KR100902298B1 - 기지국, 무선 네트워크 제어국 및 무선 통신 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명에 관한 기지국(10)은, RF 신호를 증폭하는 복수 개의 증폭기(15a, 15b)와, 복수 개의 증폭기(15a, 15b)에 의해 증폭된 RF 신호를 송신하는 복수 개의 안테나(16a, 16b)와, 복수 개의 안테나(16a, 16b)를 사용하여 송신 다이버시티를 적용하여 RF 신호를 송신할지 여부를 판단하는 판단부(123)와, 판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 복수 개의 안테나(16a, 16b)에 의해 송신되는 RF 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하는 기저대역 신호 처리부(12)를 구비한다.

Description

기지국, 무선 네트워크 제어국 및 무선 통신 방법{BASE STATION, RADIO LINE CONTROL STATION, AND RADIO COMMUNICATION METHOD}
본 발명은, 기지국, 무선 네트워크 제어국 및 무선 통신 방법에 관한 것이다.
이동 통신에서는, 다중 경로 페이징 등에 의해, 수신측에서 신호 레벨이 순간적으로 변동하고, 기지국에 의한 업링크 신호의 수신 품질이나 이동국에 의한 다운링크 신호의 수신 품질이 크게 열화되는 경우가 있다. 이와 같은 수신 품질의 열화를 경감하는 기술로서, 수신 다이버시티와 송신 다이버시티가 있다.
수신 다이버시티는, 수신측이 복수 개의 안테나를 사용하여 신호를 수신하는 기술이다. 송신 다이버시티는, 송신측이 복수 개의 안테나를 사용하여, 심볼 패턴이나 진폭이 상이한 복수 개의 신호를 송신하는 기술이다.
송신 다이버시티는, 수신측의 회로 규모나 안테나 수를 증대시키지 않고, 신호 레벨 변동의 경감을 도모할 수 있으므로, 기지국으로부터 이동국으로의 다운링크에서의 신호 송신에 주로 적용되고 있다[예컨대, 참조문헌("3GPP RAN TS25.214 V6.2.0.", 2004년 6월) 참조].
또한, 송신 다이버시티는, 크게 개루프 송신 다이버시티 방식과 폐루프 송신 다이버시티 방식의 2가지로 나눌 수 있다.
그리고, 폐루프 송신 다이버시티 방식에서는, 이동국에서의 신호 합성에 의해, 높은 수신 전력을 얻을 수 있도록, 이동국이 송신 신호의 위상을 지시하는 커맨드를 업링크에 의해 기지국에 송신한다. 이 업링크에 의한 송신 중에 커맨드에 에러가 발생하는 경우가 있기 때문에, 이동국은 기지국이 실제로 설정한 송신 신호의 위상의 판정을 행한다. 이러한 판정을, 안테나 베리피케이션이라고 한다[참조문헌("3GPP 25.214 V5.8.0, Annex A", 2004년 4월) 참조].
안테나 베리피케이션은, 커맨드의 에러 비율의 예상치(사전 확률)와, 전용 채널에 포함되는 파일럿 신호의 수신 신호를 사용하여 구한 에러 비율(사후 확률) 중 적어도 하나를 사용하여 행해진다.
그러나, 송신 다이버시티를 적용하면, 수신 품질을 반드시 향상시킬 수 있는 것은 아니었다. 반대로, 송신 다이버시티를 적용한 경우가, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 경우에 비해 수신 품질이 열화되는 경우도 있었다.
예를 들면, 기지국이 다운링크 공유 채널을 사용하여 고속 스케줄링을 행함으로써, 시간 다이버시티에 의한 효과(이하, "사용자 다이버시티 효과"라고 함)를 얻을 수 있다. 그러나, 개루프 송신 다이버시티 방식의 적용에 의해 사용자 다이버시티 효과가 감소하게 되기 때문에, 적용하지 않는 쪽이 높은 사용자 다이버시티 효과를 얻게 되는 경우가 있었다.
도 1에 송신 다이버시티를 적용하지 않는 기지국이 1개의 안테나에 의해 신호를 송신하는 경우의 사용자 다이버시티 효과를 나타낸다. 도 2에 개루프 송신 다이버시티 방식을 사용한 경우의 사용자 다이버시티 효과를 나타낸다. 도 1 및 도 2에서, 세로축은 수신 전력과 다운링크 전송 속도를 나타내고, 가로축은 시간을 나타낸다.
도 1 및 도 2에 나타낸 바와 같이, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 경우(도 1)가 수신 전력의 증감의 폭이 크기 때문에, 수신 전력이 높은 사용자에 공유 채널을 할당함으로써, 송신 다이버시티를 적용하는 경우(도 2)에 비해 높은 사용자 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 그 결과, 다운링크 전송 속도를 높일 수 있고, 스루풋을 향상시킬 수 있다.
또한, 폐루프 송신 다이버시티 방식에서는, 전용 채널이 저속이며, 전력이 작은 경우 등, 안테나 베리피케이션의 에러를 충분히 낮게 하는 것이 곤란한 경우가 있었다. 특히, 이동국이 소프트 핸드오버를 행하는 경우에는, 선택 합성 등을 행함으로써 이동국이 접속되어 있는 각 기지국의 수신 전력이 각각 작아진다. 즉, 기지국 부근의 수신 전력이 작아진다. 그러므로, 커맨드의 수신 전력이 낮아지고, 커맨드의 에러 비율이 높아지며, 안테나 베리피케이션에 에러가 발생할 확률이 높아지게 된다. 그 결과, 송신 다이버시티 효과가 저감될 뿐만 아니라, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 경우에 비해, 수신 품질이 열화되는 경우가 있었다.
이와 같이, 송신 다이버시티에 의해 생기는 단점이, 송신 다이버시티에 의해 얻을 수 있는 장점보다 크게 될 경우가 있다. 그 결과, 송신 다이버시티를 적용하는 경우가, 적용하지 않는 경우에 비해, 다운링크의 품질 열화, 필요한 송신 전력의 증대에 의한 무선 용량의 저감, 또는 전송 효율의 열화를 초래하게 되는 경우가 있었다.
이와 같은 경우에, 1개의 안테나로부터 송신 다이버시티를 적용하지 않고 송신하는 것을 생각할 수 있다. 그러나, 송신 다이버시티를 적용할 수 있도록 설계된 기지국은, 복수 개의 안테나로부터 신호를 송신하기 위해, 증폭기가 안테나마다 준비되어 있다. 각 증폭기의 최대 전력은, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 기지국의 증폭기가 출력가능한 최대 전력을 증폭기의 수로 나눈 전력으로 되어 있다.
예를 들면, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 기지국이 최대 출력 20W의 증폭기를 구비하고 있는 것에 대해, 안테나를 2개 구비하고, 송신 다이버시티를 적용하는 기지국의 2개의 증폭기는 최대 출력이 10W로 되어 있다.
따라서, 송신 다이버시티를 적용할 수 있는 기지국이 1개의 안테나에 의해 송신을 행하는 경우, 송신 전력이 저감되어 버린다. 그 결과, 무선 용량의 저감이나 전송 효율의 열화를 초래한다. 따라서, 기지국이 실질적으로 커버할 수 있는 무선 영역이 감소하게 된다.
그래서, 본 발명은, 송신 다이버시티를 적용할 수 있는 기지국이 실질적으로 커버가능한 무선 영역을 축소하지 않으면서, 이동국에서의 수신 품질을 향상시키는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 제1 특징은, 기지국이, 무선 주파수 신호를 증폭하는 복수 개의 증폭기와, 복수 개의 증폭기에 의해 증폭된 무선 주파수 신호를 송신하는 복수 개의 안테나와, 복수 개의 안테나를 사용하여 송신 다이버시티를 적용하여 무선 주파수 신호를 송신할지 여부를 판단하는 판단부와, 판단부가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 복수 개의 안테나에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하는 기저대역 신호 처리부, 및 상기 판단부가 상기 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우, 이동국으로부터의 업링크 피드백 신호에 기초하여, 복수의 안테나 각각으로부터 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호에 적용해야 할 가중치를 개별로 제어하는 가중부를 구비한 것을 요지로 한다.
본 발명의 제2 특징은, 무선 네트워크 제어국이, 기지국이 복수 개의 안테나를 사용하여 무선 주파수 신호를 송신할 때에, 송신 다이버시티를 적용할지 여부를 판단하는 판단부, 및 상기 판단부가 상기 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 상기 복수 개의 안테나에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하고, 상기 판단부가 상기 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우, 이동국으로부터의 업링크 피드백 신호에 기초하여, 복수의 안테나 각각으로부터 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호에 적용해야 할 가중치를 개별로 제어하도록 상기 기지국을 제어하는 기지국 제어부를 구비한 것을 요지로 한다.
본 발명의 제3 특징은, 무선 통신 방법에서는, 복수 개의 안테나를 사용하여 송신 다이버시티를 적용하여 무선 주파수 신호를 송신할지 여부를 판단하고, 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우에는, 이동국으로부터의 업링크 피드백 신호에 기초하여, 복수의 안테나 각각으로부터 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호에 가중치를 적용하여 위상 및 진폭이 상이한 기저대역 신호를 생성하며, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우에는, 복수 개의 안테나에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하고, 기저대역 신호를 주파수 변환하여 얻어진 무선 주파수 신호를 증폭하고, 복수 개의 안테나가 증폭된 무선 주파수 신호를 송신하는 것을 요지로 한다.
도 1은 송신 다이버시티를 적용하지 않는 기지국이 1개의 안테나에 의해 신호를 송신한 경우의 사용자 다이버시티 효과를 나타낸 도면이다.
도 2는 개루프 송신 다이버시티를 사용한 경우의 사용자 다이버시티 효과를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 관한 이동 통신 시스템의 구성을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 관한 기저대역 신호 처리부의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 관한 계층-1 처리부의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 관한 가산(加算) 처리부의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 관한 폐루프 송신 다이버시티 방식의 제원을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 관한, 위상차를 설정한 경우의 송수신 형태를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 관한 무선 통신 방법의 단계를 나타낸 플로차트이다.
도 10은 본 발명의 변경예에 관한 STTD를 설명하기 위한 도면이다.
도 11은 본 발명의 변경예에 관한 무선 네트워크 제어국의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 3에 나타낸 바와 같이, 이동 통신 시스템(10O)는, 이동국(2O), 기지국(10), 및 무선 네트워크 제어국(30)을 구비한다.
무선 네트워크 제어국(3O)는, 기지국(10)의 상위에 위치하는 장치이며, 기지국(10)과 이동국(20) 간의 무선 통신을 제어한다.
기지국(10)은, HWY 인터페이스(11), 기저대역 신호 처리부(12), 호 제어부(13), 복수 개의 송수신부(14a, 14b), 복수 개의 증폭기(15a, 15b), 및 복수 개의 안테나(16a, 16b)를 구비한다.
기저대역 신호 처리부(12)는, 기저대역 신호에 관한 신호 처리를 행한다. 기저대역 신호 처리부(12)는, 다운링크에서 이동국(20)에 송신할 사용자 데이터 및 제어 데이터를, HWY 인터페이스(11) 및 호 제어부(13)로부터 취득한다.
기저대역 신호 처리부(12)는, 취득한 사용자 데이터나 제어 데이터를 포함하는 기저대역 신호를 생성한다.
기저대역 신호 처리부(12)는, 각 안테나(16a, 16b)에 의해 송신되는 기저대역 신호를 생성하여, 송수신부(14a, 14b)에 각각 입력한다. 구체적으로, 기저대역 신호 처리부(12)는, 다운링크에서 송신할 데이터에 대해 에러 정정 부호화, 확산 처리 등을 행하여 기저대역 신호를 생성한다.
또한, 기저대역 신호 처리부(12)는, 업링크에서 이동국(20)으로부터 수신한 기저대역 신호를 송수신부(14a, 14b)로부터 취득한다.
기저대역 신호 처리부(12)는, 취득한 기저대역 신호로부터 사용자 데이터나 제어 데이터를 인출하여, HWY 인터페이스(11), 호 제어부(13)에 입력한다. 구체적 으로, 기저대역 신호 처리부(12)는, 업링크에서 수신한 기저대역 신호에 대하여 역확산 처리, 레이크(RAKE) 합성, 에러 정정 복호 등을 행하여 데이터를 얻는다.
또한, 기저대역 신호 처리부(12)는, 하이브리드(hybrid) ARQ(Automatic Repeat reQuest: 이하, "HARQ"라고 함) 등의 재송신 제어, 이동국(20)에 대한 스케줄링, 전송 포맷(TF: Transport Format)의 선택 등을 행한다.
송수신부(14a, 14b)는, 기저대역 신호 처리부(12)로부터 기저대역 신호를 취득하여, 무선 주파수대의 무선 주파수 신호(Radio Frequency 신호: 이하, "RF 신호"라고 함)로 주파수 변환한다.
송수신부(14a, 14b)는, 변환 후의 RF 신호를 증폭기(15a, 15b)에 입력한다. 송수신부(14a, 14b)는, 증폭기(15a, 15b)로부터 수신한 RF 신호를 취득하여, 기저대역 신호로 주파수 변환한다. 송수신부(14a, 14b)는, 변환 후의 기저대역 신호를 기저대역 신호 처리부(12)에 입력한다.
증폭기(15a, 15b)는, 송수신부(14a, 14b)로부터 RF 신호를 취득하여, 증폭시킨 후, 안테나(16a, 16b)에 입력한다. 증폭기(15a, 15b)는, 안테나(16a, 16b)로부터 RF 신호를 취득하여, 증폭시킨 후, 송수신부(14a, 14b)에 입력한다.
안테나(16a, 16b)는, 증폭기(15a, 15b)로부터 다운링크의 증폭된 RF 신호를 취득하여, 이동국(20)에 송신한다. 안테나(16a, 16b)는, 업링크의 RF 신호를 이동국(20)으로부터 수신하여, 증폭기(15a, 15b)에 입력한다.
이와 같이, 기지국(10)은, RF 신호를 증폭하는 복수 개의 증폭기, 복수 개의 증폭기에 의해 증폭된 RF 신호를 송신하는 복수 개의 안테나, 및 복수 개의 송수신 부를 구비하고 있다. 즉, 기지국(10)은, 복수 개의 송신 계통을 구비하고 있고, 송신 다이버시티의 적용이 가능하게 되어 있다.
HWY 인터페이스(11)는, 무선 네트워크 제어국(30)과의 인터페이스이다. HWY 인터페이스(11)는, 다운링크를 통해 이동국(20)에 송신할 사용자 데이터를 무선 네트워크 제어국(30)으로부터 수신하여, 기저대역 신호 처리부(12)에 입력한다.
HWY 인터페이스(11)는, 기지국(10)에 대한 제어 데이터를 무선 네트워크 제어국(30)으로부터 수신하여, 호 제어부(13)에 입력한다.
HWY 인터페이스(11)는, 업링크를 통해 이동국(20)으로부터 수신한 사용자 데이터를 기저대역 신호 처리부(12)로부터 취득하여, 무선 네트워크 제어국(30)에 송신한다.
HWY 인터페이스(11)는, 무선 네트워크 제어국(30)에 대한 제어 데이터를 호 제어부(13)로부터 취득하여, 무선 네트워크 제어국(30)에 송신한다.
호 제어부(13)는, 호 제어 및 이동국(20)에 대한 무선 리소스의 할당 등을 행한다. 호 제어부(13)는, 호 제어에 관한 제어 데이터를 무선 네트워크 제어국(30) 및 이동국(20)과 교환한다. 또한, 호 제어부(13)는, 기지국(10)의 상태 관리 등도 행한다.
다음에, 기저대역 신호 처리부(12)에 대하여 상세하게 설명한다. 도 4에 나타낸 바와 같이, 기저대역 신호 처리부(12)는, MAC-hs 처리부(12a)와 계층-1 처리부(12b)를 구비한다.
MAC-hs 처리부(12a)는, 다운링크 공유 채널의 재송신 제어(HARQ)나 이동 국(20)에 대한 스케줄링을 행한다.
계층-1 처리부(12b)는, 다운링크를 통해 송신할 데이터의 에러 정정 부호화, 확산 처리 등을 행하여 기저대역 신호를 생성한다. 또한, 계층-1 처리부(12b)는, 업링크를 통해 수신한 신호의 에러 정정 복호화, 레이크(RAKE) 합성, 역확산 처리, 다운링크 및 업링크에서의 전용 채널의 송신 전력 제어 등을 행한다.
MAC-hs 처리부(12a) 및 계층-1 처리부(12b)는 각각 HWY 인터페이스(11)나 호 제어부(13)에 접속되어 있다.
또한, 계층-1 처리부(12b)는, 생성한 기저대역 신호를 송수신부(14a, 14b)에 입력하고, 수신한 RF 신호를 송수신부(14a, 14b)로부터 취득한다.
또한, 계층-1 처리부(12b)에 대하여 상세하게 설명한다. 도 5에, 다운링크를 통해 이동국(20)으로 향하는 송신에 관한 처리 기능을 나타낸다. 그리고, 도 5에서는, 업링크를 통한 이동국(20)으로부터의 수신에 관한 처리 기능은 생략하고 있다. 또한, 도 5에는, 송신 다이버시티로서 폐루프 송신 다이버시티 방식을 사용하는 경우의 구성을 나타낸다.
계층-1 처리부(12b)는, 복수 개의 CH 코딩부(121), PSCH 신호 생성부(122a), CPICH 신호 생성부(122b), SSCH 신호 생성부(122c), 판단부(123), 주파수 결정부(124), 복수 개의 CH 확산 처리부(125), 가산 처리부(126), SC 확산 처리부(127), 복수 개의 신호 다중화부(128), 승산기(129), 및 다운링크와 업링크의 전용 채널의 송신 전력 제어를 행하는 송신 전력 제어부(130)를 구비한다.
판단부(123)는, 복수 개의 안테나(16a, 16b)를 사용하면서 송신 다이버시티 를 적용하여 RF 신호(무선 주파수 신호)를 송신할지 여부를 판단한다. 판단부(123)는, 송신 다이버시티의 적용에 의해 얻어지는 장점과 송신 다이버시티의 적용에 의해 생기는 단점을 종합적으로 평가한다.
예를 들면, 판단부(123)는, 기지국(10)이 커버하는 무선 영역의 전송로의 상태나 기지국(10)이 송신하는 채널의 종류 등에 기초하여, 송신 다이버시티를 적용한 쪽이 이동국(20)에서의 수신 품질을 향상시키는 것인지, 아니면 송신 다이버시티를 적용하지 않는 쪽이 이동국(20)에서의 수신 품질을 향상시키는 것인지를 판단한다.
판단부(123)는 또한, 송신 다이버시티를 적용하는지 아닌지의 여부에 따라, 필요한 송신 전력이 증대하는지, 전송 효율의 열화를 초래하는지 등을 고려하여 판단해도 된다. 판단부(123)는, 예를 들면 송수신부(14a, 14b)가 수신한 RF 신호에 기초하여, 전송로의 상태를 판단할 수 있다.
또한, 판단부(123)는, HWY 인터페이스(11), MAC-hs 처리부(12a), 호 제어부(13)로부터 입력되는 사용자 데이터나 제어 데이터의 종류 등에 기초하여, 데이터를 송신하는 채널의 종류를 판단할 수 있다. 판단부(123)는, 이 판단 결과를 가산(加算) 처리부(126)에 입력한다.
CH 코딩부(121)는, HWY 인터페이스(11), MAC-hs 처리부(12a), 호 제어부(13)로부터, 전용 채널이나 공유 채널에 의해 송신하는 사용자 데이터 또는 제어 데이터를 취득한다. CH 코딩부(121)는, 취득한 사용자 데이터 또는 제어 데이터에 대해서, CRC 부여, 에러 정정 부호화, 인터리브 등을 행하여, 복소(複素) 신호를 생 성한다. CH 코딩부(121)는, 생성한 복소 신호를 CH 확산 처리부(125)에 입력한다.
CH 확산 처리부(125)는, 물리 채널의 식별에 사용되는 채널화 코드(CHannelization Code)라고 불리는 확산 부호를 사용한 확산 처리를 행한다. CH 확산 처리부(125)는, 복소 신호에 대하여, 그 복소 신호를 송신하는 채널의 종류에 따른 채널화 코드에 의해 확산 처리를 행한다. CH 확산 처리부(125)는, 확산 처리 후의 복소 신호를 가산 처리부(126)에 입력한다.
PSCH 신호 생성부(122a)는, 프라이머리 동기 채널(Primary Synchronization CHannel)에 의해 송신하는 신호(이하, "PSCH 신호"라고 함)를 생성한다. PSCH 신호 생성부(122a)는, 생성한 PSCH 신호를 신호 다중화부(128)에 입력한다.
CPICH 신호 생성부(122b)는, 공통 파일럿 채널(Common Pilot CHannel)의 신호(이하, "CPICH"라고 함)를 생성한다.
SSCH 신호 생성부(122c)는, 세컨더리 동기 채널(Secondary Synchronization CHannel)에 의해 송신하는 신호(이하, "SSCH"라고 함)를 생성한다. CPICH 신호 생성부(122b) 및 SSCH 신호 생성부(122c)는, 생성한 CPICH 신호 및 SSCH 신호를 가산 처리부(126)에 입력한다. 그리고, CPICH 신호 및 SSCH 신호도 복소 신호이다.
가산 처리부(126)는, CH 확산 처리부(125)로부터 취득한 복소 신호, CPICH 신호, 및 SSCH 신호를 가산한다. 가산 처리부(126)는, 가산에 의해 얻어진 신호(이하, "가산 신호"라고 함)를 SC 확산 처리부(127)에 입력한다. 가산 처리부(126)는, 판단부(123)로부터, 송신 다이버시티의 적용 및 부적용의 판단 결과를 취득한다. 가산 처리부(126)는, 판단 결과에 따라 상이한 처리를 행한다.
도 6을 사용하여 가산 처리부(126)가 수행하는 처리를 상세하게 설명한다. 도 6에는, 폐루프 송신 다이버시티 방식을, 업링크 및 다운링크가 존재하는 전용 채널(DPCCH: Dedicated Physical Control Channel, DPDCH: Dedicated Physical Data Channel)에 적용한 경우를 나타낸다.
CH 코딩부(121) 및 CH 확산 처리부(125)에 의한 처리는, 송신 다이버시티를 적용하는 경우와 적용하지 않는 경우에서 마찬가지로 행해지고, 가산 처리부(126)에 확산 처리 이후의 복소 신호가 입력된다.
가산 처리부(126)는, 가중치 생성부(126a), FBI 판정부(126b), 복수 개의 승산기(126c, 126d), 및 복수 개의 가산기(126e, 126f)를 구비한다.
FBI 판정부(126b)는, 업링크에 의해 이동국(20)으로부터 송신되는 FBI(Feed Back Indicator)를 판정한다. FBI는, 이동국(20)이 송신 신호의 위상 및 진폭을 지시하는 커맨드이다.
구체적으로, FBI에는, 각 안테나(16a, 16b)의 기저대역 신호의 생성에 사용하는 복소 안테나 웨이트 w1, w2의 지시가 포함되어 있다. FBI 판정부(126b)는, 업링크의 DPCCH에 매핑되어 있는 FBI 필드로부터 FBI를 취득한다. FBI 판정부(126b)는, 취득한 FBI의 D―비트를 판정하고, 이동국(20)으로부터 지시된 복소 안테나 웨이트 w1, w2를 판정한다. 복소 안테나 웨이트 w1, w2는, 이동국(20)이 신호 합성을 행함으로써 가장 높은 수신 전력을 얻을 수 있도록, 위상이나 진폭을 설정한 조합으로 되어 있다. FBI 판정부(126b)는, 판정한 복소 안테나 웨이트의 생성을 가중 치 생성부(126a)에 지시한다.
가중치 생성부(126a)는, 판단부(123)로부터 판단 결과를 취득한다.
그리고, 폐루프 송신 다이버시티 방식에는, 도 7에 나타낸 바와 같이, 2개의 모드가 존재한다. 도 7에서, NFBD는, 하나의 슬롯 중의 FBI 비트의 수이다. NW는, FBI를 포함하는 FB 시그널 메시지의 메시지 길이이다. NPO는, 하나의 FB 시그널 메시지에 존재하는 위상 비트 수이다. Nph는, 하나의 FB 시그널 메시지에 존재하는 진폭 비트 수이다
이와 같은 폐루프 송신 다이버시티 방식에 의해, 각 안테나(16a, 16b)가 송신하는 무선 주파수 신호의 위상이나 진폭을 이동국(20)으로부터의 지시에 따라 순서대로 변화시킬 수 있으며, 이동국(20)은 신호 합성에 의한 이득을 얻을 수 있다. 구체적으로, 이동국(20)은, 신호 합성의 결과로서, 가장 수신 전력을 얻을 수 있는 것으로 판단되는 복소 안테나 웨이트를 생성할 수 있으며, 신호 합성에 의해 큰 이득을 얻을 수 있다. 폐루프 송신 다이버시티 방식은, 이동국(20)으로부터의 지시가 필요하기 때문에, 업링크가 존재하는 채널을 사용하고 있는 경우에 유효하다.
SC 확산 처리부(127)는, 셀의 식별에 사용되고, 셀마다 개별의 스크램블링 코드(Scrambling Code)라 불리는 확산 부호를 사용하여 확산 처리를 행한다. SC 확산 처리부(127)는, 확산 처리 이후의 가산 신호를 신호 다중화부(128)에 입력한다.
신호 다중화부(128)는, 확산 처리 후의 가산 신호와 PSCH 신호를 다중화하 여, 기저대역 신호로 한다.
신호 다중화부(128)로부터 출력되고, 분기된 기저대역 신호의 한쪽은, 송수신부(14a)에 직접 입력된다. 분기된 다른 쪽의 기저대역 신호는, 승산기(129)에 입력된다.
여기서, 판단부(123)가, 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우와, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우에, 기저대역 신호 처리부(12)가 구비하는 계층-1 처리부(12b)의 처리에 대하여 상세하게 설명한다.
[판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우]
가중치 생성부(126a)는, 판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우, 확산 처리 후의 복소 신호에 승산할 복소 안테나 웨이트 w1, w2를 생성한다. 가중치 생성부(126a)는, FBI 판정부(126b)에 의한 지시에 따라 복소 안테나 웨이트 w1, w2를 생성하여, 각 안테나(16a, 16b)의 승산기(126c, 126d)에 입력한다. 확산 처리 후의 복소 신호는, CH 확산 처리부(125)로부터, 안테나(16a, 16b)마다 분기되어 승산기(126c, 126d)에 입력된다.
승산기(126c, 126d)는, CH 확산 처리부(125)로부터 취득한 복소 신호에, 가중치 생성부(126a)로부터 취득한 복소 안테나 웨이트 w1, w2를 각각 승산한다. 이에 의하여, 각 안테나(16a, 16b)의 기저대역 신호의 위상 및 진폭이 제어되고, 얻어지는 각 안테나(16a, 16b)의 기저대역 신호의 위상 및 진폭이 상이하게 된다.
승산기(126c, 126d)는, 안테나 웨이트 승산 후의 복소 신호를 가산기(126e, 126f)에 각각 입력한다.
가산기(126e, 126f)는, 승산기(126c, 126d)로부터 취득한 복소 신호를 각각, CPICH 신호 및 SSCH 신호와 가산한다. 그리고, CPICH 신호는, 안테나(16a, 16b)마다 상이하게 되어 있다.
가산기(126e, 126f)는, 가산 신호를 SC 확산 처리부(127)에 입력한다. 이와 같이 폐루프 송신 다이버시티 방식을 적용한 경우에는, 가산 처리부(126)로부터 안테나(16a, 16b)마다 2계통의 가산 신호가 SC 확산 처리부(127)에 입력된다.
SC 확산 처리부(127)는, 안테나(16a, 16b)마다 2계통의 가산 신호를 가산 처리부(126)로부터 취득한다. 그러므로, SC 확산 처리부(127)는, 2계통의 가산 신호에 대하여, 기지국(10)이 커버하는 셀의 스크램블링 코드를 사용하여 확산 처리를 행한다. 그리고, SC 확산 처리부(127)는, 확산 처리 후의 안테나(16a, 16b)마다의 가산 신호를 신호 다중화부(128)에 입력한다.
신호 다중화부(128)는, 안테나(16a, 16b)마다의 2계통의 가산 신호를 SC 확산 처리부(127)로부터 취득한다. 그러므로, 신호 다중화부(128)는, 안테나(16a, 16b)마다의 가산 신호 각각을 PSCH 신호와 다중화하고, 안테나(16a, 16b)마다의 기저대역 신호를 생성한다. 신호 다중화부(128)는, 안테나(16a, 16b)마다의 기저대역 신호를 각각 송수신부(14a, 14b)에 입력한다.
이와 같이 하여, 기저대역 신호 처리부(12)는, 복수 개의 안테나(16a, 16b)를 사용하여 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우에, 복수 개의 안테나(16a, 16b)마다 기저대역 신호를 생성할 수 있다.
이와 같은 기지국(10)에 의하면, 송신 다이버시티를 적용하여 송신한 쪽이 양호하다고 판단한 경우에, 복수 개의 증폭기와 안테나를 사용하여, 송신 다이버시티를 적용하여 무선 주파수 신호를 송신할 수 있다.
[판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우]
가중치 생성부(126a)는, 판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 확산 처리 후의 복소 신호에 승산하는 복소 안테나 웨이트로서 어느 하나의 승산기(126c, 126d)로부터의 출력이 0으로 되는 가중치를 생성한다.
예를 들면, FBI 판정부(126b)의 판정 결과에 관계없이, 가중치 생성부(126a)는 복소 안테나 웨이트 w2를 0으로 설정한다.
이 경우, 가중치 생성부(126a)는, 복소 안테나 웨이트 w1에 대해서는, FBI 판정부(126b)의 판정 결과를 고려하여, 이동국(20)에서의 수신 품질이 양호하게 되도록 하는 값을 선택할 수 있다.
승산기(126c, 126d)는, CH 확산 처리부(125)로부터 취득한 복소 신호에, 가중치 생성부(126a)로부터 취득한 복소 안테나 웨이트 w1, w2를 각각 승산한다. 이에 의하여, 승산기(126d)로부터의 출력은 0으로 된다.
승산기(126d)로부터의 입력이 없는 가산기(126f)는, 가산 신호를 출력하지 않는다. 승산기(126c)로부터 복소 신호가 입력된 가산기(126e)만, 복소 신호, CPICH 신호, 및 SSCH 신호를 가산하고, 가산 신호를 SC 확산 처리부(127)에 입력한다.
이와 같이 폐루프 송신 다이버시티 방식을 적용하지 않는 경우에는, 가산 처리부(126)에서 1계통의 가산 신호가 SC 확산 처리부(127)에 입력된다.
SC 확산 처리부(127)는, 1계통의 가산 신호를 가산 처리부(126)로부터 취득한다. 그러므로, SC 확산 처리부(127)는, 1계통의 가산 신호에 대하여, 기지국(10)이 커버하는 셀의 스크램블링 코드를 사용하여 확산 처리를 행한다. 그리고, SC 확산 처리부(127)는, 확산 처리 후의 1계통의 가산 신호를 신호 다중화부(128)에 입력한다.
신호 다중화부(128)는, 1계통의 가산 신호를 SC 확산 처리부(127)로부터 취득한다. 그러므로, 신호 다중화부(128)는, 1계통의 가산 신호와 PSCH 신호를 다중화하고, 1계통의 기저대역 신호를 생성한다. 그리고, 신호 다중화부(128)는, 다중화 후의 가산 신호를 2계통으로 분기하여, 송수신부(14a, 14b)에 입력한다.
이와 같이 하나의 신호를 2계통으로 분기함으로써, 송수신부(14a, 14b)에는, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호가 입력된다.
이와 같이 하여, 기저대역 신호 처리부(12)는, 복수 개의 안테나(16a, 16b)를 사용하며 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우에, 복수 개의 안테나(16a, 16b)에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성할 수 있다.
이와 같이 하여, 기지국(10)은, 무선 주파수 신호를 증폭하는 복수 개의 증폭기, 복수 개의 증폭기에 의해 증폭된 무선 주파수 신호를 송신하는 복수 개의 안테나, 복수 개의 안테나를 사용하고 송신 다이버시티를 적용하여 상기 무선 주파수 신호를 송신할지 여부를 판단하는 판단부(123), 및 판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 복수 개의 안테나에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하는 기저대역 신호 처리부(12)를 구비한다.
이와 같은 기지국(10)에 의하면, 높은 수신 품질을 얻기 위해 송신 다이버시티를 적용하여 무선 주파수 신호를 송신한 쪽이 양호한지 아닌지를 판단하고, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우에, 기지국(10)은, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하여, 복수 개의 증폭기로 증폭하고, 이를 복수 개의 안테나로부터 송신하는 것이 가능하다. 이에 의하여, 기지국(10)은, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 기지국이 1개의 안테나로부터 무선 주파수 신호를 송신하는 송신 전력으로 송신한 경우와 실질적으로 유사한 송신을 실현할 수 있다. 그 결과, 송신 다이버시티가 적용가능한 기지국(10)은, 높은 수신 품질을 얻을 수 있도록 송신 다이버시티의 적용 및 부적용을 전환할 수 있어서, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 경우에도, 실질적으로 커버가능한 무선 영역을 축소시키지 않고 유지하는 것이 가능하다.
판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우에 대하여 상세하게 설명한다.
승산기(129)와 주파수 결정부(124)는, 안테나(16a, 16b)마다 상이한 위상 기저대역 신호를 생성하기 위해 사용된다. 즉, 기저대역 신호 처리부(12)는, 판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 안테나마다 상이 한 위상 기저대역 신호를 생성한다.
구체적으로, 도 8에 나타낸 바와 같이, 기지국(10)에 구비되는 기저대역 신호 처리부(12)의 승산기(129)와 주파수 결정부(124)가, 안테나(16a)에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호의 위상(1a)을 회전시켜, 안테나(16b)에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호의 위상(1b)을 얻는 위상 회전 디바이스로서 기능한다. 이에 의하여, 기저대역 신호 처리부(12)는, 안테나(16a)와 상이한 위상 기저대역 신호를 생성한다.
이에 의하여, 기지국(10)은, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 주파수 변환한 무선 주파수 신호를 송신하는 것에 의한 간섭을 방지할 수 있어, 수신 품질을 보다 높일 수 있다.
주파수 결정부(124)는, 안테나(16a, 16b)마다 상이한 위상 기저대역 신호를 생성하기 위해, 복수 개의 안테나(16a, 16b)의 기저대역 신호 사이의 위상차의 설정에 사용하는 주파수를 결정한다. 결정한 주파수를 사용하고, 안테나(16a)의 기저대역 신호를 복소 평면상에서 위상 회전시켜, 안테나(16b)의 기저대역 신호를 얻는다. 예를 들면, 주파수 결정부(124)는, 기저대역 신호에 포함되는 복소 신호의 채널의 종류에 기초하여 주파수를 결정할 수 있다. 구체적으로, 주파수 결정부(124)는, 결정한 주파수 f를 사용하여, 복수 개의 안테나(16a, 16b)의 기저대역 신호 사이의 위상차를 설정한다. 구체적으로, 주파수 결정부(124)는, 이하에 나타내는 식 1에서 결정한 주파수 f를 대입하여, 위상차를 설정할 수 있다.
[식 1]
cos(2πft) - sin(2πft)
여기서, 주파수 결정부(124)는, 채널의 종류마다의 복소 신호가, 기저대역 신호에 차지하는 비율에 기초하여 주파수 f를 결정한다. 즉, 기저대역 신호 처리부(12)는, 복수 개의 안테나의 기저대역 신호 사이의 위상차의 설정에 사용하는 주파수를, 기저대역 신호에 포함되는 복소 신호의 채널의 종류에 기초하여 결정한다.
이에 의하면, 기지국(10)은, 기저대역 신호에 포함되는 채널의 종류에 따라, 위상차를 적절하게 설정할 수 있다.
예를 들면, 주파수 결정부(124)는, 공유 채널의 복소 신호의 비율이 공유 채널 임계값 이상인 경우에는 주파수를 저주파수로 결정할 수 있다. 주파수 결정부(124)는, 전용 채널의 복소 신호의 비율이 전용 채널 임계값 이상인 경우에는 주파수를 고주파수로 결정할 수 있다. 공유 채널 임계값은, 저주파수를 사용해야 하는 경우의 공유 채널의 복소 신호의 비율을 나타낸다. 전용 채널 임계값은, 고주파수를 사용해야 하는 경우의 전용 채널의 복소 신호의 비율을 나타낸다.
즉, 기저대역 신호 처리부(12)는, 공유 채널의 복소 신호의 비율이 공유 채널 임계값 이상인 경우에는 주파수를 저주파수로 결정하고, 전용 채널의 복소 신호의 비율이 전용 채널 임계값 이상인 경우에는 주파수를 고주파수로 결정한다.
이에 의하면, 기지국(10)은, 공유 채널의 사용자 다이버시티 효과를 향상시킬 수 있어, 전송 효율을 증대시키는 것이 가능하다. 또한, 기지국(10)은, 고주파수로 함으로써, 신호 강도의 변동이 신속하게 되어, 전용 채널의 인터리브 효과를 향상시킬 수 있다. 공유 채널의 사용자 다이버시티 효과와 전용 채널의 인터리브 효과에 대하여 구체적으로 설명한다.
주파수 결정부(124)는, 기저대역 신호의 송신 전력 중, 적응 변조 부호화나 스케줄링에 관한 제어 데이터를 송신하는 고속 다운링크 공유 채널(HS-DSCH: High Speed-Downlink Shared Channel)의 송신 전력이 기저대역 신호에서 차지하는 비율이 공유 채널 임계값 이상인 경우에, 저주파수로 결정할 수 있다.
또한, 주파수 결정부(124)는, 기저대역 신호의 송신 전력 중, 송신 전력 제어에 관한 제어 데이터를 송신하는 개별 제어 채널의 송신 전력이 기저대역 신호에서 차지하는 비율이 전용 채널 임계값 이상인 경우에, 고주파수로 결정할 수 있다.
저주파수는, 전용 채널 임계값 이상인 경우에 사용하는 주파수보다 낮은 주파수이다. 고주파수는, 공유 채널 임계값 이상인 경우에 사용하는 주파수보다 높은 주파수이다. 주파수 결정부(124)는, 사용하는 저주파수 및 고주파수를 미리 설정하여 둘 수 있다. 또한, 공유 채널 임계값이나 전용 채널 임계값은, 예를 들면 송신 전력 등에 대하여 설정할 수 있다.
여기서, 위상차의 설정에 사용하는 주파수(위상 회전에 사용하는 주파수)에 대하여, 구체적인 값을 사용하여 예시한다. 여기서는, 주파수대로서 2GHz대를 사용하고, 공유 채널의 송신 간격 및 할당 간격을 2ms로 하고, 전용 채널의 송신 간격을 20ms로 한 경우를 예로 들어 설명한다. 이 조건은, 3GPP에서, 상세한 사양의 책정이 행해지고 있는 W-CDMA 방식의 이동 통신 시스템에서 사용되고 있는 값이다. 공유 채널의 송신 간격 및 할당 간격은 2ms이므로, 할당 빈도는 1/0.002=500Hz로 된다. 따라서, 페이징에서의 도플러(doppler) 주파수를 50Hz보다 충분히 작은 값 으로 설정하면, 페이징 변동에 추종하는 사용자 다이버시티 효과를 얻는 것이 가능해진다. 따라서, 위상차의 설정에 사용하는 주파수는, 예를 들면 10~100Hz로 할 수 있다.
또한, 전용 채널의 송신 간격이 20ms이므로, 송신 블록은 1/0.02=50Hz의 빈도로 송신된다. 따라서, 위상차의 설정에 사용하는 주파수를, 이 빈도보다 충분히 높은 값으로 설정하면, 인터리브 효과를 얻을 수 있다. 따라서, 위상차의 설정에 사용하는 주파수를, 예를 들면 100~200Hz로 할 수 있다.
주파수 결정부(124)는, 기저대역 신호에 포함되는 복소 신호에 승산되어 있는 채널화 코드에 의해, 채널의 종류를 판단할 수 있다. 또한, 주파수 결정부(124)는, 송신 전력 제어부(130)로부터, 각 채널의 송신 전력을 취득할 수 있다. 그리고, 주파수 결정부(124)는, 공유 채널의 복소 신호의 비율과 공유 채널 임계값의 비교, 또는 전용 채널의 복소 신호의 비율과 전용 채널 임계값의 비교를 행하고, 그 비교 결과에 따라 주파수를 결정한다.
주파수 결정부(124)는, 결정한 주파수 f를 사용하여, 복수 개의 안테나(16a, 16b)의 기저대역 신호 사이의 위상차를 설정한다. 구체적으로, 주파수 결정부(124)는, 이하에 나타내는 식 1에서 결정한 주파수 f를 대입하여, 위상차를 설정할 수 있다.
[식 1]
cos(2πft)-sin(2πft)
주파수 결정부(124)와 승산기(129)는, 기저대역 신호(다중화된 복소 신호) 를, 식 1에 의해 산출한 위상차를 각속도로서 사용하고, 각속도 cos(2πft)-sin(2πft)만큼 위상 회전시킬 수 있다. 구체적으로, 주파수 결정부(124)는, 각속도 cos(2πft)-sin(2πft)를 승산기(129)에 입력한다. 승산기(129)는, 주파수 결정부(124)로부터 입력된 각속도를, 신호 다중화부(128)로부터 취득한 기저대역 신호(다중화된 복소 신호)에 승산하고, 위상을 회전시킨다. 그리고, 주파수 결정부(124)는, 미리 설정된 주파수를 사용해도 된다. 승산기(129)는, 위상을 회전시킨 기저대역 신호를 송수신부(14b)에 입력한다.
이에 의하여, 도 8에 나타낸 바와 같이, 기지국(10)은, 안테나(16a)로부터, 위상(1a)의 기저대역 신호를 주파수 변환한 위상(1a)의 RF 신호를 송신한다. 기지국(10)은, 안테나(16b)로부터, 안테나(16a)에서 송신되는 RF 신호의 위상(1a)을 회전시킨, 위상(1b)의 기저대역 신호를 주파수 변환한 위상(1b)의 RF 신호를 송신한다.
이동국(20)은, 안테나(16a)로부터 송신되는 것을 수신한 위상(2a)의 수신 신호와, 안테나(16b)로부터 송신되는 것을 수신한 위상(2b)의 수신 신호가 합성된 위상(3)의 수신 신호를 얻는다. 즉, 이동국(20)이 실제로 수신한 수신 신호는, 위상(3)의 수신 신호로 된다.
이와 같이 하여, 기저대역 신호 처리부(12)는, 복수 개의 안테나(16a, 16b)를 사용하여 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우에, 복수 개의 안테나(16a, 16b)에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성할 수 있다.
또한, 기저대역 신호 처리부(12)는, 안테나(16a, 16b)마다 상이한 위상의 기저대역 신호를 생성할 수 있다.
그리고, 도 3~도 6에 나타낸 기지국(10), 기저대역 신호 처리부(12), 계층-1 처리부(12b)의 각 구성은, 하드웨어에 의해 설치해도 되고, 프로세서상의 프로그램에 의해 소프트웨어로서 설치해도 된다.
다음에, 기지국(10)을 사용한 무선 통신 방법에 대하여, 도 9를 사용하여 설명한다. 먼저, 기지국(10)은, 복수 개의 안테나(16a, 16b)를 사용하여 송신 다이버시티를 적용하여 RF 신호를 송신할지 여부를 판단한다(S101). 기지국(10)은, 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우, 복수 개의 안테나(16a, 16b)에 의해 송신되는 RF 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 폐루프 송신 다이버시티 방식을 사용하는 경우, 위상이나 진폭이 상이한 기저대역 신호를 생성한다(S102).
한편, 단계 S1O1에서, 기지국(10)은, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 복수 개의 안테나(16a, 16b)에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성한다(S103).
기지국(10)은, 단계 S102 및 S103에 후속해서, 기저대역 신호를 주파수 변환하여, RF 신호로 한다(S104). 기지국(10)은, RF 신호를 증폭한다(S105). 기지국(10)은, 복수 개의 안테나(16a, 16b)로부터 증폭된 RF 신호를 송신한다(S106).
이와 같은 기지국(10) 및 무선 통신 방법에 의하면, 높은 수신 품질을 얻기 위해 송신 다이버시티를 적용하여 RF 신호를 송신한 쪽이 양호한지 아닌지를 판단 할 수 있다. 그리고, 기지국(10)은, 송신 다이버시티를 적용하여 송신한 쪽이 양호하다고 판단한 경우에, 복수 개의 증폭기(15a, 15b)와 안테나(16a, 16b)를 사용하여, 송신 다이버시티를 적용하여 RF 신호를 송신할 수 있다. 그리고, 기지국(10)은, 송신 다이버시티의 적용에 의해, 이동국(20)에서의 수신 품질의 개선, 회선 용량의 증대, 사용자 스루풋의 증대 등을 달성할 수 있다.
한편, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 기지국(10)은, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하고, 복수 개의 증폭기(15a, 15b)에서 증폭하여, 복수 개의 안테나(16a, 16b)로부터 송신하는 것이 가능하다. 이에 의하여, 기지국(10)은, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 기지국이 1개의 안테나로부터 RF 신호를 송신하는 송신 전력으로 송신한 경우와 실질적으로 동일한 송신이 실현될 수 있다.
그 결과, 송신 다이버시티가 적용가능한 기지국(10)은, 높은 수신 품질을 얻을 수 있도록 송신 다이버시티의 적용과 부적용을 전환할 수 있어, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 경우에도, 실질적으로 커버가능한 무선 영역을 축소시키지 않고 유지하는 것이 가능하다.
즉, 기지국(10)은, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 RF 신호를 송신함으로써, 송신 다이버시티 방식을 적용가능하게 구성된 기지국(10)이라도, 1개의 안테나로부터 송신 다이버시티를 적용하지 않고 송신하는 경우와 마찬가지의 무선 환경을 만드는 것이 가능하다. 그리고, 기지국(10)은, 송신 전력을 두 개의 안테나(16a, 16b)에 접속되어 있는 두 개의 증폭기(15a, 15b)의 전력만큼 모두 사용할 수 있다. 따라 서, 무선 영역을 축소하지 않는다. 이동국(20)은, 기지국(10)을, 1개의 안테나로부터 송신 다이버시티를 적용하지 않고 송신하는 기지국으로 간주해서 수신하는 것이 가능하다.
일반적으로, 기지국(10)을 설치한 다음이 아니면, 송신 다이버시티를 적용해야할 것인가 여부를 정확하게 평가하는 것은 어렵다. 또한, 기지국의 설치 후에 주변 환경이 변화하는 경우도 있다. 따라서, 송신 다이버시티를 적용가능하게 설계된 기지국을, 송신 다이버시티를 적용한 쪽이 수신 품질이 열화되어 버리는 것과 같은 환경에 설치되어 버릴 우려가 있다. 또는, 설치한 당시에는, 송신 다이버시티를 적용하는 것에 의한 이득이 큰 채널을 송신하는 비율이 크고, 송신 다이버시티에 의해 이득을 얻을 수 있었던 기지국이라도, 나중에 추가된 채널(예컨대, HS-DSCH 등)에 의해, 송신 다이버시티의 적용이 무선 용량의 저감이나 전송 효율의 열화를 초래하는 경우가 있다. 이와 같은 경우라도, 기지국(10)에서는, 높은 수신 품질을 얻을 수 있고, 실질적으로 커버가능한 무선 영역의 축소 없이 유지가 가능하다.
또한, 기지국(10)은, 송신 다이버시티에 의한 송신을 행하지 않는 것으로 판단한 경우, 안테나(16a, 16b)마다 상이한 위상의 기저대역 신호를 생성할 수 있다. 이에 의하여, 기지국(10)은, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 주파수 변환한 RF 신호를 송신하는 것에 의한 간섭을 방지할 수 있어, 수신 품질을 높일 수 있다. 즉, 기지국(10)은, 안테나(16b)의 기저대역 신호의 위상을 안테나(16a)의 기저대역 신호로부터, 주파수를 사용하여 산출된 각속도로 회전시킴으로써, 심 볼 패턴 및 진폭이 동일한 RF 신호를 동시에 송신함으로써 발생하는 전파의 간섭 무늬를 방지할 수 있다.
또한, 기지국(10)은, 안테나(16a)와 안테나(16b)의 RF 신호에 위상차를 설정함으로써, 이동국(20)이 수신하는 신호의 수신 전력에 변동을 부여하는 것이 가능하다. 즉, 안테나(16a, 16b)의 접속 가능 범위에 존재하는 이동국(20)에서의 수신 전력의 변동을 크게 할 수 있다. 이에 의하여, 기지국(10)은, 다운링크 고속 공유 패킷 채널(HS-DSCH) 등, 적응 변조 부호화나 고속 스케줄링에 사용되는 제어 채널의 사용자 다이버시티 효과를 가질 수 있다. 따라서, 기지국(10)의 전송 효율을 증대시킬 수 있다.
예를 들면, 도 8에서, 이동국(20)이 안테나(16a)로부터의 신호를 수신한 수신 신호의 위상(2a)은, 접속 가능 범위의 경우, 이동국(20)의 장소에 의존한다. 한편, 이동국(20)이 안테나(16b)로부터의 신호를 수신한 수신 신호의 위상(2b)은, 어느 주파수 f에 의해 구해진 각속도로 회전되어 있다. 그러므로, 신호 합성에 의해 얻어지는 위상(3)의 수신 신호는, 그 신호 전력을 높일 수 있다. 즉, 수신 신호의 수신 전력을 서로 강하게 하는 합성의 효과에 의해, 이동국(20)은 수신 전력을 높일 수 있다.
한편, 안테나(16b)로부터의 신호의 수신 신호의 위상이, 예를 들면 도 8에 도시한 위상(2b)으로부터 약 180도 회전한 경우에는, 안테나(16a)로부터의 신호의 수신 신호와 안테나(16b)로부터의 신호의 수신 신호가 서로 상쇄되어, 수신 전력은 크게 감소한다. 이와 같이, 위상을 변화시킴으로써, 수신 전력을 변동시킬 수 있 다. 그 결과, 수신 전력이 높은 사용자에 공유 채널을 할당함으로써, 도 1에 나타낸 바와 같은 사용자 다이버시티 효과를, 송신 다이버시티를 적용할 수 있도록 설계된 기지국(10)에 의해 제공하는 것이 가능하게 된다.
(변경예)
본 발명은, 상기 실시예에 한정되지 않고, 각종 변경이 가능하다. 예를 들면, 상기 기저대역 신호 처리부(12)는, 폐루프 송신 다이버시티 방식을 적용하고 있지만, 개루프 송신 다이버시티 방식을 적용할 수도 있다. 개루프 송신 다이버시티 방식에는, 예를 들면 STTD(Space Time block coding based Transmit antenna Diversity) 등이 있다. STTD는, 어느 하나의 안테나의 심볼 패턴을 조작하고, 이동국(20)에서, 복수 개의 안테나로부터의 RF 신호를 최대비 합성(maximum ratio combining)한다.
기지국(10)은, STTD를 적용하는 경우에, 도 5에 나타낸 계층-1 처리부(12b)에서, 도 10에 나타낸 STTD 인코더(131)를 구비한다. 또한, 도 5에 나타낸 판단부(123)에 의한 판단 결과는, CH 코딩부(121)에 입력된다. 또한, 도 5에 나타낸 가산 처리부(126)를 대신하여, 도 6에 나타낸 가산기(126e, 126f)를 설치하는 것이 가능하다.
판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우, CH 코딩부(121)는, STTD 인코더(131)에 복소 신호를 입력한다. STTD 인코더(131)는, 도 10에 나타낸 바와 같이, 시간 0, T, 2T에 따라, 심볼 S1, S2의 순서로 정렬된 심볼 패턴 "S1, S2"를 포함하는 복소 신호를 CH 코딩부(121)로부터 취득한다. STTD 인코더(131)는, 취득한 심볼 패턴 "S1, S2"를 안테나(16a)의 기저대역 신호용으로 한다.
먼저, STTD 인코더(131)는, 취득한 심볼 패턴을, 2개의 심볼 S1, S2를 쌍으로 하여 시간적으로 반전시켜, 심볼 S1, S2의 순서로 한다. 또한, STTD 인코더(131)는, 복소 공액(complex conjugate)으로서 홀수 심볼 S1은 극성을 반전시킨다. STTD 인코더(131)는, 이와 같이 하여 얻어진 심볼 패턴 "-S2 *, S1 *"를 안테나(16b)의 기저대역 신호용으로 한다.
STTD 인코더(131)는, 안테나(16a, 16b)의 기저대역 신호용의 심볼 패턴을 각각 포함하는 복소 신호를 CH 확산 처리부(125)에 입력한다. CH 확산 처리부(125)는, 안테나(16a, 16b)의 복소 신호의 양쪽에 대해 확산 처리를 행하고, 도 5에 나타낸 가산 처리부(126)에 대신하여 설치된 도 6에 나타낸 가산기(126e, 126f)에 각각 복소 신호를 입력한다.
가산기(126e, 126f)는, 안테나(16a)의 기저대역 신호용의 심볼 패턴을 포함하는 복소 신호, 안테나(16b)의 기저대역 신호용의 심볼 패턴을 포함하는 복소 신호, CPICH 신호, 및 SSCH 신호를 각각 가산한다. 이에 의하여, 가산기(126e, 126f)는, 안테나(16a, 16b)마다 2계통의 가산 신호를 SC 확산 처리부(127)에 입력한다. 이후는, 도 5에 나타낸 계층-1 처리부(12b)가, 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우와 마찬가지의 처리가 행해진다. 이와 같이, STTD를 적용하는 경우, 기저대역 신호 처리부(12)는, 안테나(16a, 16b)마다 상이한 심볼 패턴 기저대역 신호를 생성한다.
한편, 판단부(123)가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, CH 코딩부(121)는, 복소 신호를 STTD 인코더(131)에 입력하지 않고, CH 확산 처리부(125)에 입력한다. CH 확산 처리부(125)는, 폐루프 송신 다이버시티 방식의 경우와 마찬가지로 확산 처리를 행하여, 가산기(126e)에만 복소 신호를 입력한다.
가산기(126e)는, 취득한 복소 신호, CPICH 신호, 및 SSCH 신호를 가산하고, 1계통의 가산 신호를 SC 확산 처리부(127)에 입력한다. 이후는, 도 5에 나타낸 계층-1 처리부(12b)가, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우와 마찬가지의 처리가 행해진다. 그리고, 폐루프 송신 다이버시티 방식의 경우와 마찬가지로, 이런 점들 이외에(예컨대, 에러 정정 부호화, 인터리브 등)는 STTD를 적용하지 않는 경우와 마찬가지로 행해진다. 이와 같이, STTD를 적용하지 않는 경우, 기저대역 신호 처리부(12)는, 심볼 패턴 및 진폭이 안테나(16a, 16b) 사이에서 동일한 기저대역 신호를 생성한다.
그리고, 개루프 송신 다이버시티 방식을 적용한 경우, 이동국(20)은, 이하의 식 2에 나타낸 수신 신호 R1, R2를 얻는다. 잡음, 간섭의 영향은 무시하고 있다. 또한, α1, α2는 각각 안테나(16a)와 안테나(16b)로부터 이동국(20)까지의 전송로에서의 페이징 벡터를 나타낸다.
[식 2]
R1=α1S1-α2S2 *
R2=α1S2+α2S1 *
이동국(20)은, 도 10에 나타낸 STTD 디코더(20a)를 사용하여 신호 합성을 행한다. 구체적으로, STTD 디코더(20a)는, 이하의 식 3에 의해, 심볼 S1, S2 마다 페이징 벡터 α1와 α2를 최대비 합성하고, 출력(S1) 및 출력(S2)을 얻는다. 이에 의하여, 기지국(10)은, 수신 품질의 개선, 무선 용량의 증대, 전송 효율의 증대를 실현할 수 있다.
[식 3]
출력(S1)=α1 *R1+α2R2 *=(|α1|2+|α2|2)S1
출력(S2)=α1 *R1-α1R1 *=(|α1|2+|α2|2)S2
또한, 이와 같이 3GPP의 규정(예컨대, 3GPP, TS25.211, TS25.212, TS25.213, TS25.214 등)에 따른 기지국(10)이나 송신 다이버시티뿐만 아니라, 본 발명은, 복수 개의 안테나를 사용하여 송신 다이버시티를 행하는 모든 기지국에 적용할 수 있다.
또한, 기지국(10)은, 도 5에 나타낸 주파수 결정부(124), 승산기(129) 등의 위상 회전 수단을 생략해도 된다. 또한, 주파수 결정부(124), 승산기(129) 이외의 수단에 의해, 안테나(16a)와 안테나(16b)의 기저대역 신호에 위상차를 설정해도 된 다. 또한, 기지국(10)에서는, 기저대역 신호 처리부(12)가 판단부(123)를 구비하고 있지만, 판단부(123)는 기저대역 신호 처리부(12)와 별개로 설치해도 된다.
또한, 기지국(10)은, 무선 네트워크 제어국(3O)의 제어에 따라, 송신 다이버시티의 적용 및 부적용을 전환해도 된다. 이 경우, 무선 네트워크 제어국(30)은, 도 11에 나타낸 바와 같이, 기지국(10)과의 인터페이스(31), 네트워크(40)와의 인터페이스(34), 판단부(32), 및 기지국 제어부(33)를 구비한다.
판단부(32)는, 도 5에 나타낸 판단부(123)와 마찬가지로 하여, 기지국(10)이 복수 개의 안테나(16a, 16b)를 사용하여 송신 다이버시티를 적용하여 RF 신호를 송신할지 여부를 판단한다. 판단부(32)는, 예를 들면 인터페이스(31)를 통하여 기지국(10)으로부터, 기지국(10)이 커버하는 무선 영역의 전송로의 상태나, 기지국(10)이 송신하는 채널의 종류 등을 취득한다. 판단부(32)는, 판단 결과를 기지국 제어부(33)에 입력한다.
기지국 제어부(33)는, 판단부(32)가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 복수 개의 안테나(16a, 16b)에 의해 송신되는 RF 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하도록 기지국(10)에 지시한다. 기지국 제어부(33)는, 판단부(32)로부터 판단 결과를 취득한다. 기지국 제어부(33)는, 취득한 판단 결과에 기초하여 지시를 포함하는 제어 데이터를 생성하고, 인터페이스(31)를 통하여 기지국(10)에 송신함으로써, 기지국(10)에 지시하는 것이 가능하다. 기지국 제어부(33)는, 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우, 기지국(10)에 송신 다이버시티의 적용을 지시하는 제어 데이터를 송신해도 되고, 제어 데이터를 송신하지 않아도 되다.
이 경우, 기지국(10)의 판단부(123)는, 무선 네트워크 제어국(30)으로부터의 제어 데이터에 기초하여, 송신 다이버시티의 적용 및 부적용을 판단할 수 있다. 또한, 무선 네트워크 제어국(30)이, 송신 다이버시티를 적용하는 하는 것으로 판단한 때에, 제어 데이터를 송신하지 않는 경우에는, 판단부(123)는, 송신 다이버시티의 부적용을 나타낸 제어 데이터를 수신했는지 여부에 의해, 적용 및 부적용을 판단할 수 있다. 그리고, 기지국 제어부(33)는, 호 제어에 관한 제어 데이터 등도 인터페이스(31)를 통하여 기지국(10)에 송신한다.
또한, 기지국 제어부(33)는, 판단부(32)가 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 안테나(16a, 16b)마다 상이한 위상의 기저대역 신호를 생성하도록 기지국(10)에 지시하도록 해도 된다. 이 경우, 기지국 제어부(33)는, 도 5에 나타낸 주파수 결정부(124)와 마찬가지로 하여, 복수 개의 안테나(16a, 16b)의 기저대역 신호 사이의 위상차의 설정에 사용하는 주파수를 결정하여, 기지국(10)에 지시할 수 있다. 기지국 제어부(33)는, 예를 들면 인터페이스(31)를 통하여 기지국(10)으로부터, 기저대역 신호에 포함되는 복소 신호의 채널의 종류 등과 같이 주파수 결정에 필요한 정보를 취득한다.
또한, 기지국 제어부(33)는, 기지국(10)이 주파수를 결정하기 위해 사용하는 공유 채널 임계값이나 전용 채널 임계값을 설정하고, 기지국(10)에 통지하도록 해도 된다. 기지국 제어부(33)는, 지시 또는 설정한 임계값을 포함하는 제어 데이터를 생성하고, 인터페이스(31)를 통하여 기지국(10)에 송신함으로써, 기지국(10)에 지시할 수 있다.
이와 같은 무선 네트워크 제어국(30)에 의하면, 높은 수신 품질을 얻기 위해 송신 다이버시티를 적용하여 RF 신호를 송신한 쪽이 양호한지 아닌지를 판단할 수 있다. 그리고, 무선 네트워크 제어국(30)은, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우에는, 기지국(10)에, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하도록 지시할 수 있다. 따라서, 기지국(10)은, 무선 네트워크 제어국(30)의 지시에 따라, 송신 다이버시티를 적용해서는 안 될 때에는, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하고, 복수 개의 증폭기(15a, 15b)에서 증폭한 후, 복수 개의 안테나(16a, 16b)로부터 송신하는 것이 가능하다. 그러므로, 무선 네트워크 제어국(30)에 의하면, 송신 다이버시티가 적용가능한 기지국(10)에, 높은 수신 품질을 얻을 수 있도록 송신 다이버시티의 적용 및 부적용을 전환시킬 수 있어, 송신 다이버시티를 적용하지 않는 경우에도, 실질적으로 커버가능한 무선 영역을 축소시키지 않고 유지하는 것이 가능하다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 송신 다이버시티가 적용가능한 기지국이 실질적으로 커버가능한 무선 영역을 축소시키지 않고, 이동국에서의 수신 품질을 높일 수 있다.

Claims (7)

  1. 무선 주파수 신호를 증폭하는 복수 개의 증폭기;
    상기 복수 개의 증폭기에 의해 증폭된 무선 주파수 신호를 송신하는 복수 개의 안테나;
    상기 복수 개의 안테나를 사용하여 상기 무선 주파수 신호를 송신할 때에, 송신 다이버시티를 적용할지 여부를 판단하는 판단부;
    상기 판단부가 상기 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 상기 복수 개의 안테나에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하는 기저대역 신호 처리부; 및
    상기 판단부가 상기 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우, 이동국으로부터의 업링크 피드백 신호에 기초하여, 복수의 안테나 각각으로부터 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호에 적용해야 할 가중치를 개별로 제어하는 가중부
    를 포함하는 기지국.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 기저대역 신호 처리부는, 상기 판단부가 상기 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 상기 안테나마다 상이한 위상의 상기 기저대역 신호를 생성하는, 기지국.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 기저대역 신호 처리부는, 상기 복수 개의 안테나 기저대역 신호 사이의 위상차의 설정에 사용하는 주파수를, 상기 기저대역 신호에 포함되는 복소 신호의 채널의 종류에 기초하여 결정하는, 기지국.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 기저대역 신호 처리부는, 공유 채널의 상기 복소 신호의 비율이 공유 채널 임계값 이상인 경우에는 상기 주파수를 저주파수로 결정하고, 전용 채널의 상기 복소 신호의 비율이 전용 채널 임계값 이상인 경우에는 상기 주파수를 고주파수로 결정하는, 기지국.
  5. 기지국이 복수 개의 안테나를 사용하여 무선 주파수 신호를 송신할 때에, 송신 다이버시티를 적용할지 여부를 판단하는 판단부; 및
    상기 판단부가 상기 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 상기 복수 개의 안테나에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하고, 상기 판단부가 상기 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우, 이동국으로부터의 업링크 피드백 신호에 기초하여, 복수의 안테나 각각으로부터 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호에 적용해야 할 가중치를 개별로 제어하도록 상기 기지국을 제어하는 기지국 제어부
    를 포함하는 무선 네트워크 제어국.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 기지국 제어부는, 상기 판단부가 상기 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우, 상기 안테나마다 상이한 위상의 상기 기저대역 신호를 생 성하도록 상기 기지국에 지시하는, 무선 네트워크 제어국.
  7. 복수 개의 안테나를 사용하여 무선 주파수 신호를 송신할 때에, 송신 다이버시티를 적용할지 여부를 판단하고;
    상기 송신 다이버시티를 적용하는 것으로 판단한 경우에는, 이동국으로부터의 업링크 피드백 신호에 기초하여, 복수의 안테나 각각으로부터 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호에 가중치를 적용하여 위상 및 진폭이 상이한 기저대역 신호를 생성하며;
    상기 송신 다이버시티를 적용하지 않는 것으로 판단한 경우에는, 상기 복수 개의 안테나에 의해 송신되는 무선 주파수 신호의 기초로 되는 기저대역 신호로서, 심볼 패턴 및 진폭이 동일한 기저대역 신호를 생성하며;
    상기 기저대역 신호를 주파수 변환하여 얻어진 상기 무선 주파수 신호를 증폭하고;
    상기 복수 개의 안테나가 상기 증폭된 무선 주파수 신호를 송신하는
    무선 통신 방법.
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080146163A1 (en) * 2006-12-14 2008-06-19 Motorola, Inc. Diversity control of multi-mode communication devices
US20080227414A1 (en) * 2007-03-01 2008-09-18 Yair Karmi System, method and apparatus for transmit diversity control based on variations in propagation path
WO2008115508A1 (en) * 2007-03-19 2008-09-25 Interdigital Technology Corporation Combined precoding vector switch and frequency switch transmit diversity for secondary synchronization channel in evolved utra
US8160513B2 (en) * 2008-08-01 2012-04-17 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for implementing phase rotation at baseband frequency for transmit diversity
WO2010090052A1 (ja) * 2009-02-03 2010-08-12 シャープ株式会社 無線通信システム、基地局装置、移動局装置および通信方法
US8185120B2 (en) * 2010-03-26 2012-05-22 Microsoft Corporation Cellular service with improved service availability
GB2507204B (en) * 2011-06-01 2017-10-18 Hitachi Ltd Wireless transmitter, wireless receiver, wireless communications system, elevator control system, and transformer equipment control system
EP2683102B1 (en) * 2012-07-03 2014-10-08 Alcatel Lucent Device and Method for transmitting samples of a digital baseband signal

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5815341A (ja) 1981-07-22 1983-01-28 Nec Corp 送信ダイバーシティ信号の送信方法および装置
JPH08195703A (ja) * 1995-01-17 1996-07-30 Toshiba Corp 無線通信装置
JPH10107685A (ja) * 1996-10-01 1998-04-24 Uniden Corp スペクトル拡散通信方式を用いた送信機、受信機、通信システム及び通信方法

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6473832A (en) * 1987-09-14 1989-03-20 Fujitsu Ltd Transmission space diversity system
US5305353A (en) * 1992-05-29 1994-04-19 At&T Bell Laboratories Method and apparatus for providing time diversity
JP2802254B2 (ja) * 1996-01-10 1998-09-24 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 Ｏｆｄｍシステムとｏｆｄｍ装置
JP2000059278A (ja) * 1998-08-03 2000-02-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線通信装置
JP2002026789A (ja) * 1998-09-11 2002-01-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 通信装置および指向性送信方法
JP3709316B2 (ja) * 1999-05-28 2005-10-26 松下電器産業株式会社 通信装置及び通信方法
JP2002064414A (ja) * 2000-08-14 2002-02-28 Sony Corp 通信システム及び通信方法、並びに通信端末
KR100401201B1 (ko) * 2000-10-06 2003-10-10 삼성전자주식회사 협대역 시분할 듀플렉싱 부호분할다중접속이동통신시스템에서 1차공통제어 물리채널의 전송다이버시티 사용 여부 결정장치 및 방법
DE50203886D1 (de) * 2001-03-28 2005-09-15 Siemens Ag Verfahren zum betreiben eines digitalen mobilfunknetzes mit raum-zeit-block-codes
DE10123611A1 (de) * 2001-05-15 2002-11-21 Siemens Ag Verfahren zum Betreiben eines zellularen Funk-Kommunikationsystems und Stationen dafür
ATE356474T1 (de) * 2001-06-27 2007-03-15 Koninkl Philips Electronics Nv Frequenzverschiebungdiversitätsempfänger
JP3786879B2 (ja) * 2002-01-24 2006-06-14 松下電器産業株式会社 出力回路
EP1489772B1 (en) * 2002-03-22 2014-09-10 Huawei Technologies Co., Ltd. A self - adapting weighted space time transmitting diversity method and system thereof
US6873831B2 (en) 2002-04-01 2005-03-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for transmit power modulation in a wireless communications system
DE60202438T2 (de) * 2002-04-19 2005-06-09 Alcatel Verfahren zur Übertragung eines Signals zwischen einem Endgerät und einer Netzwerkeinheit
US7372911B1 (en) * 2002-06-28 2008-05-13 Arraycomm, Llc Beam forming and transmit diversity in a multiple array radio communications system
CN100426703C (zh) * 2002-12-31 2008-10-15 中兴通讯股份有限公司 一种用于tdd移动通信系统的分集装置
CN1765135B (zh) * 2003-01-23 2010-12-29 高通股份有限公司 在多址无线通信系统中提供发射分集的方法和装置
US7324617B1 (en) * 2003-03-24 2008-01-29 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for detecting downlink transmit diversity at a mobile device
KR100575930B1 (ko) * 2003-05-16 2006-05-02 삼성전자주식회사 송신다이버시티를 사용하는 이동통신 시스템에 있어송신다이버시티의 방식 전환 장치 및 방법

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5815341A (ja) 1981-07-22 1983-01-28 Nec Corp 送信ダイバーシティ信号の送信方法および装置
JPH08195703A (ja) * 1995-01-17 1996-07-30 Toshiba Corp 無線通信装置
JPH10107685A (ja) * 1996-10-01 1998-04-24 Uniden Corp スペクトル拡散通信方式を用いた送信機、受信機、通信システム及び通信方法
US5859875A (en) 1996-10-01 1999-01-12 Uniden Corporation Transmitter, receiver, communication system, and communication method employing spread spectrum communication technique

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