KR100914231B1 - 전달―임피던스 필터링을 위한 방법, 수신기 및 통신 장치 - Google Patents

전달―임피던스 필터링을 위한 방법, 수신기 및 통신 장치 Download PDF

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Abstract

상세한 설명과 도면은 (가령, 이동 통신 장치 내) RF(무선 주파수) 수신기에서의 전달-임피던스 필터링을 이용하기 위한 새로운 방법과 장치를 나타내고, 상기 필터링은 통상 RC 또는 RCL 회로의 임피던스를 RFIC(무선 주파수 집적 회로) 내 RF 주파수 필터링으로 전송하는 MOS-스위치로 수행될 수 있다.

Description

전달―임피던스 필터링을 위한 방법, 수신기 및 통신 장치{A method, a receiver and a communication device for transferred-impedance filtering}
우선권 및 관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 2005년 3월 18일자 미국 특허 출원 제11/092,052호를 기초로 하여 우선권을 주장한 것이다.
본 발명은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 RF 수신기에서의 전달-임피던스 필터링을 이용하는 것에 관한 것이다.
RF 수신기들은 그들의 실행을 유지하는 동안, 고 블로킹 신호(high blocking signal)를 견뎌야 한다. 이것은 LNA(low noise amplifier)에 앞서 그리고 많은 시스템의 경우 LNA 다음에 RF-신호를 위한 필터링을 필요로 한다. 이것은 수신기가 매우 저-레벨 신호를 수신하는데 반하여 전송기가 보통 고-레벨 신호를 보내는 부호 분할 다중 접속 시스템(가령, CDMA 2000 및 WCDMA)에서 특히 적용된다.
오늘날, 필터링은 주로 표면 탄성파(surface acoustic wave: SAW) 또는 벌크 탄성파(bulk acoustic wave: BAW) 필터 또는 공진기로 수행된다. 이러한 구성부분은 비싸고, 표준 CMOS 또는 BiCMOS 공정과 통합되는 것이 불가능하고 많은 면적의 인쇄 배선 기판(printed wiring board: PWB)들을 요구한다. 그러한 필터들은 모듈 방식의 가능성을 감소시키고 또한 RFIC(무선 주파수 집적 회로)에서의 I/O(input/ouput)들의 수를 증가시키기 때문에 무선 주파수 집적 회로들의 복잡함을 증가시킨다.
본 발명의 목적은 RF 수신기에서의 전달-임피던스 필터링을 이용하는 새로운 방법을 제공하는 것으로서, 상기 필터링은 통상 RC 또는 RCL 회로의 임피던스를 RFIC(무선 주파수 집적 회로) 내 RF 주파수 필터링으로 전달하는 MOS-스위치로 수행될 수 있다.
본 발명의 제1면에 따르면, 수신기에서의 전달-임피던스 필터링을 위한 방법은 무선 주파수 신호를 수신하고 그것을 전기 영역으로 변환시키는 단계; 상기 전기 영역에서 저항(R)을 포함하는 증폭기를 이용하여 상기 무선 주파수 신호를 증폭시키고 따라서, 증폭된 RF 신호를 생성하는 단계; 및 적어도 하나의 커패시터(C)를 포함하고 기준 주파수에 의해 나타나는 중심 주파수를 갖는 통과 대역이 있는 전달-임피던스 필터를 이용하여 증폭된 RF 신호를 필터링하는 단계를 포함하고, 상기 통과 대역의 -3dB 주파수는 기준 주파수에 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 의존하는 코너 주파수를 합한 것에 의하여 그리고 기준 주파수에서 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 역시 의존하는 추가 코너 주파수를 빼는 것에 의하여 주어진다.
추가로 본 발명의 제1면에 따르면, 상기 코너 주파수 및 추가 코너 주파수가 같고 FRC=
Figure 112007064321467-pct00001
에 의하여 주어질 수 있다. 게다가, 상기 저 주파수 기저대역 신호가 전달-임피던스 필터의 출력 신호이기 위하여 상기 전달-임피던스 필터는 하향 변환 믹싱 기능을 역시 수행할 수 있을 것이다.
뿐만 아니라 본 발명의 제1면에 따르면, 기준 주파수는 상기 전달-임피던스 필터에 제공되는 로컬 발진기 주파수(FLO)일 수 있다.
게다가, 본 발명의 제1면에 따르면, 상기 필터링이 각각 동상 및 직교위상 분기인 두 개의 전달-임피던스 필터를 이용하여 수행될 수 있고, 두 개의 로컬 발진기 신호가 각각 상기 주파수(FLO)를 갖지만 위상 영역에서
Figure 112007064321467-pct00002
만큼 떨어지는 것은 상기 두 개의 전달-임피던스 필터 중 단지 하나에만 제공될 수 있다.
추가로 본 발명의 제1면에 따르면, 증폭기 출력 임피던스(증폭된 RF 신호에 있어서)의 리액티브 부분의 절대값이 0에 가깝고 상기 출력 임피던스의 저항 부분과 비교하여 무시할 수 있기 위하여 상기 전달-임피던스 필터의 기생 커패시턴스 증폭기의 인덕터에 의하여 보상된다.
추가로 본 발명의 제1면에 따르면, 상기 FLO가 상기 전달-임피던스 필터에 제공된 로컬 발진기 주파수이고 FLC가 FLC=
Figure 112007064321467-pct00003
에 의해 주어진 LC 공진 주파수일 때, 상기 적어도 하나의 인덕터(L)가 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 직렬로 추가되고 상기 기준 주파수가 FLO-FLC 또는 FLO+FLC에 의해 주어질 수 있다.
추가로 본 발명의 제1면에 따르면, 상기 FLO가 상기 전달-임피던스 필터에 제공된 로컬 발진기 주파수이고 FLC가 FLC=
Figure 112007064321467-pct00004
에 의해 주어진 LC 공진 주파수일 때, 상기 적어도 하나의 인덕터(L)가 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 병렬로 추가되고 상기 기준 주파수가 FLO-FLC 또는 FLO+FLC에 의하여 주어질 수 있다. 게다가, 상기 코너 주파수 및 추가 코너 주파수는 추가로 적어도 하나의 인덕터(L)에 의존할 수 있다.
추가로 본 발명의 제1면에 따르면, 상기 수신기는 이동 단말기, 이동 전화 또는 이동 통신 장치 중 일부 일 수 있다.
뿐만 아니라 본 발명의 제1면에 따르면, 상기 수신기는 무선 주파수(RF) 수신기일 수 있다.
추가로 본 발명의 제1면에 따르면, 상기 방법은 미리 정의된 값에 의하여 상기 전달-임피던스 필터로부터 분리 채널에서의 증폭된 RF 신호를 감쇠시키는 단계; 및 믹서를 사용하여 상기 필터링된 증폭 RF 신호 및 감쇠된 증폭 RF 신호 사이의 감산 신호를 생성하는 단계를 포함할 것이다. 게다가, 상기 감쇠는 가변적일 수 있다.
본 발명의 제2면에 따르면, 전달-임피던스 필터링을 위한 수신기는 무선 주파수 신호를 수신하고 그것을 전기 영역으로 전환하기 위한 안테나; 상기 전기 영역에서 상기 무선 주파수 신호를 증폭시키고 증폭된 RF 신호를 생성하기 위한, 저항(R)을 포함하는 증폭기; 및 상기 증폭된 RF 신호를 필터링하기 위한, 적어도 하나의 전달-임피던스 필터를 포함하고, 상기 전달-임피던스 필터는 적어도 하나의 커패시터(C)를 포함하고 기준 주파수에 의하여 나타나는 중심 주파수를 갖는 통과 대역이 있는 것으로, 상기 통과 대역의 -3dB 주파수는 기준 주파수에 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 의존하는 코너 주파수를 합한 것에 의하여 그리고 기준 주파수에서 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 역시 의존하는 추가 코너 주파수를 빼는 것에 의하여 주어진다.
추가로 본 발명의 제2면에 따르면, 상기 코너 주파수 및 상기 추가 코너 주파수가 같고 FRC=
Figure 112007064321467-pct00005
에 의하여 주어질 수 있다. 게다가, 상기 수신기는 각각 동상 및 직교위상 분기인 두 개의 전달-임피던스 필터를 포함할 수 있는 것이고, 두 개의 로컬 발진기 신호가 각각 상기 주파수(FLO)를 갖지만 위상 영역에서
Figure 112007064321467-pct00006
만큼 떨어지는 것은 상기 두 개의 전달-임피던스 필터 중 단지 하나에만 제공된다.
게다가 본 발명의 제2면에 따르면, 상기 기준 주파수가 상기 전달-임피던스 필터에 제공되는 로컬 발진기 주파수(FLO)일 수 있다.
게다가 본 발명의 제2면에 따르면, 저주파 기적대역 신호가 상기 전달-임피던스 필터의 출력 신호일 수 있기 위하여 상기 전달-임피던스 필터가 하향 변환 믹싱 기능을 역시 수행할 수 있다.
추가로 본 발명의 제2면에 따르면, 증폭기 출력 임피던스(증폭된 RF 신호에 있어서)의 리액티브 부분의 절대값이 0에 가깝고 상기 출력 임피던스의 저항 부분과 비교하여 무시할 수 있기 위하여 상기 전달-임피던스 필터의 기생 커패시턴스는 증폭기에서의 인덕터에 의하여 보상된다.
추가로 본 발명의 제2면에 따르면, 상기 FLO가 상기 전달-임피던스 필터에 제공된 로컬 발진기 주파수이고 FLC가 FLC=
Figure 112007064321467-pct00007
에 의해 주어진 LC 공진 주파수일 때, 상기 적어도 하나의 인덕터(L)가 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 직렬로 추가될 수 있고 상기 기준 주파수가 FLO-FLC 또는 FLO+FLC로 주어질 수 있다.
추가로 본 발명의 제2면에 따르면, 상기 FLO가 상기 전달-임피던스 필터에 제공된 로컬 발진기 주파수이고 FLC가 FLC=
Figure 112007064321467-pct00008
에 의해 주어진 LC 공진 주파수일 때, 상기 적어도 하나의 인덕터(L)가 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 병렬로 추가되고 상기 기준 주파수가 FLO-FLC 또는 FLO+FLC로 주어질 수 있다. 게다가, 상기 코너 주파수 및 상기 추가 코너 주파수는 상기 적어도 하나의 인덕터(L)에 추가로 의존할 것이다.
추가로 본 발명의 제2면에 따르면, 상기 수신기는 이동 단말기, 이동 전화 또는 이동 통신 장치 중 일부일 수 있다.
추가로 본 발명의 제2면에 따르면, 상기 수신기는 무선 주파수(RF) 수신기일 수 있다.
추가로 본 발명의 제2면에 따르면, 상기 수신기가 미리 정의된 값에 의하여 상기 전달-임피던스 필터로부터 분리 채널에서의 증폭된 RF 신호를 감쇠시키기 위한 감쇠기; 및 상기 필터링된 증폭 RF 신호 및 감쇠된 증폭 RF 신호 사이의 감산 신호를 생성하기 위한 믹서를 포함할 수 있다. 뿐만 아니라, 상기 감쇠는 가변적일 수 있다.
본 발명의 제3면에 따르면, 통신 장치는 전달-임피던스 필터링을 위한 수신기를 포함하고, 상기 수신기가 무선 주파수 신호를 수신하고 그것을 전기 영역으로 전환하기 위한 안테나; 상기 전기 영역에서 상기 무선 주파수 신호를 증폭시키고 증폭된 RF 신호를 생성하기 위하여, 저항(R)을 포함하는 증폭기; 및 상기 증폭된 RF 신호를 필터링하기 위한 적어도 하나의 전달-임피던스 필터로서, 적어도 하나의 커패시터(C)를 포함하고 기준 주파수에 의하여 나타나는 중심 주파수가 있는 통과 대역을 갖는 적어도 하나의 전달-임피던스 필터를 포함하고, 상기 통과 대역의 -3dB 주파수는 기준 주파수에 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 의존하는 코너 주파수를 합한 것에 의하여 그리고 기준 주파수에서 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(C)에 역시 의존하는 추가 코너 주파수를 빼는 것에 의하여 주어진다.
추가로 본 발명의 제3면에 따르면, 상기 수신기는 미리 정의된 값에 의하여 상기 전달-임피던스 필터로부터 분리 채널에서의 증폭된 RF 신호를 감쇠시키기 위한 감쇠기; 및 상기 필터링된 증폭 RF 신호 및 감쇠된 증폭 RF 신호 사이의 감산 신호를 생성하는 위한 믹서를 더 포함한다.
본 발명의 이점은 다음을 포함한다.(그러나 이에 한정되지 않는다)
- 비싼 외부 필터링이 필요 없을 것이다.
- 수신기에 고정된 필터링이 없기 때문에 모듈성은 얻어지기 쉬울 것이다.
- 많은 I/O는 절약될 것이다.
- PWB 면적을 절약한다.
본 발명의 특성과 목적을 더 잘 이해하기 위하여, 다음의 도면과 관련한 상세한 설명을 참조하면 다음과 같다.
도 1은 선행 기술에 따른, RF 수신기의 프런트 엔드(front end)의 블럭도이다.
도 2a 및 도 2b는 본 발명의 실시예에 따른, RF 수신기의 프런트 엔드의 블럭도이다.
도 3a 및 도 3b는 본 발명의 실시예에 따른, 동상 및 직교위상 분기를 도시하는 RF 수신기의 프런트 엔드의 블럭도이다.
도 4는 저 잡음 증폭기의 단순화된 개략도이다.
도 5a, 도 5b 및 도 5c는 본 발명의 실시예에 따른, 전달-임피던스 필터의 단순화된 개략도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른, 감쇠기를 갖는 RF 수신기의 프런트 엔드의 블럭도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른, 도 6에 도시된 RF 수신기의 프런트 엔드의 자세한 개략도이다.
본 발명은 RF(무선 주파수) 수신기(가령, 이동 통신 장치 내)에서의 전달-임피던스 필터링을 이용하기 위한 새로운 방법과 장치를 제공하고, 상기 필터링은 통상 RC 또는 RCL 회로의 임피던스를 RFIC(무선 주파수 집적 회로) 내부의 RF 주파수 필터링으로 전달하는 MOS-스위치로 수행될 수 있다.
도 1은 선행 기술에 따른, RF 수신기(10)의 프런트 엔드의 블록도의 예를 도시한다. 안테나(11)는 무선 주파수 신호를 수신하고 그것을 전기 영역으로 변환한다. 그 다음에 선행 기술에 따르면, 상기 신호는 먼저 외부 필터(12)를 이용하여 필터링되고, 저 잡음 증폭기(LNA)(14)를 이용하여 증폭되고 그리고 보통 알고리즘의 부분으로서 믹서(18)에 제공되기 전에 상기 신호는 외부 필터(16)를 이용하여 다시 필터링된다.
도 2a 및 도 2b는 각각 본 발명의 실시예에 따른, RF 수신기(10a 및 10b)의 프런트 엔드의 블록도 중 예를 나타낸다.
도 1에 나타난 선행 기술의 처리와 비교하여, 새로운 전달-임피던스 회로는 외부 필터들(12 및 16) 대신에 사용된다.
도 2a는 저 잡음 증폭기(또는 일반적으로 단지 증폭기)(14)이 증폭된 RF 신호(22)를 이용하여 전달-임피던스 필터(20)와 병렬로 연결되고, 상기 출력 RF 신호(24)가 보통의 추가 처리를 위하여 믹서(18)에 제공되는 경우에 해당한다. 이러한 시나리오에서 주파수 FLO를 갖는 LO(로컬 발진기) 신호(34)는 로컬 발진기(30)에 의하여 전달-임피던스 필터(20) 및 믹서(18)로 보내질 수 있다.
도 2b는 본 발명의 추가적인 개선을 나타내는 것으로, 상기 전달-임피던스 필터(20)는 믹서(18)의 기능을 실행하고 필터-믹서 모듈(20a)로서 도시된다. 그래서 그것의 출력 신호(26)는 믹서(18)의 출력 신호와 같다. 도 2a 및 도 2b에 나타난 블록(14, 20 및 20a)을 실행하기 위한 보다 자세한 설명은 아래에 나타난다.
도 3a 및 도 3b은 본 발명의 실시예에 따른, 동상 및 직교위상 분기를 나타내는, 각각의 프런트 엔드 수신기(10a 및 10b)의 블록도 가운데 예들을 도시한다. 도 3a에는 입력들(증폭된 RF 신호들)(22i 및 22q)로 동상 및 직교 위상 분기에서 각각 동작하기 위한 두 개의 상기 전달-임피던스 필터(20i 및 20q)가 있고, 두 개의 로컬 발진기(LO) 신호들(34i 및 34q)은 주파수(FLO)를 갖지만 위상 영역에서
Figure 112007064321467-pct00009
만큼 떨어진 것이 상기 두 개의 전달-임피던스 필터(20a-i 및 20a-q)에 각각 제공된다. 본 발명의 실시예에 따르면, 동상 및 직교 위상 분기가 서로 간섭하는 하는 것을 막기 위하여, LO 신호(34i 및 34q)를 위한 듀티 사이클(duty cycle)은 보통 사용되는 듀티 사이클인 50:50에서 25:75로 바뀔 수 있다. 이것은 적합한 스위치들(도 3a 및 도 3b에는 도시되지 않음)을 이용하여 실행될 수 있다.
게다가, 추가 처리를 위하여, 출력 RF 신호(24i 및 24q)에 응하는, 믹서(28i 및 28q)는 출력 신호(26i 및 26q)를 아날로그-디지털 변환기(28i 및 28q)에 각각 제공한다. 도 3b는 상기 서술한 바와 같이, 블록(20i 및 28i) 대신에 필터-믹서 모듈(20a-i)을 갖고, 블록(20a-q 및 28q) 대신에 필터-믹서 모듈(20a-q)을 각각 갖는다는 점을 제외하고는 유사한 구성을 도시한다.
도 4는 차동 트랜지스터 쌍(40)을 이용하는 저 잡음 증폭기(또는 일반적인 증폭기)(14)의 단순화된 개략도 중 한 예를 나타낸다. 도 4에서 인덕터 Lcol(37)은 LNA 출력 임피던스의 용량 부분을 보상하고(즉, 증폭된 RF 신호(22, 22i 또는 22q)에 대하여), 상기 용량 부분은 Ccol(36) 및 전달-임피던스 필터(20)(또는 블록(20i, 20q, 20a, 20a-i 및 20a-q))의 기생 커패시턴스를 포함한다. 따라서, 증폭된 RF 신호(22)에 대한 LNA 출력 임피던스의 리액턴스 부분의 절대값이 0에 가깝고 저항(38)에 의하여 결정된 상기 증폭된 RF 신호(22)를 위한 LNA 출력 임피던스의 저항 부분과 비교하여 무시할 수 있기 위하여 기생 커패시턴스는 인덕터(37)에 의하여 보상된다. 결과적으로, 도 4에서 RFoutm 및 RFoutp 신호들(22a 및 22b)(이것들은 차동 신호들로서 증폭된 RF 신호(22, 22i 또는 22q)들을 나타낼 수 있고 그래서 이러한 RF 신호(22, 22i 또는 22q)들은 정(+) 또는 부(-)일 수 있다)로서 도시되는 증폭된 RF 신호들은 각각 저항(R)(38)에 의하여 제어된다.
도 5a, 도 5b 및 도 5c는 MOSFET(44)들을 이용하는 본 발명의 실시예에 따른, 필터-믹서 모듈(20a)(또는 모듈(20a-i 및 20a-q)의 단순화된 개략도 가운데 한 예이다.
도 5a에 도시된 본 발명의 하나의 실시예에서, MOSFET들은 온 및 오프 상태 사이의 LO 신호로 스위칭된다. 커패시터(C)(42)는 RFoutm 및 RFoutp 포트 사이에서 스위칭된다. 전달-임피던스 필터(20)는 도 4에 도시된 LNA(14) 출력 RFoutm 및 RFoutp 신호들(22a 및 22b)(이러한 신호는 콜렉터 또는 드레인 신호들일 수 있다)에 연결된다.
들어오는 RF 신호(가령, 증폭된 RF 신호(22, 22i 또는 22q))가 LO 신호(34)의 주파수와 다르다면, 커패시터(C)(42)는 주파수가 RF 및 LO 신호들의 차이인 신호로 충전될 것이다. 상기 동작하는 임피던스는 LNA 출력의 임피던스이고, 그것은 저항(R)(38)이다. 따라서 FLO가 LO-신호 주파수이고 FRC가 저항(R)(38)과 커패시터(C)(42)의 코너 주파수인(즉,
Figure 112007064321467-pct00010
인) 경우, 주파수 FLO+FRC에서 임피던스 필터링이 획득된다.
이것은 LNA(14) 출력에서 (또한 -3dB 주파수나 반-전력 주파수(half-power frequency)로 불리는)통과 대역 코너 주파수 FLO+FRC 및 FLO-FRC 각각을 갖는 대역 통과 필터가 획득되는 것을 의미한다. 이러한 밴드 대역 필터는 LO-신호를 따르고 인접한 채널, 블록커(broker) 및 전송기(안테나(11)와 연결되지만 도 2a나 도 2b에서 도시되지 않음)에 충분한 감쇠가 있다.
저 주파수에 상응하는 RC 콘스턴트(constant)의 기능으로서 감쇠가 증가하기 때문에, 이러한 필터의 모습은 역시 매우 가파르다. 이것은 예를 가지고 설명하는 것이 더 쉽다. LO 주파수가 2GHz이고 RC 시간 콘스턴트가 2MHz와 같다면, 주파수 2.002GHz의 신호는 3dB 감쇠한다. 그러한 주파수에 표준 RC 3dB 지점을 갖는다면, 20dB 감쇠는 20.002GHz(즉 10배 증가) 주파수에 도달할 것이다. 고정된-믹서 모듈(20a)로(모듈(20a-i 또는 20a-q)의 경우), 20dB 감쇠는 2.002GHz(즉, RC 주파수 2MHz로부터 10배 감소됨)에 도달할 것이다. 따라서 저 주파수(RC 콘스턴트에 의하여 정의됨)는 RF 주파수에 전송된다. 이것은 가능한 선행 기술 해결과 비교하여 상당히 개선된 것이다.
다른 임피던스들은 본 발명에 기술된 방법론을 이용하여 고 주파수 필터링으로 전달될 수 있다는 점을 인식해야 한다. 도 5a에서의 커패시터(42)는 LC-공진기로 대체될 수 있다. 이것은 특히 LO 주파수로부터 900kHz 떨어진 고 블록커를 견디어야 하는 CDMA2000 핸드세트에서 중요하다. 도 5b 및 도 5c는 LC 공진기 옵션을 나타낸다.
본 발명의 실시예에 따르면, 도 5b에 도시된 바와 같이, 인덕터(L)(46)는 (도 5a와 비교하여) 커패시터(C)(42)에 직렬로 추가되고 통과 대역 필터의 중심 주파수(또는 기준 주파수)는 FLO-FLC 또는 FLO+FLC로 주어지고, 상기 FLO는 로컬 발진기(30)에 의하여 전달-임피던스 필터(20a)에(또는 유사하게 블록(20a-i 또는 20a-q)에) 제공되는 로컬 발진기 주파수이고 FLC는 FLC=
Figure 112007064321467-pct00011
에 의해 주어진 LC 공진 주파수이다. FLC는 900kHz 만큼 낮게 만들어질 수 있다. 그 다음에 상기 통과 대역 필터의 결과적인 중심 주파수는 FL0-900kHz이거나 FL0+900kHz 일 수 있다.(가령, 이것은 CDMA2000에서 중요할 수 있다) 따라서, 인덕터(L)(46) 및 커패시터(C)(42)가 직렬로 이루어져 있다면, 수신 신호의 RF 주파수에 매우 근접한 LNA(14) 출력에 노치(notch)가 있다.
게다가, 본 발명의 추가적인 실시예에 따르면, 도 5c에 도시된 바와 같이, 인덕터(L)(48)는 (도 5a와 비교하여) FLC=
Figure 112007064321467-pct00012
에 의해 주어진 LC 공진 주파수 FLC로 커패시터(C)(42)에 병렬로 추가된다. 중심 주파수 FLO+FLC 또는 FLO_FLC를 갖는 공진 곡선의 경우, 통과 대역의 코너 주파수(-3dB 주파수)는 (저항(R)(38) 및 커패시터(C)(42)의 기능으로서 뿐 아니라)인덕터(L)(48)에 의존한다는 점을 알아야 한다. 따라서, 인덕터(L)(48) 및 커패시터(C)(42)가 병렬로 이루어져 있다면, FLC=
Figure 112007064321467-pct00013
인 경우 공진 주파수 FLO+FLC 또는 FLO-FLC 주위에 좁은 통과 대역이 있다.
인덕터(46 또는 48)는 가령 (인덕터를 모방하는)OP 앰프의 커패시터로부터 생성될 수 있거나 또는 2차 필터 응답과 같이 크기를 떨어뜨려 임피던스를 생성하여 2차(또는 고차) 필터를 만들고 그래서 적은 면적의 고성능 필터 시스템을 제공하는 것에 의해 생성될 수 있다.
본 발명의 많은 변경이 있다. 본 발명의 실시예에 따르면, 도 5a, 도 5b 및 도 5c에 나타난 도식에서 전형적으로 사용되는, NMOS 스위치는 다른 유형일 수 있다는 점에 유념하기 바란다. 게다가, 전달-임피던스 필터는 반드시 증폭기(14)의 출력과 연결될 필요는 없다. 또한, 본 발명에 설명된 기술은 본 발명의 실시예에 따른 LC 공진 주파수의 광대역과 무선 주파수의 필터링으로 전달되는 임피던스를 제공할 수 있다. 게다가, 도 4, 도 5a, 도 5b 및 도 5c에 나타난 예는 위에서 차동(즉, 정(+) 및 부(-) 모두) 신호를 사용하고 본 발명의 방법은 또한 단지 하나의 신호 라인이 있는 단일 단자 시스템(single-ended system)에 사용될 수 있다.
도 6은 본 발명의 추가 실시예에 따른 RF 수신기(50)의 프런트 엔드의 블록도 가운데 한 예를 나타낸다. 도 6에 도시된 블록도는 상기 전달-임피던스 필터(20)로부터 분리 채널에서의 미리 정해진 값에 의하여 증폭된 RF 신호(22)를 감쇠하는 감쇠기(52)(가령, 이 감쇠기는 가변 감쇠기일 수 있다)를 통한 추가 채널을 제외하고는 도 2a의 것과 유사하다. 그 다음에 감쇠된 신호(54) 및 (전달-임피던스 필터(20)를 사용하여) 필터링된 신호(24)는 믹서(58)를 사용하여 감산된다.
이러한 감산은 믹서 출력 신호(56)에서 회로로부터 20dB 이상의 상위 저지-대역 제거(higher stop-band rejection)를 제공할 수 있다. 실제로, 원하는 신호(56)는 많이 감소하지 않을 것이다.(가령, 전달-임피던스 필터(20)를 위한 저지-대역 감쇠가 12dB이라면, 상기 감산은 0.3dB 이하만큼의 원하는 신호를 감소시킬 것이다) 그러나 도 6에 나타난 (즉, 감쇠 채널을 통한) 개선된 전달-임피던스 필터링의 저지 대역 감쇠는 (가령, 도 2a 또는 도 2b에 도시된)종래의 전달-임피던스 필터에 의한 것보다 쉽게 20dB이 될 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른, 도 6에 나타난 RF 수신기(50)의 프런트 엔드의 트랜지스터 레벨에 대한 자세한 개요 가운데 한 예이다. 도 7에서 명백함을 위해 적당한 참조 번호에 의하여 식별되는 회로 요소 및 블록은 도 4, 도 5a 및 도 6에 자세하게 설명되어있다. 도 7 회로의 실질적인 회로 설계의 요구는 현대 IC 공정에서 매우 높을 수 있는, MOS-트랜지스터(44) 채널 저항과의 매칭을 이루는 것이다. 어떠한 튜닝도 필요하지 않고 고 저지-대역 감쇠를 갖는 광대역의 견고한 필터 링은 실현될 수 있다.
상기 기술된 구성은 단지 본 발명 원리의 적용에 대한 설명이라는 점을 이해해야 한다. 많은 변경과 대안적인 구성은 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않는 범위에서 당업자에 의하여 고안될 수 있고, 첨부된 청구항은 그러한 변경과 구성을 포함하도록 의도된 것이다.

Claims (28)

  1. 수신기에서의 전달―임피던스 필터링(transferred-impedance filtering)을 위한 방법에 있어서,
    무선 주파수 신호를 수신하여 전기적 영역(electrical domain)으로 변환하는 단계;
    그 출력단에 저항(resistance. R)을 가지는 증폭기를 사용하여 상기 전기적 영역의 무선 주파수 신호를 증폭함으로써 증폭된 무선 주파수 신호를 생성하는 단계;
    적어도 하나의 커패시터(42)를 포함하고, 중심 주파수(center frequency)가 기준 주파수(reference frequency)에 의해 결정되는 통과 대역을 가지는 적어도 하나의 전달-임피던스 필터를 이용하여 상기 증폭된 무선 주파수 신호를 필터링하는 단계;를 포함하고,
    상기 통과 대역의 -3dB 주파수가, 상기 기준 주파수에 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(42)의 커패시턴스(capacitance. C)에 의존하는 코너 주파수를 합한 것에 의하여 그리고 기준 주파수에서 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(42)의 커패시턴스(C)에 역시 의존하는 추가 코너 주파수를 빼는 것에 의하여 주어지는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 코너 주파수와 상기 추가 코너 주파수가 동등(equal)하고 FRC=
    Figure 112009014574093-pct00035
    에 의하여 주어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 저주파 기저대역 신호가 상기 전달-임피던스 필터의 출력 신호이기 위하여 상기 적어도 하나의 전달-임피던스 필터가 하향 변환 믹싱 기능을 더 수행하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 기준 주파수가 상기 전달-임피던스 필터에 제공되는 로컬 발진기 주파수(FLO)인 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 필터링이 동상 분기에서의 전달-임피던스 필터(transferred-impedance filter in inphase branch) 및 직각위상 분기에서의 전달-임피던스 필터(transferred-impedance filter in quadrature branch)를 이용하여 수행되고,
    로컬 발진기 주파수(FLO)를 가지며 위상 영역에서
    Figure 112009014574093-pct00036
    만큼 떨어진 두 개의 로컬 발진기 신호들 각각이 상기 동상 분기에서의 전달-임피던스 필터 및 상기 직각위상 분기에서의 전달-임피던스 필터 중의 하나에 제공되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    증폭기 출력 임피던스의 리액티브 부분의 절대값이 0에 근접하여 그 절대값이 상기 증폭기 출력 임피던스의 저항 부분과 비교하여 무시될 수 있도록, 상기 전달-임피던스 필터의 기생 커패시턴스가 상기 증폭기 내의 인덕터에 의하여 보상되는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제1항에 있어서, FLO가 상기 전달-임피던스 필터에 제공되는 로컬 발진기 주파수이고 FLC가 FLC=
    Figure 112009014574093-pct00037
    에 의해 주어진 LC 공진 주파수일 때, 적어도 하나의 인덕터(L)가 상기 적어도 하나의 커패시터(42)에 직렬로 추가되고 상기 기준 주파수가 FLO-FLC 또는 FLO+FLC로 주어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제1항에 있어서, FLO가 상기 전달-임피던스 필터에 제공되는 로컬 발진기 주파수이고 FLC가 FLC=
    Figure 112009014574093-pct00038
    에 의해 주어진 LC 공진 주파수일 때, 적어도 하나의 인덕터(L)가 상기 적어도 하나의 커패시터(42)에 병렬로 추가되고 상기 기준 주파수가 FLO-FLC 또는 FLO+FLC로 주어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 코너 주파수 및 상기 추가 코너 주파수가 상기 적어도 하나의 인덕터(L)에 더 의존하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 수신기가 이동 단말기, 이동 전화 또는 이동 통신 장치의 일부인 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제1항에 있어서, 상기 수신기가 무선 주파수 수신기인 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 방법이
    감쇠된 증폭 무선 주파수 신호를 생성하기 위하여, 상기 전달-임피던스 필터로부터 분리된 채널에서의 증폭된 무선 주파수 신호를 미리 정의된 값에 의해 감쇠시키는 단계; 및
    믹서를 사용하여, 상기 필터링된 증폭 무선 주파수 신호 및 상기 감쇠된 증폭 무선 주파수 신호 사이의 감산 신호를 생성하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 감쇠가 가변적인 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 전달―임피던스 필터링(transferred-impedance filtering)을 위한 수신기에 있어서,
    출력단에 저항(resistance. R)을 가지며, 증폭된 무선 주파수 신호를 생성하기 위해 무선 주파수 신호를 증폭하도록 구성되는 증폭기; 및
    상기 증폭된 무선 주파수 신호를 필터링하기 위한 적어도 하나의 전달-임피던스 필터;를 포함하고,
    상기 전달-임피던스 필터는, 적어도 하나의 커패시터(42)를 포함하고, 중심 주파수(center frequency)가 기준 주파수(reference frequency)에 의해 결정되는 통과 대역을 가지며,
    상기 통과 대역의 -3dB 주파수가, 상기 기준 주파수에 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(42)의 커패시턴스(capacitance. C)에 의존하는 코너 주파수를 합한 것에 의하여 그리고 기준 주파수에서 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(42)의 커패시턴스(C)에 역시 의존하는 추가 코너 주파수를 빼는 것에 의하여 주어지는 수신기.
  15. 제14항에 있어서,
    감쇠된 증폭 무선 주파수 신호를 생성하기 위하여, 상기 전달-임피던스 필터로부터 분리된 채널에서의 증폭된 무선 주파수 신호를 미리 정의된 값에 의해 감쇠시키도록 구성되는 감쇠기; 및
    상기 필터링된 증폭 무선 주파수 신호 및 상기 감쇠된 증폭 무선 주파수 신호 사이의 감산 신호를 생성하도록 구성되는 믹서;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  16. 제15항에 있어서, 상기 감쇠가 가변적인 것을 특징으로 하는 수신기.
  17. 제14항에 있어서, 상기 코너 주파수와 상기 추가 코너 주파수가 동등(equal)하고 FRC=
    Figure 112009014574093-pct00039
    에 의하여 주어지는 것을 특징으로 하는 수신기.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 수신기가 동상 분기에서의 전달-임피던스 필터(transferred-impedance filter in inphase branch) 및 직각위상 분기에서의 전달-임피던스 필터(transferred-impedance filter in quadrature branch)를 포함하고,
    로컬 발진기 주파수(FLO)를 가지며 위상 영역에서
    Figure 112009014574093-pct00040
    만큼 떨어진 두 개의 로컬 발진기 신호들 각각이 상기 동상 분기에서의 전달-임피던스 필터 및 상기 직각위상 분기에서의 전달-임피던스 필터 중의 하나에 제공되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  19. 제14항에 있어서, 상기 기준 주파수가 상기 전달-임피던스 필터에 제공되는 로컬 발진기 주파수(FLO)인 것을 특징으로 하는 수신기.
  20. 제14항에 있어서, 저주파 기저대역 신호가 상기 전달-임피던스 필터의 출력 신호이기 위하여 상기 적어도 하나의 전달-임피던스 필터가 하향 변환 믹싱 기능을 더 수행하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  21. 제14항에 있어서,
    증폭기 출력 임피던스의 리액티브 부분의 절대값이 0에 근접하여 그 절대값이 상기 증폭기 출력 임피던스의 저항 부분과 비교하여 무시될 수 있도록, 상기 전달-임피던스 필터의 기생 커패시턴스가 상기 증폭기 내의 인덕터에 의하여 보상되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  22. 제14항에 있어서, FLO가 상기 전달-임피던스 필터에 제공되는 로컬 발진기 주파수이고 FLC가 FLC=
    Figure 112009014574093-pct00041
    에 의해 주어진 LC 공진 주파수일 때, 적어도 하나의 인덕터(L)가 상기 적어도 하나의 커패시터(42)에 직렬로 추가되고 상기 기준 주파수가 FLO-FLC 또는 FLO+FLC로 주어지는 것을 특징으로 하는 수신기.
  23. 제14항에 있어서, FLO가 상기 전달-임피던스 필터에 제공되는 로컬 발진기 주파수이고 FLC가 FLC=
    Figure 112009014574093-pct00042
    에 의해 주어진 LC 공진 주파수일 때, 적어도 하나의 인덕터(L)가 상기 적어도 하나의 커패시터(42)와 병렬로 추가되고 상기 기준 주파수가 FLO-FLC 또는 FLO+FLC로 주어지는 것을 특징으로 하는 수신기.
  24. 제23항에 있어서, 상기 코너 주파수 및 상기 추가 코너 주파수가 상기 적어도 하나의 인덕터(L)에 더 의존하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  25. 제14항에 있어서, 상기 수신기가 이동 단말기, 이동 전화 또는 이동 통신 장치의 일부인 것을 특징으로 하는 수신기.
  26. 제14항에 있어서 상기 수신기가 무선 주파수 수신기인 것을 특징으로 하는 수신기.
  27. 전달-임피던스 필터링(transferred-impedance filtering)을 위한 통신 장치에 있어서,
    상기 통신 장치는 전달―임피던스 필터링을 위한 수신기를 구비하고, 상기 수신기는,
    출력단에 저항(resistance. R)을 가지며, 증폭된 무선 주파수 신호를 생성하기 위해 무선 주파수 신호를 증폭하도록 구성되는 증폭기; 및
    상기 증폭된 무선 주파수 신호를 필터링하기 위한 적어도 하나의 전달-임피던스 필터;를 포함하고,
    상기 전달-임피던스 필터는, 적어도 하나의 커패시터(42)를 포함하고, 중심 주파수(center frequency)가 기준 주파수(reference frequency)에 의해 결정되는 통과 대역을 가지며,
    상기 통과 대역의 -3dB 주파수가, 상기 기준 주파수에 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(42)의 커패시턴스(capacitance. C)에 의존하는 코너 주파수를 합한 것에 의하여 그리고 기준 주파수에서 상기 저항(R) 및 상기 적어도 하나의 커패시터(42)의 커패시턴스(C)에 역시 의존하는 추가 코너 주파수를 빼는 것에 의하여 주어지는 통신 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 수신기가,
    감쇠된 증폭 무선 주파수 신호를 생성하기 위하여, 상기 전달-임피던스 필터로부터 분리된 채널에서의 증폭된 무선 주파수 신호를 미리 정의된 값에 의해 감쇠시키도록 구성되는 감쇠기; 및
    상기 필터링된 증폭 무선 주파수 신호 및 상기 감쇠된 증폭 무선 주파수 신호 사이의 감산 신호를 생성하도록 구성되는 믹서;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
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