되는 것으로 도시되어 있으며, OFDM ISIk(52)이 수신시 프리픽스(48)와 중첩(overlay)되는 것으로 도시되어 있는 도면에서 볼 수 있다. 이러한 접근법의 중요한 부수적인 이익은, 각 IFFT의 끝 부분을 프리픽스로 복사함으로써 송신기 출력과 다중 경로 채널 사이에 일어나는 컨볼루션이 수신단에서 해당 프리픽스 부분을 제거한 후 표준 선형 컨볼루션이 아닌 수학적으로 순환적인 컨볼루션이 된다는 것이다. 순환 컨볼루션(Cyclic Convolution)은 채널의 추정 및 보상 그리고 다중 경로 제거를 수행하게 될 때 몇 가지 중요한 장점이 있다. 이 동일 순환 프리픽스 방법의 단점은 이 프리픽스에 의해 사용된 전력 및 대역폭이 순수한 과부하라는 점이다.
도 3은 문제를 처리하기 위한 제2 공지 기술의 방법을 나타낸다. 이 경우, IFFT의 일부의 복사본을 포함하는 프리픽스를 송신하는 것이 아니라, 단순히 모두 0 인 프리픽스를 송신한다. 이는 세 개의 OFDM 심볼(60, 62, 64) 및 OFDM 심볼(62, 64) 앞의 0 패딩된 프리픽스를 나타낸 예에 도시되어 있다. 수신기에서, OFDMk-1(60)으로 인한 OFDM ISIk -1(66)은 OFDM 심볼(62)의 0 패딩된 프리픽스에서 일어나게 된다. 마찬가지로, OFDM 심볼(62)로 인한 OFDM ISIk(68)은 OFDMk +1(64)에 대한 0 패딩된 프리픽스에서 일어나게 된다. 이 방법의 장점은 이전의 방법에서 소모되었던 전력이 절약된다는 것이다. 그러나, 이러한 0에 의해 점유되는 대역폭은 여전히 순수한 과부하이다.
광의의 실시형태에 따르면, 본 발명은 OFDM 송신 유닛들을 포함하는 제1 신호를 송신하는 단계를 포함하는 방법으로서, 각 OFDM 송신 유닛은 OFDM 심볼과, OFDM 심볼 앞 및/또는 뒤에 기지의(known) 데이터 및/또는 고 신뢰도의 미지의(unknown) 데이터를 포함하는 각각의 비 OFDM 세그먼트를 포함하고, 비 OFDM 세그먼트는 수신기에서 OFDM 심볼에 대한 선형 컨볼루션과 순환 컨볼루션 사이의 전환을 허용한다.
일부 실시예에서, 각 OFDM 심볼의 비 OFDM 세그먼트는 최소한 이전 OFDM 심볼에 의해 유입된 어떠한 큰 ISI 라도 커버할 정도로 길다.
일부 실시예에서, 비 OFDM 세그먼트는 코드 분리된 파일럿 채널, 시그널링 채널, 트래픽 채널을 포함한다.
일부 실시예에서, 비 OFDM 세그먼트는 시간 분할 다중화된 다중 채널을 포함한다.
일부 실시예에서, 다중 채널은 파일럿 채널 시간 세그먼트, 시그널링 및 트래픽 채널이 코드 분리된 시그널링 및 트래픽 채널 시간 세그먼트, 그리고 또 다른 파일럿 채널 세그먼트를 차례로 포함한다.
일부 실시예에서, 다중 채널은 트래픽 채널 시간 세그먼트, 파일럿 채널 시간 세그먼트, 시그널링 채널 시간 세그먼트를 차례로 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 변동하는 IFFT 크기로 고정된 주기(duration)을 사용하여 OFDM 심볼을 발생시키는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 변동하는 샘플 수로 고정된 주기을 갖도록 비 OFDM 세그먼트를 발생시키는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 제1 신호는 각 프리픽스의 양측 어느 쪽이라도 가드 기간을 더 포함한다.
일부 실시예에서, OFDM 송신 유닛들은 주기가 2048 칩인 슬롯에 구현되고, 각 슬롯은 주기가 400 칩인 제1 OFDM 심볼과, 이를 뒤따르는 224 칩 주기의 비 OFDM 세그먼트와, 이를 뒤따르는 각각이 주기가 400 칩인 제2 OFDM 심볼 및 제3 OFDM 심볼과, 이를 뒤따르는 224 칩 주기의 비 OFDM 세그먼트와, 이를 뒤따르는 주기가 400 칩인 제4 OFDM 심볼을 포함한다.
일부 실시예에서, 각각의 비 OFDM 세그먼트는 64 칩 MAC 세그먼트, 96 칩 파일럿 세그먼트, 64 칩 MAC 세그먼트를 차례로 포함한다.
일부 실시예에서, 비 OFDM 세그먼트는 1xEV/DO 순방향 링크 구조와 완전히 호환적이고, 제1 신호는 1xEV/DO 순방향 링크 구조와 완전히 호환적인 슬롯 타이밍을 가진다.
일부 실시예에서, 각 OFDM 심볼은 400 서브캐리어 IFFT이다.
일부 실시예에서, 각 OFDM 심볼은 208 서브캐리어 IFFT이다.
일부 실시예에서, 제1 신호는 제1 안테나로부터 송신되고, 본 방법은 제2 안테나로부터 제2 신호를 송신하는 단계를 더 포함하며, 제2 신호는 OFDM 송신 유닛들을 포함하되, 각 OFDM 송신 유닛은 각각의 OFDM 심볼 및 각각의 OFDM 심볼 앞 및/또는 뒤에 기지의 데이터 및/또는 고 신뢰도의 미지의 데이터를 포함하는 해당 비 OFDM 세그먼트를 포함하고, 비 OFDM 세그먼트는 수신기에서 선형 컨볼루션과 순환 컨볼루션 사이의 전환을 허용한다.
일부 실시예에서, 각 신호는 주기가 2048 칩인 슬롯을 포함하고, 각 슬롯은 주기가 400 칩인 제1 OFDM 심볼과, 이를 뒤따르는 224 칩 주기의 비 OFDM 세그먼트와, 이를 뒤따르는 각각 주기가 400 칩인 제2 OFDM 심볼 및 제3 OFDM 심볼과, 이를 뒤따르는 224 칩 주기의 비 OFDM 세그먼트와, 이를 뒤따르는 주기가 400 칩인 제4 OFDM 심볼을 포함하고, OFDM 송신 유닛은 슬롯들에서 구현된다.
일부 실시예에서, 각각의 비 OFDM 세그먼트는 64 칩 MAC 세그먼트, 96 칩 안테나 특정 파일럿 세그먼트, 64 칩 MAC 세그먼트를 차례로 포함한다.
일부 실시예에서, 비 OFDM 세그먼트는 1xEV/DO 순방향 링크 구조와 완전히 호환적이고, 제1 신호는 1xEV/DO 순방향 링크 구조와 완전히 호환적인 슬롯 타이밍을 가진다.
일부 실시예에서, 본 방법은 제1 신호의 일부로서 CDMA 송신 유닛들을 전송하는 단계를 더 포함하되, 각각의 CDMA 송신 유닛은 CDMA 데이터 세그먼트를 포함하고 각 CDMA 데이터 세그먼트 앞 및/또는 뒤에 0이 아닌 기지의 데이터 및/또는 고 신뢰도의 미지의 데이터를 포함하는 각각의 비 OFDM 세그먼트를 포함하고, 신호는, 일부는 OFDM 송신 유닛이 되도록 스케쥴링되고 일부는 CDMA 송신 유닛이 되도록 스케쥴링되는 송신 유닛의 시퀀스를 포함한다.
일부 실시예에서, 비 OFDM 세그먼트 및 CDMA 데이터 세그먼트는 기존 IS-856 규격과 완전히 역방향으로 호환적이다.
일부 실시예에서, 제1 신호는 주기가 2048 칩인 슬롯을 포함하고, 각 슬롯은 주기가 400 칩인 제1 데이터 세그먼트와, 이를 뒤따르는 224 칩 주기의 비 OFDM 세그먼트와, 이를 뒤따르는 각각의 주기가 400 칩인 제2 데이터 세그먼트 및 제3 데이터 세그먼트와, 이를 뒤따르는 224 칩 주기의 비 OFDM 세그먼트와, 이를 뒤따르는 주기가 400 칩인 제4 데이터 세그먼트를 포함하고, 데이터 세그먼트의 각각은 CDMA 데이터 세그먼트 또는 OFDM 데이터 세그먼트가 되도록 스케쥴링되고, 송신 유닛의 시퀀스는 슬롯에 구현된다.
일부 실시예에서, 각각의 비 OFDM 세그먼트는 64 칩 MAC 세그먼트, 96 칩 파일럿 세그먼트, 64 칩 MAC 세그먼트를 차례로 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 OFDM 심볼 위에 다중 사용자의 데이터 콘텐츠를 송신하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 주어진 OFDM 심볼 상에 데이터 콘텐츠를 갖는 각 사용자에 대해, 서브캐리어의 각각의 대역이 사용되고, 각각의 대역은 전체 OFDM 서브캐리어 집합의 부분집합을 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 각각의 사용자에 대해 서브캐리어의 각각의 대역의 주파수 도약을 수행하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 비 OFDM 세그먼트 동안 각 사용자에 대해 각각의 사용자 특정 파일럿 채널을 송신하는 단계를 더 포함하고, 사용자 특정 파일럿 채널은 시간상으로 중첩되지만 서로 직교한다.
일부 실시예에서, 제1 신호는 주기가 2048 칩인 슬롯을 포함하고, 각 슬롯은 주기가 400 칩인 제1 OFDM 심볼과, 이를 뒤따르는 224 칩 주기의 비 OFDM 세그먼트와, 이를 뒤따르는 각각이 주기가 400 칩인 제2 OFDM 심볼 및 제3 OFDM 심볼과, 이를 뒤따르는 224 칩 주기의 비 OFDM 세그먼트와, 이를 뒤따르는 주기가 400 칩인 제4 OFDM 심볼을 포함하고, OFDM 송신 유닛은 슬롯에 구현된다.
일부 실시예에서, 각각의 비 OFDM 심볼은 64 칩 시그널링 세그먼트, 각 사용자에 대한 각각의 96 칩 파일럿 세그먼트, 64 칩 MAC 세그먼트를 차례로 포함하고, 파일럿 세그먼트는 시간상으로 중첩되지만 서로 직교한다.
일부 실시예에서, 신호는 CDMA 송신 유닛과 OFDM 송신 유닛의 교호하는 시퀀스(alternating sequence)를 포함하고, 본 방법은 CDMA 송신 유닛 상에서 전력 제어를 수행하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, OFDM 송신 유닛은 3 테일 비트, OFDM 심볼로서 58 포인트 IDFT, 26 비트 트레이닝 시퀀스, 다른 OFDM 심볼로서 제2 58 포인트 IDFT, 3 테일 비트, 8.25 비트 주기의 가드 구간을 포함하는 시퀀스로 구현되고, 테일 비트 및/또는 트레이닝 시퀀스는 비 OFDM 세그먼트로서 기능을 한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 신호의 일부로서 GSM 송신 유닛을 송신하는 단계를 더 포함하고, 신호는 일부는 OFDM 송신 유닛으로 스케쥴링되고 일부는 CDMA 송신 유닛으로 스케쥴링되는 송신 유닛의 시퀀스를 포함하고, 송신 유닛은 3 테일 비트, OFDM 송신 유닛을 위한 OFDM 심볼로서 58 포인트 IDFT 또는 GSM 송신 유닛을 위한 57 비트의 데이터 및 1 비트 도용 플래그(stealing flag), 26 비트 트레이닝 시퀀스, OFDM 송신 유닛을 위한 다른 OFDM 심볼로서 제2 58 포인트 IDFT 또는 GSM 송신 유닛을 위한 57 비트의 데이터 및 1 비트 도용 플래그, 3 테일 비트, 8.25 비트 주기의 가드 구간을 포함하는 시퀀스로 구현되고, 테일 비트 및/또는 트레이닝 시퀀스는 비 OFDM 세그먼트로서 기능을 한다.
일부 실시예에서, 제1 신호는 15 슬롯 프레임을 포함하고, 제1 신호는 1차 SCH, 2차 SCH, 파일럿 채널, 전용 채널 부하를 CDMA 신호로서 함께 포함하고, CDMA 신호는 상기 OFDM 심볼과 시간상에서 중첩된다.
일부 실시예에서, 상기 CDMA 신호의 일부는 비 OFDM 세그먼트로서 기능을 한다.
일부 실시예에서, 각 슬롯 동안, 제1 신호는 2개의 OFDM 송신 유닛을 포함하고, 각 OFDM 송신 유닛은 128 칩 프리픽스, 1024 포인트 IFFT, 128 칩 서픽스를 포함한다.
일부 실시예에서, 각 28 칩 프리픽스는 설계된 트레이닝 시퀀스를 포함하고, 각 128 칩 서픽스는 시스템 정보, 브로드캐스트 정보 또는 단문 메시지 정보를 포함한다.
일부 실시예에서, 각 슬롯 동안, 제1 신호는 하나의 OFDM 송신 유닛을 포함하고, 각 OFDM 송신 유닛은 128 칩 프리픽스, 2024 포인트 IFFT, 128 칩 서픽스를 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 OFDM 오버레이를 포함하도록 변형된 UMTS 다운링크에서 사용하기 위한 것이다.
일부 실시예에서, 본 방법은 가변 비 OFDM 세그먼트 및/또는 블라인드 비 OFDM 세그먼트 검출 기능과 함께 IEEE-802.11 a/g 시스템에서 사용하도록 적응화된다.
일부 실시예에서, 본 방법은 IEEE 802.16a 시스템에서 사용하도록 적응화된다.
다른 광의의 일 실시형태에 따르면, 본 발명은 다중 경로 채널을 통한 송신 후, 각 OFDM 송신 유닛이 OFDM 심볼을 포함하고, 또한 각 OFDM 심볼 앞 및/또는 뒤에 0 가 아닌 기지의 데이터 및/또는 고 신뢰도의 미지의 데이터를 포함하는 각각의 프리픽스를 더 포함하는, OFDM 송신 유닛들을 포함하는 신호를 포함하는, 수신된 신호를 처리하는 방법으로서, 각 OFDM 심볼의 수신된 샘플을 수신된 샘플의 각각의 새로운 집합으로 변환하는 단계로서, 상기 수신된 샘플의 새로운 집합이 다중 경로 채널의 채널 응답과 순환 컨볼루션된 송신 샘플과 수학적으로 동일하게 되어 주파수 영역 컨볼루션 정리가 참이 되는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 각각의 비 OFDM 세그먼트에 대해 각각의 시간 영역 채널 추정치를 생성하기 위해서 비 OFDM 세그먼트에 기초한 핑거 탐색 및 채널 추정을 수행하는 단계와, 각각의 주파수 영역 채널 추정치를 생성하기 위해서 각각의 시간 영역 채널 추정치에 FFT 함수를 수행하는 단계와, 현재 주파수 영역 채널 추정치를 생성하기 위해서 다중 주파수 영역 채널 추정치에 시간 주파수 보간을 수행하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 다른 시간 영역 채널 추정치를 얻기 위해서 주파수 영역 채널 추정치에 IFFT를 수행하는 단계와, 새로운 개선된 시간 영역 채널 추정치를 얻기 위해서 시간 영역에서 핑거 탐색 및 채널 추정을 수행하기 위해 시간 영역 채널 추정치를 사용하는 단계와, 개선된 현재 주파수 영역 채널 추정치를 얻기 위해서 개선된 시간 영역 채널 추정치에 FFT 및 시간 주파수 보간 단계를 수행하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 시간 영역 채널 추정치를 사용하여 비 OFDM 세그먼트의 콘텐츠를 복조하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 개선된 시간 영역 채널 추정치를 사용하여 비 OFDM 세그먼트의 콘텐츠를 복조하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 주파수 영역 채널 추정치를 사용하여 현재 OFDM 심볼의 복조를 수행하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 개선된 주파수 영역 채널 추정치를 사용하여 현재 OFDM 심볼의 복조를 수행하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은, 기지의 또는 고 신뢰도의 J개 샘플을 포함하는 제1 비 OFDM 세그먼트와, 이를 뒤따르는 OFDM 심볼과, 이를 뒤따르는 기지의 또는 고 신뢰도의 J개(또는 다른 수의) 샘플을 포함하는 제2 비 OFDM 세그먼트에 대해, 이산화된 채널 응답의 L개 샘플의 함수로서 해당하는 기지의/고 신뢰도의 값에 제1 및 제2 비 OFDM 세그먼트 동안 수신된 샘플을 관련시키는 최소한 L개의 복수의 방정식을 정의하고, 이산화된 채널 응답의 L개 샘플에 대해 방정식을 풀이하여, 이산화된 시간 영역 채널 추정치를 복구하기 위해 채널 추정을 수행하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 주파수 영역 채널 응답을 생성하기 위해서 이산화된 채널 응답에 FFT를 수행하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 시간 영역 채널 추정치를 사용하여 비 OFDM 세그먼트의 콘텐츠를 복조하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 개선된 시간 영역 채널 추정치를 사용하여 프리픽스의 콘텐츠를 복조하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 본 방법은 주파수 영역 채널 추정치를 판정하는 단계와, 서브캐리어 별로 주파수 영역 채널 추정치에 의해 수신된 샘플들의 새로운 집합을 분할하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 주파수 영역 컨볼루션 정리가 참이 되도록 수신된 샘플의 새로운 집합이 다중 경로 채널의 채널 응답과 순환 컨볼루션된 송신된 샘플과 수학적으로 동일하도록 상기 각 OFDM 심볼의 수신된 샘플을 상기 수신된 샘플의 상기 각각의 새로운 집합으로 변환하는 단계는
Figure 112011030837085-pat00001
로서 (L-1)×(L-1) 상부 및 하부 행렬 U 및 W를 각각 정의하는 단계와,
Figure 112011030837085-pat00002
로서 샘플의 새로운 집합 y(0), y(1), ..., y(L-2)를 정의하는 단계를 포함하고,
h(.)는 이산화된 채널 응답이고, a(.)는 OFDM 심볼 앞의 비 OFDM 구간을 위한 기지의 또는 고 신뢰도의 값이고, b(.)는 OFDM 심볼 뒤의 비 OFDM 구간을 위한 기지의 또는 고 신뢰도의 값이고, z(.)는 OFDM 심볼 뒤의 비 OFDM 구간에 대한 수신 값이고, 방정식 우측의 y(.)는 OFDM 심볼의 수신 샘플이고, 방정식 좌측의 y(.)는 수신 샘플의 새로운 집합이다.
다른 광의의 일 실시형태에서, 본 발명은 수신된 OFDM 심볼에 대해 선형 컨볼루션에서 순환 컨볼루션으로 전환하는 방법으로서,
Figure 112011030837085-pat00003
로서 (L-1)×(L-1) 상부 및 하부 행렬 U 및 W를 각각 정의하는 단계와,
Figure 112011030837085-pat00004
로서 샘플의 새로운 집합 y(0), y(1), ..., y(L-2)를 정의하는 단계를 포함하고,
h(.)는 이산화된 채널 응답이고, a(.)는 OFDM 심볼 앞의 비 OFDM 구간을 위한 기지의 또는 고 신뢰도의 값이고, b(.)는 OFDM 심볼 뒤의 비 OFDM 구간에 대한 기지의 또는 고 신뢰도의 값이고, z(.)는 OFDM 심볼 뒤의 비 OFDM 구간을 위한 수신 값이고, 방정식 우측의 y(.)는 OFDM 심볼의 수신 샘플이고, 방정식 좌측의 y(.)는 수신 샘플의 새로운 집합인 방법을 제공한다.
다른 광의의 일 실시형태에 따르면, 본 발명은 제1 송신 안테나와, 송신용 OFDM 심볼을 생성하기 위한 OFDM 신호 생성 회로와, 비 OFDM 세그먼트를 생성하기 위한 비 OFDM 신호 생성기를 포함하는 송신기를 제공하고, OFDM 신호 생성 회로 및 비 OFDM 신호 생성 회로는 제1 송신 안테나를 통해 OFDM 송신 유닛들을 포함하는 제1 신호를 생성 및 송신하도록 적응되고, 각각의 OFDM 송신 유닛은 OFDM 심볼과, OFDM 심볼 앞 및/또는 뒤에 기지의 데이터 및/또는 고 신뢰도의 미지의 데이터를 포함하는 각각의 비 OFDM 세그먼트를 포함하고, 비 OFDM 세그먼트는 수신기에서 OFDM 심볼에 대해 선형 컨볼루션과 순환 컨볼루션 사이의 전환을 허용한다.
일부 실시예에서, 각 OFDM 심볼의 비 OFDM 세그먼트는 최소한 이전 OFDM 심볼에 의해 유입된 어떠한 ISI 라도 커버할 정도로 충분히 길다.
일부 실시예에서, 비 OFDM 신호 생성 회로는 1xEV/DO 신호 생성 회로를 포함한다.
일부 실시예에서, 송신기는 제2 송신 안테나를 더 포함하고, OFDM 신호 생성 회로 및 비 OFDM 신호 생성 회로는 제2 송신 안테나를 통해 OFDM 송신 유닛들을 포함하는 제2 신호를 생성 및 송신하도록 더 적응화되고, 각 OFDM 송신 유닛은 각각의 OFDM 심볼과 각 OFDM 심볼 앞 및/또는 뒤에 기지의 데이터 및/또는 고 신뢰도의 미지의 데이터를 포함하는 각각의 비 OFDM 세그먼트를 포함하고, 비 OFDM 세그먼트는 수신기에서 선형 컨볼루션과 순환 컨볼루션 사이의 전환을 허용한다.
일부 실시예에서, 비 OFDM 신호 생성 회로는 IS-856 규격과 호환적이다.
일부 실시예에서, 비 OFDM 신호 생성 회로는 GSM 규격과 호환적이다.
도 1은 연속적인 IFFT 블럭이 어떻게 심볼간 간섭을 가져오는지 나타내는 신호도.
도 2는 OFDM ISI 문제를 해결하기 위해 각 IFFT 블럭의 일부가 프리픽스로 복사되는 공지된 접근법의 개념도.
도 3은 0 패딩된 프리픽스가 이용되는 ISI 문제를 해결하기 위한 다른 종래의 방법의 개념도.
도 4는 각 IFFT 블럭 앞에 일반화된 프리픽스가 이용되는 본 발명의 일실시예의 개념도.
도 5는 두 개의 일반화된 프리픽스 옵션을 도시하는 도면.
도 6은 셋 이상의 일반화된 프리픽스 구조 옵션을 도시하는 도면.
도 7은 일반화된 프리픽스를 이용하는 본 발명의 다양한 실시예에서 프레임/슬롯 타이밍, 샘플링 주파수 및 시간 윈도우(time windowing)가 이용될 수 있는 방법을 도시하는 도면.
도 8은 일반화된 프리픽스를 이용하는 시스템 내의 수신기에서 시간 주파수 터보 채널 추정이 이용될 수 있는 방법을 도시하는 흐름도.
도 9는 송신기에서 일반화된 프리픽스를 채용한 시스템에서 시간 영역의 최소 평균 제곱 기반의 채널 추정이 이용될 수 있는 방법을 도시하는 도면.
도 10은 역컨볼루션 정리를 위한 부호를 정의할 목적으로 송신기 출력 및 수신기 입력을 도시하는 도면.
도 11은 터보 일반화 프리픽스 제거의 일례의 방법의 흐름도.
도 12는 일반화된 프리픽스를 이용하는 시스템의 수신기에서 일반 수신 절차의 흐름도.
도 13은 1xEV/DO 순방향 링크 상에서 사용하기 위해 적응화된 제1 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 14는 일례의 GP 채널 구조의 블럭도.
도 15는 1xEV/DO 순방향 링크가 MIMO 응용예로 확장된 제2 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 16은 일반화된 프리픽스가 스케쥴링에서 1xEV/DO 순방향 링크 및 기존 IS-856 규격과의 역방향 호환성의 관계로 이용되는 제3 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 17은 가변 확산 인수 CDMA 및 OFDM 다중화를 포함하는 제4 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 18은 일반화된 프리픽스가 1xEV/DO 역방향 링크에 이용된 제5 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 19는 기존 IS-856 전력 제어 CDMA 규격과 역방향으로 호환적인 다른 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 20은 GSM/GPRS/EDGE 다운링크 오버레이를 도시하는 제7 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 21은 UMTS 다운링크가 OFDM 오버레이를 포함하도록 변형된 제8 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 22 및 23은 도 21의 실시예를 더 상세하게 도시하는 도면.
도 24는 가변 GP 및/또는 블라인드 GP 검출을 하는 IEEE-802.11 a/g 시스템을 도시하는 제9 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 25는 IEEE 802.16a 시스템에 이용할 수 있는 제10 시스템 실시예를 도시하는 도면.
도 4를 참조하면, OFDM 심볼 사이에 삽입된 프리픽스(prefix) 기간 동안 새로운 일반화된 프리픽스(GP)가 송신되는 본 발명의 바람직한 실시예를 도시한다. 그러므로, 도시된 예에서, 각각이 각자의 일반화된 프리픽스 GPk -1(76), GPk(78), GPk+1(80)를 갖는 IFFTk -1(70), IFFTk(72), IFFTk + 1(74)를 도시한다. IFFTk - 1(70)는 GPk(78) 내의 심볼간 간섭 OFDM ISIk - 1(82)를 생기게 한다. GPk(78)는 IFFTk(72) 내의 GP ISIk(84)를 생기게 한다. IFFTk(72)는 GPk +1(80) 내의 심볼간 간섭 OFDM ISIk(86)를 생기게 한다. 최종적으로, 도시된 예에서, GPk + 1(80)는 IFFTk + 1(74)내 GP ISIk+1(88)를 생기게 한다. 그러나, 이하 설명하는 것처럼 여러 IFFT 블럭에 대한 GP ISI의 효과는 제거될 수 있다.
일반화된 프리픽스 및 IFFT 구간은 독립적이다. 일반적으로, 하나의 IFFT 구간을 위한 일반화된 프리픽스는 다른 IFFT 구간과 동일할 필요가 없다. 일실시예에서, GPk는 송신기 및 수신기 모두에서 미리 알려져 있다. 또 다른 실시예에서, GPk는 수신기에서 알 수 없지만, 신뢰할 수 있게 인코딩되었고 수신기가 이를 디코딩한다면 수신기에서 알 수 있다. 또한, 기지의(known) 포맷이 일반화된 프리픽스를 위해 송신기에서 사용될 수 있다. 대안으로서, 다수의 허용 가능한 포맷 사이에서 블라인드 포맷 검출을 수신기에서 수행하여 미지의 포맷이 사용될 수 있다. 일부 실시예에서, IFFT 크기는 가변적이다. 그러나, IFFT의 주기는 일정한 것이 바람직하다. 바람직한 실시예에서, 각 송신 유닛은 일반화된 프리픽스에서 시작하여, 또 다른 일반화된 프리픽스에서 종료된다. 실제로, 송신은 통상 OFDM 심볼이 하나씩 이어지도록 연속적이다. 본 예에서, 송신 유닛은 자동적으로 형성되는데, 즉 하나의 OFDM 심볼과 다음 OFDM 심볼의 프리픽스가 하나의 송신 유닛으로서 형성된다. 패킷 송신에서 일부 특정의 경우, 단지 하나의 OFDM 심볼이 특정 사용자를 위해 송신될 필요가 있는 경우가 있을 수 있다. 이 경우, 프리픽스 및 서픽스(suffix)를 송신하는 것(또는 몇 개의 0 또는 1을 삽입하는 것)이 바람직하다. 이는 시스템 구현의 고려사항이다.
도 5는 일반화된 프리픽스 구조 옵션의 제1 세트를 도시한다. 제1 구성(90)에서, 단지 파일럿 채널(94)만이 송신기 및 수신기 모두에 알려진 일반화된 프리픽스 구간 동안 송신된다. 제2 구성(92)에서, 파일럿(96), 시그널링(98), 트래픽(100)이 일반화된 프리픽스 동안 동시에 송신된다. 그들은 다양한 코드를 사용하여 분리되어 있다. 도시된 예에서, PN/골레이(Golay)(102) 또는 프랭크 자도프(Frank-Zadoff) 코드가 파일럿에 대하여 이용된다. 직교 가변 확산 인수(OVSF)(106), FEC 인코드(108) 또는 CRC(110)가 시그널링(98)에 대하여 사용된다. 마지막으로, OVSF(112), FEC 인코드(114) 또는 CRC(116)가 트래픽에 대하여 사용된다. 세 채널 각각은 선택적으로 PN 커버링도 갖는다. OVSF는 3GPP/UMTS의 용어이다. 이 직교 코드 확산은 적절한 신뢰도 요구사항을 가진 시그널링 데이터 또는 트래픽 데이터 송신을 위한 것이다. PN, 골레이 또는 프랭크 자도프는 모두 다른 상관 성질을 가진 PN 시퀀스로서 간주된다. 이와 같이, 그들은 트레이닝 시퀀스 또는 파일럿으로서 사용될 수 있다. 여기서, 그들은 프리픽스로서 사용된다. 여기서, 파일럿, 시그널링, 트래픽은 프리픽스 동안 시간 상엣 중첩됨에 주의한다. 이는 실제로 이 구간 동안의 CDMA 채널의 복사본이다.
도 6은 일반화된 프리픽스 구조에 대한 3 이상의 옵션을 도시한다. 제1 구성(119)에서, 단지 파일럿 채널만이 송신된다. 제2 옵션(121)에서, 일반화된 프리픽스는 송신의 3 구간을 갖도록 시간순으로 분할된다. 제1 구간 동안, 파일럿 신호(122)가 송신된다. 제2 구간 동안, 시그널링(124) 및 트래픽(126)이 적절한 채널 분리를 사용하여 송신된다. 마지막으로, 제3 구간 동안 더 많은 파일럿 채널(128)이 송신된다. 제3 예에서, 일반화된 프리픽스는 다시 세 개의 기간으로 분할된다. 제1 기간 동안, 트래픽(130)이 송신된다. 제2 기간 동안, 파일럿 채널(132)이 송신된다. 마지막으로, 제3 기간 동안, 시그널링(134)이 송신된다.
도 5 및 6의 예에서, 수평 축은 시간을 나타내고, 수직 축은 전력을 나타낸다. 그러므로, 일 예(119)의 파일럿(120)은 큰 전력으로 짧은 구간 동안 전송되는 반면, 다른 예(90)의 파일럿(94)은 보다 낮은 전력에서 더 긴 구간 동안 전송된다.
이 옵션 중 임의의 것에서 사용 환경에 따라 파일럿은 모든 일반화된 프리픽스에 존재하거나 주기적으로 존재할 수 있음에 주목한다. 파일럿을 요구하지 않는 실시예에 대해, 파일럿 채널이 일반화된 프리픽스에 존재하지 않을 수 있다.
다양한 옵션이 프레임/슬롯 타이밍, 샘플링 주파수, 시간 윈도우를 위해 존재한다. 도 7을 참조하면, 제1 예는 140에서 전반적으로 도시되어 있다. 이 예에서, IFFT(148, 152, 156)의 시퀀스가 송신되고, 이들 각각은 동일한 수의 샘플, 즉 M개의 샘플을 포함한다. 각 IFFT(148, 152, 156) 앞에 있는 것은 각자의 일반화된 프리픽스(146, 150, 154)이고, 다른 일반화된 프리픽스(158)는 IFFT(156)를 뒤따르는 것으로 도시되어 있다. 이 예에서, 도시된 제1, 제2, 제4 일반화된 프리픽스(146, 150, 158) 각각은 L 샘플을 포함하는데 반해 제3 일반화된 프리픽스(154)는 L-v 샘플을 포함하는 것이 도시되어 있다. 이는 일반화된 프리픽스 동안 송신되는 샘플의 수가 일정할 필요가 없음을 도시하기 위한 것이다.
제2 예는 142에서 전반적으로 도시되어 있다. 일반화된 프리픽스(146, 150, 154, 158)의 동일한 시퀀스 및 IFFT(148, 152, 156)가 도시되어 있다. 이 예에서, 일반화된 프리픽스 모두는 L과 동일한 일정 개수의 샘플을 가지는 것으로 도시되어 있다. 그러나, 제1 및 제3 IFFT(148, 156)는 M 샘플을 가지는 것으로 도시되어 있는 반면 이 예에서 제2 IFFT(152)는 M-v 샘플을 가진다. 이 예는 IFFT 동안 송신된 샘플의 수가 고정될 필요가 없음을 도시하기 위해 의도된다. 사용된 IFFT의 크기는 송신 기간마다 변동할 수 있다.
제3 예는 144에서 전반적으로 도시되어 있다. 이 예는 다시 IFFT(148, 152, 156) 및 일반화된 프리픽스(146, 150, 154, 158)의 동일한 시퀀스가 도시되어 있다. 그러나, 이 예에서, 각 IFFT와 각 일반화된 프리픽스 사이에 각자의 가드(guard) 대역이 있다. 예를 들면, 가드 대역(160, 162)이 일반화된 프리픽스(146)의 양측에 도시되어 있다. 이 가드 대역은 최소한 두 가지 목적을 위해 사용될 수 있다. 먼저 가드 대역은 일반화된 프리픽스와 IFFT 기간 사이에 시간 상 별도의 분리를 제공하고 그리하여 두 성분 사이에 간섭을 감소시킬 것이다. 또한, 가드 대역은 IFFT를 위한 최선의 형태를 얻기 위해 삽입될 수 있다. 예를 들면, IFFT가 가장 빠른 IFFT를 위한 적정한 수(즉 2의 멱)의 샘플을 포함하고 있지 않으면 이 가드 대역은 고속 IFFT를 위해 적정한 샘플의 수를 만들도록 삽입될 수 있다.
상기 설명은 송신기에서 생성된 송신 신호의 콘텐츠에 중점을 두었다. 이하에서는 일반화된 프리픽스와 IFFT의 타이밍에 대한 다양한 옵션에 대한 더 상세한 설명을 제공한다. 이 실시예 중 일부는 이러한 IFFT 슬롯이 기존 송신 표준 내에서 용이하게 중첩될 수 있게 하는 목적을 가진다. 이는 일반화된 프리픽스와 IFFT가 상관되지 않기 때문에 가능하다.
본 발명의 또 다른 실시예는 일반화된 프리픽스 및 IFFT 블럭 기간을 포함하는 신호를 수신하도록 적응화된 수신기를 제공한다. 수신기는 일반화된 프리픽스를 처리하고 IFFT 블럭에 대한 GP ISI의 면에서 그 효과를 제거할 수 있어야 한다는 점에서 종래의 수신기와 다르다. 또한, 타이밍 및 주파수 동기화 또는 채널 측정이 수행되어야 하는 이벤트에서 이러한 기능은 수신기에 포함될 수 있을 것이다. 마지막으로, 본 발명의 배경기술 부분에서 설명한 것처럼 IFFT가 수신기에서 채널과 순환 컨볼루션으로 간주된다면 유리하다. 본 발명의 일부 실시예는 선형 컨볼루션을 순환 컨볼루션으로 전환하는 새로운 방법을 사용한다. 이것의 유리함은 이하 더 이어진다. 여러 수신기 구현예가 이러한 특징의 다양한 다른 조합을 사용할 것이고 그들 모두가 주어진 구현예에 포함될 필요는 없음을 이해해야 한다.
일실시예에서, 일반화된 프리픽스는 사전에 알려진 일반화된 프리픽스 또는 일반화된 프리픽스에 식재된(embeded) 파일럿에 기초한 상관 기반의 타이밍 동기화를 수행하기 위해서 수신기에서 사용된다. 일반화된 프리픽스에 식재된 파일럿에 기초하여 또는 일반화된 프리픽스가 검출된 후 주파수 오프셋 추정이 수행된다. 마지막으로, 또 다른 실시예에서 신호 세기 측정이 빔 형/MIMO 처리를 용이하게 하기 위해서 사용된다. 프리픽스가 기지의 것이거나 기지의 트레이닝 시퀀스일 수 있으므로, 종래 빔 형성 알고리듬은 데이터의 이러한 기지의 부분에 사용될 수 있고, 그러므로 빔 형성 가중치가 계산될 수 있다. MIMO 처리는 MIMO 채널 행렬이 추정될 수 있도록 여러 안테나에 여러 프리픽스를 할당하여 구현될 수 있다. 이러한 프리픽스는 시간 상의 중첩하는 방식 또는 TDM 방식으로(이 프리픽스들이 시간 상 오버레이되지 않음) 할당될 수 있다. 2 개의 송신기에 대한 프리픽스의 일례는 TxA: (A1 0 A2 0 ... An 0), TxB: (0 B1 0 B2 ... 0 Bn)이다.
도 8은 일반화된 프리픽스를 사용하여 채널 추정을 수행하는 제1 방법의 흐름도이다. 시작에 있어서, 180에 전반적으로 표시된 수신 신호가 수신된다. 이는 일반화된 프리픽스, IFFT, 여러 ISI 성분을 이미 설명한 것처럼 포함한다. 단계 182 에서, 핑거 탐색 및 채널 추정이 시간 영역에서 수행된다. 이는 일반화된 프리픽스 동안 송신된 기지의 파일럿 채널 정보에 기초하여 수행되고, 통상적인 상관 방법을 사용하여 수행된다. 이는 수신 신호에 다중 경로 성분이 있는지 및 각 다중 경로 성분의 신호 세기가 어느 정도인지 판정하기에 이른다. 이를 사용하여, 다음 수학식에 의해 채널의 양호한 추정치가 판정될 수 있다.
Figure 112011030837085-pat00005
여기서 ch(t)는 시간 t의 함수로서 채널 응답이고, L은 다중 경로 성분의 수이고, αi는 제i 다중 경로 성분의 세기이고, p(t-τi)는 제i 다중 경로 성분의 지연 τi만큼 지연된 성형 필터(shaping filter) 응답이다. 여러 채널 추정 구간 동안 채널 응답을 샘플링하여, 다중 시간 영역 채널 추정치가 생성된다. 이 도시된 예에서, 이들은 hk -1, hk, hk +1에 표시되어 있다. 이들은 각각의 주파수 영역 채널 응답 Hk -1, Hk, Hk + 1를 생성하는 FFT 함수(184)를 통해 주어진다. 이들은 주어진 채널 추정에 대한 전체 주파수 영역 채널 추정 H*k를 생성하기 위해서 단계 186에서 시간 및/또는 주파수에서 보간된다. 이 채널 추정치 H*k는 전반적으로 192에서 표시된 것과 같이 제k OFDM 심볼을 복조하기 위해 사용된다. OFDM 심볼이 복조되는 방법의 다양한 예는 이하 제공된다. 또한, 채널 추정은 시간 영역 채널 응답의 보다 나은 추정치를 얻기 위해서 IFFT 함수(190)에서 이를 다시 시간 영역으로 변환하고, 이를 핑거 탐색 및 채널 추정기의 입력으로서 사용하여 개선될 수 있음을 주목한다. 단계(182, 184, 186, 190)의 루프는 채널 추정치를 개선하기 위해 반복될 수 있다. 또한, 흐름도에는 단계 182에서 시간 영역 채널 응답 출력을 사용하거나, IFFT(190)에 의해 생성된 시간 영역 채널 응답을 사용하는 일반화된 프리픽스의 복조가 188에 도시되어 있다.
일부 실시예에서 단지 더 강한 핑거만이 채널 응답
Figure 112011030837085-pat00006
의 추정치를 생성하기 위해서 트랙킹(tracking)되고 더 양호한 채널 응답의 추정을 수행하기 위해서 도 8의 186에 나타낸 바와 같이 시간 및 주파수 영역에서의 보간이 수행될 수 있음에 주목한다.
이하, 채널 추정을 수행하는 또 다른 실시예를 도 9를 참조하여 설명한다. 이 방법은 도 8을 참조하여 상기 설명된 것의 대체 실시예로서 고려될 수 있다. 다른 채널 추정 방법이 사용될 수 있음은 명백하게 이해되어야 한다. 시작에 있어서, 사용될 여러 기호를 설명할 것이다. 전반적으로 205에 표시된 송신기 출력은 일반화된 프리픽스 GPk -1(200), 이를 뒤따르는 IFFTk -1(202), 이를 뒤따르는 일반화된 프리픽스 GPk(204)를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 일반화된 프리픽스 GPk -1(200)에 포함된 샘플은 206에 전반적으로 표시되어 있으며, g(0), g(1), ..., g(J-1)를 포함한다. IFFTk -1(202)에 포함된 샘플은 208에 표시되어 있으며, s(0), s(1), ..., s(N-1)을 포함한다. 뒤따르는 일반화된 프리픽스 GPk(204)에 포함된 샘플은 210에 표시되어 있으며, p(0), p(1), ..., p(J-1)를 포함한다. 송신기 출력(205)은 211에 표시된 것처럼 채널과 컨볼루션된다. 이는 채널 응답과의 선형 컨볼루션이다. 채널 응답은 이산 시간 영역에서 {h(0), h(1), ..., h(L-1)}로 표시된다. 시퀀스 hl(i)은 채널 임펄스 응답의 이산 시간 샘플링 버전이다.
수신기 입력은 전반적으로 213에 표시되어 있다. 수신기에서 가장 강한 핑거/다중 경로에 대해 오픈 아이(open eye) 탐색이 수행되고, 수신 샘플은 가장 강한 핑거 오픈 아이 위치를 사용하여 정렬된다. 수신 신호는 GPk -1(212)의 수신 버전, IFFTk -1(214)의 수신 버전, GPk(216)의 수신 버전을 포함하는 것으로 도시되어 있다. GPk -1(212)의 수신 버전은 218에 표시되어 있고 u(0), u(1), ..., u(J-1)를 포함한다. IFFTk -1(214)의 수신 샘플은 220에 표시되어 있으며, y(0), y(1), ..., y(N-1)를 포함한다. 마지막으로 GPk(216)의 수신 샘플은 222에 표시되어 있으며, v(0), v(1), ..., v(J-1)를 포함한다. 수신기에서, 샘플 g(0), ..., g(J-1) 및 p(0), ..., p(J-1)는 기지의 것이거나 또는 일반화된 프리픽스에 디코딩/복조 처리를 수행하여 알 수 있는 것이다. 이러한 샘플에 대한 방정식은 수신 샘플 및 샘플링된 채널 응답의 함수로서 생성될 수 있다. 더 구체적으로, 제1 일반화된 프리픽스(200)의 샘플에 관해서 이하 방정식 세트가 정의될 수 있다.
Figure 112011030837085-pat00007
또한, 뒤따르는 일반화된 프리픽스(204)의 샘플에 관해서, 이하의 방정식 세트가 정의될 수 있다.
Figure 112011030837085-pat00008
상기 방정식에서, 값 N(0), ..., N(L-1)은 제1 일반화된 프리픽스 동안의 잡음 샘플이고, 값 N'(0), ..., N'(L-1)은 뒤따르는 일반화된 프리픽스 기간 동안의 잡음 샘플이다. 각 일반화된 프리픽스는 L이 이산 임펄스 응답의 샘플 수이고 J가 기지의 샘플 수일 때, J - L개의 방정식을 생성하기 위해 사용될 수 있다. 이 방정식은 이산 채널 임펄스 응답 {h(0),...,h(L-1)}에 대해 풀이될 수 있다. 양호한 실시예에서, J는 J=2L일 정도로 L보다 훨씬 크도록 설계된다. 이는 L개의 미지수를 가진 2L개의 방정식을 만든다. 해는 잡음 항이 있으므로 최소 평균 제곱 해일 것이다. 방정식의 수가 많을수록, 추정 정확도는 좋아진다. 그러므로, 추가적인 방정식이 추정 정확도를 강화하기 위해 함께 배열될 수 있다. 이는 주파수 영역 채널 응답을 생성하기 위해 사용될 수 있는 전체 시간 영역 채널 응답을 줄 것이다.
이하, 도 10을 참조하여, 본 발명의 또 다른 실시예에 의해 제공되는 바와 같이 수신기 입력이 순환 컨볼루션으로 전환될 수 있는 다른 수신기 기능을 설명한다. 순환 컨볼루션에 대해, 시퀀스 h0,...,hL - 1와 컨볼루션되는 샘플의 시퀀스 s0, s1,..., sN - 1는 L이 N 이하일 때 다음과 같이 정의되는 결과 시퀀스 zn를 가져온다.
Figure 112011030837085-pat00009
여기서 (hk)는 0 패딩되고 순환적으로 확장된다. 이는 상기와 같이 동일한 방정식을 사용하는 것으로 정의될 수 있는 동일한 두 시퀀스의 선형 컨볼루션과 대조되는 것인데, 선형 컨볼루션에 대해 시퀀스 (hk)는 0 패딩되지 않고 순환적으로 확장되지 않는다. 오히려, k가 0보다 작으면 hk=0이고, k가 L 보다 크면 hk=0이다.
순환 컨볼루션의 장점은 주파수 영역에서 참을 유지하는 매우 간단한 컨볼루션 정리가 있다는 점이다. 컨볼루션 정리는 다음과 같다.
Figure 112011030837085-pat00010
여기서, DFT는 이산 퓨리에 변환이다.
이 식은 단지 순환 컨볼루션에 대해서만 참을 유지한다. 이의 장점은, 이 방정식에서 H는 채널 응답이고 S는 송신 신호이고 Z는 수신 신호인 것으로 간주 할 때, 수신 신호를 판정된 채널 응답으로 단순히 나누어 채널의 효과가 제거될 수 있다는 점이다. 다시, 이는 순환 컨볼루션에 대해서만 참이다.
본 발명의 실시예는, 새로운 수신기 입력이 채널과 수학적으로 순환 컨볼루션되어 상기 언급된 컨볼루션 정리를 적용하여 채널 응답의 효과가 용이하게 제거될 수 있도록 수신기 입력을 전처리하는 방법을 제공한다. 이러한 조정이 어떻게 이루어지는지 나타내기 위해, 도 10에 도입된 기호가 사용될 것이다. 도 10은 실제로 도 9와 동일하지만 GP 부분만 도시되었다. 인덱스 편의를 위해, 도 9와 비교하여 다른 기호가 사용되었다. 여기 사용된 기호는 새로운 기호 a(0) = g(J-L),..., a(L-1)=g(J-1)가 인덱스 편의를 위해 사용될 g(0),g(1),...,g(J-1)의 최종 L개의 샘플만을 도시하였다. IFFT를 위한 데이터 부분 s(0),...,s(N-)는 도 9와 변동이 없다. 마지막으로, IFFT 다음의 제2 일반화된 프리픽스의 샘플에 대해서는 b(0) = p(J-L),...,b(L-1)=p(J-1)이다. 이전과 같이, 이는 이산화된 채널 응답 {h(0),...,h(L-1)}을 갖는 다중 경로 채널과 컨볼루션된다. 가장 강한 핑거와 정렬된 후, 수신기 입력은 제1 일반화된 프리픽스에 대해 x(0),...,x(L-1)이다. IFFT에 대해, 수신기 입력은 y(0),...,y(N-1)이다. 뒤따르는 일반화된 프리픽스에 대해, 수신기 입력은 z(0),...,z(L-1) 이다.
도 9를 참조하여 전술한 것처럼, 이산화된 채널 응답은 상기 주어진 방정식을 풀이하여 판정될 수 있다. 이산화된 채널 응답을 판정하는 또 다른 방법이 대체 실시예로서 사용될 수 있음에 주의한다. 이제, (L-1)×(L-1) 상부 및 하부 행렬 U 및 W는 각각 다음과 같이 정의된다.
Figure 112011030837085-pat00011
y(0), y(1), ..., y(L-2)를 다음과 같이 다시 정의하자.
Figure 112011030837085-pat00012
그러면, {y(0), y(1), ..., y(N-1)}={s(0), s(1), ..., s(N-1)}{h(0), h(1), ..., h(L-1)}는 순환 컨볼루션을 나타낸다. 즉, 새로운 수신기 입력을 내놓기 위해서(새로운 입력을 위해 동일한 기호가 상기 방정식에서 사용됨), 수신 샘플 y(0), y(1), ..., y(N-1)에 상기 언급된 변환을 수행하여 샘플은 송신 샘플과 채널 사이의 순환 컨볼루션을 나타낸다.
이 처리의 원리를 도시하기 위해서, 다음 방정식이 송신 출력 a(0) a(1) s(0) s(1) s(2) s(4) s(5) s(6) b(0) b(1) ...과 채널 h(0) h(1) h(2)(이 경우 L=3) 사이의 선형 컨볼루션인 시스템 출력을 기술하기 위해서 기입될 수 있다.
Figure 112011030837085-pat00013
이제, 채널 {h(0) h(1) h(2)}과 순환 컨볼루션된 송신 IFFT 시퀀스 {s(0),...,s(6)} 사이의 순환 컨볼루션의 다음과 같은 출력과 이를 비교한다.
Figure 112011030837085-pat00014
우리의 목표는 {s(0),...,s(6)}과 {h(0) h(1) h(2)}의 순환 컨볼루션의 출력이 되도록, 벡터 x(0), x(1), ..., x(6)을 변환하는 것이다.
상기 식을 선형 컨볼루션에 의해 정의된 시스템 출력과 비교하여, 우리는 z(2),...,z(6)에 대한 식이 선형 컨볼루션 출력 x(2),...,x(6)과 동일하고, 그것은 시스템 출력으로부터 직접 얻어질 수 있다는 것을 알 수 있다. 그러나, x(0), x(1)에 대한 식은 순환 컨볼루션의 시스템 출력과 다르다(수학식 6을 참조하여, 이 두 샘플, 즉 z(0) 및 z(1)이 순환 컨볼루션의 출력이 되도록 두 샘플을 다시 정의할 필요가 있다). 그러나, z(0) 및 z(1)은 각각 선형 컨볼루션 시스템의 출력, 즉 x(7) 및 x(0) 및 x(8) 및 x(1)의 결합으로부터 얻어질 수 있다. 사실, z(0) = [x(7) - b(0)h(0)] + [x(0) - a(1)h(1) - a(0)h(2)] 및 z(1) = [x(1) - a(1)h(2)] + [x(8) - b(1)h(0) + b(0)h(1)]이다. 수신 샘플에 대해 이루어지는 전술한 조정은 선형 컨볼루션으로부터 전술한 순환 컨볼루션으로 시스템 출력을 변경하도록 설계된다. 전술한 조정의 효과는 상기 예에서 수신 데이터 샘플 x(0), x(1), x(7), x(8) 및 기지의 데이터 h(0), h(1), h(2) 및 a(0), a(1) 및 b(0), b(1)으로 y(0), y(1)을 계산하기 위한 것이다.
도 11을 참조하면, 본 발명의 실시예에 의해 제공되는 터보 일반화된 프리픽스 제거 방법의 흐름도가 도시되어 있다. 이는 OFDM 블럭 ＃k-1에 대한 GP ISIk -1 복제를 생성하여 단계(11-1)에 의해 시작한다. 단계 11-2에서, OFDM 블럭 ＃k-1 ISIk-1 복제는 GPk로부터 차감된다. 단계(11-3)에서 GPk 파일럿을 사용하여 채널 추정이 수행된다. 이 출력은 단계 11-4 에서 GPk 데이터의 코히어런트 검출을 위해 사용된다. 그리고, 단계 11-5에서 데이터가 다시 인코딩되고 변조된다. 그리고 단계 11-6에서 GPk MAC 채널을 사용하여 채널 추정이 수행된다. 단계 11-3 및 단계11-6의 출력은 단계 11-7에서 채널 평탄화 함수를 수행하기 위해서 함께 사용된다. 이 함수의 출력은 GP ISI 복제를 생성하기 위해서 사용된다.
도 12는 일반적 수신 절차의 흐름도이다. 단계 12-1에서, 예를 들면 일반화된 프리픽스 내에 식재된 기지의 파일럿을 사용하는 것과 같은 공지된 방법에 의해 핑거 검출이 수행된다. 단계 12-2에서, 채널 추정은 각 핑거에 파일럿 에너지를 축적하여 수행된다. 단계 12-3에서, 데이터 콘텐츠가 기지의 것이 아니면, 일반화된 프리픽스 데이터의 레이크(RAKE) 기반 코히어런트 검출이 수행된다. 단계 12-4에서, 현재 일반화된 프리픽스가 채널 추정을 위해 사용될 수 있는지 확인하기 위해서 CRC 체크가 수행된다. 단계 12-5에서, 일반화된 프리픽스가 재인코딩/변조된다. 단계 12-6에서, 기지의 일반화된 프리픽스 데이터를 사용하여 예를 들면 최소 평균 제곱을 사용하여 채널 임펄스 추정이 수행된다. 단계 12-7에서, 상기 설명된 역컨볼루션 정리가 순환 컨볼루션으로 이를 변환하기 위해 수신 신호의 IFFT 데이터 부분에 사용된다. 단계 12-8에서, 데이터 블럭 ＃k에 대해 이를 다시 주파수영역으로 변환하기 위해서 FFT 함수가 이 변환된 데이터에 사용된다. 단계 12-9에서, FFT는 채널 임펄스 응답에도 사용된다. 단계 12-10에서, OFDM 블럭 ＃k가 복조된다. 순환 컨볼루션의 결과로서 컨볼루션 정리가 참을 유지하므로, 이는 채널 임펄스 응답을 위해 FFT를 나누는 것처럼 간단할 수 있다.
장점으로서, 신규의 시스템 및 방법은 많은 다른 기존 표준의 콘텐츠에서 사용되도록 적응화될 수 있다. 이하, 다양한 시스템의 실시예를 설명한다. 이 모든 시스템 실시예에서 본 발명이 사용되지만, 또 다른 응용예가 대체 실시예로서 사용될 수 있음을 이해해야 한다.
도 13은 1xEV/DO 순방향 링크 상에서 사용하기 위해 적응화된 제1 시스템 실시예를 나타낸다. 이 실시예에서, 단일 슬롯은 주기가 2048 칩이다. 이 슬롯 구조는 하나의 하프 슬롯 레그(half slot leg) DFT 변조 및 복조를 행하는 800 포인트 DFT에 특징이 있다. 바람직하게는, MAC 채널 확산 이득은 매우 성공적인 MAC 채널 디코딩 레이트를 가진 최악의 지연 확산 채널 시나리오에서 ISI를 물리치기에 충분하도록 선택된다. OFDM 변조 및 복조를 제외하면, 이 새로운 슬롯 구조/프레임 구조는 기존 IS-856 물리 계층 및 MAC 계층의 100％ 재사용을 허용한다. 슬롯 구조는 400 서브캐리어 OFDM 구간(240)으로 시작한다. 이 뒤에 GP로 표시되고 세 개의 TDM 부분, 즉 제1 MAC 세그먼트(252), 그 다음에 파일럿 세그먼트(254), 그 다음에 제2 MAC 세그먼트(256)를 가지는 일반화된 프리픽스가 뒤따른다. 이 뒤에 두 개의 400 서브캐리어 OFDM 구간(242, 244)이 뒤따르고, 이어서 MAC 파일럿 및 MAC 세그먼트(258, 260, 262)를 각각 가지는 다른 일반화된 프리픽스 GPk +1가 뒤따른다. 이 뒤에 또 다른 400 서브캐리어 OFDM 구간간(246)이 뒤따른다. 본 예의 문맥에서, 다양한 FFT 및 MAC 및 파일럿 세그먼트의 크기는 일례로서 제공된 것이고, 대안으로서 다른 값이 사용될 수 있음을 이해해야 한다.
본 실시예에서, 제2 IFFT(244)는 총 800 개의 서브캐리어에 대해 제1 IFFT(242)와 다른 세트의 서브캐리어를 사용한다. 그리고, OFDM 송신은 단일의 800 서브캐리어 OFDM 심볼로서 고려될 수 있고, 프리픽스를 위해서, 단일의 일반화된 프리픽스가, 결합된 OFDM 송신을 위해 기능을 할 것이다.
도 14는 일반화된 프리픽스 채널 구조 일례의 블록도를 도시한다. 이 채널 구조는 채널에서 사용된 것과 동일함에 주목한다. 송신에서 유일한 다른 점은 CDMA를 사용하여 통상적으로 송신될 데이터 부분이 IFFT 세그먼트로 교환된다는 점이다. 이는 이 방법이 완전히 기존 기술과 역방향으로 호환 되게 한다.
도 15에 도시된 제2 시스템 실시예에서, 1xEV/DO 순방향 링크는 MIMO 응용예에 확장된다. 여기 도시된 슬롯 구조는 일부만이 도시되었지만 기본적으로 도 13의 것과 동일하다. 두 개의 송신 안테나(324, 326)가 도시되어 있다. 슬롯 구조는 이러한 안테나 각각에서 송신된다. 이러한 다중 안테나 시스템은 데이터 레이트를 증가시키기 위해, 예를 들면 두 안테나의 경우 이를 두 배로 늘리기 위해 사용될 수 있으며, 또는 대안으로서 두 개의 다른 안테나에서 동일한 데이터를 송신하여 송신 다이버시티를 채용하기 위해 사용될 수 있다. 각 안테나는 도 13에 관해 설명된 것과 마찬가지로 FFT를 송신한다. 또한, 각 안테나는 안테나 특정 파일럿 신호(308, 310)를 송신한다. 시그널링 데이터(306, 310)는 제1 안테나(324)에서 송신되고, 시그널링 데이터(318, 322)는 제2 안테나(326)에서 송신되는 것으로 도시되어 있다. 안테나 특정 직교 파일럿은 수신기에서 MIMO 채널 추정을 용이하게 하기 위해서 사용된다. 본 예에서, 다시 제1 안테나(324)에서 400 서브캐리어 FFT(300, 302, 304)가 송신되고, 제2 안테나(326)에서 FFT(312, 314, 316)가 송신되는 것이 도시되어 있다.
이 슬롯 구조는 기존 1xEV/DO 순방향 링크 구조에 직접 중첩될 수 있다. 그러나, 그 특정 순방향 링크 구조의 범위 밖에서, GP 및 OFDM FFT를 위해 사용된 타이밍은 변동될 수 있다.
도 16에 도시된 제3 시스템 실시예에서, 기존 IS-856 규격에 스케쥴링 및 역방향 호환성이 있는 1xEV/DO 순방향 링크의 문맥(context)에서 일반화된 프리픽스가 사용된다. 이는 사용하던 IS-856 단말이 스케쥴링에 의해 동일한 네트워크 내에서 공존할 수 있게 한다. 본 실시예에서, 도 13에 관해 전술한 슬롯 구조가 다시 사용된다. 그러나, 여기서 다른 점은 FFT를 송신하기 위해 데이터 세그먼트의 모든 것이 반드시 다 사용되지 않는다는 점이다. 오히려, 사용하던 단말들에 대하여 CDMA 데이터를 송신하기 위해 데이터 세그먼트의 일부가 사용될 수 있다. 도시된 예에서, 제1 및 제4 데이터 세그먼트(340, 346)는 CDMA 데이터를 송신하기 위해 도시되이 있고, 제2 및 제3 데이터 세그먼트(342, 344)는 400 서브캐리어 OFDM FFT를 송신하는 것이 도시되어 있다. 일반화된 프리픽스(350, 352)는 이전처럼 송신된다. 이는 기존 IS-856 규격과 완전히 역방향으로 호환되며, 사용하던 IS-856 단말이 적절한 스케쥴링을 통해 새로운 단말처럼 동일한 네트워크에 공존할 수 있게 한다.
도 17은 가변 확산 인수 CDMA 및 OFDM 다중화를 특징으로 하는 제4 시스템 실시예를 도시한다. 이 예에서, 데이터 세그먼트(360, 362, 364, 366) 동안 송신된 FFT는 단지 208 서브캐리어 FFT이다. 그러나, 그들은 여전히 슬롯 내 전체 400 칩 주기 동안 송신되어 슬롯은 여전히 기존 표준과 호환적이다.
도 18은 일반화된 프리픽스가 1xEV/DO 역방향 링크에 사용되는 제5 시스템 실시예이다. OFDM이 CDMA 대신 데이터를 위해 사용된다. OFDM 서브대역 사이의 주파수 도약은 다른 사용자의 송신을 분리하기 위해 사용된다. 도 18은 본 예에서 두 사용자에 대하여 단일 안테나 상에서 송신된 신호를 도시한다. 추가 사용자를 수용하기 위해 이는 용이하게 확장할 수 있음을 이해해야 한다. 본 실시예에서, 최소한 일부의 OFDM 데이터 전송 구간이 서브캐리어의 다른 부분집합 상에서 다중 사용자로부터의 데이터를 송신하기 위해서 사용된다. 예를 들면, 제1 OFDMA 송신 기간(300) 동안, 303에 표시된 서브캐리어의 일부는 사용자 1을 위해 사용되고 307에 표시된 서브캐리어의 일부는 사용자 2를 위해 사용된다. 마찬가지로, 다음 OFDMA 송신 기간(302) 동안, 사용자 1을 위해 사용된 서브캐리어는 변동되었고 이제 305에 도시되어 있다. 마찬가지로, 사용자 2를 위해 사용된 서브캐리어는 변동되어 이제 309에 표시되어 있다. 그러므로, 하나의 OFDMA 송신 기간에서 다른 기간으로 주어진 사용자를 위한 서브캐리어 그룹 사이에 주파수 도약(hopping)이 있다. 앞서 도입된 GP 구조가 시그널링 세그먼트에서 다시 채용되어, 파일럿 세그먼트가 이를 뒤따르고 다른 시그널링 세그먼트가 이를 뒤따른다. 도시된 예에서, 제1 세그먼트(304)는 동적 레이트 제어를 위해 사용되고, 308에 표시된 동적 레이트 제어를 위해 파일럿 세그먼트 및 다른 세그먼트가 이를 뒤따른다. 바람직하게는, 코드 분리가 사용자 2를 위해 사용된 것으로부터 사용자 1을 위해 송신된 시그널링을 분리하기 위해서 사용된다. 그러므로, 동시에 송신(304, 306, 308)은 사용자 1을 위해 송신되고, 송신(310, 312, 314)은 사용자 2를 위해 생성된다. 사용자 1 특정 DRC, 사용자 2 특정 DRC, 사용자 1 특정 파일럿, 사용자 2 특정 파일럿이 있다. 이들은 CDMA 신호와 서로 중첩할 수 있다. 추가적인 사용자를 수용하기 위해서, 추가적인 제어 신호/채널이 일반화된 프리픽스 동안 CDMA 공간에서 중첩하여 놓일 수 있고, OFDMA 송신 기간의 서브캐리어는 추가 사용자 사이에 더 부분할될 수 있다.
도 19는 기존 IS-856 전력 제어 CDMA 규격과 역방향으로 호환하는 제6 시스템 실시예에 따른 일례의 OFDM 시그널링 스케쥴이다. 본 예에서, 16 슬롯 프레임은 8개의 전력 제어 그룹으로 부분할(sub-divided)되고, 모든 짝수 슬롯은 전력 제어 방식으로 CDMA를 송신하기 위해 사용되고, 모든 홀수 슬롯은 OFDM 버스트 송신을 위해 사용된다. 장점으로서, 이는 기존 IS-856 전력 제어 CDMA와 역방향으로 호환적이다.
제7 시스템 실시예는 도 20에 도시되어 있다. 이는 GSM/GPRS/EDGE 다운링크 오버레이를 도시한다. 도시된 것은 58 비트의 다운링크 프레임 구조가 58 포인트 OFDM IDFT로 대체될 수 있는 것이다. GSM 슬롯 구조는 전반적으로 400에 도시되어 있다. 각 슬롯은 3 테일 비트(tail bits)(402), 이를 뒤따르는 57 데이터 비트, 단일의 도용 플래그(406), 이를 뒤따르는 26 비트 트레이닝 시퀀스(408), 이를 뒤따르는 또 다른 도용 플래그(410), 이를 뒤따르는 또 다른 57 데이터 비트(412), 이를 뒤따르는 3 테일 비트(414), 이를 뒤따르는 8.25 비트 가드(416)를 구비한다. 이들은 TDMA 방식으로 GMSK 변조를 사용하여 송신된다. 본 실시예에서, 일정 송신 구간 동안, 57 데이터 비트와 도용 비트는 OFDM 송신을 위해 사용되는 58 포인트 IDFT로 대체된다. 새로운 OFDM-GSM 다운링크 슬롯 구조는 전반적으로 420에 표시되어 있다. 여기서, 우리는 이제 데이터(404, 412)와 도용 플래그(406, 410) 대신에 전송된 두 개의 IDFT(422, 424)가 있음을 알 수 있다. 종래의 GSM 슬롯을 새로운 다운링크 OFDM-GSM 슬롯과 함께 스케쥴링하여, 사용하던 GSM 단말이 새로이 구비된 단말과 동일한 네트워크에 공존할 수 있다. 본 실시예에서, 테일 비트 및/또는 트레이닝 시퀀스는 전술한 바와 같이 수신 IDFT를 선형적인 것에서 주기적인 것으로 전환하기 위해 알려진/또는 알 수 있는 콘텐츠를 제공하도록 사용될 수 있다.
도 21은 UMTS 다운링크가 OFDM 오버레이를 포함하도록 변형된 제8 시스템 실시예를 도시한다. 이 오버레이 구조의 더 상세한 설명은 도 22 및 23에 도시되어 있다. 이 실시예에서, 표준 UMTS 채널은 전반적으로 500에 표시되어 있고 1차 SCH, 2차 SCH 파일럿 채널, 전용 채널을 포함한다. 또한, OFDM 채널이 502에 도시되어 있다. 도 22는 도 21의 시스템에서 사용하기 위한 제1 UMTS OFDM 슬롯 구조의 예를 도시한다. 이 시스템에서, 각 OFDM 슬롯은 처음에 128개의 0 을 전송하고, 이어서 18 X 128 IFFT, 다시 이어서 128 개의 0인 서픽스(suffix)가 이를 뒤따른다. 이 슬롯 구조는 UMTS와 공존하고 OFDM이 3GPP/UMTS와 완전히 역방향으로 호환 되게 한다. 프리픽스를 위해서, 0 가 각 슬롯의 제1 부분에서 송신되므로, 나머지 CDMA 신호는 직접 검출가능하고 이전 실시예의 일반화된 프리픽스와 동일한 역할을 수행할 수 있어서, FFT가 순환 컨볼루션으로 전환될 수 있게 한다. 더 구체적으로, 나머지 CDMA 신호는 디코딩된 후, 0 가 아닌 프리픽스로서 기능을 하도록 재생성될 수 있다. 재생성으로 분해되지 않은 모든 CDMA 성분이 그런 것처럼, 이러한 재생성에서의 모든 에러는 간단하게 잡음으로서 나타날 것이다. 도 23은 본 발명의 또 다른 실시예에 의해 제공된 또 다른 UMTS OFDM 슬롯 구조를 도시한다. 이 슬롯 구조에서, 각 2560 칩 슬롯은 각각의 128 칩 프리픽스, 1024 포인트 FFT, 128 칩 서픽스를 포함하는 두 개의 하프 슬롯으로 분할된다. 프리픽스 및/또는 서픽스 각각은 설계된 트레이닝 시퀀스 또는 시스템 정보, 또는 브로드캐스트 또는 단문 메시지를 송신하기 위해 사용될 수 있다. 그들이 수신기에서 신뢰성 있게 디코딩할 수 있는 한, 선형 컨볼루션에서 순환 컨볼루션으로의 전환은 전술된 일반화된 프리픽스 개념에 기초하여 사용될 수 있다. 이 경우, 프리픽스는 다른 CDMA 채널을 위한 설계된 트레이닝 시퀀스 및 콘텐츠를 포함할 것이다. 상기와 같이, 분해되지 않은 모든 CDMA 콘텐츠는 잡음으로서 나타날 것이다.
도 24에 제9 시스템 실시예가 도시되어 있는데, 가변적인 일반화된 프리픽스 및/또는 블라인드 일반화된 프리픽스 검출이 있는 IEEE-802.11 a/g 시스템을 나타낸다. 이 경우, 표준에서는 다음의 IFFT 블럭의 복사본을 포함하기 위해 프리픽스가 사용되었지만, 대신에 수신기에서 블라인드 검출을 요구하거나 요구하지 않을 수도 있는, 가변적인 일반화된 프리픽스를 송신하기 위해 일반화된 프리픽스가 사용된다.
도 25는 IEEE 802.16a 시스템에 사용할 수 있는 제10 시스템 실시예를 도시한다. 도 24와 마찬가지로, 다시 프리픽스는 다음의 IFFT 블럭의 일부의 복사본 대신에 가변적인 일반화된 프리픽스를 송신하기 위해 사용된다.
상술한 실시예에서, 일반화된 프리픽스는 대부분의 경우 OFDM IFFT 앞에 오므로 "프리픽스"로 지칭된다. 더 구체적으로, 이는 비 OFDM 세그먼트로서 지칭될 수 있는데, 이는 상기 언급된 선형 컨볼루션에서 순환 컨볼루션으로의 전환이 수행되도록 하는 방식으로 선행 및/또는 후행할 것이다.
또한, 선형과 순환 컨볼루션 사이의 전환을 가능하게 하는 OFDM IFFT 및 프리픽스/서픽스/비 OFDM 데이터의 결합은 송신 유닛으로서 지칭될 수 있다. 그리고, 신호는 송신 유닛들의 시퀀스를 포함한다. 하나의 송신 유닛의 서픽스는 다른 것의 프리픽스일 수 있다.
또한, 사용하던 장비를 지원하도록 적응화된 시스템에서 송신 유닛의 시퀀스는 송신 유닛 내의 데이터 세그먼트가 OFDM IFFT인 OFDM 송신 유닛 및 송신 유닛의 데이터 세그먼트가 OFDM이 아닌 비 OFDM 송신 유닛을 포함할 수 있다. 설명에서 주어진 예들은 CDMA 송신 유닛 및 GSM 송신 유닛을 포함하였다.
그러나, 본 발명의 대부분의 간단한 구현예에서 요구되는 것은 단일의 OFDM 송신 유닛이다.
수신기에서 선형 컨볼루션에서 순환 컨볼루션으로 전환하는 것을 허용하는 신규의 송신 방법이 제공되었다. 송신기 관점으로, 이러한 송신 방법이 일단 설정되었으면, 이 방법을 생성하기 위한 송신기를 구현하는 것은 당업자에게 비교적 용이하다. CDMA 송신기는 OFDM 송신기로서 공지되어 있다. OFDM 심볼을 위해, OFDM 신호 생성 회로가 요구될 것이고, 마찬가지로 비 OFDM 세그먼트를 위해, 비 OFDM 신호 생성 회로가 요구될 것이다. 이는 CDMA 회로, GSM 회로 등일 수 있고 이 모든 것은 공지되어 있다.
상기 교시로 미루어 보아 본 발명의 많은 변형예 및 변경예가 가능하다. 그러므로 첨부된 청구의 범위의 범위 내에서 본 발명이 본 명세서에서 특정적으로 설명된 것과 달리 실시될 수 있음을 이해해야 한다.

Claims (1)

  1. 수신기에서 수신된 OFDM 심볼에 대해 선형 컨볼루션에서 순환 컨볼루션으로 변환하는 방법으로서,
    Figure 112011074678389-pat00015

    로서 (L-1)×(L-1) 행렬 U 및 W를 각각 정의하는 단계와,
    Figure 112011074678389-pat00016

    로서 샘플의 새로운 세트 y(0), y(1), ..., y(L-2)를 정의하는 단계를 포함하고,
    여기서, h(.)는 이산화된 채널 응답이고, a(.)는 상기 OFDM 심볼 앞의 비 OFDM 기간에 대한 기지의 값 또는 미지의 고 신뢰성의 값이고, b(.)는 상기 OFDM 심볼 뒤의 비 OFDM 기간에 대한 기지의 값 또는 미지의 고 신뢰성의 값이고, z(.)는 상기 OFDM 심볼 뒤의 비 OFDM 기간에 대한 수신 값이고, 상기 방정식 우측의 y(.)는 상기 OFDM 심볼의 수신 샘플들이고, 상기 방정식 좌측의 y(.)는 수신 샘플들의 새로운 세트이고, L은 이산화된 채널 응답에서의 샘플들의 수인 방법.
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