KR101067581B1

KR101067581B1 - 인접 채널 간섭의 효과를 억압하는 필터 및 방법

Info

Publication number: KR101067581B1
Application number: KR1020087013890A
Authority: KR
Inventors: 쇼우솅 헤
Original assignee: 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
Priority date: 2005-11-11
Filing date: 2006-11-09
Publication date: 2011-09-27
Also published as: WO2007054538A1; US8059772B2; DE602005017052D1; EP1786111B1; TW200729749A; KR20080077157A; TWI403098B; ATE445263T1; EP1786111A1; US20090135973A1; RU2008123614A

Abstract

Frequency-Division-Multiple-Access 시스템 내에서 수신 신호의 기저대 신호(s)를 필터링함으로써 수신 신호의 Adjacent-Channel Interference의 효과를 억압하는 필터 장치(403) 및 방법이 제공된다. 필터 장치(403)는 간섭 필터(4032)를 포함하고, 간섭 필터(4032)는, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 (x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호 (y)를 동시에 생성시키도록 구성되는 복소 디지털 Single-Input-Multiple-Output (SIMO) 필터이며, 상기 제 1 신호 (x)는 상기 제 2 신호 (y)로부터 분리된다. 필터 장치(403)는 또한 필터 장치(403)의 출력으로서 신호(s, x, y) 중 하나를 선택하도록 구성되는 선택기(4033)를 포함한다.

필터 장치, 간섭 필터, 선택기

Description

인접 채널 간섭의 효과를 억압하는 필터 및 방법{FILTER AND METHOD FOR SUPPRESSING EFFECTS OF ADJACENT-CHANNEL INTERFERENCE}

본 발명은 일반적으로 필터의 분야 및 신호의 필터링에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 수신 신호의 인접 채널 간섭의 효과를 억압하는 필터 및 방법에 관한 것이다.

Global System for Mobile Communications (GSM), Enhanced Data for Global Evolution (EDGE), Personal Communications Services (PCS) 및 Digital Advanced Mobile Phone Services (DAMPS) 등과 같은 디지털 시분할 다중 접속/주파수 분할 다중 접속 (TDMA/FDMA) 통신 시스템에서, 무선 수신기의 성능은 보통 간섭이 제한된다. 동일한 시스템에서 다른 사용자로부터 가장 많은 간섭이 나타난다. 이 간섭은, 현재 사용자와 동일한 반송파 주파수를 이용하여 다른 사용자 및/또는 기지국으로부터의 동일 채널 간섭 (Co-Channel Interference : CCI), 현재 사용자에 인접한 반송파 주파수를 이용하여 다른 사용자 및/또는 기지국으로부터의 인접 채널 간섭 (Adjacent-Channel Interference : ACI) 등일 수 있다.

수신 신호의 잠재적 ACI 효과를 억압하기 위해 디지털 기저대 내의 수신 신호를 필터링하는 여러 방법이 있다. ACI 억압을 위한 2개의 주요 접근법이 제시되 었다. 제 1 접근법에 따르면, 대칭적 협대역 수신기 필터는, 상위 또는 하위 채널 중 어느 하나로부터 동시에 가능 ACI를 억압하기 위해 기저대 신호에 적용된다. 이 점에서, ACI의 산재하는 성질(sparse nature)로 인해, 싱글 사이드(single side) ACI는 보통 ACI 시나리오를 지배하는 것으로 주지될 수 있다. 따라서, 상위 주파수 대역측(upper frequency band side) 및 하위 주파수 대역측(lower frequency band side)의 양방 상의 주파수 성분을 차단하는 대칭적 협대역 필터는 또한 보통 ACI가 존재하지 않거나 무시해도 좋은 대역측 상의 바람직한 신호를 손상시킨다. 결과적으로, 이 접근법은 ACI가 존재하지 않을 시나 ACI가 무시해도 좋을 시에 수신기 성능을 저하시킨다. 제 2 접근법에 따르면, 잠재적 ACI 효과를 억압하는 신호를 필터링하기 전에 잡음 추정이 먼저 행해진다. 잡음 추정은 보통, Training Sequence Code (TSC)로서 공지된 송신 신호 시퀀스를 이용함으로써 채널 추정을 통해 행해진다. 잡음 추정에 기초로 하여, 저차 필터(low order filter)가 적합하게 획득되어, 강한(strong) ACI가 존재하는 경우에 신호를 필터링하기 위해 수신 신호에 적용될 수 있다. 이 접근법을 이용함으로써, 강한 ACI가 존재할 시에 ACI를 적합하게 억압하는 것이 가능하다. 이에 의해, 바람직한 신호는 보통 제 1 접근법에 비해 덜 손상을 받는다. 그러나, 제 2 접근법에 따른 정확한 채널 추정은 보통 달성하기가 곤란하다. 이것은 특히 강한 간섭 또는 배경 잡음이 존재할 시에 사실이다. 부정확한 채널 추정은 ACI가 존재하든 존재하지 않든 간에 적응 결정(adaptive decision)이 곤란하게 될 수 있다. 그 후, 이것은 수신기 성능을 저하시킬 수 있다.

보통, ACI 억압을 위해 설계된 Finite Impulse Response (FIR) 필터 또는 Infinite Impulse Response (IIR) 필터와 같은 디지털 필터는 계산상 복잡하다. 따라서, 이와 같은 ACI 필터를 가진 이동 전화와 같은 통신 장치는 보통 상당한 처리 전력을 필요로 한다. 결과적으로, 바람직한 신호를 손상시키지 않고, 처리 전력을 더욱 효율적으로 이용하는 ACI 필터가 필요로 된다.

본 발명의 목적은 처리 전력 요구 조건을 감소시키는 방법 및 필터를 제공하는 것이다.

제 1 양태에 따르면, Frequency-Division-Multiple-Access 시스템 내에서 수신 신호의 Adjacent-Channel Interference의 효과를 억압하는 간섭 필터가 제공된다. 간섭 필터는 수신 신호의 기저대 신호를 필터링하도록 구성된다. 더욱이, 간섭 필터는 복소 디지털 Single-Input-Multiple-Output (SIMO) 필터이며, 이 필터는, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 (x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호 (y)를 동시에 생성시키도록 구성되며, 여기서, 제 1 신호 (x)는 제 2 신호 (y)로부터 분리된다.

복소 디지털 SIMO 필터는 제 1 및 2 신호에 대한 개별 주파수 응답을 가질 수 있다. 각 개별 주파수 응답은 수신 신호의 중심 주파수에 관해서는 비대칭일 수 있다.

간섭 필터는 복소 주파수 도메인 내에서 2 쌍의 서로 관련된 제로(interrelated zero)로 구성될 수 있으며, 여기서, 각 쌍의 서로 관련된 제로의 규격화 주파수 (normalized frequency)는 상호 의존적 제약(mutually dependent constraint)에 의해 제약을 받는다.

간섭 필터는

에 따른 주파수 특성을 가질 수 있다. 여기서, f(z)은 상위 주파수 대역 내에서 필터링을 위해 구성된 전달 함수이고, g(z)은 하위 주파수 대역 내에서 필터링을 위해 구성된 전달 함수이며, α,β 및 -α,-β는 2 쌍의 서로 관련된 제로의 규격화 주파수이다.

간섭 필터는 Global System for Mobile Communications (GSM) 네트워크 내의 무선 통신 장치 내에 이용하기 위해 구성될 수 있다. 더욱이, 간섭 필터는

만큼 디로테이트(de-rotate)되는 수신 신호를 위해 구성될 수 있다. 상술한 상호 의존적 제약은

일 수 있다.

간섭 필터는 Enhanced Data for Global Evolution (EDGE) 네트워크 내의 무선 통신 장치 내에 이용하기 위해 구성될 수 있다. 간섭 필터는

로 디로테이트되는 수신 신호를 위해 구성될 수 있다. 상호 의존적 제약은

일 수 있다.

제 2 양태에 따르면, 제 1 양태에 따른 간섭 필터를 포함하는 무선 통신 장치가 제공된다.

제 3 양태에 따르면, 제 1 양태에 따른 간섭 필터를 포함하는 필터 장치가 제공된다. 필터 장치는, 기저대 신호, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호를 수신하여, 각 신호의 추정된 잡음 전력에 기초로 하여 출력을 위한 신호 중 하나를 선택하도록 구성된 선택기를 더 포함한다. 선택기는, 기저대 신호, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호의 잡음 전력 레벨을 추정하여, 이들 신호의 각각의 잡음 전력 레벨을 비교하여, 최하위 추정된 잡음 전력 레벨을 가진 신호를 선택하도록 구성될 수 있다. 더욱이, 선택기는 Training Sequence Code (TSC)를 이용하는 채널 추정에 의해 잡음 전력 레벨을 추정하도록 구성될 수 있다.

제 4 양태에 따르면, 제 3 양태에 따른 필터 장치를 포함하는 무선 통신 장치가 제공된다.

제 5 양태에 따르면, 수신 신호의 기저대 신호를 필터링함으로써 Frequency-Division-Multiple-Access 시스템 내에서 수신 신호의 Adjacent-Channel Interference의 효과를 억압하는 방법이 제공된다. 이 방법은, 복소 디지털 Single-Input-Multiple-Output (SIMO) 간섭 필터에 의해 상위 주파수 대역 및 하위 주파수 대역에서 기저대 신호를 필터링하는 단계 및, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호를 동시에 생성시키는 단계를 포함하며, 여기서, 제 1 신호 (x)는 제 2 신호 (y)로부터 분리된다.

상위 및 하위 주파수 대역 필터링의 각 개별 주파수 응답은 수신 신호의 중심 주파수에 관해서는 비대칭일 수 있다.

간섭 필터는 복소 주파수 도메인 내에서 2 쌍의 서로 관련된 제로로 구성될 수 있으며, 여기서, 각 쌍의 서로 관련된 제로의 규격화 주파수는 상호 의존적 제약에 의해 제약을 받을 수 있다.

이 방법은 기저대 신호, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호 중 하나를 선택하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 선택하는 단계는 기저대 신호, 상위 대역에서 필터링된 제 1 신호 및, 하위 대역에서 필터링된 제 2 신호의 잡음 전력 레벨을 추정하는 단계, 상기 신호들의 각각의 잡음 전력 레벨을 비교하는 단계, 및 최하위 추정된 잡음 전력 레벨을 가진 신호를 선택하는 단계를 포함할 수 있다.

제 6 양태에 따르면, 컴퓨터 프로그램 제품이 제공된다. 컴퓨터 프로그램 제품은 제 5 양태에 따른 방법을 실행하는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함하며, 이때 상기 컴퓨터 프로그램 코드 수단은 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 실행된다.

본 발명의 추가적인 실시예는 종속항에서 정의된다.

본 발명의 실시예들은 필터의 필요한 처리 전력의 제한을 고려할 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예들에 따른 필터를 가진 수신기의 수신기 성능은 개선될 수 있다.

여기에 이용되는 용어 "포함한다/포함하는" 는 제시된 특징, 완전체(integers), 단계 또는 구성 요소의 존재를 열거하는 것으로 취해지지만, 하나 이상의 다른 특징, 완전체, 단계, 구성 요소 또는 이의 그룹의 존재 또는 부가를 배제하지 않는다.

본 발명의 추가적 목적, 특징 및 이점은 본 발명의 다음의 상세한 설명으로부터 자명할 것이고, 첨부한 도면에 대한 참조가 행해진다.

도 1은 동작 중인 이동국 (MS) 및 통신 네트워크의 예시도이다.

도 2는 Adjacent-Channel Interference을 도시한 다이어그램이다.

도 3은 도 1의 이동국 (MS)의 필터 장치의 실시예를 도시한 블록도이다.

도 4는 도 3의 간섭 필터에 따른 규격화된 4개의 상호 관련된 제로의 가능 위치를 도시한 것이다.

도 5는 도 3의 간섭 필터의 신호 흐름 그래프 (SFG)를 도시한 다이어그램이다.

도 6은 도 1의 이동국 (MS)의 필터 장치의 다른 실시예를 도시한 블록도이다.

도 7은 도 6의 간섭 필터의 구현(realization)의 일례를 도시한 블록도이다.

도 8은 도 6 및 7의 간섭 필터의 SFG를 도시한 다이어그램이다.

도 9는 도 1의 이동국 (MS)의 필터 장치의 또 다른 실시예를 도시한 블록도이다.

도 10은 도 9의 간섭 필터의 SFG를 도시한 다이어그램이다.

도 11은 도 3, 5 및 8의 간섭 필터의 전형적인 특성을 도시한 것이다.

도 12는 수신 신호의 Adjacent-Channel Interference의 효과를 억압하는 방법의 실시예를 도시한 흐름도이다.

도 13은 도 12의 선택 단계를 실행하는 방법의 실시예를 도시한 흐름도이다.

도 1은, 본 발명에 따라 이동국(MS)에서 수신되는 신호의 Adjacent-Channel Interference (ACI)의 효과를 억압하는 필터 및 방법이 실시될 수 있는 통신 네트워크를 도시한 것이다. 통신 네트워크는, 예컨대, GSM, EDGE 및 UMTS 등과 같은 무선 통신 네트워크일 수 있다. 더욱이, 통신 네트워크는 2G, 2.5G 및 3G와 같은 수개의 시스템을 포함할 수 있다. 이들 통신 네트워크 시스템 중 수개는 완전히 또는 부분적으로 중복할 수 있다.

도 1에 도시된 바와 같이, 통신 네트워크는 전형적으로 네트워크 측 상에서 서로 접속된 다수의 장치를 포함한다. 간략화를 위해, 하나만의 기지국 제어기(BSC)(10) 및, 이 기지국 제어기(BSC)(10)에 접속된 3개의 기지국(BS)(20,21,22)이 도시된다. 기지국의 각각은 하나 이상의 무선 셀(30, 31 또는 32)을 형성하며, 어느 경우에, 제각기 이동국(MS)(40, 41 및 42)과의 통신이 상응하는 무선 셀 내에 설정될 수 있다.

이동국(MS)(40, 41 및 42)은, 이동 무선 단말기, 이동 전화, 셀폰, 페이저, 커뮤니케이터, 스마트폰 등과 같은 어떤 무선 통신 장치일 수 있으며, 이들은 여기서 이동국(MS)으로서 지칭된다.

도 1에서 알 수 있는 바와 같이, 이동국(MS)(40)은, 기지국(BS)(20)으로부터 송신되는 데이터 또는 정보를 포함하는 무선 주파수(RF) 신호를 수신하여 저 주파 수 기저대 신호(S_B)로 변환하는 무선 주파수 (RF) 수신기 유닛(401)을 포함할 수 있지만, 이에 제한되지 않는다. RF 수신기 유닛(401)은, 예컨대, 저 잡음 증폭기 (LNAs), 혼합기 및 아날로그 필터와 같은 여러 아날로그 회로를 포함할 수 있다. 이동국(MS)(40)은, 아날로그 기저대 신호(S_B)를 샘플링된 데이터 또는 이산 시간(discrete-time) 기저대 신호(s₁)로 변환하는 아날로그-디지털 변환기(402), 필터 장치(403), 등화기(404), 채널 디코더(405) 및 음성 디코더(406) 등을 더 포함할 수 있다.

이동국(MS)(40)은 또한 메모리 장치를 포함할 수 있다. 이동국(MS)의 여러 기능에 대한 데이터 명령 또는 소프트웨어는 이 메모리 장치 내에 기억될 수 있다. 더욱이, 이동국(MS)(40)은 이동국(MS)의 동작 및 기능을 제어하는 중앙 처리 유닛(CPU)을 포함할 수 있다.

다음의 예에서, 무선 인터페이스를 통해 통신이 확립된다. 무선 인터페이스의 스펙트럼은 도 2에 도시된 바와 같이 다수의 인접 주파수 대역(f0-f1, f1-f2 및 f2-f3)으로 세분될 수 있다. 개별 주파수 대역(f0-f1, f1-f2 및 f2-f3)은 제각기 상응하는 무선 채널(CH1, CH2 및 CH3)로 지정된다. 이런 예시적인 예에서, 무선 채널(CH1, CH2 및 CH3)은, 예컨대, 무선 채널(CH2)이 무선 셀(30) 내에서 기지국(20)과 상응하는 이동국(40) 간의 접속을 위해 이용 가능한 식으로 통신 네트워크 내에 지정된다. 상응하는 무선 셀(31, 32) 등을 가진 다른 기지국(21, 22) 등에 대해서는, 다른 무선 채널(CH1, CH3) 등이 할당될 것이다.

도 1을 참조하면, 다음의 설명은 기지국(BS)(20) 및 이동국(MS)(40)을 고려할 것이다. 데이터 또는 정보를 포함하는 신호(S)는 무선 채널(CH2)을 통해 기지국(BS)(20)으로부터 송신된다. 기지국(BS)(21)은, 이동국(MS)(41)과 통신하기 위해 채널(CH2)에 인접한 채널(CH1) 상에서 송신하는 기지국인 것으로 추정된다.

이 예에서, 기지국(BS)(20)과 이동국(MS)(40) 간에 무선 채널(CH2)을 통한 통신인 송신 신호(S)는 기지국(BS)(21)의 인접 무선 채널(CH1) 상의 간섭 신호(IS1)에 의해 교란된다. 도 2로부터 알 수 있는 바와 같이, 무선 채널(CH1 및 CH2)은, 인접 채널 간섭이 바람직한 무선 채널(CH2)의 하위 주파수 대역 영역(51) 내에 제공될 수 있도록 한 인접 무선 주파수 채널이다. 마찬가지로, 무선 채널(CH2)을 통한 통신은 무선 채널(CH3) 상의 다른 간섭 신호(IS3)에 의해 교란될 수 있다. 바람직한 신호의 전력과 인접 채널 간섭의 전력의 비인 신호 대 인접 간섭비는 이동국(MS)(40)의 성능에 상당히 영향을 줄 수 있어, 통신 네트워크의 주파수 플래닝(frequency planning) 및 스펙트럼 효율에 상당히 영향을 줄 수 있다. 도 2로부터 알 수 있는 바와 같이, ACI는, 하위 주파수 인접 채널(CH1) 및 상위 주파수 인접 채널(CH3)의 결과로서, 제각기, 무선 채널(CH2)의 주파수 스펙트럼의 하위 주파수단 영역(51)뿐만 아니라 상위 주파수단 영역(52)에서도 발생할 수 있다. 이 예에서, 하위 주파수단 영역(51) 내의 ACI는 무시해도 좋을 수 있다. 그러나, 상위 주파수단 영역(52) 내의 ACI는 여전히 매우 강하다.

필터 장치(403)는, 수신 신호(S)의 Adjacent-Channel Interference의 효과를 억압하기 위해 수신 신호(S)의 기저대 신호(s₁)의 선택 및/또는 적응 필터링을 실행하도록 구성될 수 있다.

도 3은 도 1의 이동국(40)의 필터 장치(403)의 실시예를 도시한 것이다. 필터 장치(403)는, 도 1에 도시된 A/D 변환기(402)에 의해 실행되는 아날로그-디지털 변환를 통해 생성된 이산 시간 기저대 신호(s₁)를 수신하는 저역 통과 필터와 같은 수신기 (Rx) 필터(4031)를 포함할 수 있다. 수신 신호(S)에서 발생하는 ACI는 RF 수신기 유닛(401) 및 A/D 변환기(402)를 통해 전파할 수 있음을 알아야 한다. 그래서, ACI의 어떤 효과는, A/D 변환기(402)로부터 출력되어, 필터 장치(403)의 Rx 필터(4031)로 입력되는 이산 시간 기저대 신호(s₁)에 여전히 존재할 수 있다.

필터 장치(403)는, Rx 필터(4031)로부터의 출력인 수신된 이산 시간 기저대 신호(s)의 상위 및 하위 주파수 대역 필터링을 조합하거나 통합하는 간섭 필터(4032)를 포함할 수 있다. 간섭 필터(4032)는 디지털 필터일 수 있다. 여기에 이용된 바와 같이, 디지털 필터는 샘플링된 데이터 또는 이산 시간 신호의 필터링이라 한다.

간섭 필터(4032)는, 예컨대, 디지털 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터, 즉, 저차 디지털 FIR 필터와 같이 단지 제로지만 복소수(complex)(z) 도메인 내에 극(pole)이 없는 필터일 수 있다. 간략화를 위해, 여기서는 FIR 필터에 대한 참조가 행해질 것이다. 그러나, 이것은 제한적으로 해석되기보다는 일례로 해석되어야 한다. 여기에 이용되는 바와 같이, FIR 필터 동작은, 전용 하드웨어에 의해, 또는 프로그램 가능 논리에 의한 명령의 시퀀스의 실행에 의해 수행되는 계산 프로세스일 수 있다. 또한, 그것은 하드웨어 및 소프트웨어의 조합, 또는 계산 프로세스를 실행하는 컴퓨터 프로그램 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품일 수 있다. 이에 의해, 입력수의 시퀀스(input sequence of numbers)는 전달 함수에 의해 출력수의 시퀀스로 변환된다. 전달 함수는 이용된 디지털 FIR 필터의 주파수 특성을 나타낸다. 전달 함수의 예들은, 저역 통과, 고역 통과, 대역 통과 함수 등을 포함할 수 있다. 디지털 필터 계산은 디지털 덧셈, 신호 값과 상수의 디지털 곱셈, 및 지연단의 삽입(insertion of delay stages)을 포함한다.

ACI가 존재하지 않는 주파수 스펙트럼측에서 바람직한 신호의 손상을 회피하기 위해, 주파수 응답이 기저대 신호(s)의 제로 주파수 (또는 수신 신호 (S)의 중심 주파수)에 관해서는 비대칭인 비대칭 디지털 2차 FIR 필터는 상위 주파수 대역에서의 ACI의 효과, 즉, 상위 채널(CH3)로부터의 ACI 효과를 억압하기 위해 설계된다(도 2 참조). 동일하지 않은 2개의 제로를 가진 이런 필터는 복소수(z) 도메인 내의 다음의 전달 함수로 나타낼 수 있다:

(1)

여기서, α 및 β는 2개의 각각의 제로의 규격화 주파수이고, a 및 b는 FIR 필터의 계수이며, j는 허수 연산자(imaginary operator)이다.

주파수 응답은 2개의 각각의 제로의 규격화 주파수가 범위

내에 놓여 있음을 필요로 할 수 있다.

FIR 필터의 제로는 가장 유효하도록 정확히 단위원(unit circle) 상에 있어야 한다. 그럼에도 불구하고, 각각의 제로의 규격화 주파수 α,β는 바람직한 채널(CH2)과 상위 인접 채널(CH3) 간의 주파수 경계 주변에서 어느 정도까지는 변할 수 있다. 더욱이, 가장 유효하도록 하기 위해, 제로의 규격화 주파수는 바람직하게도 동일하지 않다. 이들 제로 중 하나는 정확히 주파수 경계에 있을 수 있다.

본 발명의 이런 실시예에 따르면, 어떤 제약(constraint)은 디지털 2차 FIR 필터의 계산 효율을 개선하는 수단으로서 이용된다. 이런 상호 의존적 제약은 다음의 식으로 기재될 수 있다:

(2)

α 및 β는 각각의 제로의 규격화 주파수이다. 상기 주파수 응답 요구 조건이 주어지면, n은 3으로 설정되어 다음을 산출한다:

(3)

이 제약이 디지털 2차 FIR 필터에 적용되면, 그것은 하나의 자명하지 않은(non-trivial) 필터 계수 μ만을 가진 비교적 간단한 형식으로 될 수 있다.

다음의 것은 제약이 디지털 2차 FIR 필터에 적용될 시에 필터 계수의 전개를 예시한다:

여기서,

그 다음, 이것은 다음 식에 따라 전달 함수를 산출한다:

(4)

마찬가지로, ACI 효과가 하위 인접 채널(CH1)로부터 나타나면, 2개의 각각의 제로의 규격화 주파수는 상응하는 부의 규격화 주파수, 즉, -α 및 -β에 있다. 따라서, 식(4)에서 나타낸 디지털 2차 FIR 필터의 공액(conjugate)을 생성함으로써, 하위 주파수 대역에서의 ACI의 효과, 즉, 하위 채널(CH1)로부터의 ACI 효과의 억압을 위한 디지털 2차 FIR 필터는 (도 2 참조) 획득되어 다음의 전달 함수로 나타낼 수 있다:

(5)

도 4는 복소 평면 내의 규격화된 4개의 상호 관련된 제로의 위치를 도시하며, 여기서, B는 규격화 주파수 경계를 나타낸다. 상위 및 하위 주파수 대역 필터의 규격화 제로는 가장 유효하도록 정확히 단위원 상에 있어야 함을 보여준다. 또한, 4개의 제로가 미러 위치(mirrored position)에서 쌍을 이루게 됨을 도시하며, 즉, 하위 주파수 대역 필터에 대한 제로가 실수축 주변에서 상위 주파수 대역 필터에 대한 제로의 미러 위치에 있음을 도시한다. 그럼에도 불구하고, 각각의 제로의 규격화 주파수는 규격화 주파수 경계(B) 주변에서 어느 정도까지는 변할 수 있다.

식(4) 및 (5)의 대칭적 성질(symmetrical nature)은, 이들 2개의 식이 이점으로 디지털 Single-Input-Multiple-Output (SIMO) 간섭 필터(4032)를 획득하기 위해 조합되거나 통합될 수 있도록 한다. 이 실시예의 SIMO 간섭 필터(4032)는 2개의 개별 신호, 즉, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 (x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호 (y)를 동시에 생성시킬 수 있으며, 여기서, 제 1 신호 (x)는 제 2 신호 (y)로부터 분리된다. 따라서, 상위 주파수 대역 FIR 필터 (즉, 식(4)) 및 하위 주파수 대역 FIR 필터 (즉, 식(5))는 다음으로 나타낼 수 있다:

(6)

및

이고, 여기서, x(z), y(z) 및 s(z)는 제각기, SIMO 간섭 필터(4032)의 출력 신호 및 복소 z 도메인 내에 나타낸 수신된 기저대 신호이므로, x 및 y는 시간 도메인 내에서 다음의 식으로 나타낼 수 있다:

(7)

z 도메인 및 시간 도메인 간의 관계는, A.V. Oppenheim and R.W. Shafer, "Discrete-Time Signal Processing", Prentice Hall, 1989, page 180에 기재되어 있다.

식(7)은 다음에 의해 실수 및 허수 형식으로 나타낼 수 있다:

(8)

여기서, r은 복소 신호의 실수부를 나타내고, i는 복소 신호의 허수부를 나타낸다. 이 연산을 재편성한 후, 이들 연산은 다음으로 나타낼 수 있다:

(9)

식(9)은 Signal Flow Graph (SFG)로 도시될 수 있다. 도 5에 도시된 SFG는, 상위 및 하위 대역 신호 필터링 간의 연산 공유(operational sharing)가 디지털 SIMO 간섭 필터(4032)의 "버터플라이(butterfly)" 구조를 산출함을 도시한다.

본 발명의 이 실시예에 관련하여, 식(3)에서 상호 의존적 제약

은 2개의 각각의 제로의 규격화 주파수 간의 관계를 열거함을 알 수 있다. α를 적절히 선택함으로써, β를 유도할 수 있다. 그래서, SIMO 간섭 필터(4032)의 전달 함수(6)의 4개의 상호 관련된 제로, 즉, 상위 대역 필터링을 위해 설계된 2개의 각각의 제로의 규격화 주파수에 대한 α 및 β 및, 하위 대역 필터링을 위해 설계된 2개의 각각의 제로의 규격화 주파수에 대한 -α 및 -β가 먼저 α를 정의함으로써 찾아질 수 있다. 그러나, SIMO 간섭 필터는 α가 상이하게 선택될 시에 상이한 특성을 가질 수 있다. 결과적으로, α는 고정되지 않는다.

본 발명의 다른 실시예는 도 6에 개략적으로 도시되어 있다. 도 3의 상응하는 요소를 가진 도 6의 요소는 도 3에 관련한 설명과 유사하게 연산하여 상호 작용한다.

도 6의 필터 장치(403)는, Rx 필터(4031)로부터의 출력인 수신된 기저대 신호(s₂)를 디로테이트하는 디로테이터(de-rotator)(6034)를 더 포함한다. 이 실시예에서, 필터 장치는 GSM 네트워크에서 이동국(MS)(40)의 수신기 내에 이용하기 위해 의도된다. 이동국(MS)(40)이 GSM 시스템에 이용되는 GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) 변조 신호를 복조하도록 의도되면, 디로테이터(6034)는, 예컨대, 수신된 기저대 신호(s₂)를

로 디로테이트하도록 구성될 수 있다.

이 경우에, 상위 및 하위 주파수 대역에서의 ACI의 효과를 억압하는 비대칭 디지털 2차 FIR 필터는 다음과 같이 나타낼 수 있다:

(10)

여기서, f(z)는 상위 주파수 대역에서 필터링하기 위해 구성된 전달 함수이고, g(z)는 하위 주파수 대역에서 필터링하기 위해 구성된 전달 함수이다.

여기서, α',β' -α',-β'는 디로테이션 후에 제로의 2 쌍의 규격화 주파수이다.

또한, 이 실시예에서, 어떤 제약은 식(10)에서 디지털 2차 FIR 필터의 계산 효율을 개선하는 수단으로서 이용될 수 있다. 상호 의존적 제약은

이고, n이 n=1인 것으로 선택되면, 이것은

을 산출한다. 따라서, 상호 의존적 제약은 다음으로 나타낼 수 있다:

(11)

이런 제약이 식(10)의 디지털 2차 FIR 필터에 적용되면, 이들은 또한 하나의 자명하지 않은 필터 계수 μ만을 가진 비교적 간단한 형식으로 될 수 있다.

식(10)은 다음과 같이 나타낼 수 있다:

(12)

여기서,

그리고 여기서,

따라서, GSM 시스템에서 이동국의 수신기 내에 이용하기 위해 조합되거나 통합된 상위 및 하위 주파수 대역 SIMO 간섭 필터(6032)는 다음과 같이 나타낼 수 있다:

(13)

마찬가지로,

및

이므로, 다음의 식에 의해 시간 도메인 내에서 제각기 복소 출력 신호 x 및 y를 나타낼 수 있다:

(14)

실수 및 허수 형식에서, 이들은 다음과 같이 나타낼 수 있다:

(15)

(16)

도 7은 식(16)에 따른 디지털 SIMO 간섭 필터(6032)의 실현의 일례의 블록도를 도시한 것이다. 이 블록도로부터 알 수 있는 바와 같이, 디지털 SIMO 간섭 필터(6032)는 4개의 지연 소자(D1-D4), 10개의 덧셈 소자(A1-A10) 및 2개의 곱셈기 소자(M1-M2)를 포함한다. 도 7로부터 알 수 있는 바와 같이, 복소 샘플당 (M1 및 M2로 나타낸) 2개만의 실수 곱셈 및 (A1-A10로 나타낸) 10개의 실수 덧셈은 상위 및 하위 대역 필터링의 양방의 병렬 계산을 위해 필요로 된다. 게다가, 이런 간섭 필터(6032)에 의해, 2개의 필터링 결과, 즉, 하나의 상위 대역 필터링 결과 및 하나의 하위 대역 필터링 결과를 병렬로 획득할 수 있다. 대조적으로, 제약(11)이 전달 함수(10)에 따라 디지털 FIR 필터에 적용되지 않으면, 예컨대, 하나만의 필터링 결과를 획득하기 위해 샘플당 8개의 실수 곱셈 및 10개의 실수 덧셈을 취할 수 있다.

식(16)은 선택적으로 SFG로 도시될 수 있다. 도 8에 도시된 SFG는 다시, 상위 및 하위 대역 신호 필터링 간의 연산 공유가 디지털 SIMO 간섭 필터(6032)의 "버터플라이" 구조를 산출함을 도시한다.

GSM 시스템에서, 바람직한 신호의 대역폭 BW는 보통 271 kHz이지만, 2개이 인접 채널 간의 채널 스페이싱 CS는 보통 약 200 kHz이다(도 2 참조). 따라서, 바람직한 채널과 상위/하위 인접 채널 간의 규격화 주파수 경계는

에 있다. 제로의 규격화 주파수, 즉, α 및 β는

의 규격화 주파수 경계에 근접해야 한다.

상호 의존적 제약

은 2개의 각각의 제로의 규격화 주파수 간의 관계를 열거한다. α를 적절히 선택함으로써, 또한 β를 유도할 수 있다. 그래서, SIMO 간섭 필터(6032)의 제로의 4개의 상호 관련된 규격화 주파수, 즉, 상위 주파 수 대역에 대한 α 및 β 및, 하위 주파수 대역에 대한 -α 및 -β가 먼저 α를 정의함으로써 찾아질 수 있다. 예컨대,

을 선택하여

,또는

을 선택하여

일 수 있다. 그러나, α는 고정될 필요가 없으며, 바람직하게는 각 지정 경우에 철저히 테스트되고 평가되어야 한다.

도 9를 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예가 개략적으로 도시된다. 도 3 및 6의 상응하는 요소를 가진 도 9의 요소는 도 3 및 6에 관련한 설명과 유사하게 연산하여 상호 작용한다.

이 실시예에서, 필터 장치(403)는, 필터 장치(403)가 EDGE 네트워크에서 이동국(40)의 수신기 내에 이용하기 위해 의도된다는 점에서, 도 6에 관련하여 상술한 필터 장치와 상이하다. 수신 신호가 8-PSK (8-state Phase Shift Keying) 변조되면, 수신 신호는 디로테이터(9034)에 의해

만큼 디로테이트될 수 있다. 따라서, 이 실시예에서, 디로테이터(9034)는, 이동국(MS)(40)이 EDGE 시스템에 이용된 바와 같이 8-PSK 변조된 신호를 복조시키도록 의도될 시에, 수신된 기저대 신호(s₂)를

만큼 디로테이트하도록 구성될 수 있다.

다시 한번 이 실시예에서, 어떤 제약은 식(10)에서 디지털 2차 FIR 필터의 계산 효율을 개선하는 수단으로서 이용될 수 있다.

의 디로테이션으로 인 해,

이며, 여기서,

이다. n=2이면, 이것은

을 산출한다. 따라서, 상호 의존적 제약은 다음과 같이 나타낼 수 있다:

(17)

이 제약이 디지털 2차 FIR 필터에 적용되면, 이들은 제각기 하나의 자명하지 않은 필터 계수

및

만을 가진 비교적 간단한 형식으로 될 수 있다.

여기서,

(18)

따라서, EDGE 시스템에서 수신기 내에 이용하기 위해 SIMO 조합/통합된 상위 및 하위 주파수 대역 간섭 필터(9032)는 다음과 같이 나타낼 수 있다:

(19)

및

(20)

(21)

(22)

식(22)은 SFG로 도시될 수 있다. 도 10에 도시된 SFG는, 이 실시예에 따라 SIMO 간섭 필터(9032)에 의해 제공되는 상위 및 하위 대역 필터링 간의 연산 공유를 도시한다.

다시 말하면, 상호 의존적 제약

은 2개의 각각의 제로의 규격화 주파수 간의 관계를 열거한다. SIMO 간섭 필터(9032)가 EDGE 시스템 내의 수신기 내에 이용하기 위해 의도되면, 그것은, 예컨대,

을 선택하여

하는데 유리할 수 있다.

도 11은, 간섭 필터(4032, 6032 및 9032)의 실시예에 따라 하나의 입력 신호(s) 및 2개의 출력 신호(x, y)를 가진 SIMO 간섭 필터의 전형적인 특성을 도시한 것이다. 도시된 바와 같이, 이 간섭 필터는, 2개의 개별 신호, 즉, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 (x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 개별 신호 (y)를 동시에 생성시키며, 여기서, 제 1 신호는 제 2 신호로부터 분리된다. 더욱이, 상위 주파수 대역 필터 및 하위 주파수 대역 필터의 주파수 응답은 수신 신호의 중심 주파수에 관해서는 비대칭이다. 이것은 ACI를 억압할 동안에 바람직한 신호의 손상을 회피할 수 있게 한다.

본 발명의 모든 실시예에 대해 상술한 바와 같이, SIMO 간섭 필터(4032, 6032 및 9032)의 유효 연산 공유(significant operational sharing)는 유익한데, 그 이유는 그것이 복소 샘플당 몇몇 디지털 곱셈 및 덧셈을 필요로 하기 때문이다. 따라서, 과도한 계산 복잡성 및 관련된 전력 소비 없이 인접 채널(CH1 및 CH3)로부터 잠재적 ACI 효과를 억압할 수 있게 한다. 결론적으로, 계산적으로 효율적이고, 동시에 바람직한 신호를 손상시키지 않고 ACI 효과를 억압하는 SIMO 간섭 필터를 제공할 수 있다.

필터 장치(403)는 선택기(4033)를 더 포함할 수 있다. 도 3에 관련한 실시예에서, 선택기(4033)는 Rx 필터(4031)로부터 출력되는 기저대 신호(s)를 수신하도록 구성될 수 있다. 도 6에 관련한 실시예에서, 선택기(4033)는 디로테이터(6034)로부터 출력되는 기저대 신호(s)를 수신하도록 구성될 수 있다. 도 9에 관련한 실시예에서, 선택기(4033)는 디로테이터(9034)로부터 출력되는 기저대 신호(s)를 수신하도록 구성될 수 있다. 더욱이, 선택기(4033)는 제각기 상위 대역 필터링 신호(x) 및 하위 대역 필터링 신호(y)를 수신하도록 구성될 수 있으며, 이들 신호는 SIMO 간섭 필터(4032, 6032 또는 9032)로부터 출력된다. 또한, 선택기(4033)는, 선택기가 이들 신호를 수신하면, 예컨대, 잡음 추정을 토대로, 더 처리하기 위해 이들 신호 중 하나를 선택하도록 구성된다. 일례로서, 잡음 추정은, 기저대 신호(s), 상위 대역 필터링 신호(x) 및 하위 대역 필터링 신호(y)의 잡음 에너지가 제각기 선택기(4033)에 의해 추정되는 식으로 실행될 수 있다. 잡음 에너지의 추정은, 예컨대, 선택기(4033)에 알려져 있는 송신된 Training Sequence Code (TSC)를 이용하는 채널 추정에 의해 실행될 수 있다. 그 후, 최저 추정된 잡음 전력 레벨을 가진 신호는 출력되도록 선택기(4033)에 의해 선택될 수 있다. 후속하여, 필터 장치(403)로부터의 출력은 등화기(404)로 입력될 것이다. 그래서, ACI 거부(rejection)를 위한 적응 기법이 획득될 수 있다.

요약하면, ACI가 존재하지 않으면, 선택기(4033)는 수신된 기저대 신호를 불필요하게 손상시키지 않고 수신된 복소 기저대 신호(s)를 선택할 수 있다. 수신된 기저대 신호가 상위 채널(CH3)에 의해 교란되면, 상위 대역 필터링 복소 신호(x)는 후속하여 선택기(4033)에 의해 선택된다. 그러나, 수신된 기저대 신호가 하위 채널(CH1)에 의해 교란되면, 하위 대역 필터링 복소 신호(y)는 등화기로 입력되도록 선택기에 의해 선택된다. 환언하면, 선택기(4033)는 어느 신호(s, x, 또는 y)를 선택할 수 있으며, 여기서, 필터 장치(403)로부터의 출력으로서, s는 억압되지 않았고, x 및 y는 억압되었다.

선택기(4033)에 의한 선택이, 수신된 복소 기저대 신호(s)에만 기초로 하지 않고, SIMO 간섭 필터(4032, 6032 또는 9032)에서 조합/통합된 비대칭 상위 및 하위 주파수 대역 필터링으로부터의 필터링 결과(x, y)에도 기초로 하므로, ACI가 존재하지 않거나 ACI가 무시해도 좋은 주파수측 상의 바람직한 기저대 신호를 불필요하게 손상시키거나 약하게 하는 것을 회피할 수 있다. 잡음 추정의 정확도가 채널 추정의 정확도에 의존하므로, 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정은 ACI 억압 후에 행해지고, ACI의 충격은 최소화된다. 채널/잡음 추정이 ACI 억압 전에 행해지는 관련 기술의 설명에서 기술된 제 2 ACI 억압 접근법에 비해, 본 발명의 실시예에서의 채널/잡음 추정의 정확도는 개선된다. 그 후, 이것은 더 처리를 위해 신호를 선택할 시에 필터 장치(403)의 더욱 쉬운 적응 결정을 하게 된다. 따라서, 감도 채널 및 ACI 간섭 채널의 양방의 수신기 성능이 개선될 수 있다.

도 12는 수신 신호(S)의 ACI의 효과를 억압하는 방법에 대한 실시예를 도시한 것이다. 단계(601)에서, 수신 신호(S)의 디지털 기저대 신호는 제각기 상위 주파수 대역 및 하위 주파수 대역에서 필터링된다. 단계(602)에서, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 (x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호 (y)는 동시에 생성되며, 여기서, 제 1 신호는 제 2 신호로부터 분리된다. 예컨대, 단계(601 및 602)는 상술한 어느 실시예에 따라 SIMO 간섭 필터(4032, 6032 또는 9032)에 의해 실행될 수 있다. 추가적 단계(603)에서, 기저대 신호(s)와, 단계(602)에서 생성된 2개의 개별 신호(x, y) 간의 선택이 실행될 수 있다.

도 13은 도 12의 선택 단계(603)를 실행하는 방법에 대한 실시예를 도시한 것이다. 도시된 바와 같이, 이 선택 단계는, 단계(701)에서, 기저대 신호(s), 상위 주파수 대역에서 필터링된 개별 신호 (x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 개별 신호 (y)의 잡음 전력 레벨을 추정하는 단계를 포함한다. 더욱이, 그것은, 단계(702)에서, 상기 신호의 각각의 잡음 전력 레벨을 비교하는 단계 및, 단계(703)에서, 상기 비교 단계에 응답하여, 더 처리하기 위해 최저 잡음 전력 레벨을 가진 신호를 선택하는 단계를 포함한다. 도 13에 도시된 선택은 상술한 바와 같이, 예컨대, 선택기(4033)에 의해 실행될 수 있다.

도 12 및 13에 도시된 방법은, 예컨대, 상술한 바와 같이, 필터 장치(403)에 의해 실행될 수 있다.

본 발명은, 상술한 방법 및 기능의 실시를 가능하게 하는 컴퓨터 프로그램 제품에 장착될 수 있다. 본 발명은, 컴퓨터 프로그램 제품이 적재되어, 프로세서와 같이 컴퓨터 능력을 가진 장치에서 가동될 시에 실행될 수 있다. 본 문맥에서 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어 프로그램, 프로그램 제품 또는 소프트웨어는, 어느 프로그래밍 언어, 코드 또는 표기(notation)에서, 처리 능력을 가진 시스템이 특정 기능을 직접 실행시키거나, 다른 언어, 코드 또는 표기로 변환한 후에 실행시키도록 의도된 명령 세트의 어떤 표현을 의미한다. 더욱이, 컴퓨터 프로그램 제품은 컴퓨터 판독 가능 매체 상에 저장될 수 있다.

본 발명에 따른 이점으로서, 본 발명은 필터의 필요한 처리 전력을 효율적으로 이용한다. 더욱이, 본 발명의 이점으로서, 본 발명은 과도한 계산상의 복잡성 및 바람직한 신호의 손상 없이 효율적인 ACI 억압을 제공할 수 있다. 따라서, 본 발명의 이점으로서, 본 발명의 실시예는, 예컨대, 이동 전화와 같은 이동국의 동작 성능을 개선할 수 있다. 더욱이, 본 발명의 실시예에 따른 잡음 추정의 개선된 정확도로 인해, 시뮬레이션에서는, 본 발명의 이들 실시예가 전형적인 도시 및 험한 지역의 무선 채널 프로파일에 이동국의 개선된 동작 성능을 제공할 수 있음이 보여주었다.

본 발명이 특정 실시예에 관련하여 기술되었지만, 여기에 설명된 특정 형식으로 제한되는 것으로 의도되지 않는다. 상술한 것과 다른 실시예가 본 발명의 범주 내에서 동등하게 가능하다.

Claims

Frequency-Division-Multiple-Access 시스템 내에서 수신 신호(S)의 Adjacent-Channel Interference(51, 52)의 효과를 억압하는 간섭 필터(4032, 6032, 9032)로서, 상기 수신 신호(S)의 기저대 신호(s)를 필터링하도록 구성되는 간섭 필터에 있어서,

상기 간섭 필터(4032, 6032, 9032)는, 버터플라이 구조를 산출하는 상위 및 하위 대역 신호 필터링 간의 연산 공유에 의해, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호 (x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호 (y)를 동시에 생성시키도록 구성되는 복소 디지털 Single-Input-Multiple-Output (SIMO) 필터이며, 상기 제 1 신호 (x)는 상기 제 2 신호 (y)로부터 분리되는 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 복소 디지털 SIMO 필터는 제 1 및 2 신호(x, y)에 대한 개별 주파수 응답을 가지며, 각 개별 주파수 응답은 상기 수신 신호(S)의 중심 주파수에 관해서는 비대칭인 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 간섭 필터(4032, 6032, 9032)는 복소 주파수 도메인 내에서 2 쌍의 서로 관련된 제로로 구성되며, 각 쌍의 서로 관련된 제로의 규격화 주파수는 상호 의존적 제약에 의해 제약을 받는 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 3 항에 있어서,

상기 간섭 필터는
에 따른 주파수 특성을 갖는데,

f(z)은 상위 주파수 대역 내에서 필터링을 위해 구성된 전달 함수이고,

g(z)은 하위 주파수 대역 내에서 필터링을 위해 구성된 전달 함수이며, α,β 및 -α,-β는 2 쌍의 서로 관련된 제로의 규격화 주파수인 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 4 항에 있어서,

상기 간섭 필터(6032)는 Global System for Mobile Communications (GSM) 네트워크 내의 무선 통신 장치(40) 내에 이용하기 위해 구성되는 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 4 항에 있어서,

상기 간섭 필터(6032)는 상기 수신 신호들을
만큼 디로테이트되도록 구성되는 디로테이터(6034)와 함께 구성되는 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 4 항에 있어서,

상기 상호 의존적 제약은
인 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 4 항에 있어서,

상기 간섭 필터(9032)는 Enhanced Data for Global Evolution (EDGE) 네트워크 내의 무선 통신 장치(40) 내에 이용하기 위해 구성되는 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 4 항에 있어서,

상기 간섭 필터(9032)는 상기 수신 신호들을
만큼 디로테이트되도록 구성되는 디로테이터(9034)와 함께 구성되는 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 4 항에 있어서,

상기 상호 의존적 제약은
인 것을 특징으로 하는 간섭 필터.
제 1 항 또는 제 2 항에 따른 간섭 필터(4032, 6032, 9032)를 포함하는 무선 통신 장치(40).
제 1 항 또는 제 2 항에 따른 간섭 필터(4032, 6032, 9032)를 포함하는 필터 장치(403)에 있어서,

기저대 신호(s), 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호(x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호(y)를 수신하여, 각 신호의 추정된 잡음 전력에 기초로 하여 출력을 위한 신호(x, y, s) 중 하나를 선택하도록 구성된 선택기(4033)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 필터 장치.
제 12 항에 있어서,

상기 선택기(4033)는, 기저대 신호(s), 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호(x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호(y)의 잡음 전력 레벨을 추정하여, 신호(x, y, s)의 각각의 잡음 전력 레벨을 비교하여, 최하위 추정된 잡음 전력 레벨을 가진 신호를 선택하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 필터 장치.
제 13 항에 있어서,

상기 선택기(4033)는 Training Sequence Code (TSC)를 이용하는 채널 추정을 통해 잡음 전력 레벨을 추정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 필터 장치.
제 12 항에 따른 필터 장치(403)를 포함하는 무선 통신 장치(40).
수신 신호(S)의 기저대 신호(s)를 필터링함으로써 Frequency-Division-Multiple-Access 시스템 내에서 수신 신호(S)의 Adjacent-Channel Interference(51, 52)의 효과를 억압하는 방법에 있어서,

복소 디지털 Single-Input-Multiple-Output (SIMO) 간섭 필터(4032, 6032, 9032)에 의해 상위 주파수 대역 및 하위 주파수 대역에서 기저대 신호(s)를 필터링하는 단계(601) 및,

버터플라이 구조를 산출하는 상위 및 하위 대역 신호 필터링 간의 연산 공유에 의해, 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호(x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호(y)를 동시에 생성시키는 단계(602)로서, 상기 제 1 신호 (x)는 상기 제 2 신호 (y)로부터 분리되는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 억압 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 상위 및 하위 주파수 대역 필터링의 각 개별 주파수 응답은 상기 수신 신호(S)의 중심 주파수에 관해서는 비대칭인 것을 특징으로 하는 억압 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 간섭 필터(4032, 6032, 9032)는 복소 주파수 도메인 내에서 2 쌍의 서로 관련된 제로로 구성되며, 각 쌍의 서로 관련된 제로의 규격화 주파수는 상호 의존적 제약에 의해 제약을 받는 것을 특징으로 하는 억압 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 기저대 신호(s), 상기 상위 주파수 대역에서 필터링된 제 1 신호(x) 및, 하위 주파수 대역에서 필터링된 제 2 신호(y) 중 하나를 선택하는 단계(603)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 억압 방법.
제 19 항에 있어서,

상기 선택하는 단계(603)는 기저대 신호(s), 상위 대역에서 필터링된 제 1 신호(x) 및, 하위 대역에서 필터링된 제 2 신호(y)의 잡음 전력 레벨을 추정하는 단계(701),

상기 신호들의 각각의 잡음 전력 레벨을 비교하는 단계(702) 및,

최하위 추정된 잡음 전력 레벨을 가진 신호를 선택하는 단계(703)를 포함하는 것을 특징으로 하는 억압 방법.
컴퓨터 프로그램이 기록되는 데이터 기록 매체에 있어서, 상기 데이터 기록 매체는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함하고, 상기 컴퓨터 프로그램 코드 수단은 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 가동될 시에 제 16 항 내지 제 20 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 실행하는, 데이터 기록 매체.