CN101288229B - Rf接收器中的转移阻抗滤波 - Google Patents
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Abstract
本发明提出一种用于在RF(射频)接收器(例如，移动通信设备内部)中使用转移阻抗滤波的新方法和装置，其中所述滤波可以使用将普通RC或者RCL电路的阻抗转移为RFIC(射频集成电路)内部的RF频率滤波的MOS开关来完成。
Description
相关申请的交叉引用
本申请要求基于2005年3月18日提交的美国专利申请系列号11/092,952的优先权。
技术领域
本发明一般涉及通信系统，并且更具体地涉及在RF接收器中使用转移阻抗滤波。
背景技术
RF接收器在保持它们自身的性能的同时，必须容许高阻塞信号。这需要在LNA(低噪放大器)之前并且在很多系统中也在LNA之后，滤波RF信号。在码分多址系统中(例如，CDMA2000和WCDMA)尤其是这样，码分多址系统中发射器通常在接收器接收了非常低电平的信号时发送它的高电平信号。
当前，滤波主要使用SAW(表面声波)或者BAW(体声波)滤波器或者谐振器完成。这些组件是昂贵的，不可能与标准CMOS或者BiCMOS工艺结合并且还需要大的PWB(印刷电路板)面积。这样的滤波器也减少模块化的可能性并且还增加RFIC(射频集成电路)中I/O(输入/输出)的数目并因此增加它们的复杂性。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于在RF(射频)接收器中使用转移阻抗滤波的新颖方法，其中所述滤波可以使用将普通RC或者RCL电路的阻抗转移为RFIC(射频集成电路)内部的RF频率滤波的MOS开关来完成。
根据本发明的第一方面，一种用于接收器中转移阻抗滤波的方法包括步骤：接收射频信号并且将它转换到电域(electricaldomain)；使用包含电阻器R的放大器放大在电域中的射频信号，因此生成放大的RF信号；以及使用包含至少一个电容器C并且具有其中心频率由参考频率指示的通带的转移阻抗滤波器对放大的RF信号进行滤波，其中通带的-3dB频率由参考频率加上取决于电阻器R和至少一个电容器C的拐角频率(corner frequency)给出以及由参考频率减去也取决于电阻器R和至少一个电容器C的另一个拐角频率给出。
进一步根据本发明的第一方面，拐角频率和另一个拐角频率可以相等并且可以由FRC＝1/π2RC给出。而且，转移阻抗滤波器也可以执行降频转换混频功能，使得低频基带信号可以是转移阻抗滤波器的输出信号。
进一步根据本发明的第一方面，参考频率可以是提供给转移阻抗滤波器的局部振荡器频率FLO。
仍旧进一步根据本发明的第一方面，在同相和正交分支中分别使用两个转移阻抗滤波器执行所述滤波，其中具有频率FLO但是在相域中相差π/2的两个局部振荡器信号的每一个仅被提供给两个转移阻抗滤波器中的一个。
进一步根据本发明的第一方面，转移阻抗滤波器的寄生电容由放大器中的电感补偿，使得放大器输出阻抗(用于放大的RF信号)的电抗性分量的绝对值接近零并且与输出阻抗的电阻性分量相比较可以忽略不计。
仍旧进一步根据本发明的第一方面，至少一个电感器L可以被串联地添加到至少一个电容器C处，并且参考频率可以由FLO-FLC或者FLO+FLC给出，FLO作为提供给所述转移阻抗滤波器的局部振荡器频率并且FLC作为LC谐振频率由
给出。
仍旧进一步根据本发明的第一方面，至少一个电感器L可以并联地添加到至少一个电容器C处，并且参考频率可以由FLO-FLC或者FLO+FLC给出，FLO作为提供给转移阻抗滤波器的局部振荡器频率并且FLC作为LC谐振频率由给出。仍旧进一步，拐角频率和另一个拐角频率还可以取决于至少一个电感器L。
仍旧进一步，根据本发明的第一方面，接收器可以是移动终端、移动电话或者移动通信设备的一部分。
仍旧进一步根据本发明的第一方面，接收器可以是射频(RF)接收器。
仍旧进一步根据本发明的第一方面，方法包括步骤：将来自于转移阻抗滤波器的在分离信道中的放大的RF信号衰减预定的值；以及使用混频器生成在滤波的放大RF信号和衰减的放大RF信号之间的减信号。仍旧进一步，衰减是可变的。
根据本发明的第二方面，一种用于转移阻抗滤波的接收器，包括：天线，用于接收射频信号并且将它转换到电域；包含电阻器R的放大器，用于放大在电域中的所述射频信号，因此生成放大的RF信号；以及至少一个转移阻抗滤波器，用于对放大的RF信号进行滤波，转移阻抗滤波器包含至少一个电容器C并且具有其中心频率由参考频率指示的通带，其中通带的-3dB频率由参考频率加上取决于电阻器R和至少一个电容器C的拐角频率给出以及由参考频率减去也取决于电阻器R和至少一个电容器C的另一个拐角频率给出。
进一步根据本发明的第二方面，拐角频率和另一个拐角频率可以相等并且可以由FRC＝1/π2RC给出。而且，在同相和正交分支中接收器可以分别包含两个至少一个转移阻抗，其中具有频率FLO但是在相域中相差π/2的两个局部振荡器信号的每一个仅被提供给两个转移阻抗滤波器中的一个。
进一步根据本发明的第二方面，参考频率可以是提供给转移阻抗滤波器的局部振荡器频率FLO。
仍旧进一步根据本发明的第二方面，转移阻抗滤波器也可以执行降频转换混频功能，使得低频基带信号可以是转移阻抗滤波器的输出信号。
进一步根据本发明的第二方面，转移阻抗滤波器的寄生电容由放大器中的电感器补偿，使得放大器输出阻抗(用于放大的RF信号)的电抗性分量的绝对值接近零并且与输出阻抗的电阻性分量相比较可以忽略不计。
仍旧进一步根据本发明的第二方面，至少一个电感器L可以被串联地添加到至少一个电容器C处，并且参考频率可以由FLO-FLC或者FLO+FLC给出，FLO作为提供给所述转移阻抗滤波器的局部振荡器频率并且FLC作为LC谐振频率由FLC＝1/π2LC给出。
仍旧进一步根据本发明的第二方面，至少一个电感器L可以被并联地添加到至少一个电容器C处，并且参考频率可以由FLO-FLC或者FLO+FLC给出，FLO作为提供给转移阻抗滤波器的局部振荡器频率并且FLC作为LC谐振频率由
给出。并且，拐角频率和另一个拐角频率还可以取决于至少一个电感器L。
仍旧进一步根据本发明的第二方面，接收器可以是移动终端、移动电话或者移动通信设备的一部分。
仍旧进一步根据本发明的第二方面，接收器可以是射频(RF)接收器。
仍旧进一步根据本发明的第二方面，接收器可以包括：衰减器，用于将来自于转移阻抗滤波器的在分离信道中的放大的RF信号衰减预定的值；和混频器，用于生成在滤波的放大RF信号和衰减的放大RF信号之间的减信号。仍旧进一步，衰减是可变的。
根据本发明的第三方面，一种通信设备包括：接收器，用于转移阻抗滤波，该接收器包括：天线，用于接收射频信号并且将它转换到电域；包含电阻器R的放大器，用于放大在电域中的所述射频信号，因此生成放大的RF信号；以及至少一个转移阻抗滤波器，用于对放大的RF信号进行滤波，转移阻抗滤波器包含至少一个电容器C并且具有其中心频率由参考频率指示的通带，其中通带的-3dB频率由参考频率加上取决于电阻器R和至少一个电容器C的拐角频率给出以及由参考频率减去也取决于电阻器R和至少一个电容器C的另一个拐角频率给出。
仍旧进一步根据本发明的第三方面，接收器还包括：衰减器，用于将来自于转移阻抗滤波器的在分离信道中的放大的RF信号衰减预定的值；和混频器，用于生成在滤波的放大RF信号和衰减的放大RF信号之间的减信号。
本发明的优势包括(但是不限于)：
不需要昂贵的外部滤波；
由于接收器中不存在固定的滤波，则将容易达到模块化；
节省很多I/O；以及
节省PWB面积。
附图说明
为了更好地理解本发明的本质和目的，连同下列附图参考下列详细描述，其中：
图1是根据现有技术的RF接收器的前端框图；
图2a和图2b是根据本发明的实施例的RF接收器的前端框图；
图3a和图3b是根据本发明的实施例的示出同相和正交分支的RF接收器的前端框图；
图4是低噪放大器的简单示意图；
图5a、图5b和图5c是根据本发明的实施例的转移阻抗滤波器的简单示意图；
图6是根据本发明的实施例的带有衰减器的RF接收器的前端框图；以及
图7是根据本发明的实施例的示出于图6中的RF接收器的前端的详细示意图。
具体实施方式
本发明提供了一种用于在RF(射频)接收器(例如，移动通信设备内部)中使用转移阻抗滤波的方法和装置，其中所述滤波可以使用将普通RC或者RCL电路的阻抗转移为RFIC(射频集成电路)内部的RF频率滤波的MOS开关来完成。
根据现有技术，图1示出了RF接收器10的前端框图的示例。天线11接收射频信号并且将它转换到电域。然后，根据现有技术，使用外部滤波器12首次滤波信号，在该信号提供给混频器18作为正常算法的一部分之前，使用低噪放大器(LNA)14放大并使用外部滤波器16再次滤波。
根据本发明的实施例，图2a和图2b分别示出了RF接收器10a和10b的前端的其他框图之中的示例；
比较示出于图1中的现有技术处理，新转移阻抗电路用于代替外部滤波器12和16。
图2a对应于这样的情况，其中低噪放大器(或者通常只是放大器)14与使用放大的RF信号22的转移阻抗滤波器20并联连接，并且输出RF信号24提供给混频器18用于正常的进一步处理。在此场景中，频率为FLO的LO(局部振荡器)信号34可以由局部振荡器30提供给转移阻抗滤波器20和混频器18两者。
图2b示范了本发明的进一步完善，其中转移阻抗滤波器20履行了混频器18的功能并且作为滤波器-混频器模块20a被示出，因此它的输出信号26与混频器18的输出信号相同。下面提供了对用于实现呈现于图2a和图2b中的框14、20和20a的更详细描述。
根据本发明的实施例，图3a和图3b分别示出了示出同相和正交分支的接收器10a和10b的前端的框图其中的示例。在图3a中，有两个所述转移阻抗滤波器20i和20q用于分别使用输入(放大的RF信号)22i和22q在同相和正交分支中操作，其中具有频率FLO但是在相域中相差π/2的两个局部振荡器(LO)信号34i和34q被分别提供给两个转移阻抗滤波器20a-i和20a-q。根据本发明的实施例，为了阻止同相和正交分支彼此干扰，LO信号34i和34q的占空比可以由正常使用的50∶50的占空比改变为25∶75。可以使用适当开关(图3a和图3b中未示出)实现此改变。
而且，混频器28i和28q，为了响应输出RF信号24i和24q，将输出信号26i和26q分别提供给模数转换器28i和28q用于进一步的处理。如上所述，图3b描述了类似的安排但是分别使用滤波器-混频器模块20a-i代替框20i和28i以及使用滤波器-混频器模块20a-q代替框20a-q和28q。
图4示出了使用差分晶体管对40的低噪放大器(或者通常的放大器)14的简单示意图其中的示例。在图4中，电感器Lcol 37补偿LNA输出阻抗(即，用于放大的RF信号22，22i或者22q)的电容性部分，并且所述电容性部分包括Ccol36和转移阻抗滤波器20(或者类似框20i、20q、20a、20a-i和20a-q)的寄生电容。因此，寄生电容由电感器37补偿使得用于放大的RF信号22的LNA输出阻抗的电抗性分量的绝对值接近零并且与用于由电阻38确定的所述放大的RF信号22的LNA输出阻抗的电阻性分量相比较可以忽略不计。因此，放大的RF信号分别由电阻器R 38所支配，所述放大的RF信号在图4中分别示为RFoutm和RFoutp信号22a和22b，(其可以将放大的RF信号22、22i或者22q描述为差分信号，以致这些RF信号22、22i或者22q可以是正的或者是负的)。
根据使用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)44的本发明的实施例，图5a、图5b和图5c是滤波器-混频器模块20a(或者类似模块20a-i和20a-q)的简单示意图其中的示例。
在示于图5a中的一个本发明的实施例中，使用LO(局部振荡器)信号在开和关状态之间转换MOSFET。那么，电容器C 42在RFoutm和RFoutp端口间转换。转移阻抗滤波器20被连接在示出于图4中的LNA14输出RFoutm和RFoutp信号22a和22b处(这些信号可以是集电极或者漏极信号)。
如果进入的RF信号(例如，放大的RF信号22、22i或者22q)不同于LO信号34的频率，那么电容器C 42将被其频率是RF和LO信号的差的信号进行充电。激励阻抗是LNA输出的阻抗，其是电阻器R 38。因此我们在FLO+FRC频率处得到阻抗滤波，其中FLO是LO信号频率并且FRC是电阻器R 38和电容器C 42的拐角频率(即，1/2πRC)。
这意味着我们在以通带拐角频率(也称为-3dB频率或者半功率频率)分别是FLO+FRC和FLO-FRC的LNA 14输出处得到带通滤波器。然后，此带通滤波器跟随LO信号并且存在用于相邻信道、阻断器和用于晶体管(连接到天线11但是图2a或者图2b中未示出)的足够衰减。
此滤波器的形状也非常陡峭，由于衰减作为相应于低频的RC常数的函数增加。这更容易以本示例来解释。如果LO频率是2GHz并且RC时间常数等于2MHz，那么频率2.002GHz的信号衰减3dB。如果我们在那个频率处具有标准RC-3dB点，将在20.002GHz处(即，相差一个十倍远)达到20dB衰减。使用滤波器-混频器模块20a(类似模块20a-i或者20a-q)，将在2.022GHz处(即，与RC频率2MHz相差一个十倍远)达到20dB衰减。因此低频(由RC常数限定)被转移到RF频率。这是在可能的现有技术解决方案上的重大改进。
应该注意其他阻抗可以被转移到使用本发明中描述的方法的更高频率滤波。图5a中的电容器42可以由LC谐振器替换。这在CDMA2000手持机中特别重要，CDMA2000手持机必须容许高阻断器距离它自己的LO频率仅有900kHz。图5a和图5c示范了LC谐振器选项。
根据本发明的实施例，如图5b中所示，电感器L 46被串联地添加到电容器C 42(与图5a比较)并且通带滤波器的中心频率(或者参考频率)由FLO-FLC或者FLO+FLC给出，其中FLO是由局部振荡器30提供给所述转移阻抗滤波器20a(或者类似框20a-i或者20a-q)的局部振荡器频率，并且FLC是由
给出的LC谐振频率。FLC可以低到900kHz。那么得到的通带滤波器的中心频率可以是FLO-900kHz或者FLO+900kHz(例如，这在CDMA2000中是重要的)。因此，如果电感器L 46和电容器C 42串联，在LNA 14的输出存在陷波，其非常接近接收信号的RF频率。
而且，根据本发明进一步的实施例，如图5c中示出，电感器L 48被并联地添加到电容器C 42(与图5a比较)，其具有由
给出的LC谐振频率FLC。应该注意对于中心频率为FLO+FLC或者FLO-FLC的谐振曲线，通带的拐角频率(-3dB频率)取决于电感器L 48(除了是电阻器R 38和电容器C 42的函数之外)。因此，如果电感器L 48和电容器C 42是并联的，那么在FLO+FLC和FLO-FLC谐振频率处存在窄通带，其中
可以例如从具有运算放大器的电容器(其模仿电感器)或者通过制造二级(或更高级)滤波器来生成电感器46或者48，由此提供低面积、高性能滤波器系统，其中通过生成带有幅度降低的阻抗作为二级滤波器响应来制造二级(或更高级)滤波器。
存在本发明的很多变形。应该注意，根据本发明的实施例，NMOS开关，通常使用于出现于图5a、图5b和图5c的示意图中，可以是其他类型。而且，转移阻抗滤波器不必必须被连接到放大器14的输出。而且，根据本发明的实施例，应该清楚地了解本发明中描述的技术可以提供宽范围的LC谐振频率和转移到射频滤波的阻抗。并且，以上图4、图5a、图5b和图5c中出现的示例使用差分(即，正和负两者)信号但是本发明的方法也可以用于仅有一条信号线的单端系统。
根据本发明的实施例，图6示出了RF接收器50的前端的框图其中的示例。图6中示出的框图与图2a的一个类似，除了具有衰减器52(例如，此衰减器可以是可变衰减器)的增加的信道，其使用预定的值对来自于所述转移阻抗滤波器20的在分离的信道中的放大的RF信号22进行衰减。然后，衰减的信号54和滤波的信号24(使用转移阻抗滤波器20)被使用混频器58相减。
此相减可以在混频器输出信号56中提供来自于该电路的超过20dB的更高的阻带抑制。当然，希望的信号56将不会被降低很多(例如，如果针对转移阻抗滤波器20的阻带衰减是12dB，那么相减将需要的信号降低少于0.3dB)，但是示出于图6中改善的转移阻抗滤波(即，使用衰减器信道)的阻带衰减可以容易达到超过使用传统转移阻抗滤波器(例如示出于图2a或者图2b中)的20dB。
根据本发明的实施例，图7是示出于图6中的关于RF接收器50的前端的晶体管级别的详细示意图的其中的另一个说明示例。关于图4、图5a和图6详细描述了图7中为了清楚由适当参考数字标出的电路元件和块。图7电路的实际设计的挑战是MOS晶体管44信道电阻的匹配，其在当今的IC工艺中可以非常高。不需要调谐并且可以实现具有高阻带衰减的宽带鲁棒滤波。
应该了解上述安排仅是本发明原理的应用的说明。大量修改和可选的安排可以由那些本领域的技术人员设计出来而不偏离本发明的范围，并且所附权利要求书试图覆盖这样的修改和安排。
Claims (28)
1.一种方法，包括：
接收射频信号并且将其转换到电域；
使用在其输出上具有电阻(R)的放大器放大在所述电域中的所述射频信号，从而生成放大的RF信号；以及
使用包含至少一个电容器(42)并且具有其中心频率由参考频率确定的通带的转移阻抗滤波器对所述放大的RF信号进行滤波，其中所述通带的-3dB频率由所述参考频率加上取决于所述电阻(R)和所述至少一个电容器(42)的电容(C)的拐角频率给出以及由所述参考频率减去也取决于所述电阻(R)和所述至少一个电容器(42)的电容(C)的另一个拐角频率给出。
2.根据权利要求1的方法，其中所述拐角频率和所述另一个拐角频率相等并且由FRC＝1/π2RC给出。
3.根据权利要求2的方法，其中所述转移阻抗滤波器也执行降频转换混频功能，使得低频基带信号是所述转移阻抗滤波器的输出信号。
4.根据权利要求1的方法，其中所述参考频率是提供给所述转移阻抗滤波器的局部振荡器频率FLO。
5.根据权利要求4的方法，其中在同相和正交分支中分别使用两个所述转移阻抗滤波器执行所述滤波，其中具有所述频率FLO但是在相域中相差π/2的两个局部振荡器信号分别被提供给所述两个转移阻抗滤波器。
6.根据权利要求1的方法，其中所述转移阻抗滤波器的寄生电容由该放大器中的电感补偿，使得放大器输出阻抗的电抗性分量的绝对值接近零并且与所述输出阻抗的电阻性分量相比较可以忽略不计。
7.根据权利要求1的方法，其中至少一个电感器L被串联地添加到所述至少一个电容器(42)处，并且所述参考频率由FLO-FLC或者FLO+FLC给出，所述FLO作为提供给所述转移阻抗滤波器的局部振荡器频率并且所述FLC作为LC谐振频率由
给出。
8.根据权利要求1的方法，其中至少一个电感器L被并联地添加到所述至少一个电容器(42)处，并且所述参考频率由FLO-FLC或者FLO+FLC给出，所述FLO作为提供给所述转移阻抗滤波器的局部振荡器频率并且所述FLC作为LC谐振频率由
给出。
9.根据权利要求8的方法，其中所述拐角频率和所述另一个拐角频率还取决于所述至少一个电感器L。
10.根据权利要求1的方法，其中所述接收器是移动终端、移动电话或者移动通信设备的一部分。
11.根据权利要求1的方法，其中所述接收器是射频(RF)接收器。
12.根据权利要求1的方法，还包括下列步骤：
将来自于所述转移阻抗滤波器的在分离信道中的放大的RF信号衰减预定的值；以及
使用混频器生成在所述滤波的放大RF信号和衰减的放大RF信号之间的减信号。
13.根据权利要求12的方法，其中所述衰减是可变的。
14.一种接收器，包括：
在其输出上具有电阻(R)的放大器，配置为用于放大射频信号，以生成放大的RF信号；以及
至少一个转移阻抗滤波器，用于对所述放大的RF信号进行滤波，所述转移阻抗滤波器包含至少一个电容器(42)并且具有其中心频率由参考频率确定的通带，其中所述通带的-3dB频率由所述参考频率加上取决于所述电阻(R)和所述至少一个电容器(42)的电容(C)的拐角频率给出以及由所述参考频率减去也取决于所述电阻(R)和所述至少一个电容器(42)的电容(C)的另一个拐角频率给出。
15.根据权利要求1的接收器，还包括：
衰减器，用于将来自于所述转移阻抗滤波器的在分离信道中的该放大的RF信号衰减预定的值；以及
混频器，用于生成在所述滤波的放大RF信号和所述衰减的放大RF信号之间的减信号。
16.根据权利要求15的接收器，其中所述衰减是可变的。
17.根据权利要求14的接收器，其中所述拐角频率和所述另一个拐角频率相等并且由FRC＝1/π2RC给出。
18.根据权利要求14的接收器，其中所述参考频率是提供给所述转移阻抗滤波器的局部振荡器频率FLO。
19.根据权利要求18的接收器，其中在同相和正交分支中所述接收器分别包含两个所述至少一个转移阻抗滤波器，其中具有所述频率FLO但是在相域中相差π/2的两个局部振荡器信号分别被提供给所述两个转移阻抗滤波器。
20.根据权利要求14的接收器，其中所述转移阻抗滤波器也执行降频转换混频功能，使得低频基带信号是所述转移阻抗滤波器的输出信号。
21.根据权利要求14的接收器，其中所述转移阻抗滤波器的寄生电容由该放大器中的电感器补偿，使得放大器输出阻抗的电抗性分量的绝对值接近零并且与所述输出阻抗的电阻性分量相比较可以忽略不计。
22.根据权利要求14的接收器，其中至少一个电感器L被串联地添加到所述至少一个电容器(42)处，并且所述参考频率由FLO-FLC或者FLO+FLC给出，所述FLO作为提供给所述转移阻抗滤波器的局部振荡器频率并且所述FLC作为LC谐振频率由FLC＝1/π2LC给出。
23.根据权利要求14的接收器，其中至少一个电感器L被并联地添加到所述至少一个电容器(42)处，并且所述参考频率由FLO-FLC或者FLO+FLC给出，所述FLO作为提供给所述转移阻抗滤波器的局部振荡器频率并且所述FLC作为LC谐振频率由
给出。
24.根据权利要求23的接收器，其中所述拐角频率和所述另一个拐角频率还取决于所述至少一个电感器L。
25.根据权利要求14的接收器，其中所述接收器是移动终端、移动电话或者移动通信设备的一部分。
26.根据权利要求14的接收器，其中所述接收器是射频(RF)接收器。
27.一种通信设备，包括：
接收器，用于转移阻抗滤波，所述接收器包括：
在其输出上具有电阻(R)的放大器，配置为用于放大射频信号，以生成放大的RF信号；以及
至少一个转移阻抗滤波器，用于对所述放大的RF信号进行滤波，所述转移阻抗滤波器包含至少一个电容器(42)并且具有其中心频率由参考频率确定的通带，其中所述通带的-3dB频率由所述参考频率加上取决于所述电阻(R)和所述至少一个电容器(42)的电容(C)的拐角频率给出以及由所述参考频率减去也取决于所述电阻(R)和所述至少一个电容器(42)的电容(C)的另一个拐角频率给出。
28.根据权利要求27的通信设备，其中该接收器还包括：
衰减器，用于将来自于所述转移阻抗滤波器的在分离信道中的该放大的RF信号衰减预定的值；以及
混频器，用于生成在该滤波的放大RF信号和所述衰减的放大RF信号之间的减信号。
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