JPH11168340A - フィルタ - Google Patents
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- JPH11168340A JPH11168340A JP33427897A JP33427897A JPH11168340A JP H11168340 A JPH11168340 A JP H11168340A JP 33427897 A JP33427897 A JP 33427897A JP 33427897 A JP33427897 A JP 33427897A JP H11168340 A JPH11168340 A JP H11168340A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＬＣフィルタの前段に接続される回路の出力
インピ−ダンスと後段に接続される回路の入力インピ−
ダンスとにインピ−ダンス整合し、非通過帯域における
減衰特性、例えば減衰量が設計値の通りに得られるよう
にする。 【解決手段】 入力端１と、出力端３と、インダクタと
コンデンサとからなって、前記入力端１と前記出力端３
との間に介挿されるＬＣフィルタ５とを備え、前記入力
端１と前記ＬＣフィルタ５との間に第一のインピ−ダン
ス整合回路２を設けるとともに、前記出力端３と前記Ｌ
Ｃフィルタ５との間に第二のインピ−ダンス整合回路４
を設けた。
インピ−ダンスと後段に接続される回路の入力インピ−
ダンスとにインピ−ダンス整合し、非通過帯域における
減衰特性、例えば減衰量が設計値の通りに得られるよう
にする。 【解決手段】 入力端１と、出力端３と、インダクタと
コンデンサとからなって、前記入力端１と前記出力端３
との間に介挿されるＬＣフィルタ５とを備え、前記入力
端１と前記ＬＣフィルタ５との間に第一のインピ−ダン
ス整合回路２を設けるとともに、前記出力端３と前記Ｌ
Ｃフィルタ５との間に第二のインピ−ダンス整合回路４
を設けた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、信号源インピ−ダ
ンスおよび負荷インピダンスに対してインピ−ダンス整
合が可能で、非通過帯域の減衰量が設計値通りに得られ
るようにしたフィルタに関する。
ンスおよび負荷インピダンスに対してインピ−ダンス整
合が可能で、非通過帯域の減衰量が設計値通りに得られ
るようにしたフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、高周波回路等に使用される従来
のフィルタは、定Ｋ型フィルタを基本としてインダクタ
とコンデンサとのみから構成されている。このようなフ
ィルタ（ＬＣフィルタという）は、その入力端に接続さ
れる前段の回路（図示せず）の出力インピ−ダンス（信
号源インピ−ダンスという）、およびＬＣフィルタの出
力端に接続される後段の回路（図示せず）の入力インピ
−ダンス（負荷インピ−ダンスという）とが等しいとい
う条件の基に設計される。即ち、その公称インピ−ダン
スをこれら信号源インピ−ダンスおよび負荷インピ−ダ
ンスに等しくした状態でカットオフ周波数が設定され、
また非通過帯域における必要な減衰量に対応した区間数
が設定されるのが一般的である。
のフィルタは、定Ｋ型フィルタを基本としてインダクタ
とコンデンサとのみから構成されている。このようなフ
ィルタ（ＬＣフィルタという）は、その入力端に接続さ
れる前段の回路（図示せず）の出力インピ−ダンス（信
号源インピ−ダンスという）、およびＬＣフィルタの出
力端に接続される後段の回路（図示せず）の入力インピ
−ダンス（負荷インピ−ダンスという）とが等しいとい
う条件の基に設計される。即ち、その公称インピ−ダン
スをこれら信号源インピ−ダンスおよび負荷インピ−ダ
ンスに等しくした状態でカットオフ周波数が設定され、
また非通過帯域における必要な減衰量に対応した区間数
が設定されるのが一般的である。
【０００３】このようにして設計されたＬＣフィルタ
は、信号源インピ−ダンス、負荷インピ−ダンス、公称
インピ−ダンスが全て等しければほぼ設計値通りの所定
の伝送特性（通過帯域における挿入損失、カットオフ周
波数、非通過帯域における減衰量等）を有することにな
る。そのため、図示しない前段の回路および後段の回路
を含めた伝送特性を検証する必要はなく、このＬＣフィ
ルタのみの伝送特性を検証するだけで充分である。しか
し、一般の高周波回路では信号源インピ−ダンスと負荷
インピ−ダンスとが異なる場合が多く、そのような場合
は、ＬＣフィルタの公称インピ−ダンスを信号源インピ
−ダンスまたは負荷インピ−ダンスのいずれかに設定し
て設計している。
は、信号源インピ−ダンス、負荷インピ−ダンス、公称
インピ−ダンスが全て等しければほぼ設計値通りの所定
の伝送特性（通過帯域における挿入損失、カットオフ周
波数、非通過帯域における減衰量等）を有することにな
る。そのため、図示しない前段の回路および後段の回路
を含めた伝送特性を検証する必要はなく、このＬＣフィ
ルタのみの伝送特性を検証するだけで充分である。しか
し、一般の高周波回路では信号源インピ−ダンスと負荷
インピ−ダンスとが異なる場合が多く、そのような場合
は、ＬＣフィルタの公称インピ−ダンスを信号源インピ
−ダンスまたは負荷インピ−ダンスのいずれかに設定し
て設計している。
【０００４】図４は、ＣＤＭＡ（コ−ド分割多元接続）
方式の携帯電話機の受信回路におけるベ−スバンド信号
回路に用いる従来のＬＣフィルタの回路例を示す。この
フィルタは、インダクタとコンデンサとのみからなり、
π型の第一の誘導Ｍ型ロ−パスフィルタ４１と第二の誘
導Ｍ型ロ−パスフィルタ４２との２区間で構成されてい
る。第一の誘導Ｍ型ロ−パスフィルタ（第一のフィルタ
という）４１は第一のシャントコンデンサ４３、第二の
シャントコンデンサ４４、および第一シャントコンデン
サ４３と第二のシャントコンデンサ４４との間に接続さ
れた第一のインダクタ４５ａおよび第一のコンデンサ４
５ｂとからなる第一の並列共振回路４５で構成され、ま
た、第二の誘導Ｍ型ロ−パスフィルタ（第二のフィルタ
という）４２は第二のシャントコンデンサ４４、第三の
シャントコンデンサ４６、および第二シャントコンデン
サ４４と第三のシャントコンデンサ４６との間に接続さ
れた第二のインダクタ４７ａおよび第二のコンデンサ４
７ｂとからなる第二の並列共振回路４７とで構成されて
いる。従って第二のシャントコンデンサ４４は第一のフ
ィルタ４１と第二のフィルタ４２とに共用されている。
方式の携帯電話機の受信回路におけるベ−スバンド信号
回路に用いる従来のＬＣフィルタの回路例を示す。この
フィルタは、インダクタとコンデンサとのみからなり、
π型の第一の誘導Ｍ型ロ−パスフィルタ４１と第二の誘
導Ｍ型ロ−パスフィルタ４２との２区間で構成されてい
る。第一の誘導Ｍ型ロ−パスフィルタ（第一のフィルタ
という）４１は第一のシャントコンデンサ４３、第二の
シャントコンデンサ４４、および第一シャントコンデン
サ４３と第二のシャントコンデンサ４４との間に接続さ
れた第一のインダクタ４５ａおよび第一のコンデンサ４
５ｂとからなる第一の並列共振回路４５で構成され、ま
た、第二の誘導Ｍ型ロ−パスフィルタ（第二のフィルタ
という）４２は第二のシャントコンデンサ４４、第三の
シャントコンデンサ４６、および第二シャントコンデン
サ４４と第三のシャントコンデンサ４６との間に接続さ
れた第二のインダクタ４７ａおよび第二のコンデンサ４
７ｂとからなる第二の並列共振回路４７とで構成されて
いる。従って第二のシャントコンデンサ４４は第一のフ
ィルタ４１と第二のフィルタ４２とに共用されている。
【０００５】このＬＣフィルタは、高周波信号からベ−
スバンド信号を直接取り出すＱＰＳＫ復調器（図示せ
ず）の出力側に接続され、このＬＣフィルタの出力側に
はベ−スバンド信号増幅器（図示せず）が接続される。
そして、カットオフ周波数は、ベ−スバンド信号の周波
数帯域の観点からほぼ６３０ＫＨｚに設定され、また、
第一のフィルタ４１の減衰極周波数Ｆ１（第一の並列共
振回路の４５の共振周波数）および第二のフィルタ４２
の減衰極周波数Ｆ２（第二の並列共振回路４７の共振周
波数）は、非通過帯域における必要な減衰量の観点か
ら、それぞれほぼ９００ＫＨｚおよび１２５０ＫＨｚに
設定されている。ところで、このフィルタの前段に接続
されるＱＰＳＫ復調器の出力インピ−ダンス（信号源イ
ンピ−ダンス）はおよそ１５０Ω（オ−ム）であり、ま
た、このフィルタの後段に接続されるベ−スバンド信号
増幅器の入力インピ−ダンス（負荷インピ−ダンス）は
ほぼ５０Ωになっている。このように、信号源インピ−
ダンスと負荷インピ−ダンスとが異なっているが、ＬＣ
フィルタの設計においてはその公称インピ−ダンスは、
ＱＰＳＫ復調器の出力インピ−ダンスである１５０Ωに
合わせるようにしている。
スバンド信号を直接取り出すＱＰＳＫ復調器（図示せ
ず）の出力側に接続され、このＬＣフィルタの出力側に
はベ−スバンド信号増幅器（図示せず）が接続される。
そして、カットオフ周波数は、ベ−スバンド信号の周波
数帯域の観点からほぼ６３０ＫＨｚに設定され、また、
第一のフィルタ４１の減衰極周波数Ｆ１（第一の並列共
振回路の４５の共振周波数）および第二のフィルタ４２
の減衰極周波数Ｆ２（第二の並列共振回路４７の共振周
波数）は、非通過帯域における必要な減衰量の観点か
ら、それぞれほぼ９００ＫＨｚおよび１２５０ＫＨｚに
設定されている。ところで、このフィルタの前段に接続
されるＱＰＳＫ復調器の出力インピ−ダンス（信号源イ
ンピ−ダンス）はおよそ１５０Ω（オ−ム）であり、ま
た、このフィルタの後段に接続されるベ−スバンド信号
増幅器の入力インピ−ダンス（負荷インピ−ダンス）は
ほぼ５０Ωになっている。このように、信号源インピ−
ダンスと負荷インピ−ダンスとが異なっているが、ＬＣ
フィルタの設計においてはその公称インピ−ダンスは、
ＱＰＳＫ復調器の出力インピ−ダンスである１５０Ωに
合わせるようにしている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上のように設計され
た従来のＬＣフィルタは、信号源インピ−ダンスあるい
は負荷インピ−ダンスに対してインピ−ダンス整合する
機能を有していないので、このＬＣフィルタを、例え
ば、ＱＰＳＫ復調器の出力側に直接接続し、また、この
ＬＣフィルタの出力側にベ−スバンド信号増幅器を直接
接続したとすると、ＬＣフィルタとこのＬＣフィルタの
後段に接続されるベ−スバンド信号増幅器との間ではイ
ンピ−ダンス整合が得られない。
た従来のＬＣフィルタは、信号源インピ−ダンスあるい
は負荷インピ−ダンスに対してインピ−ダンス整合する
機能を有していないので、このＬＣフィルタを、例え
ば、ＱＰＳＫ復調器の出力側に直接接続し、また、この
ＬＣフィルタの出力側にベ−スバンド信号増幅器を直接
接続したとすると、ＬＣフィルタとこのＬＣフィルタの
後段に接続されるベ−スバンド信号増幅器との間ではイ
ンピ−ダンス整合が得られない。
【０００７】すると、ＬＣフィルタとベ−スバンド信号
増幅器との間では通過帯域におけるインピ−ダンス不整
合による損失が生じ、また、非通過帯域においても、設
計値通りの減衰量が得られず、この減衰量が少なくな
る。このため、特に、通過帯域における損失（減衰量）
と非通過帯域との減衰量の差が縮まり、携帯電話機等に
使用した場合はダイナミックレンジが狭くなるとともに
非通過帯域における妨害波の影響を受けやすくなる。従
って、非通過帯域の減衰量を所定量確保するため、ＬＣ
フィルタの区間数を増加しなければならないという問題
が生じる。
増幅器との間では通過帯域におけるインピ−ダンス不整
合による損失が生じ、また、非通過帯域においても、設
計値通りの減衰量が得られず、この減衰量が少なくな
る。このため、特に、通過帯域における損失（減衰量）
と非通過帯域との減衰量の差が縮まり、携帯電話機等に
使用した場合はダイナミックレンジが狭くなるとともに
非通過帯域における妨害波の影響を受けやすくなる。従
って、非通過帯域の減衰量を所定量確保するため、ＬＣ
フィルタの区間数を増加しなければならないという問題
が生じる。
【０００８】図５のカ−ブＡは、ＱＰＳＫ復調器からベ
−スバンド信号増幅器までの間のベ−スバンド信号帯域
での伝送特性を示し、カ−ブＢは図４に示すＬＣフィル
タ単体の伝送特性を示す。図５の伝送特性は、カットオ
フ周波数（６３０ＫＨｚ）までの通過帯域を基準にして
図示している。この伝送特性の比較からも明らかなよう
に、第一の減衰極周波数Ｆ１である９００ＫＨｚよりも
高い周波数における減衰量は、ＬＣフィルタ単体では、
カ−ブＢのようにほぼ４５ｄＢ確保できるが実際に、Ｑ
ＰＳＫ復調器とベ−スバンド信号増幅器と組み合わせて
使用するとカ−ブＡのようにほぼ３７ｄＢ程度に減少し
ていることが分かる。この減衰量は、ＬＣフィルタを構
成するインダクタやコンデンサ等の素子のインダクタン
ス値や容量値のバラツキやＬＣフィルタの公称インピ−
ダンスと信号源インピ−ダンスまたは負荷インピ−ダン
スとの違いのバラツキによってさらに少なくなることも
あるので、充分な減衰量とはいえないものである。そこ
で、本発明のフィルタは、ＬＣフィルタの前段に接続さ
れる回路の出力インピ−ダンスと後段に接続される回路
の入力インピ−ダンスとにインピ−ダンス整合し、非通
過帯域における減衰特性、例えば減衰量が設計値の通り
に得られるようにするものである。
−スバンド信号増幅器までの間のベ−スバンド信号帯域
での伝送特性を示し、カ−ブＢは図４に示すＬＣフィル
タ単体の伝送特性を示す。図５の伝送特性は、カットオ
フ周波数（６３０ＫＨｚ）までの通過帯域を基準にして
図示している。この伝送特性の比較からも明らかなよう
に、第一の減衰極周波数Ｆ１である９００ＫＨｚよりも
高い周波数における減衰量は、ＬＣフィルタ単体では、
カ−ブＢのようにほぼ４５ｄＢ確保できるが実際に、Ｑ
ＰＳＫ復調器とベ−スバンド信号増幅器と組み合わせて
使用するとカ−ブＡのようにほぼ３７ｄＢ程度に減少し
ていることが分かる。この減衰量は、ＬＣフィルタを構
成するインダクタやコンデンサ等の素子のインダクタン
ス値や容量値のバラツキやＬＣフィルタの公称インピ−
ダンスと信号源インピ−ダンスまたは負荷インピ−ダン
スとの違いのバラツキによってさらに少なくなることも
あるので、充分な減衰量とはいえないものである。そこ
で、本発明のフィルタは、ＬＣフィルタの前段に接続さ
れる回路の出力インピ−ダンスと後段に接続される回路
の入力インピ−ダンスとにインピ−ダンス整合し、非通
過帯域における減衰特性、例えば減衰量が設計値の通り
に得られるようにするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明のフィルタは、入力端と、出力端と、インダ
クタとコンデンサとからなって、前記入力端と前記出力
端との間に介挿されるＬＣフィルタとを備え、前記入力
端と前記ＬＣフィルタとの間に第一のインピ−ダンス整
合回路を設けるとともに、前記出力端と前記ＬＣフィル
タとの間に第二のインピ−ダンス整合回路を設けた。
め、本発明のフィルタは、入力端と、出力端と、インダ
クタとコンデンサとからなって、前記入力端と前記出力
端との間に介挿されるＬＣフィルタとを備え、前記入力
端と前記ＬＣフィルタとの間に第一のインピ−ダンス整
合回路を設けるとともに、前記出力端と前記ＬＣフィル
タとの間に第二のインピ−ダンス整合回路を設けた。
【００１０】また、本発明のフィルタは、前記第一のイ
ンピ−ダンス整合回路を第一のエミッタフォロワトラン
ジスタと、前記第一のエミッタフォロワトランジスタの
エミッタに一端が接続された第一の抵抗で構成し、前記
第二のインピ−ダンス整合回路を第二のエミッタフォロ
ワトランジスタと、前記第二のエミッタフォロワトラン
ジスタのベ−スに一端が接続された第二の抵抗で構成
し、前記第一のエミッタフォロワトランジスタのベ−ス
を前記入力端とするとともに、前記第二のエミッタフォ
ロワトランジスタのエミッタを前記出力端とし、前記Ｌ
Ｃフィルタを記第一の抵抗の他端に接続すると共に前記
第二のエミッタフォロワトランジスタのベ−スに接続
し、前記第二の抵抗の他端を高周波基準電位点に接続し
た。
ンピ−ダンス整合回路を第一のエミッタフォロワトラン
ジスタと、前記第一のエミッタフォロワトランジスタの
エミッタに一端が接続された第一の抵抗で構成し、前記
第二のインピ−ダンス整合回路を第二のエミッタフォロ
ワトランジスタと、前記第二のエミッタフォロワトラン
ジスタのベ−スに一端が接続された第二の抵抗で構成
し、前記第一のエミッタフォロワトランジスタのベ−ス
を前記入力端とするとともに、前記第二のエミッタフォ
ロワトランジスタのエミッタを前記出力端とし、前記Ｌ
Ｃフィルタを記第一の抵抗の他端に接続すると共に前記
第二のエミッタフォロワトランジスタのベ−スに接続
し、前記第二の抵抗の他端を高周波基準電位点に接続し
た。
【００１１】また、本発明のフィルタは、前記第一のエ
ミッタフォロワトランジスタのエミッタに第一の定電流
源を接続し、前記第二のエミッタフォロワトランジスタ
のエミッタに第二の定電流源を接続した。
ミッタフォロワトランジスタのエミッタに第一の定電流
源を接続し、前記第二のエミッタフォロワトランジスタ
のエミッタに第二の定電流源を接続した。
【００１２】また、本発明のフィルタは、前記第一のエ
ミッタフォロワトランジスタのベ−スと高周波基準電位
点との間に第三の抵抗を設け、前記第二のエミッタフォ
ロワトランジスタの前記エミッタを第四の抵抗を介して
前記出力端に接続した。
ミッタフォロワトランジスタのベ−スと高周波基準電位
点との間に第三の抵抗を設け、前記第二のエミッタフォ
ロワトランジスタの前記エミッタを第四の抵抗を介して
前記出力端に接続した。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明のフィルタの構成を
図１で説明する。本発明のフィルタは、入力端１に接続
された第一のインピ−ダンス整合回路２と、出力端３に
接続された第二のインピ−ダンス整合回路４と、第一の
インピ−ダンス整合回路２と第二のインピ−ダンス整合
回路４との間に設けられたＬＣフィルタ５で構成されて
いる。第一のインピ−ダンス整合回路２は第一のエミッ
タフォロワトランジスタ６と第一の抵抗７とを有し、第
一の抵抗７の一端が第一のエミッタフォロワトランジス
タのエミッタに接続され、他端がＬＣフィルタ５に接続
されている。また、第二のインピ−ダンス整合回路４は
第二のエミッタフォロワトランジスタ８と第二の抵抗９
とを有し、第二のエミッタフォロワトランジスタ８のベ
−スと高周波的基準電位点であるグランドとの間に第二
の抵抗９が接続され、ＬＣフィルタ５が第二のエミッタ
フォロワトランジスタのベ−スに接続されている。
図１で説明する。本発明のフィルタは、入力端１に接続
された第一のインピ−ダンス整合回路２と、出力端３に
接続された第二のインピ−ダンス整合回路４と、第一の
インピ−ダンス整合回路２と第二のインピ−ダンス整合
回路４との間に設けられたＬＣフィルタ５で構成されて
いる。第一のインピ−ダンス整合回路２は第一のエミッ
タフォロワトランジスタ６と第一の抵抗７とを有し、第
一の抵抗７の一端が第一のエミッタフォロワトランジス
タのエミッタに接続され、他端がＬＣフィルタ５に接続
されている。また、第二のインピ−ダンス整合回路４は
第二のエミッタフォロワトランジスタ８と第二の抵抗９
とを有し、第二のエミッタフォロワトランジスタ８のベ
−スと高周波的基準電位点であるグランドとの間に第二
の抵抗９が接続され、ＬＣフィルタ５が第二のエミッタ
フォロワトランジスタのベ−スに接続されている。
【００１４】そして、第一のエミッタフォロワトランジ
スタ６のベ−スには高周波基準電位点である電源Ｂから
第三の抵抗１０を介してバイアス電流が供給されるとと
もに、そのベ−スは第一の直流阻止コンデンサ１１を介
して入力端１に接続されている。一方、第二のエミッタ
フォロワトランジスタ８のエミッタは第四の抵抗１２と
第二の直流阻止コンデンサ１３とを直列に介して出力端
３に接続されている。そして、第一のエミッタフォロワ
トランジスタ６のエミッタと第二のエミッタフォロワト
ランジスタ８のエミッタとにはそれぞれ第一の定電流源
１４、第二の定電流源１５が接続され、第一のエミッタ
フォロワトランジスタ６に流れるエミッタ電流と第二の
エミッタフォロワトランジスタ８に流れるエミタ電流と
を０．５ｍＡ（ミリアンペア）程度の微少な一定値にし
て消費電流を抑えるようにしている。
スタ６のベ−スには高周波基準電位点である電源Ｂから
第三の抵抗１０を介してバイアス電流が供給されるとと
もに、そのベ−スは第一の直流阻止コンデンサ１１を介
して入力端１に接続されている。一方、第二のエミッタ
フォロワトランジスタ８のエミッタは第四の抵抗１２と
第二の直流阻止コンデンサ１３とを直列に介して出力端
３に接続されている。そして、第一のエミッタフォロワ
トランジスタ６のエミッタと第二のエミッタフォロワト
ランジスタ８のエミッタとにはそれぞれ第一の定電流源
１４、第二の定電流源１５が接続され、第一のエミッタ
フォロワトランジスタ６に流れるエミッタ電流と第二の
エミッタフォロワトランジスタ８に流れるエミタ電流と
を０．５ｍＡ（ミリアンペア）程度の微少な一定値にし
て消費電流を抑えるようにしている。
【００１５】ＬＣフィルタ５は図４に示す従来のＬＣフ
ィルタと同じ構成を有しており、インダクタとコンデン
サとのみからなり、π型の第一の誘導Ｍ型ロ−パスフィ
ルタ２１と第二の誘導Ｍ型ロ−パスフィルタ２２との２
区間で構成されている。第一の誘導Ｍ型ロ−パスフィル
タ（第一のフィルタという）２１は第一のシャントコン
デンサ２３、第二のシャントコンデンサ２４、および第
一シャントコンデンサ２３と第二のシャントコンデンサ
２４との間に接続された第一のインダクタ２５ａおよび
第一のコンデンサ２５ｂとからなる第一の並列共振回路
２５で構成され、また、第二の誘導Ｍ型ロ−パスフィル
タ（第二のフィルタという）２２は第二のシャントコン
デンサ２４、第三のシャントコンデンサ２６、および第
二シャントコンデンサ２４と第三のシャントコンデンサ
２６との間に接続された第二のインダクタ２７ａおよび
第二のコンデンサ２７ｂとからなる第二の並列共振回路
２７とで構成されている。従って第二のシャントコンデ
ンサ２４は第一のフィルタ２１と第二のフィルタ２２と
に共用されている。
ィルタと同じ構成を有しており、インダクタとコンデン
サとのみからなり、π型の第一の誘導Ｍ型ロ−パスフィ
ルタ２１と第二の誘導Ｍ型ロ−パスフィルタ２２との２
区間で構成されている。第一の誘導Ｍ型ロ−パスフィル
タ（第一のフィルタという）２１は第一のシャントコン
デンサ２３、第二のシャントコンデンサ２４、および第
一シャントコンデンサ２３と第二のシャントコンデンサ
２４との間に接続された第一のインダクタ２５ａおよび
第一のコンデンサ２５ｂとからなる第一の並列共振回路
２５で構成され、また、第二の誘導Ｍ型ロ−パスフィル
タ（第二のフィルタという）２２は第二のシャントコン
デンサ２４、第三のシャントコンデンサ２６、および第
二シャントコンデンサ２４と第三のシャントコンデンサ
２６との間に接続された第二のインダクタ２７ａおよび
第二のコンデンサ２７ｂとからなる第二の並列共振回路
２７とで構成されている。従って第二のシャントコンデ
ンサ２４は第一のフィルタ２１と第二のフィルタ２２と
に共用されている。
【００１６】以上の構成により第二のエミッタフォロワ
トランジスタ８のベ−スはＬＣフィルタ５を介して第一
のエミッタフォロワトランジスタ６のエミッタに直流的
に接続され、第二のエミッタフォロワトランジスタ８の
ベ−スにバイアス電圧が供給されるようになっている。
トランジスタ８のベ−スはＬＣフィルタ５を介して第一
のエミッタフォロワトランジスタ６のエミッタに直流的
に接続され、第二のエミッタフォロワトランジスタ８の
ベ−スにバイアス電圧が供給されるようになっている。
【００１７】ここで、本発明のフィルタにおける第一の
エミッタフォロワトランジスタ６とおよび第二のエミッ
タフォロワトランジスタ８はインピ−ダンス変換の役目
をしている。即ち、第一のエミッタフォロワトランジス
タ６のエミッタにおける出力インピ−ダンスは極めて低
くなっており、また、第二のエミッタフォロワトランジ
スタ８の入力インピ−ダンスは極めて高くなっている。
そこで、第一のエミッタフォロワトランジスタ６のエミ
ッタとＬＣフィルタ５との間に直列に設けた第一の抵抗
７の抵抗値と、第二のエミッタフォロワトランジスタ８
のベ−スとグランドとの間に接続した第二の抵抗９の抵
抗値とをＬＣフィルタ５の公称インピ−ダンス（１５０
Ω）に設定することによって、このＬＣフィルタ５を第
一のインピ−ダンス整合回路２と第二のインピ−ダンス
整合回路４とにインピ−ダンス整合させることができ
る。従って、ＬＣフィルタ５は、その入力側および出力
側でインピ−ダンス整合するので、本来の伝送特性を維
持できる。
エミッタフォロワトランジスタ６とおよび第二のエミッ
タフォロワトランジスタ８はインピ−ダンス変換の役目
をしている。即ち、第一のエミッタフォロワトランジス
タ６のエミッタにおける出力インピ−ダンスは極めて低
くなっており、また、第二のエミッタフォロワトランジ
スタ８の入力インピ−ダンスは極めて高くなっている。
そこで、第一のエミッタフォロワトランジスタ６のエミ
ッタとＬＣフィルタ５との間に直列に設けた第一の抵抗
７の抵抗値と、第二のエミッタフォロワトランジスタ８
のベ−スとグランドとの間に接続した第二の抵抗９の抵
抗値とをＬＣフィルタ５の公称インピ−ダンス（１５０
Ω）に設定することによって、このＬＣフィルタ５を第
一のインピ−ダンス整合回路２と第二のインピ−ダンス
整合回路４とにインピ−ダンス整合させることができ
る。従って、ＬＣフィルタ５は、その入力側および出力
側でインピ−ダンス整合するので、本来の伝送特性を維
持できる。
【００１８】また、この第一のエミッタフォロワトラン
ジスタ６のベ−スには第三の抵抗１０を介してベ−スバ
イアス電流が供給されるが、この第三の抵抗１０は、第
一のインピ−ダンス整合回路２の前段に接続される回路
（図示せず）とのインピ−ダンス整合のために使用する
ことが可能でる。同様に、第二のエミッタフォロワトラ
ンジスタ８のエミッタと出力端３との間に直列された第
四の抵抗は、第二のインピ−ダンス整合回路４の後段に
接続される回路（図示せず）とのインピ−ダンス整合に
使用することが可能である。
ジスタ６のベ−スには第三の抵抗１０を介してベ−スバ
イアス電流が供給されるが、この第三の抵抗１０は、第
一のインピ−ダンス整合回路２の前段に接続される回路
（図示せず）とのインピ−ダンス整合のために使用する
ことが可能でる。同様に、第二のエミッタフォロワトラ
ンジスタ８のエミッタと出力端３との間に直列された第
四の抵抗は、第二のインピ−ダンス整合回路４の後段に
接続される回路（図示せず）とのインピ−ダンス整合に
使用することが可能である。
【００１９】図２は、図１に示す本発明のフィルタをＣ
ＤＭＡ方式の携帯電話機の受信回路に使用した例であ
る。ここで、図示しないアンテナを介して入力された受
信信号（中心周波数８８１ＭＨｚ）はアンテナ共用器３
１を経て受信回路３２に入力される。受信回路３２に入
力された受信信号は、先ず、低雑音増幅器３３で増幅さ
れるとともに、バンドパスフィルタ３４を通過してＱＰ
ＳＫ復調器３５に入力される。ＱＰＳＫ復調器３５では
受信信号の周波数と同じで位相が互いにπ／２異なる二
つの搬送波が再生され、これらの搬送波と受信信号との
論理積によって二つのベ−スバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信
号）が取り出される。ベ−スバンド信号は本発明のフィ
ルタであるロ−パスフィルタ３６ｉ、３６ｑを通過した
後、可変利得増幅器であるベ−スバンド信号増幅器３７
ｉ、３７ｑで増幅される。その後、適宜のレベルまで増
幅されてＡ／Ｄ変換器３８ｉ、３８ｑにおいてデジタル
信号が抽出される。上記の構成から明らかなように、受
信信号は周波数変換されることなく、直接ベ−スバンド
信号に変換されている。
ＤＭＡ方式の携帯電話機の受信回路に使用した例であ
る。ここで、図示しないアンテナを介して入力された受
信信号（中心周波数８８１ＭＨｚ）はアンテナ共用器３
１を経て受信回路３２に入力される。受信回路３２に入
力された受信信号は、先ず、低雑音増幅器３３で増幅さ
れるとともに、バンドパスフィルタ３４を通過してＱＰ
ＳＫ復調器３５に入力される。ＱＰＳＫ復調器３５では
受信信号の周波数と同じで位相が互いにπ／２異なる二
つの搬送波が再生され、これらの搬送波と受信信号との
論理積によって二つのベ−スバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信
号）が取り出される。ベ−スバンド信号は本発明のフィ
ルタであるロ−パスフィルタ３６ｉ、３６ｑを通過した
後、可変利得増幅器であるベ−スバンド信号増幅器３７
ｉ、３７ｑで増幅される。その後、適宜のレベルまで増
幅されてＡ／Ｄ変換器３８ｉ、３８ｑにおいてデジタル
信号が抽出される。上記の構成から明らかなように、受
信信号は周波数変換されることなく、直接ベ−スバンド
信号に変換されている。
【００２０】ベ−スバンド信号の周波数帯域はほぼ６１
５ＫＨｚであり、そのため、ロ−パスフィルタ３６ｉ、
３６ｑのカットオフ周波数はほぼ６３０ＫＨｚに設定さ
れている。また、通過帯域に対する９００ＫＨｚ以上の
帯域での減衰量が３４ｄＢ以上必要なことからロ−パス
フィルタ３６ｉ、３６ｑには、図１に示すように２区間
の誘導Ｍ型フィルタであるＬＣフィルタ５を用いてい
る。
５ＫＨｚであり、そのため、ロ−パスフィルタ３６ｉ、
３６ｑのカットオフ周波数はほぼ６３０ＫＨｚに設定さ
れている。また、通過帯域に対する９００ＫＨｚ以上の
帯域での減衰量が３４ｄＢ以上必要なことからロ−パス
フィルタ３６ｉ、３６ｑには、図１に示すように２区間
の誘導Ｍ型フィルタであるＬＣフィルタ５を用いてい
る。
【００２１】ここで、ロ−パスフィルタ３６ｉ、３６ｑ
の前段の回路であるＱＰＳＫ復調器３５の出力インピ−
ダンスはおよそ１５０Ωとなっており、また、ロ−パス
フィルタ３６ｉ、３６ｑの後段の回路であるベ−スバン
ド信号増幅器３７ｉ、３７ｑの入力インピ−ダンスはお
よそ５０Ωとなっている。そして、ＬＣフィルタ５は、
その公称インピ−ダンスが１５０Ωで設計されているの
で、このＬＣフィルタ５を第一のインピ−ダンス整合回
路２と第二のインピ−ダンス整合回路４に整合させるた
めに、第一の抵抗７と第二の抵抗をともに１５０Ωに設
定する。
の前段の回路であるＱＰＳＫ復調器３５の出力インピ−
ダンスはおよそ１５０Ωとなっており、また、ロ−パス
フィルタ３６ｉ、３６ｑの後段の回路であるベ−スバン
ド信号増幅器３７ｉ、３７ｑの入力インピ−ダンスはお
よそ５０Ωとなっている。そして、ＬＣフィルタ５は、
その公称インピ−ダンスが１５０Ωで設計されているの
で、このＬＣフィルタ５を第一のインピ−ダンス整合回
路２と第二のインピ−ダンス整合回路４に整合させるた
めに、第一の抵抗７と第二の抵抗をともに１５０Ωに設
定する。
【００２２】従って、ＬＣフィルタ５は第一のインピ−
ダンス整合回路２と第二のインピ−ダンス整合回路４と
に整合した状態で動作するので、図３に示すように、ほ
ぼ設計値通りの所定の伝送特性を示し、９００ＫＨｚ以
上の非通過帯域では、図５のカ−ブＡに示す従来の減衰
量に比較して５ｄＢ改善されて４３ｄＢ以上の減衰量が
得られている。なお、図３に示す伝送特性も６３０ＫＨ
ｚまでの通過帯域のレベルの基準として示している。
ダンス整合回路２と第二のインピ−ダンス整合回路４と
に整合した状態で動作するので、図３に示すように、ほ
ぼ設計値通りの所定の伝送特性を示し、９００ＫＨｚ以
上の非通過帯域では、図５のカ−ブＡに示す従来の減衰
量に比較して５ｄＢ改善されて４３ｄＢ以上の減衰量が
得られている。なお、図３に示す伝送特性も６３０ＫＨ
ｚまでの通過帯域のレベルの基準として示している。
【００２３】
【発明の効果】以上のように、本発明のフィルタは、入
力端と、出力端と、インダクタとコンデンサとからなっ
て、入力端と出力端との間に介挿されるＬＣフィルタと
を備え、入力端とＬＣフィルタとの間に第一のインピ−
ダンス整合回路を設けるとともに、出力端とＬＣフィル
タとの間に第二のインピ−ダンス整合回路を設けたの
で、ＬＣフィルタは入力端に接続される前段の回路およ
び出力端に接続される後段の回路とインピ−ダンス整合
が得られ、ＬＣフィルタの伝送特性が損なわれることが
なく、非通過帯域における所定の減衰量が確保できる。
力端と、出力端と、インダクタとコンデンサとからなっ
て、入力端と出力端との間に介挿されるＬＣフィルタと
を備え、入力端とＬＣフィルタとの間に第一のインピ−
ダンス整合回路を設けるとともに、出力端とＬＣフィル
タとの間に第二のインピ−ダンス整合回路を設けたの
で、ＬＣフィルタは入力端に接続される前段の回路およ
び出力端に接続される後段の回路とインピ−ダンス整合
が得られ、ＬＣフィルタの伝送特性が損なわれることが
なく、非通過帯域における所定の減衰量が確保できる。
【００２４】また、本発明のフィルタは、第一のインピ
−ダンス整合回路を第一のエミッタフォロワトランジス
タと、第一のエミッタフォロワトランジスタのエミッタ
に一端が接続された第一の抵抗で構成し、第二のインピ
−ダンス整合回路を第二のエミッタフォロワトランジス
タと、第二のエミッタフォロワトランジスタのベ−スに
一端が接続された第二の抵抗で構成し、第一のエミッタ
フォロワトランジスタのベ−スを入力端とするととも
に、第二のエミッタフォロワトランジスタのエミッタを
出力端とし、ＬＣフィルタを記第一の抵抗の他端に接続
すると共に第二のエミッタフォロワトランジスタのベ−
スに接続し、第二の抵抗の他端を高周波基準電位点に接
続したので、ＬＣフィルタを第一のインピ−ダンス整合
回路および第二のインピ−ダンス整合回路にインピ−ダ
ンス整合させることが容易となる。
−ダンス整合回路を第一のエミッタフォロワトランジス
タと、第一のエミッタフォロワトランジスタのエミッタ
に一端が接続された第一の抵抗で構成し、第二のインピ
−ダンス整合回路を第二のエミッタフォロワトランジス
タと、第二のエミッタフォロワトランジスタのベ−スに
一端が接続された第二の抵抗で構成し、第一のエミッタ
フォロワトランジスタのベ−スを入力端とするととも
に、第二のエミッタフォロワトランジスタのエミッタを
出力端とし、ＬＣフィルタを記第一の抵抗の他端に接続
すると共に第二のエミッタフォロワトランジスタのベ−
スに接続し、第二の抵抗の他端を高周波基準電位点に接
続したので、ＬＣフィルタを第一のインピ−ダンス整合
回路および第二のインピ−ダンス整合回路にインピ−ダ
ンス整合させることが容易となる。
【００２５】また、本発明のフィルタは、第一のエミッ
タフォロワトランジスタのエミッタに第一の定電流源を
接続し、第二のエミッタフォロワトランジスタのエミッ
タに第二の定電流源を接続したので、第一のエミッタフ
ォロワトランジスタに流れるエミッタ電流と第二のエミ
ッタフォロワトランジスタに流れるエミタ電流とを微少
な一定値（ほぼ０．５ｍＡ）にして消費電流を抑えるこ
とができる。
タフォロワトランジスタのエミッタに第一の定電流源を
接続し、第二のエミッタフォロワトランジスタのエミッ
タに第二の定電流源を接続したので、第一のエミッタフ
ォロワトランジスタに流れるエミッタ電流と第二のエミ
ッタフォロワトランジスタに流れるエミタ電流とを微少
な一定値（ほぼ０．５ｍＡ）にして消費電流を抑えるこ
とができる。
【００２６】また、本発明のフィルタは、第一のエミッ
タフォロワトランジスタのベ−スと高周波基準電位点と
の間に第三の抵抗を設け、第二のエミッタフォロワトラ
ンジスタのエミッタを第四の抵抗を介して出力端に接続
したので、このフィルタの前段に接続される回路および
後段に接続される回路との間で容易にインピ−ダンスの
整合が得られる。
タフォロワトランジスタのベ−スと高周波基準電位点と
の間に第三の抵抗を設け、第二のエミッタフォロワトラ
ンジスタのエミッタを第四の抵抗を介して出力端に接続
したので、このフィルタの前段に接続される回路および
後段に接続される回路との間で容易にインピ−ダンスの
整合が得られる。
【図１】本発明のフィルタの回路図である。
【図２】本発明のフィルタを使用した携帯電話機の受信
回路図である。
回路図である。
【図３】本発明のフィルタの伝送特性図である。
【図４】従来のフィルタの回路図である。
【図５】従来のフィルタの伝送特性図である。
１ 入力端 ２ 第一のインピダンス整合回路 ３ 出力端 ４ 第二のインピ−ダンス整合回路 ５ ＬＣフィルタ ６ 第一のエミッタフォロワトランジスタ ７ 第一の抵抗 ８ 第二のエミッタフォロワトランジスタ ９ 第二の抵抗 １０ 第三の抵抗 １１ 第一の直流阻止コンデンサ １２ 第四の抵抗 １３ 第二の直流阻止コンデンサ １４ 第一の定電流源 １５ 第二の定電流源 ２１ 第一のフィルタ ２２ 第二のフィルタ ２３ 第一のシャントコンデンサ ２４ 第二のシャントコンデンサ ２５ 第一の並列共振回路 ２５ａ 第一のインダクタ ２５ｂ 第一のコンデンサ ２６ 第三のシャントコンデンサ ２７ 第二の並列共振回路 ２７ａ 第二のインダクタ ２７ｂ 第二のコンデンサ ３１ アンテナ共用器 ３２ 受信回路 ３３ 低雑音増幅器 ３４ バンドパスフィルタ ３５ ＱＰＳＫ復調器 ３６ｉ、３６ｑ ロ−パスフィルタ ３７ｉ、３７ｑ ベ−スバンド信号増幅器 ３８ｉ、３８ｑ Ａ／Ｄ変換器
Claims (4)
- 【請求項１】 入力端と、出力端と、インダクタとコン
デンサとからなって、前記入力端と前記出力端との間に
介挿されるＬＣフィルタとを備え、前記入力端と前記Ｌ
Ｃフィルタとの間に第一のインピ−ダンス整合回路を設
けるとともに、前記出力端と前記ＬＣフィルタとの間に
第二のインピ−ダンス整合回路を設けたことを特徴とす
るフィルタ。 - 【請求項２】 前記第一のインピ−ダンス整合回路を第
一のエミッタフォロワトランジスタと、前記第一のエミ
ッタフォロワトランジスタのエミッタに一端が接続され
た第一の抵抗で構成し、前記第二のインピ−ダンス整合
回路を第二のエミッタフォロワトランジスタと、前記第
二のエミッタフォロワトランジスタのベ−スに一端が接
続された第二の抵抗で構成し、前記第一のエミッタフォ
ロワトランジスタのベ−スを前記入力端とするととも
に、前記第二のエミッタフォロワトランジスタのエミッ
タを前記出力端とし、前記ＬＣフィルタを記第一の抵抗
の他端に接続すると共に前記第二のエミッタフォロワト
ランジスタのベ−スに接続し、前記第二の抵抗の他端を
高周波基準電位点に接続したことを特徴とする請求項１
記載のフィルタ。 - 【請求項３】 前記第一のエミッタフォロワトランジス
タのエミッタに第一の定電流源を接続し、前記第二のエ
ミッタフォロワトランジスタのエミッタに第二の定電流
源を接続したことを特徴とする請求項２記載のフィル
タ。 - 【請求項４】 前記第一のエミッタフォロワトランジス
タのベ−スと高周波基準電位点との間に第三の抵抗を設
け、前記第二のエミッタフォロワトランジスタの前記エ
ミッタを第四の抵抗を介して前記出力端に接続したこと
を特徴とする請求項２または３記載のフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33427897A JPH11168340A (ja) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33427897A JPH11168340A (ja) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11168340A true JPH11168340A (ja) | 1999-06-22 |
Family
ID=18275561
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33427897A Withdrawn JPH11168340A (ja) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11168340A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001011771A1 (fr) * | 1999-08-05 | 2001-02-15 | Nikko Company | Filtre lc et son procede de fabrication |
| JP2002299903A (ja) * | 2001-03-30 | 2002-10-11 | Kyocera Corp | 高周波モジュール |
| JP2019068172A (ja) * | 2017-09-29 | 2019-04-25 | 日本電信電話株式会社 | 可変帯域増幅器 |
-
1997
- 1997-12-04 JP JP33427897A patent/JPH11168340A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001011771A1 (fr) * | 1999-08-05 | 2001-02-15 | Nikko Company | Filtre lc et son procede de fabrication |
| JP2002299903A (ja) * | 2001-03-30 | 2002-10-11 | Kyocera Corp | 高周波モジュール |
| JP2019068172A (ja) * | 2017-09-29 | 2019-04-25 | 日本電信電話株式会社 | 可変帯域増幅器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050301 |