KR101023501B1 - 태양광 발전 시스템용 피씨에스 및 피씨에스의 수명 예측을위한 커패시턴스 산출 방법 - Google Patents

태양광 발전 시스템용 피씨에스 및 피씨에스의 수명 예측을위한 커패시턴스 산출 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에서 시스템의 스위칭 회로에 이상이 발생하더라도 가능한 범위 내에서 발전을 계속할 수 있는 태양광 발전 시스템용 피씨에스 및 피씨에스의 수명 예측을 위한 커패시턴스 산출 방법을 개시한다.
본 발명에 따른 피씨에스 시스템은, PV Array로부터 발전된 직류 전원을 일방향으로 공급하기 위한 다이오드 및 커패시터를 포함하고, 상기 커패시터와 병렬 접속되어 3상 전력 계통의 각 상별로 단독 스위칭을 수행하도록 제1 파워 스위치군(SW1) 내지 제3 파워 스위치군(SW3)을 형성하며, 소정의 권선비를 갖고 상기 각 스위치군(SW1 ~ SW3)과 각각의 1차측이 상호 접속되고 2차측으로 상기 전력 계통의 각 상으로 접속되는 고주파 트랜스포머(T1, T2, T3)로 이루어진 회로부; 및 상기 스위치군의 이상 여부에 따라 PCS 출력에 대한 선전류를 제어하여, 적어도 하나 이상의 스위치군을 기동하는 제어부로 구성된다.
따라서, 본 발명은 시스템의 스위칭 회로에 이상이 발생하더라도 가능한 범위 내에서 발전을 계속할 수 있는 효과를 포함하여, DC link 단으로부터 커패시터를 분리하지 않고도 커패시턴스를 연산할 수 있어서 시스템 수명 예측이 가능하다.
Figure R1020080103132
PCS, 태양광, 발전, 3상, 선전류, 커패시턴스, 스위칭, 시스템, 수명

Description

태양광 발전 시스템용 피씨에스 및 피씨에스의 수명 예측을 위한 커패시턴스 산출 방법{PCS FOR PHOTOVOLTAIC GENERATION SYSTEM AND CAPACITANCE CALCULATING METHOD FOR PREDICTION LIFE THEREOF}
본 발명은 태양광 발전 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 3상 태양광 발전 시스템의 스위칭 회로 오류 시에도 시스템 구동이 가능한 전력변환 시스템(PCS)을 포함하여, 캐패시터를 분리하지 않고 시스템의 전체 수명을 예측할 수 있는 태양광 발전 시스템용 피씨에스 및 피씨에스의 수명 예측을 위한 커패시턴스 산출 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 태양광 발전에 적용되는 전력 변환 시스템(PCS:Power Conditioning System)은 태양전지 어레이(PV-array)로부터 발전되는 DC 전력을 AC로 변환시켜 계통으로 발전시키는 역할을 한다. 이러한, 계통 연계형 태양광 발전 시스템용 PCS의 스위칭 회로는 도 1에 도시된 바와 같이, 3상 풀브리지 회로가 사용되며, 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 도시된 PCS의 전원측 전압 방정식은,
Figure 112010072114460-pat00039
...(1) 와 같이 표현된다. 여기서,
Figure 112010072114460-pat00040
Figure 112010072114460-pat00041
Figure 112010072114460-pat00042
이다. 그리고, 전술된 식 (1)을 동기 좌표계 즉, 도 2에 도시된 의 qe-de 상에서 표현하면,
Figure 112010072114460-pat00043
... (2)와 같고, 계통전압(
Figure 112010072114460-pat00044
)을 도 2에 도시된 3/2 상 변환 시 각 축의 관계를 나타낸 벡터를 이용하여 변환하면
Figure 112010072114460-pat00045
가 된다. 따라서, 동기 좌표계 d축 전압이 '0'이 되도록 도 3과 같이 계통의 위상각 및 주파수를 계산할 수 있다. 도 2에서, qs-ds로 표현되는 직각 좌표계는 2상 정지 좌표계이고, qe-de로 표현되는 ωe로 회전하는 직각 좌표계는 2상 동기 좌표계이다.
전술된 위상각은 Ea = Vmcos(ωt), Eb = Vmcos(ωt- 2π/3), Ec = Vmcos(ωt+ 2π/3)....(3) 이며, PCS로부터 계통측으로 발전되는 유호 전력 및 무효전력은 식 (4)와 같이 표현할 수 있으며, 발전해야 할 유효전력(PV-array로부터 발전되는 전력에 해당)과 무효전력이 결정되면 각 축 전류의 기준 신호는 식(5)와 같이 산출된다.
Figure 112010072114460-pat00046
....(4)
Figure 112010072114460-pat00047
....(5)
식(4)에서 유효전력 기준신호(P')는 전체 제어기에서 직류 전압 제어기를 통 해서 구해지며, 무효전력 기준신호(Q')는 단독 운전 검출을 위해 임의로 주입되는 테스트 신호로 이용된다. 전체 제어기는 도 3과 같이 구성되고, MPPT의 동작은 도 4와 같은 순서를 갖는다.
그러나, 종래의 3상 풀브리지 회로는 한 암의 스위치에 이상이 발생할 경우 전체 시스템이 운전을 멈추어야 하며, 시스템의 전체 수명예측을 위해 DC link 단의 커패시터의 커패시턴스를 계산하여 커패시턴스의 감소정도를 이용하여 전체 시스템의 수명을 예측하게 된다. 이러한 커패시터의 상태를 추정하기 위해서는 시스템을 정지시킨 후 커패시터를 분리하여 커패시턴스를 측정하는 방법, 특정 주파수의 전류(일반적으로 저주파)를 주입하고 주입한 전류의 주파수에 해당하는 전류 및 전압을 검출하여 커패시턴스를 연산하는 방식 등이 이용된다. 시스템을 정지시킨 후 커패시터를 분리하여 커패시턴스를 측정하는 방법은 번거러우며, 전류 주입을 이용한 방식은 불필요한 고조파 전류가 계통에 유입되는 단점을 가진다.
본 발명은 이와 같은 문제점을 해결하기 위해 창출된 것으로, 본 발명의 목적은 스위치의 이상 발생 시에도 발전을 수행할 수 있도록 하여 3상 계통 연계형 PV 시스템용 PCS의 운전 안정성을 향상시킬 수 있는 태양광 발전 시스템용 피씨에스를 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 시스템의 전체 수명 예측을 위한 커패시턴스 측정 시 전력 계통으로 침투되는 고조파를 사전에 방지할 수 있는 태양광 발전 시스템용 피씨에스를 이용한 수명 예측 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1 관점에 따른 태양광 발전 시스템용 피씨에스는, PV Array로부터 발전된 직류 전원을 일방향으로 공급하기 위한 다이오드 및 커패시터를 포함하고, 상기 커패시터와 병렬 접속되어 3상 전력 계통의 각 상별로 단독 스위칭을 수행하도록 제1 파워 스위치군(SW1) 내지 제3 파워 스위치군(SW3)을 형성하며, 소정의 권선비를 갖고 상기 각 스위치군(SW1 ~ SW3)과 각각의 1차측이 상호 접속되고 2차측으로 상기 전력 계통의 각 상으로 접속되는 고주파 트랜스포머(T1, T2, T3)로 이루어진 회로부; 및 상기 스위치군의 이상 여부에 따라 PCS 출력에 대한 선전류를 제어하여, 적어도 하나 이상의 스위치군을 기동하는 제어부로 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 바람직한 실시 예에 따르면, 상기 각 고주파 트랜스포머(T1 ~ T3)와 각 파워 스위치군(SW1 ~ SW3) 사이로 코일(L1 ~ L3) 및 커패시터(C1 ~ C3)이 접속되며, 상기 각 파워 스위치군(SW1 ~ SW3)은 각각으로 4개의 파워 스위치를 포함하는 것을 특징으로 한다.
한편, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2 관점에 따른 태양광 발전 시스템용 피씨에스의 수명 예측을 위한 커패시턴스 산출 방법은, a) 각 선간 스위치군의 출력 전류에 대한 기준신호 및 PCS의 입력 전압을 근거로, 상기 PCS의 디씨(DC) 링크 입력 전류(idc)를 산출하는 단계; 및 b) 상기 a) 단계에서 검출된 디씨(DC) 링크 입력 전류(idc)에 포함된 스위칭 회로 입력 전류의 2배에 해당하는 주파수 성분 및 리플 전압을 검출하여 실효치를 산출한 후, 상기 디씨(DC) 링크 커패시터의 커패시턴스를 연산하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 태양광 발전 시스템용 피씨에스 및 피씨에스의 수명 예측을 위한 커패시턴스 산출 방법은, 시스템의 스위칭 회로에 이상이 발생하더라도 가능한 범위 내에서 발전을 계속할 수 있는 효과를 갖는다. 그리고, DC link 단으로부터 커패시터를 분리하지 않고도 커패시턴스를 연산할 수 있어서 시스템 수명 예측이 손쉬워 지며 제안된 방식의 이용을 통하여 커패시턴스 연산시 계통으로 불필요한 고조파를 발생시키지 않아서 계통으로의 부정적 효과를 제거할 수 있는 효과를 갖는다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 예시도면에 의거 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 5는 본 발명에 따른 태양광 발전 시스템용 피씨에스의 3상 3선식 모듈형 삼상 능동 필터 시스템을 나타낸 회로도이다. 도시된 바와 같이, PV Array로부터 발전된 직류 전원을 일방향으로 공급하기 위한 다이오드 및 커패시터를 포함하고, 상기 커패시터와 병렬 접속되어 3상 전력 계통의 각 상별로 단독 스위칭을 수행하도록 제1 파워 스위치군(SW1) 내지 제3 파워 스위치군(SW3)을 형성하며, 소정의 권선비를 갖고 상기 각 스위치군(SW1 ~ SW3)과 각각의 1차측이 상호 접속되고 2차측으로 상기 전력 계통의 각 상으로 접속되는 고주파 트랜스포머(T1, T2, T3)로 구성된다.
상기 각 고주파 트랜스포머(T1 ~ T3)와 각 파워 스위치군(SW1 ~ SW3) 사이로 코일(L1 ~ L3) 및 커패시터(C1 ~ C3)이 접속되며, 상기 각 파워 스위치군(SW1 ~ SW3)은 4개의 파워 스위치를 포함한다.
이와 같이 구성된 피씨에스(PCS)에서 PCS 출력 선전류(ia, ib, ic)와 스위칭 회로 출력 전류(iab, ibc, ica)의 관계를 살펴 보면 수식 (6)으로 표현될 수 있다. 즉,
Figure 112010072114460-pat00048
...(6)와 같이 행렬로 표현되며, 스위칭 회로 즉, 상기 파워 스위치군(SW1 ~ SW3) 중 어느 하나의 스위치군이 운전을 정지할 경우, PCS 출력 선전류(ia, ib, ic)와 스위칭 회로 출력 전류(iab, ibc, ica)의 관계는 식 (7), 식 (8) 및 식 (9)와 같다.
Figure 112010072114460-pat00049
....(7) a-b 상간의 시스템 정지 시;
Figure 112010072114460-pat00050
....(8) b-c 상간의 시스템 정지 시;
Figure 112010072114460-pat00051
....(9) c-a 상간의 시스템 정지 시;
이와 같이, 식 (6)~(9)을 통해 3대 또는 2대의 운전을 통해 선전류의 제어가 가능함을 알 수 있다. 그러므로 정격 출력 시에는 스위칭 회로 3대를 동시에 운전하고, 출력이 2/3이하로 떨어질 경우에는 2대를 운전하여 출력하도록 제어기 구성이 가능하다. 그리고 필요하다면 PV-array 출력이 1/3 이하 또는 스위칭 회로 2대가 이상 시에는 1대의 시스템만 구동하여 단상 시스템으로 발전 가능하다. 도 6은 본 발명에 따른 3상 운전을 위한 제어계를 도시하고 있다. 도 7은 도 6의 MPPT 제 어 방법을 설명하는 플로우챠트이고, 도 9는 전류 기준신호 선택 방법을 설명하는 플로우챠트이다.
먼저, 도 6에 도시된 바와 같이 출력단에 구비된 PCS Switching 회로는 전류 제어기에 의해 스위칭 신호를 인가받는데, 이는 스위칭 회로의 운전 상태 예컨대, 스위칭 회로가 각 상별로 3대 동시 운전되는지, 또는 스위칭 회로가 2대, 1대만 운전되는지에 따른 스위칭 신호를 제공 받는다. 이때, MPPT(Maximum Power Point Tracker)는 전술된 스위칭 신호와 PV Array로부터 제공되는 전류 값(isol)을 토대로 각 위상별 선전류에 대한 기준신호를 제어한다. 선전류에 대한 기준 신호는 식 (6) 내지 식 (9)에 근거한 출력 전류로서, 상기 전류 제어기는 이러한 기준신호에 근거하여 PCS 스위칭 회로의 스위칭 동작을 지시한다.
여기서, 상기 MPPT는 PV Array의 최대치 전력을 추종하는데, 스위칭 회로의 이상 변화(회로의 이상 댓 수)에 따른 비례 전력(P_Limit)과, 상기 PCS 스위칭 회로로 인가되는 전압(Vdcon) 및 PV Array에 대한 출력 전류(isol)를 근거로 이루어진다.
즉, 도 7에 도시된 바와 같이 S801 단계에서 스위칭 회로의 이상 댓 수에 대응하는 비례 전력(P_Limit)을 산출하고, PCS 스위칭 회로로 인가되는 전압(Vdcon) 및 PV Array로부터 인가되는 출력 전류(isol)로부터 출력 전력(Psol)을 연산한다. 그러면, S803 단계에서 상기 비례 전력(P_Limit) 값이 출력 전력(Psol) 값 보다 크거나 같은지를 판단한다. 만약, 비례 전력(P_Limit) 값이 출력 전력(Psol) 값 보다 크거나 같을 경우 상기 MPPT는 정상적인 동작을 수행한다. 여기서, MPPT의 정상적인 동작 수행이라 함은, PV Array로부터 출력되는 출력 전력(Psol)이 설정된 기준 전력(비례 전력)과 다를 경우, 전력 계통의 전압 dV를 가산 또는 감산하여 출력 전력에 대한 레귤레이팅을 수행한다.
반면, S803 단계에서 판단한 결과 PV Array로부터 출력되는 출력 전력(Psol)이 상기 비례전력(P_Limit) 보다 클 경우, S805 단계로 진입하여 상기 PCS 스위칭 회로로 인가되는 전압(Vdcon)에 대한 변화량과, 상기 PV Array로부터 출력되는 전류(isol)의 변화량을 비교한다. 본 과정에서 판단한 결과, 전압(Vdcon)에 대한 변화량(dVdcon)과, 상기 PV Array로부터 출력되는 전류(isol)의 변화량(dPsol)이 상호 정비례 관계를 가질 경우, S807 단계와 같이 상기 PCS 스위칭 회로로 인가되는 전압(Vdcon)에 대한 전 상태(Vdcon(k-1))에서 전압 변화량(dV)를 감산하거나, S809 단계와 같이 상기 PCS 스위칭 회로로 인가되는 전압(Vdcon)에 대한 전 상태(Vdcon(k-1))에서 전압 변화량(dV)를 가산한다. 여기서, 전 상태(Vdcon(k-1))는 임의의 시간으로 샘플링하여 검출된 전압 값에 대한 전(前) 상태 값이다.
도 8은 스위칭 회로의 출력 전류에 대한 기준신호를 연산하기 위한 방법을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이 S901 단계 내지 S903 단계를 거쳐, 스위칭 회로 중 1대가 오류 또는 이상이 발생되었는지, 2대에서 이상이 발생되었는지 및 3대에서 이상이 발생되었는지를 판단한다. 스위칭 회로 중 3대 모두에 이상이 발생되었을 경우는 시스템을 정지하며, 스위칭 회로 중 2대에서 이상이 발생되었을 경우에는 단상 시스템으로 운전토록 한다.
그러나, 1대에서 이상이 발생하였을 경우, S907 단계와 같이 a-b 상간 시스템 이상인지를 판단하여, 전술된 식 (7)을 토대로 전류에 대한 기준신호를 생성한다. 반면, S909 단계와 같이 b-c 상간 시스템에서 이상이 발생되었을 경우, 식 (8)에 근거한 전류 기준신호를 제공하고, S911 단계에서, c-a 상간 시스템에서 이상이 발생되었을 경우에는 식 (9)를 토대로 전류 기준신호를 제공한다.
여기서, S905 단계에서 판단한 결과, 시스템에 이상이 없을 경우에는 PV Array로부터 출력되는 전력(Psol)이 최소 2/3 이상 공급되고 있는지를 판단한다. 전력(Psol)이 최소 2/3 이상 공급되는 것은 PV Array에 대한 정상치로 상정하여, 정상 동작에 따른 전류 기준신호로서 식 (6)을 근거로 한 전류 공급이 이루어진다. 반면, S913 단계에서 판단한 결과, PV Array로부터 출력되는 전력(Psol)이 1/3 보다 낮을 경우 즉, 스위칭 회로에는 이상이 없으나 태양광 에너지의 출력 전력이 낮을 경우 단상 시스템으로 전환하여 운전을 수행한다. 또한, 전술된 범위의 출력이 이루어지지 않을 경우 상기 식 (7) 내지 식 (9)를 순환적으로 이용하여 전류 기준신호를 생성할 수 있을 것이다.
한편, 본 발명에서는 DC Link 커패시터의 커패시턴스를 연산할 수 있는데, 이미 전술한 바와 같이 시스템의 운전을 정지시키지 않고 시스템의 전체 수명을 예측토록 한다.
먼저, 각 선간의 스위칭 회로의 출력 전류에 대한 기준신호를 식 (10) ~ 식 (12)와 같이 제어할 수 있다.
iab = Imcos(nωt) .... (10);
ibc = Imcos(nωt) .... (11);
ica = Imcos(nωt) .... (12);
그리고, 상기와 같이 전류를 제어할 경우, 각 상에 대한 선전류는 '0'으로서 다음과 같이 표현된다.
ia = iab - ica .... (13);
ib = ibc - iab .... (14);
ic = ica - ibc .... (15);
PCS의 입력 전압을 다음과 같이 가정하고;
Figure 112010072114460-pat00052
....(16)
Figure 112010072114460-pat00053
....(17)
Figure 112010072114460-pat00054
....(18)
식(10) ~ (12), 식(16) ~ (18)을 이용하고 스위칭 손실을 무시하면 PCS의 DC link 입력 전력은 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112010072114460-pat00055
Figure 112010072114460-pat00056
....(19)
PV-array의 출력 전류(isol)가 영이라고 가정하면 - 즉 PV-array 발전 않도록 함 - DC Link 단에서의 전력 방정식은 다음과 같다.
Figure 112010072114460-pat00057
....(20)
그러므로, 식(16) 및 식 (17)을 이용하면 정상상태에서 DC Link 전압은 다음과 같다.
Figure 112010072114460-pat00058
....(21)
여기서,
Figure 112010072114460-pat00059
:
Figure 112010072114460-pat00060
의 초기치(DC Link 전압의 DC 성분으로 볼 수 있슴) 식 (21)을 통해 식 (10) ~ 식 (12)와 같이 주파수가
Figure 112010072114460-pat00061
인 영상분을 주입하면 DC Link 단 전압
Figure 112010072114460-pat00062
에는
Figure 112010072114460-pat00063
성분의 리플 전압이 발생함을 알 수 있다. 이는 DC Link 단으로
Figure 112010072114460-pat00064
성분의 전류가 주입되어
Figure 112010072114460-pat00065
성분의 리플 전압이 발생한 것으로 해석될 수 있으며, 이러한 결과를 통해 식 (10) ~ 식 (12)와 같이 전류 제어 시 계통으로는 영향이 없으며, DC Link 단으로 임의의 주파수 성분을 주입할 수 있음을 알 수 있다.
그러므로, DC Link 입력 전류(idc)에 포함된 스위칭 회로 입력 전류의 2배 주파수(
Figure 112010072114460-pat00066
) 성분 및 리플전압을 검출하여 실효치를 계산하면 다음과 같이 DC Link 커패시터의 커패시턴스를 연산할 수 있다.
Figure 112010072114460-pat00067
.... (22)
여기서,
Figure 112010072114460-pat00068
: DC Link 단에 포함된
Figure 112010072114460-pat00069
성분 전류의 실효치;
Figure 112010072114460-pat00070
: DC 전압에 포함된
Figure 112010072114460-pat00071
성분 전압의 실효치;
식 (22)에서
Figure 112010072114460-pat00072
는 DC Link 전압
Figure 112010072114460-pat00073
을 중심으로 주파수가
Figure 112010072114460-pat00074
인 대역통과 필터를 통과시킨 후 산출된 전압을 이용함으로써 연산 된다. 실제 시스템 구현시 DC link 단은 표류 인덕턴스(stray inductance)를 최소화하기 위해 동판을 이용하여 구성되며 DC link 입력전류(idc)를 검출하는 것은 쉽지않으므로 다음과 같이 계산하여 사용한다.
Figure 112010072114460-pat00075
.... (23)
여기서,
Figure 112010072114460-pat00076
: 저역통과 필터링 된 DC Link 전압;
Figure 112010072114460-pat00077
: 각 스위칭 회로의 출력 전압;
Figure 112010072114460-pat00078
: 각 스위칭 회로의 출력 전류;
Figure 112010072114460-pat00079
: 연산된 DC Link 전류;
Figure 112010072114460-pat00080
는 상기와 같이 구해진 DC Link 전류
Figure 112010072114460-pat00081
를 중심으로 주파수가
Figure 112010072114460-pat00082
인 대역통과 필터를 통과시킨 후 산출된 전류를 이용하여 연산된다.
전술된 바와 같이, 본 발명에 따른 태양광 발전 시스템용 피씨에스는 시스템의 스위칭 회로에 이상 발생 시에도 발전을 유지할 수 있을 뿐만 아니라, 커패시터를 분리하지 않고 시스템의 수명을 예측할 수 있어 피씨에스 시스템의 안정성과 기능성을 제공할 수 있음에 따라 산업적 기술성을 향상시키고, 피씨에스 시장의 활로를 개척할 수 있어 산업적 이용 가치가 극히 높을 것으로 판단된다.
도 1 내지 도 4는 종래 PV 시스템에서의 PCS를 나타낸 구성도이다.
도 5는 본 발명에 따른 PCS의 스위칭 회로를 설명하기 위한 구성도이다.
도 6은 도 5의 PCS 제어 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 도 6의 MPPT 제어를 설명하기 위한 플로우챠트이다.
도 8은 도 6의 전류기준 신호 선택 방법을 설명하기 위한 플로우챠트이다.

Claims (9)

  1. 태양광 발전 시스템용 피씨에스(PCS)의 시스템 구성에 있어서,
    PV Array로부터 발전된 직류 전원을 일방향으로 공급하기 위한 다이오드 및 커패시터를 포함하고, 상기 커패시터와 병렬 접속되어 3상 전력 계통의 각 상별로 단독 스위칭을 수행하도록 제1 파워 스위치군(SW1) 내지 제3 파워 스위치군(SW3)을 형성하며, 소정의 권선비를 갖고 상기 각 스위치군(SW1 ~ SW3)과 각각의 1차측이 상호 접속되고 2차측으로 상기 전력 계통의 각 상으로 접속되는 고주파 트랜스포머(T1, T2, T3)로 이루어진 회로부; 및
    상기 스위치군의 이상 여부에 따라 PCS 출력에 대한 선전류를 제어하여, 적어도 하나 이상의 스위치군을 기동하는 제어부로 구성되는 것을 특징으로 하는 태양광 발전 시스템용 피씨에스.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 각 고주파 트랜스포머(T1 ~ T3)와 각 파워 스위치군(SW1 ~ SW3) 사이로 코일(L1 ~ L3) 및 커패시터(C1 ~ C3)이 접속되며, 상기 각 파워 스위치군(SW1 ~ SW3)은 각각으로 4개의 파워 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 태양광 발전 시스템용 피씨에스.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 스위치군으로 공급되는 스위칭 신호(Vdcon) 및 PV Array로부터 공급되는 전류(isol) 신호에 근거하여, 상기 PV Array의 최대치 전력(Psol)을 산출한 후, 이를 근거로 상기 스위치군의 전류 제어를 수행하는 MPPT(Maximum Power Point Tracker)를 포함하는 것을 특징으로 하는 태양광 발전 시스템용 피씨에스.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 MPPT는 상기 스위치군의 이상 여부를 판단하되, 판단결과 a-b 상간 시스템 오류일 경우 아래의 수학식 23;
    Figure 112010072114460-pat00083
    ....(23)
    Figure 112010072114460-pat00084
    는 전력 계통에서의 각 상별 전류 값;
    Figure 112010072114460-pat00085
    는 각 스위칭 회로의 출력 전류 값; 에 근거하여 전류를 제어하고, 판단결과 b-c 상간 시스템 오류일 경우 아래의 수학식 24;
    Figure 112010072114460-pat00086
    ....(24)
    Figure 112010072114460-pat00087
    는 전력 계통에서의 각 상별 전류 값;
    Figure 112010072114460-pat00088
    는 각 스위칭 회로의 출력 전류 값; 에 근거하여 전류를 제어하고, 판단결과 c-a 상간 시스템 오류일 경우 아래의 수학식 25;
    Figure 112010072114460-pat00089
    ....(25)
    Figure 112010072114460-pat00090
    는 전력 계통에서의 각 상별 전류 값;
    Figure 112010072114460-pat00091
    는 각 스위칭 회로의 출력 전류 값; 에 근거하여 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 태양광 발전 시스템용 피씨에스.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 PV Array로부터 공급되는 최대치 전력(Psol)이 설정된 비례전력의 1/3 미만일 경우, 단상 시스템으로 운전 전환을 지령하는 것을 특징으로 하는 태양광 발전 시스템용 피씨에스.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 스위치군 중 2 대의 오류가 발생됨을 인지할 경우, 단상 시스템으로 운전 전환을 지령하고, 상기 스위치군 중 3 대의 오류가 발생됨을 인지할 경우, 시스템을 정지하는 것을 특징으로 하는 태양광 발전 시스템용 피씨에스.
  7. 제 1 항에 따른 태양광 발전 시스템용 피씨에스의 디씨(DC) 링크 커패시터의 커패시턴스 연산 방법에 있어서,
    a) 각 선간 스위치군의 출력 전류에 대한 기준신호 및 PCS의 입력 전압을 근거로, 상기 PCS의 디씨(DC) 링크 입력 전류(idc)를 산출하는 단계; 및
    b) 상기 a) 단계에서 검출된 디씨(DC) 링크 입력 전류(idc)에 포함된 스위칭 회로 입력 전류의 2배에 해당하는 주파수 성분 및 리플 전압을 검출하여 실효치를 산출한 후, 상기 디씨(DC) 링크 커패시터의 커패시턴스를 연산하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 하는 태양광 발전 시스템용 피씨에스의 수명 예측을 위한 커패시턴스 산출 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 a) 단계에서 상기 PCS의 디씨(DC) Link 입력 전류(idc)는 수학식 26;
    Figure 112010072114460-pat00092
    .... (26);
    여기서,
    Figure 112010072114460-pat00093
    : 저역통과 필터링 된 DC Link 전압;
    Figure 112010072114460-pat00094
    : 각 스위칭 회로의 출력 전압;
    Figure 112010072114460-pat00095
    : 각 스위칭 회로의 출력 전류;
    Figure 112010072114460-pat00096
    : 연산된 DC Link 전류; 에 근거하여 산출되는 것을 특징으로 하는 태양광 발전 시스템용 피씨에스의 수명 예측을 위한 커패시턴스 산출 방법.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 b) 단계에서 디씨(DC) 링크 커패시턴스는 수학식 27;
    Figure 112010072114460-pat00097
    .... (27) 여기서,
    Figure 112010072114460-pat00098
    : 스위칭 회로 입력 전류의 2배 주파수;
    Figure 112010072114460-pat00099
    : DC Link 단에 포함된
    Figure 112010072114460-pat00100
    성분 전류의 실효치;
    Figure 112010072114460-pat00101
    : DC 전압에 포함된
    Figure 112010072114460-pat00102
    성분 전압의 실효치;에 근거하여 산출되는 것을 특징으로 하는 태양광 발전 시스템용 피씨에스의 수명 예측을 위한 커패시턴스 산출 방법.
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