KR101051081B1

KR101051081B1 - 결정 피드백 등화기 제어 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101051081B1
Application number: KR1020057020388A
Authority: KR
Inventors: 마크 피모프; 윌리암 제이 힐러리; 스리니바사 엠 네라야누루; 세다 오젠; 크리스토퍼 제이 플래디; 마이클 디 졸토우스키
Original assignee: 제니스 일렉트로닉스 엘엘씨
Priority date: 2003-04-22
Filing date: 2004-04-06
Publication date: 2011-07-21
Also published as: KR20060013525A; US20040213341A1; US7177354B2; WO2004095789A1

Abstract

본 발명의 등화기의 탭 가중치(tap weights)는 수신된 상대적으로 짧은 훈련 시퀀스에 대응하여 초기화되고, 상기 등화기에 대한 새로운 탭 가중치들이 그 후에 수신된 심볼들의 상대적으로 긴 시퀀스들 및 복호화된 심볼들의 대응하는 시퀀스들에 대응하여 연속적으로 계산된다. 이들 새로운 탭 가중치들은 상기 등화기에 연속적으로 적용된다.

결정 피드백 등화기, 복호화 심볼, 탭 가중치

Description

결정 피드백 등화기 제어 방법 및 장치{method and apparatus for the control of a decision feedback equalizer}

본 발명은 등화기에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는, 신호가 수신되는 채널의 조건에 적응할 수 있는 등화기에 관한 것이다.

1996년의 ATSC 방식 디지털 TV(DTV) 표준의 적용 이후에, ATSC DTV 신호를 위한 수신기 설계를 개선하기 위한 계속적인 노력이 있어 왔다. 수신을 잘하기 위해서 수신기 설계에 있어서 설계자들이 직면하는 가장 큰 장애는 채널에서의 다중 경로 간섭의 존재이다. 다중경로 간섭은 수신기가 캐리어 및 심볼 클록과 같은 신호 성분들을 복원하는 능력에 영향을 미친다. 그러므로, 설계자들은 다중경로 산섭의 영향을 없애기 위해 수신기에 등화기를 부가하여 신호 수신 능력을 개선시킨다.

TV 방송 채널은 채널 및 수신기에서의 다양한 조건에 기인한 비교적 심각한 다중경로 환경을 갖는다. 강한 간섭 신호들은 가장 큰 진폭을 갖는 신호 전후에 수신기에 도달한다. 더불어서, 채널을 통해 전송된 신호는 송신기, 신호 반사기, 비행기 플러터(flutter), 및 실내 수신의 경우 실내에서 움직이는 사람들 때문에 시변환적인 채널 조건에 의해 영향을 받는다. 이동 수신의 경우, 수신기의 움직임 또한 고려되어야 한다.

ATSC DTV 신호는 변조 방법으로서 12-상(phase) 트렐리스 부호 8-레벨 베스티졀 측파대(vestigial sideband) (통상적으로 8T-VSB 또는 단순히 8-VSB로 언급됨.)를 사용한다. 현재 무선 전송을 위해 사용되는 QPSK 또는 QAM과 같은 대부분의 선형 변조 방법에 비교하여 특별한 8-VSB의 몇몇 특징들이 있다. 예를 들면, 8-VSB 데이터 심볼들은 실수이고 복소수인 신호 펄스 성형(signal pulse shape)를 갖는다. 복소 펄스 성형의 실수부만이 나이퀴스트 펄스이다. 그러므로, 복소 펄스 성형의 허수부가, 다중경로가 없을지라도, 등화기에 의해 발견되는 채널 게인이 실수가 아닐 때, 신호간 간섭(ISI)에 영향을 미친다.

또한, 낮은 억세스 대역폭으로 인해서, 신호는 거의 단일 측파대이다. 결과적으로, 복소 수신 신호의 심볼 레이트 샘플링은 나이퀴스트 레이트보다 훨씬 높다. 수신 신호의 실수 또는 허수부의 심볼 레이트 샘플링은 나이퀴스트 레이트 바로 밑이다.

채널은 수신기에서 알려진 상태가 아니기 때문에, 등화기는 채널 상태에 매칭시키고 채널 상태의 변화에 적응하기 위해서 그 응답을 개선시켜야 한다. 채널 상태에 대한 적응적 등화기의 수렴을 돕기 위해서, ATSC 표준에 정의된 프레임의 필드 동기 세그먼트(field sync segment)가 등화기에 대한 훈련심볼로서 사용된다. 시간축에서 등화기 이루어질 때, 채널을 특징 짓는 긴 채널 임펄스 응답 때문에 많은 탭 수를 갖는 등화기가 요구된다. 실제로, 채널은 종종 수백의 심볼 길이를 가질 수 있는 임펄스 응답에 의해 특징지워 질 수 있다.

원래의 그랜드 얼라이언스(Grand Alliance) 수신기는 256 탭(taps)을 가지는 적응형 판정 피드백 등화기(DEF; Decision Feedback Equalizer)를 사용하였다. 상기 적응형 판정 피드백 등화기는 표준 최소 평균 자승(LMS; Least Mean Square) 알고리즘을 사용하는 채널에 적용되고, 전송되는 프레임의 필드 동기(sync) 세그먼트(segment)로 트레인된다(trained). 상기 필드 동기 세그먼트는 비교적 드물게 전송되므로(약 260,000 심볼마다), 상기 등화기가 수렴 이전에 트레이닝 심볼들에 단지 적용시키는 경우, 상기 등화기의 총 수렴 시간(convergence time)은 매우 길다.

트레이닝 시퀀스들 사이에 발생하는 채널 변동을 추적하기 위한 등화기들을 적용하기 위해서, 블라인드(blind) 및 결정에 따른(decision directed) 방법들이 등화기들에 부가될 수 있다고 생각되어 왔다. 그러나, 실제적인 시스템에서 구현될 때, 이러한 방법들은 수렴을 달성하기 위한 몇몇 데이터 필드들을 필요로 할 수 있고, 수렴은 어려운 다중경로(multipath) 조건 하에서도 전혀 달성되지 않을 수 있다.

어쨌든, 상기 브로드캐스트 채널에 있어서, 다중경로 신호들은 상기 메인 시그널(main signal) 후에 많은 심볼들이 도착할 수 있기 때문에, 8-VSB 어플리케이션들에 있어서 상기 결정 피드백 등화기가 고정적으로 사용된다. 그러나, 오류 전파(error propagation)가 상기 결정 피드백 등화기의 주요 결점중 하나라는 사실은 널리 알려져 있다. 그러므로, 심각한 다중경로 조건들하에서, 오류 전파의 효과를 제어하기 위한 조치가 필요하다.

코딩이 수행된 시스템(coded system)에 있어서, 상기 등화기를 채널 조건들에 적용함에 있어서, 상기 복호기의 시험적인 결정을 사용하기 위해 상기 결정 피 드백 등화기의 피드백 경로에 복호기를 삽입하는 것은 알려져 있다. 이러한 방법 또는 이러한 방법의 변형은 트렐리스 복호기(trellis decoder)의 출력으로 8-VSB 신호에 적용될 수 있다. 상술한 바와 같이, ATSC DTV 신호는 8T-VSB 라고 알려진 8 신호 레벨을 가지는 12-상(phase) 트렐리스 코딩된 디지털 잔류 측파대(vestigial sideband) 신호이다.

ATSC DTV 시스템에 있어서, 데이터는 도 1 에 도시된 바와 같이 프레임들을 통해 전송된다. 각 프레임은 두개의 데이터 필드를 포함하고, 각 데이터 필드는 313개의 세그먼트들을 포함한다. 각 세그먼트에 있어서 이러한 심볼들의 첫 네개는 시퀀스 [+5, -5, -5, +5]를 가지는 세그먼트 동기 심볼들(segment sync symbols)이다.

각 필드에서 첫번째 세그먼트는 필드 동기(sync) 세그먼트 이다. 도 2 에 도시된 바와 같이, 첫번째 동기 세그먼트는 상술한 네개의 세그먼트 동기 심볼들을 포함하는데, 각각 63 심볼들(PN63)의 길이를 가지는 세개의 유사 잡음 시퀀스들이 차례로 후행하는 511 심볼들(PN511)의 길이를 가지는 의사 잡음(pseudo-noise) 시퀀스가 후행한다. 상기 세그먼트 동기 심볼들과 같이, 네개의 의사 잡음 시퀀스들 전부는 집합 {+5, -5}로 부터의 심볼들로 구성된다. 또 다른 필드들에 있어서, 상기 세개의 PN63 시퀀스는 동일하다. 즉, 잔여 필드들에 있어서, 상기 중심 PN63 시퀀스는 반전된다(inverted). 상기 유사 잡음 시퀀스는 128 심볼들에 선행하는데, 변형 모드(various mode), 예비(reserved) 및 선행코드(precode) 심볼들로 구성된다.

첫번째 각 필드 동기 세그먼트의 704 심볼들은 알려져 있으므로, 상술한 이러한 심볼들은 적응형 등화기(adoptive equalizer)를 위한 트레이닝 시퀀스로 사용될 수 있다. 상기 세개의 PN63 시퀀스들 전부는 전송되는 특정한 필드가 검출되어(detected) 중심 시퀀스의 극성을 알게 되었을 때만 사용 가능하다. 다른 312 세그먼트들에 있어서 나머지 데이터는 트렐리스 코딩된 8-VSB 심볼들을 포함한다. 이 데이터는 물론 수신측에 미리(a-priori) 알려져 있지 않다.

도 3의 매우 높은 수준에 도시된 바와 같이, 송신기(transmitter)(10)는 8T-VSB 신호를 전송한다. 상기 전송된 기저 대역(baseband)의 8T-VSB 신호는, 리드 솔로몬(Reed-Solomon) 코드로 부호화되고 인터리빙(interleaving)된 데이터로부터 생성된다. 트렐리스(trellis) 부호화기(12)에 부호화 단계 이후, 다중화기(multiplexer)(13)는, 동기 심볼(sync symbol)들과 동기 세그먼트 영역(field sync segment)을 트렐리스 부호화된 데이터에 상기 프레임의 적절한 시간에 부가한다. 파일럿 삽입기(pilot inserter)(16)는 상기 기저 대역 신호에 DC 신호를 추가함으로서 파일럿 캐리어를 삽입할 수 있으며, 상기 변조기(modulator)(18)는 상기 출력되는 심볼들을 변조한다. 상기 변조된 심볼들은 10.76 MHz의 레이트(rate)로 VSB(vestigial Sideband Signal) 신호로서 전송된다.

도 4는 상기 상술한 바와 관련된 송신기와 수신기의 일부분을 나타낸다. 상기 송신된 신호는 노미널 대역(nominal bandwidth)가 5.38 MHz이고, 심볼 레이트(symbol rate)(예를 들어, 2.69Mh 일 수 있다.)의 1/4로 중심이 맞추어진 채널의 11.5% 만큼이 엑세스 대역(excess bandwidth)인 레이즈드 코사인 스펙트럼(raised cosine spectrum)을 갖고 있다. 그래서, 상기 전송된 신호의 파형 모양(pulse shape) q(t)(도 4의 블록 20)는 복소수이며, 하기와 같은 수학식으로 표시된다.

상기 수학식에서 Fs는 심볼 주파수(symbol frequency)를 나타내고, 상기 q_RRC(t)는 상기 채널의 11.5 %의 엑세스 대역에 따른 실수 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 펄스(real square root raised cosine pulse)이다.

1/T symbols/sec의 데이터 레이트로 전송되는 상기 기저대역의 전송 신호의 파형(waveform)은 하기 수학식과 같다.

상기 수학식에서

는 전송되는 데이터 시퀀스(data sequence)를 나타내고, 상기 데이터 시퀀스는 실수 8-ary alphabet A로부터 값을 취한 이산 8-ary 시퀀스(discrete 8-ary sequence)이다. 상기 q(t)는 제한된 구간([-T_q/2, T_q/2])을 지원하는 상기 송신기의 펄스 성형 필터(pulse shaping filter)이다. 상기 수신기에 위치한 상기 정합 필터(matching filter)의 출력에 대한 상기 복소수 파형 모양(pulse shape)은 p(t)로 표시되고, 하기 수학식과 같이 주어진다.

상기 수학식에서 q*(-t) (도 4의 블록 22)는 상기 수신기의 정합 필터에 대한 임펄스 응답(impulse response)을 나타낸다.

비록 반드시 요구되는 것은 아니지만, 상기 표시를 간단하게 만들기 위하여 상기 송신 필터(transmit filter)의 상기 수신 필터(receive filter)의 시간 구간 T_q는 상기 심볼 주기(symbol period) T의 정수배로 표시될 수 있다. 예를 들어, T_q=N_qT=2L_qT의 관계일 수 있고, 상기 L_q는 0보다 큰 실수일 수 있다. 8-VSB 시스템에 있어서, 상기 송신기의 펄스 모양은 q(t)=q*(-t)가 적용되는 허미션 대칭 루트 레이즈드 코사인 펄스(hermitian symmetric root raised consine pulse)일 수 있다. 그래서 q[n]=q(t)│_t=nT는 이산 전송 필터(discrete transmit filter)와 이산 수신 필터(discrete receive filter)를 모두 나타내는데 사용된다.

상기 송신기와 수신기 사이의 물리 채널은 c(t)로 표시된다(도 4의 블록 24). p(t)의 결합(concatenation)과 상기 채널은 모두 h(t)로 표시되고, 하기와 같은 수학식으로 주어진다.

상기 물리 채널 c(t,τ)은 아래와 같은 임펄스 응답에 의한 시 변화 채널(time varying channel)은 다음과 같이 표시된다.

상기 수학식은 다음의 관계(

,

를 만족하며, 상기

는 다중 경로 지연(multipath delay) 또는 TOA(time of arrivals)를 나타낸다. 상기 δ(t)는 디락 델타 함수(Dirac delta function)를 나타낸다. 상기 채널의 시 변화는

를 만족할 정도로 느리다고 가정될 수 있다. 그래서, 상기 채널은

와 같은 상기 훈련 기간(training period)에 대하여, 고정된 심볼간 간섭 채널(fixed intersymbol interference channel)로 가정될 수 있거나, 하기와 같은 수학식이 적용되는 고정된 심볼간 간섭 채널(fixed intersymbol interference channel)로 가정될 수 있다.

상기 L_n은 훈련 심볼(training symbol)의 개수를 나타내고, 상기 수학식은

와 같은 관계를 만족하며, 상기 시그마 연산의 L_ha와 L_hc는 최대 안티 코우절(maxium anti-causal)과 코우절 다중경로 지연(causal multipath delay)를 의미한다.

일반적으로,

(단,

는 k´번째 다중경로의 크기임)이고, f_c는 캐리어 주파수이다. 또한,

에 대해서는

이고,

에 대해서는

및

이다. 다중경로 지연

은 샘플링 주기 T의 정수배인 것으로 가정되지 않는다.

수식 (4) 및 (6)은 다음의 수식(단

인덱스는 생략되었음)에 의해 결합될 수 있다.

P(t) 및 C(t) 둘 다가 복소수 함수이기 때문에, 전체 채널 임펄스 응답 h(t) 도 복소수이다. 본 명세서에서 소개된 표기법을 사용하여, 수신기 내의 정합 필터 출력 y(t)는 다음의 수식으로 주어진다.

단,

이것은, 실수 및 허수부 당 스펙트럼 밀도

을 갖는 제로 평균 화이트 가우시안 노이즈 프로세스인

를 갖는, 펄스 정합 필터(도 4에서 블록 25로 표시됨) 이후의 컴플렉스(컬러) 노이즈 프로세스를 나타낸다. 정합 필터 출력 y(t)는 실수부 및 허수부에 관해 y(t)=y_I(t) + jy_Q(t)로 표현될 수 있다.

심볼비로 일치된 필터출력 y(t)(샘플 26, 도 4)를 간력화 함으로써 하기 식

에 따른 전체 통신 시스템의 구분 시간표현을 만들게 된다.

종래 등화기는 심각한 다중경로 조건하에서 수렴의 어려움과 같은 상술한 문제를 인식했다.

본 발명은 등화기의 향상된 수렴시간을 제공하고/하거나 등화기와 관련된 다 른 문제를 해결하기 위한 신규 기술을 제공한다.

본 발명의 한 태양에 따는 등화기 동작 방법은 수신된 비교적 짧은 훈련 시퀀스에 응답하여 등화기의 탭 가중치를 초기화하는 단계와; 수신된 심볼의 비교적 긴 시퀀스 및 복호화된 심볼의 대응하는 시퀀스에 응답하여 상기 등화기용의 새로운 탭 가중치를 연속으로 계산하는 단계; 및 상기 계산된 새로운 탭 가중치를 등화기에 연속으로 적용하는 단계를 포함하여 이루어진다.

본 발명의 다른 태양에 따른 트랙 결정 등화 장치는 등화기, 복호기와 제 1, 제 2 탭 가중 계산기들을 구비한다. 등화기는 탭 가중치에 박자를 갖는다. 복호기들은 복호화된 데이터의 복원하기 위해 등화기의 출력을 디코딩한다. 제 1 탭 가중 계산기는 상대적으로 짧은 훈련 시퀀스로부터 결정된 채널 임펄스 응답의 제 1 예상치를 근거로 등화기에 탭 가중을 적용한다. 제 2 탭 가중 계산기는 상대적으로 긴 복원된 데이터의 연속적 시퀀스로부터 결정된 채널 임펄스 응답의 제 2 예상값을 근거로 등가화하기 위해 탭 가중치를 적용한다. 복호화된 데이터의 각 시퀀스들은 훈련(training) 시퀀스보다 길다.

본 발명의 다른 양태에 따른 등가화 방법은 ATSC 컴플라이언트 프레임의 프레임 동기 세그먼트로부터 제공된 훈련 시퀀스에 응답하는 등화기의 탭 가중치를 초기화하는 단계와; 연속적으로, 복호화된 심볼들의 순차에 응답하는 등화기에 새로운 탭 가중치를 계산하는 단계, 여기에서 각 복호화된 심볼들의 각 순차는 ATSC 컴플라이언트 프레임의 n 데이터 세그먼트들의 심볼들을 포함하고, 이때 n>1 이며, 이어 계산된 등화기의 새로운 탭 가중값을 적용하는 과정을 포함하여 이루어진다.

이러한 특징과 이점은 다음과 같은 도면과 관련지어 본 발명을 상세하게 고찰함으로써 더욱 명백해질 것이다.

도 1은 ATSC DTV 표준에 따른 데이터 프레임을 나타낸 도면이다;

도 2는 도 1의 프레임을 포함하는 영역의 필드 동기 세그먼트를 나타낸 도면이다;

도 3은 8T-VSB 신호의 송신에 관한 송신기의 일부를 나타낸 도면이다;

도 4는 본 발명에 따른 송신기 및 수신기의 일부를 나타낸 도면이다; 그리고

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 추적 결정 피드백 등화기 시스템을 나타낸 도면이다.

도 5는 종래의 피드백 등화기에서의 수렴 또는 추적 문제를 회피 및/또는 완화시키는 결정 피드백 등화기 시스템(40)을 도시하였다. 탭 웨이트(tap weight)는 채널 임펄스 반응의 계산을 근거로 산출된다. 이러한 장치는 두 개의 12-위상 트렐리스(trellis) 복호기(42, 44)를 사용한다. 12-위상 트렐리스 복호기(44)는 긴 역추적(traceback) 깊이(depth)를 갖는다.

채널에서의 신호는 출력 y를 공급하는 자동 이득 컨트롤러(46)에 의해 프로세싱된다. 초기 채널 임펄스 반응 및 노이즈 평가장치(estimator)(48)은 채널 임펄 스 반응의 초기 추정

을 제공하는 훈련 순서(sequence)를 사용한다. 탭 웨이트 계산기(50)는 채널 임펄스 반응의 초기 추정

에 근거하여 예를 들어, 알고리즘에 기초한 MMSE을 이용하여 탭 웨이트의 초기 셋(set)을 계산하고, 피드 포워드 필터(54) 및 피드백 필터(56)를 포함하는 결정 피드백 등화기(52)에 초기 셋 제공한다.

결정 피드백 등화기(52)는 이러한 초기 탭 웨이트에 근거하는 덧셈 계수기(summer)를 포함하는 출력 y에 포함되는 데이터 기호(symbols)를 등화(等化)시키는데, 이는 결정 피드백 등화기(52)의 출력을 짧은 역추적 12-위상 트렐리스 복호기(42) 및 긴 역추적 12-위상 트렐리스 복호기(44)에 공급한다. 긴 역추적 12-위상 트렐리스 복호기(44)의 출력은 기초 결정 b를 형성시킨다. 피드백 필터(56)는 짧은 역추적 12-위상 트렐리스 복호기(42)의 출력을 필터링하고, 피드백 필터(56)의 필터링된 출력은 덧셈 계수기에 의해 피드 포워드 필터(54)의 출력만큼 공제된다.

출력 y는 지연(delay)에 의해 지연되고, 지연된 출력 y 및 기호 결정 b는 최소 스퀘어 채널 임펄스와 갱신된 채널 임펄스 추정

을 제공하는 잡음 업데이트 추정기(62)에 의해 프로세싱된다. 탭 웨이트 계산기(64)는 결정 피드백 등화기(52)를 위해 탭 웨이트의 업데이트된 셋(set)을 계산하기 위해 업데이트된 채널 임펄스 추정

을 사용한다. 탭 웨이트 계산기(64)에 의해 결정된 탭 웨이트는 주기 (periods) 동안 훈련 순서에 기초한 탭 웨이트가 이용가능하지 않을 때, 결정 피드백 등화기(52)에 제공된다. 지연(60)에 의해 강제되는 지연은 결정 피드백 등화기(52) 및 긴 역추적 12-위상 트렐리스 복호기(44)의 지연과 동일하다.

ATSC 표준에 의한 송신기에서는, 8 VSB 데이터 심볼은 12-상 코딩 기술을 이용하여 코딩한 격자(trellis)들이다. 대부분, 8 VSB 수신기에서 판단 피드백 등화기는 판단 피드백 등화기의 피드백 루프에서 심볼 판단 장치를 위한 8 레벨 슬라이서를 사용할 수도 있다. 그러나, 8 레벨 슬라이서의 사용은 채널이 중요한 다중경로 왜곡이나 잡음비에 대해 낮은 신호를 갖는 경우에는 피드백 필터에 전송하고 있는 수많은 심볼 판단 에러가 발생할 수 있다. 이러한 에러는 판단 피드백 등화기 내에서 에러 전파라 불리는 에러들로 발생시킬 수 있다. 이런 에러 전파는 대체로 판단 피드백 등화기의 실행률을 떨어뜨린다.

8 VSB 시스템에서 데이터 심볼이 코딩된 격자(trellis)들이기 때문에, 디코딩하는 격자(trellis)들은 수많은 심볼 판단 에러를 감소시키기 위하여 심볼 판단 장치에서 사용되고 있다. 격자(trellis) 복호기의 의존성은 역추적 깊이에 비례한다. 더 긴 역추적 깊이에 대한 격자(trellis) 복호기는 더 의존적 판단을 하나, 판단 과정은 더 지연되는 결과를 낳는다. 반면에, 제로(0) 지연 격자(trellis) 복호기는 1 역추적 깊이인 구조를 갖는다. 제로(0) 지연 격자(trellis) 복호기의 심볼 판단이 더 긴 지연을 갖는 격자(trellis) 복호기보다 덜 의존적인 바면, 제로(0) 지연 격자(trellis) 복호기는 아직 8 레벨 슬라이서보다 더욱 의존적인 것이다.

알려진 바와 같이, 만약 0보다 더 지연되는 심볼 판단 장치가 판단 피드백 등화기를 위한 심볼 판단 장치로 사용된다면, 짧은 지연 다중경로의 상쇄에 관해서 문제가 발생한다. 그러므로 자동제어 루프에서 제로(0) 지연 12-상 격자(trellis) 복호기의 8 VSB 수신기에 대한 판단 피드백 등화기 에러 전파를 감소할 수 있다고 기재되어 있다. 이러한 방법은 본 발명의 일실시예로 사용된다.

판단 피드백 등화기(52)의 출력은 긴 역추적 깊이 12-상 격자(trellis) 복호기(44)(예를 들면, 역추적 깊이 = 32 그리고, 지연 = 12 × 31 = 372 심볼인 긴 지연 격자(trellis) 복호기)에 전송된다. 긴 역추적 깊이 12-상 격자(trellis) 복호기(44)는 연속적인 수신기 단계에 대한 최종 심볼 판단을 제공하는데, 이러한 판단은 짧은 역추적 깊이 12-상 격자(trellis) 복호기(42)의 판단보다 더 의존적이다. 또한, 긴 역추적 깊이 12-상 격자(trellis) 복호기(44)는 소형 사각 패널 임펄스와 잡음 업데이트 평가기(62)에 의하여 사용되는 심볼 판단을 제공한다. 이러한 출력은 판단 피드백 등화기(52)에 대한 업데이트된 탭 중량을 계산하는 탭 중량 계산기(64)에 의하여 시퀀스대로 사용되어서, 판단 피드백 등화기(52)는 트레이닝 시퀀스에서 발생하는 채널 임펄스 반응 변동을 일으킬 수 있다.

초기화에서, 초기 채널 임펄스 반응 추정

는 초기 채널 임펄스 반응과 잡음 평가기(48)에 의해 수신한 연습 시퀀스로부터 생성되고, 캡 중량의 조기 셋트는 채널 임펄스 반응 추정

로부터 캡 중량 계산기(50)에 의해 계산된다. 그리고나서, 판단 피드백 등화기(52)가 작동할 때 의존적 심볼 판단은 긴 역추적 깊이 12-상 격자(trellis) 복호기(44)로부터 이루어지며 디코딩되는 출력으로서 사용된 다.

또한, 긴 슈도(pseudo) 트레이닝 시퀀스 b는 긴 역추적 깊이 12-상 격자(trellis) 복호기(44)의 출력으로부터 형성된다. 이러한 긴 슈도(pseudo) 트레이닝 시퀀스 b는 업데이트된 채널 임펄스 반응 추정

를 계산하는 최소 스퀘어 채널 임펄스와 잡음 엡데이트 평가기(62)에 의하여 사용되고, 탭 중량 계산기(64)는 판단 피드백 등화기(52)를 위해 업데이트된 채널 임펄스 반응 추정

를 사용한다. 이러한 과정은 채널 임펄스 반응을 다양하게 하는 트랙킹을 가능하게 한다.

초기 채널 임펄스(impulse) 응답과 잡음 추정기(noise estimator, 48)에 의해 계산되는 초기 채널 추정(the initial channel estimate)은 수신된 훈련 시퀀스(training sequence)에 기초한다. 서로 다른 알려진 방법들이 상기 초기 채널 추정을 계산하는 데에 사용될 수 있다. 예를 들어, 상기 알려진 방법들 중 단순한 방법으로서, 채널 임펄스 응답은 L_h = L_ha + L_hc + 1의 길이를 갖는다. 여기서, L_ha는, 채널 임펄스 응답의 anti-causal 부분의 길이이고, L_hc는, 채널 임펄스 응답의 causal 부분의 길이이다. 훈련 시퀀스의 길이는 L_n이다.

리스트 스퀘어(least square) 채널 임펄스 응답 추정은, 채널 임펄스 응답의 초기 추정에 대한 하나의 선택이 될 수 있다. priori 알려진 훈련 심볼(training symbols)에 대한 길이 L_n을 갖는 벡터 a는 수학식 11에 의해 주어진다.

수신된 심볼에 대한 벡터는 수학식 12에 의해 주어진다.

최초로 수신된 훈련 심볼은 y0로 표현한다. 일반적으로, 이것은 y₀가 h의 최대 크기 탭(maximum magnitude tap)이 곱해진 최초로 전송된 훈련 심볼로부터의 기여를 포함하는 것을 의미한다. 벡터 y는, 다른 알려지지 않은 심볼 없이, 수신된 훈련 심볼 시퀀스의 어느 부분을 포함하고, y₀를 포함하지는 않는다.

(L_n - L_ha - L_hc) x (L_ha + L_hc + 1)의 크기를 갖는 콘볼루션(convolution) 벡터 A는, 수학식 13에 주어진 바와 같이, 알려진 훈련 심볼로부터 형성될 수 있다.

수신된 심볼에 대한 벡터 y는 수학식 14에 의해 주어지기 때문에, 리스트 스 퀘어(least square) 채널 임펄스 응답 추정은, 수학식 15에 따라 수학식 14의 해(solution)에 의해 주어진다.

여기서, h는 L_h의 길이를 갖는 채널 임펄스 응답 벡터이고, v는 잡음(noise) 벡터이다.

그러나, 이 방법은 L_n이 수학식 16을 만족하는 경우에만 유효하다.

만약 훈련 시퀀스가 채널 임펄스 응답의 길이에 비해 너무 짧다면, 이 방법은 좋은 결과를 생성하지 못한다. 왜냐하면, 해를 구하여야 하는 수학식 14로 표현되는 시스템은 불충분한 결정을 하기 때문이다. 이러한 경우는, 8 VSB 지상파 채널(8 VSB terrestrial channels)에 대해 종종 발생한다. 예를 들어, L_n이 704인 경우, 채널 임펄스 응답은 352 심볼보다 작아야 한다. 그러나, 실제적으로는, 좀 더 긴 채널 임펄스 응답이 일반적으로 구해진다.

채널 충격 반응을 발견하는 더욱 바람직한 방법은, 수정된 컨벌루션 매트릭스 A에 근거한다. 알려진 훈련 심볼 priori의 길이 L_n의 긴 벡터 a는, 표현(11)에 의하여 다시 주어진다. 그러나, 이번에 상기 컨벌루션 매트릭스 A는, 훈련 심벌과 복수의 0으로 구성되는 컨벌루션 매트릭스(L_n+L_ha+L_hc)X L_h이고, 다음 식에 의하여 주어진다.

주어진 심볼의 벡터는, 다음 식에 의하여 주어진다.

여기에서 y_Ln-1을 통한 y₀는 상기 수신한 훈련 심볼이다.

그래서, 식(18)의 벡터는, 훈련 순서 전과 후의 랜덤 심볼 뿐만 아니라 상기 알려진 훈련 심볼을 포함한다.

다시, 식(14)는, 풀려지길 요구한다. 현재, 상기 컨벌루션 매트릭스 A는, 더큰 매트릭스이다. 왜냐하면, 복수의 0 값이 상기 훈련 순서를 둘려싸는 알려지지 않은 심볼과 대체되기 때문이다. 이 새로운 컨벌루션 매트릭스 A는, 식의 오버 디터마인드 시스템을 양산한다.

초기 채널 충격 반응과 노이즈 추정기(48)은, 식(17)의 상기 새로운 컨벌루션 매트릭스 A와 초기 채널 충격 반응 값 ^h₀를 만드는 식 (18)의 벡터 y를 사용하는 식(15)에 따라 식(14)를 해결한다. 더욱 정교화된 방법이 필요하다면 더 정확한 결과를 얻기 위하여 사용될 수 있다.

탭 웨이트 계산기(50)은, 결정 피드백 균등화기(52)를 위한 탭 웨이트인 최소 평균 자승 에러(MMSE)의 초기 셋을 계산하기 위하여 초기 채널 충격 반응 값 ^h₀를 사용한다. 채널 충격 반응으로부터 탭 웨이트인 최소 평균 자승 에러(MMSE)를 계산하기 위한 방법은, 잘 알려져 있다. 게다가, 탭 웨이트 계산기(50)는, 상기 탭웨이트를 계산하기 위한 0포싱 방법과 같은 다른 방법을 사용할 수 있다.

정확한 채널 충격 값 업데이트는, 훈련 순서(단지 알려지지 않은 심볼 priori이 수신되는 때이다)사이에서 계산될 수 있다. 예를 들어, 최소한의 자승 채널 충격 반응 측정은, 식의 오버 디터마인드 시스템으로부터 계산될 수 있다. 채널 충격 반응으로의 다이나믹한 변화는, 거의 완벽하게 디코드된 심볼의 긴 순서를 형성하는 입력 심볼에 대한 격자 디코더 결정을 하는 수신기를 사용함에 따라 정확하게 추적될 수 있다. 이러한 순서는, 상대적으로 적은 에러를 갖는다. 심지어 거의 한계치에서, "너무 짧은" 8 VSB 훈련 순서의 설정된 시스템의 문제를 제거하기 위하여 충분히 길게 선택된다. 상기 채널 충격 반응은, 예를 들어, 세스먼트 당 한번의 주기(또는 더 길거나 짧은 주기로)로 업데이트될 수 있다.

상기 업데이트된 측정된 채널 충격 반응은, 전과 같이, L_h=L_ha+L_hc+1 길이이다. 여기에서 L_ha는, 상기 채널 충격 반응의 반 일반적 부분의 길이이고, L_hc는, 상기 채널 충격 반응의 일반적 부분의 길이이다. 벡터 b는, 길이 L_b의 입력 심볼에 대한 믿을만한 격자 디코더 결정에 따라 결정된다. 그리고, 긴 트레이스백 12- 상 격자 디코더(44)에 의해 제공된다. 또한, Toeplitz 매트릭스 B는 다음의 식에 의해 결정된다.

여기에서 각 요소는, 실수이고, 벡터 b의 심볼 결정을 구성한다. 식의 오버 디터마인드 시스템을 확실히 하기 위하여, L_b는 다음의 식에 의하여 주어진다.

Toeplitz 매트릭스 B는, (L_b - L_h+ 1) ≥ L_h를 갖는 (L_b - L_h + 1)X L_h 차원이다.

수신신호 벡터는 y는

를 만족하는 y_i를 갖는다. 여기서 y_i는 입력심볼 판정 b_i에 상응하는 수신 심볼이다. 일반적으로 이러한 일치성은 y_i가 h의 최대 크기 탭 가중치에 의해 다중화된 b_i로부터의 컨트리뷰션(contribution)을 갖는다는 것을 의미한다. 상기 수신신호 벡터 y는 다음의 방정식에 의해 얻어진다.

상기 h는 상기 L_h 롱 채널 임펄스 응답 벡터이고 v는 잡음 벡터이다. h에 대한 최소제곱 해는 다음의 방정식에 의해 얻어진다.

신뢰성있는 트렐리스 복호기가 입력 심볼 판정을 이용함으로써, 상기 요구된 지연 확산으로 채널 임펄스 응답 추정을 계산하는 것을 충분히 뒷바침한다. 불균형에 의해 요구되는 것처럼(20), 심볼 판정들의 벡터 b는 추정될 채널 임펄스 응답보다 적어도 두 배 이상 길어야 한다. 균등화 시스템은 백색 가우시안 잡음(AWGN)의 좋지않음 영향을 줄이기 위해 충분하게 한정된다. 그러므로, 심볼 판정들의 벡터 b 는 채널 임펄스 응답 길이의 두배 이상인 것이 바람직하다.

상기 탭 가중치 계산기 50과 상기 탭 가중치 계산기 64에 의해 행해진 상기 탭 가중치 계산들은 채널 임펄스 응답 추정은 물론 잡음 추정도 필요로 한다. 상기 잡음은

에 따르는 수신 벡터 y의 추정을 계산하여 추정될 수 있다. 여기서

는 최근 계산된 채널 임펄스 응답 추정이다. 그 때, 상기 잡음 추정은 다음의 방정식에 의해 얻어진다.

상기에서

는 2-노르마(2-norm)이다.

상기 방정식을 8VSB 수신기에 적용하기 위하여, 다음의 파라미터들이 예로써 L_h=512, L_ha=63, L_hc=448, L_b=2496 그리고 L_n=704이 사용된다. 상기 벡터 b는 입력 심볼에 대해 롱 역추적 12-위상 트렐리스 복호기 44에 의해 만들어지는 트렐리스 복호기 판정들의 시퀀스로부터 형성된다. 상기 롱 역추적 12-위상 트렐리스 복호기 44의 지연 (31×12=372)은 세그먼트당 한 번씩의 채널 임펄스 응답 추정 업데이트 레이트에 비해 충분하지 않다. 일반적으로 상기 롱 역추적 12-위상 트렐리스 복호기 44는 단지 비트쌍 판정들을 출력하지만 그는 또한 입력 심볼들에 대해 균일한게 신뢰성있는 판정들을 출력한다.

예를 들어, 백터 b는 3 세그먼트(Lb=2496 심볼) 길이로 선택될 수 있다. 결국, 3 개의 데이터 세그먼트들은 예상 업데이트 응답 싱글 채널 임펄스를 생성하는 데 사용된다. 새로운 채널 임펄스 응답 업데이트는 슬라이딩 윈도우 방법에서의 진행에 따라 세그먼트당 하나씩 생성될 수 있다. 선택적으로, 다수의 연속되는 채널 임펄스 응답 예상 업데이트들은 필요에 따라 더 증가된 채널 임펄수 응답의 정확성을 갖기 위해 평균화될 수 있다. 이 부가 평균화는 만일 채널 임펄스 응답이 빨리 변화할 때 문제가 될 수 있다.

심볼 결정의 3 세그먼트 보다 적은 백터 b가 사용될 수 있다. 하지만, 수식 (20)에서 언급한 바와 같이, 벡터 b의 길이는 예상되는 채널 임펄스 응답의 최소한 2 배는 되어야 한다. 앞서 말한 바와 같이, 롱(long) b 벡터들은 AWGN의 반대효과들을 제거하는 것을 도와준다.

본 발명의 한 변경 예가 위에서 언급되었다. 본 발명의 다른 변경은 본 발명의 수행하는 과정에서 발생할 수 있다. 예를 들어, 복호기 42와 44는 위에서 12 위상 격자 복호기들로 언급되었다. 12 위상 격자 복호기들의 사용은 가장 중요한 부분으로, ATSC 표준에 따라 디지털 텔리비전 응용에 특정된다. 하지만, 다른 응용들은 12 위상 격자 복호기들과 다른 복호기들이 사용된다.

또한, 위에서 언급한 바와 같이, 단 경로(short traceback) 12 위상 격자 복호기는 궤환경로(feedback) 필터 56로의 심볼 결정들이 궤환 하는데 사용된다. 대신, 데이터 슬라이서가 이 목적으로 사용될 수 있다.

따라서, 본 발명의 기술사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정 가능함을 알 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상 세한 설명에 기재된 내용을 한정되는 것이 아니라 특허청구의 범위에 의해 정해져야 할 것이다.

본 발명의 상세한 설명에 포함됨.

Claims

수신된 훈련열(training sequence)에 응답하여 등화기의 탭 가중치(tab weight)를 초기화하는 단계;

상기 훈련열 없이 수신된 심볼(symbols)의 열(sequences) 및 복호화된 심볼의 대응하는 열에 응답하여 상기 등화기에 대한 새로운 탭 가중치를 연속적으로 계산하는 단계; 및

상기 계산된 새로운 탭 가중치를 등화기에 연속적으로 적용하는 단계를 포함하며,

상기 복호화된 심볼 각각의 열은 상기 훈련열보다 긴, 등화기 동작 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 등화기에 대한 새로운 탭 가중치의 연속적인 계산은 슬라이딩 윈도우(sliding window)를 복호화된 심볼의 열에 적용하는 단계를 포함하는 등화기 동작 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 수신된 훈련열은 L_n개의 심볼을 포함하고, 복호화된 심볼의 열 각각은 L_b개의 복호화된 심볼을 포함하며, 여기서 L_b > L_n 인 등화기 동작 방법.
제 3 항에 있어서,

L_b > 3L_n 인 등화기 동작 방법.
제 4 항에 있어서,

L_b = 2496 복호화된 데이터 심볼이고 L_n = 704 훈련열 심볼인 등화기 동작 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 등화기의 탭 가중치를 초기화하는 단계는 상기 훈련열을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하고, 상기 등화기에 대한 새로운 탭 가중치의 연속적인 계산은 상기 복호화된 심볼을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하는 등화기 동작 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 훈련열을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계는 하기의 식

을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하며, 여기서
는 채널평가이고, A는 훈련열을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호 벡터인 등화기 동작 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 (L_n + L_ha + L_hc)× L_h 컨벌루션 매트릭스(convolution matrix)를 포함하고, L_n은 훈련열에서 심볼의 개수이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부(anti-casual part)의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이이며, L_h = L_ha + L_hc + 1인 등화기 동작 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 (L_n + L_ha + L_hc)× L_h 의 차원을 달성하도록 상기 훈련열 에 추가로 0이 채워지는 등화기 동작 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 훈련열을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계는 하기의 식

을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하며, 여기서 h는 채널평가이고, A는 훈련열을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호벡터이고, v는 잡음벡터인 등화기 동작 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 (L_n + L_ha + L_hc)× L_h 컨벌루션 매트릭스를 포함하고, L_n은 상기 훈련열에서 심볼의 개수이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이이며, L_h = L_ha + L_hc + 1인 등화기 동작 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 (L_n + L_ha + L_hc)× L_h 의 차원을 달성하도록 상기 훈련열 에 추가로 0이 채워지는 등화기 동작 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 복호화된 심볼을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계는 하기의 식

을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하고,
는 채널 평가이고, B는 복호화된 심볼을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호벡터인 등화기 동작 방법.
제 13 항에 있어서,

상기 매트릭스 B는 (L_b - L_h + 1)× L_h 컨벌루션 매트릭스를 포함하고, L_b는 복호화된 심볼의 개수이며, L_b ≥ (2L_h -1)이고, L_h = L_ha + L_hc + 1이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이인 등화기 동작 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 복호화된 심볼을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계는 하기의 식

을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하며, 여기서 h는 채널평가이고, B는 복호화된 심볼을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호벡터이고, v는 잡음벡터인 등화기 동작 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 매트릭스 B는 (L_b - L_h + 1)× L_h 컨벌루션 매트릭스를 포함하고, L_b는 복호화된 심볼의 개수이며, L_b ≥ (2L_h -1)이고, L_h = L_ha + L_hc + 1이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이인 등화기 동작 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 훈련열을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계는 방정식의 과잉결정 시스템(overdetermined system)을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하는 등화기 동작 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 방정식의 과잉결정 시스템을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계는 0이 채워진 훈련열을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하는 등화기 동작 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 등화기는 피드포워드 필터, 피드백 필터 및 0 지연 트렐리스 복호기(trellis decoder)를 포함하고, 상기 0 지연 트렐리스 복호기는 상기 피드포워드 필터로부터 도출된 출력을 수신하고 복호화된 출력을 상기 피드백 필터로 제공하며, 상기 복호화된 심볼은 상기 피드포워드 필터의 출력에 결합된 긴 역추적 트렐리스 복호기의 출력으로부터 도출되는 등화기 동작 방법.
탭 가중치를 갖는 탭을 포함하는 등화기;

복호화된 데이터를 복구하기 위해 상기 등화기의 출력을 복호화하는 복호기;

훈련열로부터 결정된 채널 임펄스 응답의 제 1 평가를 기초로 상기 탭 가중치를 계산하고 상기 등화기에 적용하는 제 1 탭 가중치 계산기; 및

상기 훈련열 없이 상기 복호화된 데이터의 연속적인 열로부터 결정된 채널 임펄스 응답의 연속한 제 2 평가를 기초로 상기 탭 가중치를 계산하고 상기 등화기에 적용하는 제 2 탭 가중치 계산기를 구비하고,

상기 복호화된 데이터의 각각의 열이 상기 훈련열보다 더 긴 결정 피드백 등화기 시스템.
제 20 항에 있어서,

상기 복호기는 제 1 복호화된 데이터를 생성하는 긴 역추적 트렐리스 복호기를 포함하고, 상기 제 1 복호화된 데이터는 상기 제 2 탭 가중치 계산기에 의해 사용된 복호화된 데이터인 결정 피드백 등화기 시스템.
제 21 항에 있어서,

상기 등화기는 결정 피드백 등화기를 구비하고, 상기 결정 피드백 등화기는

제 2 복호화된 데이터를 생성하는 짧은 역추적 트렐리스 복호기;

상기 제 2 복호화된 데이터를 필터하는 피드백 필터; 및

합산기 출력을 생성하기 위해 필터된 상기 제 2 복호화된 데이터를 피드포워드 필터의 출력으로부터 빼는 합산기를 구비하고,

상기 합산기 출력은 상기 긴 역추적 트렐리스 복호기 및 상기 짧은 역추적 트렐리스 복호기에 입력으로서 제공되는 결정 피드백 등화기 시스템.
제 22 항에 있어서,

상기 짧은 역추적 트렐리스 복호기는 0 지연을 갖는 결정 피드백 등화기 시스템.
제 22 항에 있어서,

상기 피드백 필터 및 피드포워드 필터는 탭 가중치를 가지고, 상기 제 1 및 제 2 탭 가중치 계산기는 상기 탭 가중치를 상기 피드백 및 피드포워드 필터에 적용하는 결정 피드백 등화기 시스템.
제 22 항에 있어서,

상기 제 2 탭 가중치 계산기의 지연 부여된 업스트림(upstream)을 더 포함하고, 상기 지연은 상기 결정 피드백 등화기 및 긴 역추적 트렐리스 복호기의 지연과 일치하는 결정 피드백 등화기 시스템.
제 20 항에 있어서,

상기 제 1 탭 가중치 계산기는 하기의 식

에 따른 채널 임펄스 응답의 제 1 평가를 결정하고, 여기서,
는 제 1 평가이고, A 는 훈련열을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호 벡터인 결정 피드백 등화기 시스템.
제 26 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 (L_n + L_ha + L_hc)× L_h 컨벌루션 매트릭스를 포함하고, L_n은 훈련열에서 심볼의 개수이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이이며, L_h = L_ha + L_hc + 1인 결정 피드백 등화기 시스템.
제 26 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 상기 훈련열을 둘러싸는 미지의 심볼을 대체하기 위해 0이 채워지는 결정 피드백 등화기 시스템.
제 20 항에 있어서,

상기 제 1 탭 가중치 계산기는 하기의 식

에 따른 채널의 임펄스 응답의 제 1 평가를 결정하는 단계를 포함하며, 여기서 h는 제 2 평가이고, A는 상기 훈련열을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호벡터이고, v는 잡음벡터인 결정 피드백 등화기 시스템.
제 29 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 (L_n + L_ha + L_hc)× L_h 컨벌루션 매트릭스를 포함하고, L_n은 훈련열에서 심볼의 개수이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이이며, L_h = L_ha + L_hc + 1인 결정 피드백 등화기 시스템.
제 29 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 상기 훈련열을 둘러싸는 미지의 심볼을 대체하기 위해 0이 채워지는 결정 피드백 등화기 시스템.
제 20 항에 있어서,

상기 제 2 탭 가중치 계산기는 하기의 식

에 따른 채널의 임펄스 응답의 제 2 평가를 결정하는 단계를 포함하고,
는 제 2 평가이고, B는 복호화된 심볼을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호벡터인 결정 피드백 등화기 시스템.
제 32 항에 있어서,

상기 매트릭스 B는 (L_b - L_h + 1)× L_h 컨벌루션 매트릭스를 포함하고, L_b는 복호화된 심볼의 개수이며, L_b ≥ 2L_h -1이고, L_h = L_ha + L_hc + 1이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이인 결정 피드백 등화기 시스템.
제 20 항에 있어서,

상기 제 2 탭 가중치 계산기는 하기의 식

에 따른 채널 임펄스 응답의 제 2 평가를 결정하며, 여기서 h는 제 2 평가이고, B는 복호화된 심볼을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호벡터이고, v는 잡음벡터인 결정 피드백 등화기 시스템.
제 34 항에 있어서,

상기 매트릭스 B는 (L_b - L_h + 1)× L_h 컨벌루션 매트릭스를 포함하고, L_b는 복호화된 심볼의 개수이며, L_b ≥ (2L_h -1)이고, L_h = L_ha + L_hc + 1이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이인 결정 피드백 등화기 시스템.
ATSC 준수 프레임(compliant frame)의 프레임 동기 세그먼트로부터 도출되는 훈련열에 응답하여 등화기의 탭 가중치를 초기화하는 단계;

복호화된 심볼의 열에 응답하여 상기 등화기에 대한 새로운 탭 가중치를 연속적으로 계산하는 단계; 및

상기 계산된 새로운 탭 가중치를 상기 등화기에 연속적으로 적용하는 단계를 포함하고,

상기 복호화된 심볼의 각각의 열은 ATSC 준수 프레임의 n 데이터 세그먼트에 상기 심볼을 포함하며, n > 1인 등화기 동작 방법.
제 36 항에 있어서,

새로운 탭 가중치의 각각의 연속적인 계산은 가장 오래된 세그먼트의 심볼을 폐기하고 수신된 세그먼트의 심볼을 추가함으로써 다음의 각각의 열이 되는 등화기 동작 방법.
제 36 항에 있어서,

n = 3 인 등화기 동작 방법.
제 36 항에 있어서,

각각의 열에서 복호화된 심볼 = 2496 데이터 심볼이며, 훈련열 = 704 훈련열 심볼인 등화기 동작 방법.
제 36 항에 있어서,

상기 등화기의 탭 가중치를 초기화하는 단계는 하기의 식

을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하며, 여기서
는 채널평가이고, A 는 훈련열을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호 벡터인 등화기 동작 방법.
제 40 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 (L_n + L_ha + L_hc)× L_h 컨벌루션 매트릭스를 포함하고, L_n은 훈련열에서 심볼의 개수이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이이며, L_h = L_ha + L_hc + 1인 등화기 동작 방법.
제 41 항에 있어서,

상기 매트릭스 A는 (L_n + L_ha + L_hc)× L_h 의 차원을 달성하도록 상기 훈련열 에 추가로 0이 채워지는 등화기 동작 방법.
제 36 항에 있어서,

상기 등화기에 대한 새로운 탭 가중치의 연속적인 계산은 하기의 식

을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하고,
는 채널 평가이고, B는 복호화된 심볼을 기초로 한 매트릭스이며, y는 수신된 신호벡터인 등화기 동작 방법.
제 43 항에 있어서,

상기 매트릭스 B는 (L_b - L_h + 1)× L_h 컨벌루션 매트릭스를 포함하고, L_b는 복호화된 심볼의 개수이며, L_b ≥ (2L_h -1)이고, L_h = L_ha + L_hc + 1이며, L_ha는 채널의 임펄스 응답의 반원인부의 길이이고, L_hc는 채널의 임펄스 응답의 원인부의 길이인 등화기 동작 방법.
제 36 항에 있어서,

상기 등화기의 탭 가중치를 초기화하는 단계는 방정식의 과잉결정 시스템을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하는 등화기 동작 방법.
제 45 항에 있어서,

상기 등화기에 대한 새로운 탭 가중치의 연속적인 계산은 상기 훈련열에서 심볼의 개수보다 더 큰 다수의 복호화된 심볼을 기초로 채널의 평가를 결정하는 단계를 포함하는 등화기 동작 방법.