KR100819987B1 - 무선 통신 방법 및 수신 장치 - Google Patents

무선 통신 방법 및 수신 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR100819987B1
KR100819987B1 KR1020060020297A KR20060020297A KR100819987B1 KR 100819987 B1 KR100819987 B1 KR 100819987B1 KR 1020060020297 A KR1020060020297 A KR 1020060020297A KR 20060020297 A KR20060020297 A KR 20060020297A KR 100819987 B1 KR100819987 B1 KR 100819987B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
retransmission
antennas
channel
mimo
Prior art date
Application number
KR1020060020297A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20070044338A (ko
Inventor
히로유끼 세끼
Original Assignee
후지쯔 가부시끼가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 후지쯔 가부시끼가이샤 filed Critical 후지쯔 가부시끼가이샤
Publication of KR20070044338A publication Critical patent/KR20070044338A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100819987B1 publication Critical patent/KR100819987B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0067—Rate matching
    • H04L1/0068—Rate matching by puncturing
    • H04L1/0069—Puncturing patterns
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/18—Automatic repetition systems, e.g. Van Duuren systems
    • H04L1/1812—Hybrid protocols; Hybrid automatic repeat request [HARQ]
    • H04L1/1819—Hybrid protocols; Hybrid automatic repeat request [HARQ] with retransmission of additional or different redundancy
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/04—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using frequency diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/08—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by repeating transmission, e.g. Verdan system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/18—Automatic repetition systems, e.g. Van Duuren systems
    • H04L1/1829—Arrangements specially adapted for the receiver end
    • H04L1/1835—Buffer management
    • H04L1/1845—Combining techniques, e.g. code combining
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H04L25/0244—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods with inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0006—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission format
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0015—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy
    • H04L1/0017—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy where the mode-switching is based on Quality of Service requirement
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0091—Signaling for the administration of the divided path
    • H04L5/0096—Indication of changes in allocation

Abstract

MIMO 전송에서, 송신 안테나 사이 및 수신 안테나 사이의 상관이 높은 경우에도, MIMO 신호 분리 처리를 효과적으로 행하고, 또한, 재송 합성에서도 충분한 특성 개선을 얻을 수 있도록 한다. 각 수신 안테나(21-i)(i=1, 2)에 의해 수신되는 수신 신호로부터 송신 안테나 및 수신 안테나(21-i) 사이의 채널 추정값 hij(j=1, 2)를 구하는 채널 추정 수단(23)과, 수신 신호 yi와 채널 추정 수단(23)에 의해 얻어진 채널 추정값 hij를 유지하는 메모리(24)와, 송신 장치로부터 재송된 재송 신호 및 해당 재송 신호에 대하여 채널 추정 수단(23)에 의해 얻어진 채널 추정값과, 메모리(24)에 유지된 수신 신호 yi 및 채널 추정값 hij에 기초하여, 송신 장치가 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 신호 재생 분리 수단(25)을 구비하도록 구성된다.
Figure R1020060020297
MIMO 송신기, 송신 버퍼, 부호화부, 변조부, 무선 송신부, 송신 안테나, 재송 제어부, 안테나 절환 스위치, 맵핑부, 역 고속 푸리에 변환부, 카피부

Description

무선 통신 방법 및 수신 장치{RADIO COMMUNICATION METHOD AND RECEIVER APPARATUS}
도 1은 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 2는 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 3은 제1 실시 형태의 MIMO 통신 시스템의 수신 특성을 종래 기술과 비교하여 설명하기 위한 시뮬레이션 결과의 일례를 도시하는 도면.
도 4는 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 5는 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 6은 도 5에 도시하는 MIMO 수신기의 변형예를 도시하는 블록도.
도 7은 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 8은 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 9는 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 10은 본 발명의 제5 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 11은 본 발명의 제5 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 12는 본 발명의 제6 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 13은 본 발명의 제6 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 14는 제6 실시 형태에 따른 신호의 프레임 구성예를 나타내는 도면.
도 15는 종래의 MIMO 통신 시스템을 설명하기 위한 블록도.
도 16은 종래의 MIMO 통신 시스템에서의 MIMO 송신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 17은 종래의 MIMO 통신 시스템에서의 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도.
<도면의 주요 부분에 대한 간단한 설명>
1: MIMO 송신기(송신 장치)
11-1, 11-2: 송신 버퍼
12-1, 12-2, 12'-1, 12'-2: 부호화부
13-1, 13-2: 변조부
14-1, 14-2: 무선 송신부(Tx)
14-1-1, 14-1-2, 14-1-3, 14-1-4, 14-2-1, 14-2-2, 14-2-3, 14-2-4: 무선 송신부(Tx)
15-1, 15-2, 15-3, 15-4: 송신 안테나
16: 재송 제어부
17: 안테나 절환 스위치(SW)
18-1, 18-2, 18a-1, 18a-2: 스위치(SW)
18b-1, 18b-2: 맵핑부
19a-1, 19a-2: 역 고속 푸리에 변환(IFFT)부
19-1, 19-2: 카피부
2: MIMO 수신기(수신 장치)
21-1, 21-2: 수신 안테나
22-1, 22-2: 무선 수신부(Rx)
22-1-1, 22-1-2, 22-1-3, 22-1-4, 22-2-1, 22-2-2, 22-2-3, 22-2-4: 무선 수신부(Rx)
23: 채널 추정부
23a, 23b: 상관값 검출부
24: 수신 버퍼(제1 메모리)
25: MIMO 신호 분리·복조부(제1/ 제2 신호 재생 분리 수단)
26-1, 26-2: 복호부
27-1, 27-2: 오류 검출부
28: OR(논리합) 연산부
29-1, 29-2: 수신 버퍼(제2 메모리)
30-1, 30-2: 합성부
31, 31a: 재송 횟수 검출부
32-1, 32-2, 32a-1, 32a-2: 셀렉터(SEL)
33: 주파수 선택부
34: 오류율 검출부
35-1, 35-2: 고속 푸리에 변환(FFT)부
36-1, 36-2: 디맵핑부
[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 공보 제2004-112098호
[특허 문헌 2] 일본 특허 공개 공보 제2004-166038호
[특허 문헌 3] 일본 특허 공개 공보 제2004-304760호
[비특허 문헌 1] 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Physical channels and mapping of transport channels onto physical channels (FDD)(Release 5)(3GPP TS 25.211 V5.6.0 (2004-09))
[비특허 문헌 2] 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Multiplexing and channel coding (FDD)(Release 5)(3GPP TS 25.212 V5.9.0 (2004-06))
본 발명은, 무선 통신 방법 및 무선 통신 시스템 및 수신 장치 및 송신 장치에 관한 것으로, 특히, 복수의 송수신 안테나를 이용하여 신호 전송을 행하는 다입력 다출력의 무선 통신 기술에 이용하기에 적합한 기술에 관한 것이다.
최근, 주파수 대역을 유효 이용하여 대용량(고속)의 데이터 통신을 가능하게 하는 기술로서, MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)가 주목받고 있다. MIMO는, 송수신 쌍방에서 복수 안테나를 이용하여, 즉, 복수 안테나를 갖는 송신기 및 복수 안테나를 갖는 수신기를 이용하여, 송신기의 복수 안테나로부터 독립된 데이터 스트림을 송신하고, 수신기의 각 수신 안테나에 의해 수신되는 신호로부터, 전파로 상에서 혼합된 복수의 송신 신호(데이터 스트림)를, 전파로(채널) 추정값을 이용하여 개개로 분리함으로써, 주파수 대역의 확대를 필요로 하지 않고 전송 레이트를 향상시키는 기술이다.
예를 들면, 도 15에서, 송수신의 안테나가 각각 2개씩인 MIMO 통신 시스템의 구성을 나타낸다. 이 도 15에서, xj(j=1, 2)는 송신 안테나 Txj마다의 송신 신호, yi(i=1, 2)는 수신 안테나 Rxi마다의 수신 신호, hij는 송신 안테나 Txj와 수신 안테나 Rxi 사이의 채널을 나타내고 있다.
즉, 이 경우, 한쪽의 송신 안테나 Tx1로부터 송신된 송신 신호 x1은, 채널 h11 및 h21를 경유하여 각 수신 안테나 Rx1 및 Rx2에 의해 수신되고, 다른 쪽의 송신 안테나 Tx2로부터 송신된 송신 신호 x2는, 채널 h12 및 h22를 경유하여 각 수신 안테나 Rx1 및 Rx2에 의해 수신된다. 따라서, 송신 신호 벡터 X(x1, x2)와 수신 신호 벡터 Y(y1, y2) 사이에는, 다음의 식 (1)에 의해 나타나는 관계가 성립한다.
Figure 112006015423353-pat00001
(1)
이 수학식 1에서, h11, h12, h21 및 h22로 구성되는 행렬 H를 채널 행렬이라고 부른다. 또한, 잡음 성분의 영향은 여기서는 포함시키지 않는다.
수신측에서의 MIMO 신호 분리 방식에는, 채널 상관 행렬의 역행렬을 이용하는 방법이나, MLD(Maximum Likelihood Detection) 알고리즘을 이용하는 방법 등의 몇 개의 방법이 있지만, 여기서는, 채널 상관 행렬의 역행렬을 이용하는 방법에 대하여 설명한다. 이제, 채널 상관 행렬 R 및 상관 벡터 Z를 다음 식 (2), (3)으로 정의한다.
Figure 112006015423353-pat00002
(2)
Figure 112006015423353-pat00003
(3)
이들 (2), (3) 식에서, H*은, 채널 행렬 H의 복소 공액 전치를 의미한다. 상기의 (1)∼(3) 식으로부터, 이하의 식 (4), (5)가 성립된다.
Figure 112006015423353-pat00004
(4)
Figure 112006015423353-pat00005
(5)
이와 같이, 채널 상관 행렬 R의 역행렬 R-1을 상관 벡터 Z에 승산함으로써, 송신 신호 벡터 X를 재생할 수 있다.
다음으로, 종래의 MIMO 통신 시스템의 구성에 대하여, 도 16 및 도 17을 이용하여 설명한다. 단, 이하에서는, 송신 안테나와 수신 안테나가 각각 2개씩 있는 경우를 예로 들어 설명한다.
도 16은 종래의 MIMO 송신기의 구성을 도시하는 블록도이며, 도 17은 종래의 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도이다. 도 16에 도시하는 MIMO 송신기(100)는, 예를 들면, 2개의 송신 안테나(105-1, 105-2)와, 이들 송신 안테나(105-1, 105-2)마다 각각 설치된, 송신 버퍼(101-1, 101-2), 부호화부(102-1, 102-2), 변조부(103-1, 103-2) 및 무선 송신부(Tx)(104-1, 104-2)와, 재송 제어부(106)를 구비하여 구성되고, 도 17에 도시하는 MIMO 수신기(200)는, 예를 들면, 2개의 수신 안테나(201-1, 201-2)와, 이들 수신 안테나(201-1, 201-2)에 대응하여 각각 설치된, 무선 수신부(Rx)(202-1, 202-2), 수신 버퍼(204-1, 204-2), 합성부(205-1, 205-2), 복호부(206-1, 206-2) 및 오류 검출부(207-1, 207-2)와, MIMO 신호 분리·복조부(203)와, OR(논리합) 연산부(208)와, 채널 추정부(209)를 구비하여 구성되어 있다.
여기서, 도 16에 도시하는 MIMO 송신기(100)에서, 송신 버퍼(101-i)(i=1, 2)는, 재송 제어에 대비하여, 송신 데이터(데이터 스트림 #i)를 일시적으로 유지하기 위한 것이며, 부호화부(102-i)는, 송신 버퍼(101-i)로부터의 송신 데이터에 대하여 터보 부호화 등의 소요의 오류 정정 부호화를 실시하는 것이며, 변조부(103-i)는, 부호화부(102-i)로부터의 비트 계열을 예를 들면 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)나 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 등의 신호점을 갖는 심볼에 맵핑하여 변조하는 것이다. 또한, 이 변조부(103-i)에서는, 데이터 심볼 이외에, 채널 추정에 사용하는 파일럿 심볼이나, 제어 정보를 전송하는 제어 심볼 등의 다중 처리도 행한다.
무선 송신부(104-i)는, 변조부(103-i)로부터의 변조 신호(베이스 밴드 신호)를 무선(RF) 신호로 변환(업컨버트)하는 것이며, 해당 RF 신호는 송신 안테나(105-i)로부터 방사된다.
재송 제어부(106)는, MIMO 수신기(200)로부터의 ACK/NACK 신호에 기초하여, 소정의 타이밍에, 송신 버퍼(101-i)로부터 재송 데이터를 출력하도록 제어하는 것이다.
한편, 도 17에 도시하는 MIMO 수신기(200)에서, 수신 안테나(201-i)는, MIMO 송신기(100)로부터 송신된 RF 신호를 수신하는 것이며, 무선 수신부(202-i)는, 수 신 안테나(201-i)에 의해 수신된 RF 신호를 베이스 밴드 신호로 변환(다운컨버트)하는 것이며, 채널 추정부(209)는, 수신 신호에 다중되어 있는 파일럿 심볼을 이용하여 송신 안테나(15-i) 및 수신 안테나(21-i) 사이의 채널 추정값(채널 행렬)을 계산하는 것이다.
MIMO 신호 분리·복조부(203)는, 채널 추정부(209)에 의해 구해진 채널 추정값(채널 행렬)에 기초하여, 전술한 바와 같이, 채널 상관 행렬의 역행렬을 이용하는 방법이나, MLD 알고리즘을 이용하는 방법 등에 의해서, 송신 안테나(105-i)마다 다중된 데이터 스트림 #i의 분리를 행하여, 복조 데이터를 생성하는 것이다.
수신 버퍼(204-i)는, 상기 복조 데이터를 일시적으로 유지하는 것이며, 합성부(205-i)는, 이전(전회)의 복조 데이터와 재송 시의 복조 데이터를 합성(재송 합성)하는 것이며, 복호부(206-i)는, 이와 같이 재송 합성된 복조 데이터에 대하여 터보 복호 등의 오류 정정 복호를 실시하는 것이다.
오류 검출부(207-i)는, 상기 오류 정정 복호의 결과로부터 오류를 검출하는 것이며, 이 오류 검출부(207-i)에서 오류가 검출되지 않은 복조 데이터는, 데이터 스트림 #i로서 정확하게 재생된 것으로 된다.
OR 연산부(208)는, 각 오류 검출부(207-i)에서의 오류 검출 결과에 대하여 OR 연산을 실시하여, 어느 하나의 데이터 스트림 #i에서 오류가 검출되면 NACK 신호를, 양쪽의 스트림 #i에서 오류가 검출되지 않으면 ACK 신호를 출력하는 것이며, 이들 ACK/NACK 신호는, 도시하지 않은 무선 송신부에 의해서 MIMO 송신기(100)측에 송신된다.
전술한 바와 같이 구성된 종래의 MIMO 통신 시스템에서는, MIMO 송신기(100)에서, 송신 데이터 스트림 #i가, 재송 제어에 대비하여 송신 버퍼(101-i)에 일시적으로 유지된 후, 부호화부(102-i)에서 오류 정정 부호화되고, 변조부(103-i)에서 QPSK나 16QAM 등 소요의 변조 처리에 의해서 변조된다. 이때, 변조부(103-i)에서는, 파일럿 심볼이나 제어 심볼 등의 다중 처리도 행한다.
그리고, 변조부(103-i)에 의해서 얻어진 변조 신호는, 무선 송신부(104-i)에서 RF 신호로 업컨버트되어 송신 안테나(105-i)로부터 MIMO 수신기(200)를 향하여 송신된다.
한편, MIMO 수신기(200)에서는, 각 수신 안테나(201-i)에서 상기 RF 신호가 각각 수신되고, 무선 수신부(202-i)에서 해당 수신 RF 신호가 베이스 밴드 신호로 다운컨버트되어 MIMO 신호 분리·복조부(203)에 입력된다. MIMO 신호 분리·복조부(203)에서는, 해당 수신 신호에 기초하여, 상기 파일럿 심볼을 이용한 채널 추정을 행하고, 채널 상관 행렬의 역행렬을 이용하는 방법이나, MLD 알고리즘을 이용하는 방법에 의해서, 송신 안테나(105-i)마다 다중된 데이터 스트림 #i의 분리를 행하여, 복조 데이터를 생성한다.
해당 복조 데이터는 수신 버퍼(204-i)에 재송 합성을 위해 일단 유지되고, 합성부(205-i)에서 재송 시의 복조 데이터와 합성된다(이러한 합성을「재송 합성」이라고 부른다). 재송 합성된 복조 데이터는, 복호부(206-i)에서 오류 정정 복호된다. 여기서, 오류 검출부(207-i)에서 오류가 검출되지 않은 데이터는, 데이터 스트림 #i로서 재생된 것으로 된다. 오류 검출 결과는, OR 연산부(208)에서, 2개 의 스트림에 대하여 OR 연산되어, 어느 하나의 데이터 스트림 #i에서 오류가 검출되면 NACK 신호, 양쪽의 데이터 스트림 #i에서 오류가 검출되지 않으면 ACK 신호가 생성되어, MIMO 송신기(100)에 송신된다.
MIMO 송신기(100)에서는, 해당 ACK/NACK 신호를 도시하지 않은 무선 수신부에서 복조하여, 재송 제어부(106)에 통지한다. 재송 제어부(106)는, 해당 ACK/NACK 신호에 기초하여, 소정의 타이밍에, 송신 버퍼(101-i)로부터 재송 데이터를 출력하도록 제어한다.
이와 같이, 종래예에서는, MIMO 신호 분리·복조부(203)에 의한 MIMO 신호 분리 후의 수신 버퍼(204-i)의 복조 데이터를 이용하여 재송 합성이 행해진다.
또한, MIMO에 관한 종래 기술로서, 상기 특허 문헌 1∼3에 의해 제안되어 있는 기술이 있다.
(1) 특허 문헌 1의 기술은, 무선 신호의 전파로 환경의 시간적 변화가 완만한 경우에도, 데이터 재송 시의 다이버시티 게인을 증대시키는 것을 목적으로 하고, 이를 위해, 복수의 데이터 스트림을 복수의 송신 계통을 이용하여 동시에 무선 송신하는 경우에, 데이터 스트림의 재송시에는, 송신 신호에 승산한 웨이트를 전회 송신 시의 웨이트와는 서로 다른 값으로 변경하거나, 혹은, 송신 신호의 송신 타이밍을 전회 송신 시의 타이밍과는 서로 다른 타이밍으로 변경함으로써, 데이터 스트림이 송신 후에 경유하는 전파로 환경을 작위적으로 전회 송신 시와 다르게 하도록 하고 있다. 이에 의해, 재송 시의 페이징 상관을 작게 하는 것이 가능해진다.
또한, 그 특허 문헌 1의 도 2에 도시된 바와 같이, 수신측에서는, MIMO 신호 분리 후에(MIMO 수신부(153)의 출력에 대하여), HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request) 등의 재송 제어에 기초하는 재송 합성 처리(버퍼(154-1, 154-2)에 유지된 전회 송신 시의 수신 신호와 재송에 의한 수신 신호의 합성)가 행해진다. 또한, HARQ는, ARQ와 오류 정정 부호(FEC: Forward Error Correction)를 조합함으로써 재송 시에 오류 정정 능력을 향상시켜, 재송 횟수를 저감시키는 기술이며, 대별하여 2개의 타입이 있다.
하나는, 이전의 송신 시의 수신 신호와 재송 시의 수신 신호를 합성하여 복호할 데이터의 생성을 행하는 타입의 것이고, 또 하나는, 재송 시에 부호화후의 데이터의 펑쳐링 패턴을 변경하여 지금까지 송신되지 않은 비트를 송신하고, 합성을 적용함으로써 등가적인 부호화율을 낮게 하여, 오류 정정 능력(부호화 이득)을 향상시키는 타입의 것이다. 후자의 기술은, IR(Incremental Redundancy)라고 불리고, 3GPP(등록상표)에서 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)의 사양으로서 표준화되어 있는 기술이다(예를 들면, 상기의 비특허 문헌 2 참조).
(2) 특허 문헌 2의 기술은, 복수의 안테나로부터 각각 상이한 데이터를 전송하는 경우에, 주파수 이용 효율을 유지하면서 수신 데이터의 오류율 특성을 향상시키는 것을 목적으로 하고, 이를 위해, 복수의 송신 계통마다 확산부를 설치함으로써, 송신 계통마다 확산 방법(확산율이나 사용 확산 부호 수, 1 유저당의 할당 확산 부호 수 등)을 바꿀 수 있도록 하고 있다. 이에 의해, 예를 들면, 회선 품질(전파로 환경)이 나쁜 송신 계통의 확산율을 크게 함으로써, 회선 품질을 향상시키는 것이 가능해진다.
(3) 특허 문헌 3의 기술은, 채널 사이의 상대적인 관계를 고려하여 변조 방법 등의 송신 파라미터를 제어하여, 수신 품질을 향상시키는 것을 목적으로 하고, 이를 위해, 송수신 쌍방에 복수 안테나를 이용하여 무선 통신을 행하는 시스템에서, 시스템 전체의 수신 전계 강도 및 실효 수신 전계 강도에 기초하여 상기 송신 파라미터를 제어하도록 되어 있다.
또한, 복수 안테나를 이용하는 통신 기술로서, 그 외에, STTD(Space Time Transmit Diversity)라고 불리는 기술도 있다. 이 STTD는, 송신에 2 안테나를 이용하는 기술이며, 예를 들면 상기의 비특허 문헌 1에 설명이 있다.
MIMO 전송에서는, 복수의 안테나 사이의 전파로(채널)는, 상호 상관이 낮은 것을 전제로 하고 있다. 그러나, 안테나 사이의 상관은, 안테나 배치만으로는 결정되지 않고, 전파 환경에 의존하여 크게 변화한다. 예를 들면, 가시 내 전파 환경에서는, 안테나 사이의 상관이 높게 되기 때문에, 종래의 MIMO 신호 분리 방법으로는, 신호 분리를 잘 할 수 없어, 복조 데이터에 오류가 발생한다.
예를 들면 도 15에서, 수신 안테나 Rxi 사이의 상관이 높은 경우에는, 상기 (1) 식에서, h11과 h21 및 h12와 h22의 상관이 높아진다. 이에 대하여, 송신 안테나 Txj 사이의 상관이 높은 경우에는, h11과 h12 및 h21과 h22의 상관이 높아진다. 이러한 경우에는, 상기 (5) 식에 의해, 송신 신호 벡터를 재생해도, 데이터 스트림 사이의 간섭의 영향에 의해, 복조 특성이 크게 열화된다.
복조 신호에 오류가 발생한 경우에는, 전술한 HARQ 등의 재송 제어에 의해서 신호의 재송, 합성이 행해지지만, 전파로 환경은, 갑자기 변화하지는 않기 때문에, 재송 시에도 안테나 사이의 상관은 높은 상태인 채로일 가능성이 높고, 이러한 환경에서 종래의 재송 합성 처리를 적용해도 전송 오류율은 개선되지 않는다.
즉, 종래의 MIMO 전송을 이용한 재송 합성에서는, 시각 t1에 송신된 신호를 상기 (5) 식에 의해 구한 송신 신호 벡터 X(t1)와, 시각 t2에 재송된 신호를 상기 (5) 식에 의해 구한 송신 신호 벡터 X(t2)를, 다음 식 (6)에 나타낸 바와 같이 합성(가산) 처리한다.
Figure 112006015423353-pat00006
(6)
통상적으로, 이동 통신에서의 페이징의 영향에 의해, 시각 t1과 시각 t2의 페이징 상관은 작아져, 재송 합성에 의한 다이버시티 이득을 기대할 수 있지만, 안테나 사이의 상관이 높은 경우에는, 재송 합성을 행하더라도, X(t1) 및 X(t2)를 복조(MIMO 신호 분리)할 때에 발생하는 데이터 스트림 사이의 간섭의 영향이 남기 때문에, 재송 합성 후의 복조 특성은 개선되기 어려운 것이다.
상기 특허 문헌 1의 기술에서는, 전술한 바와 같이, 재송 시에 송신 안테나의 웨이트를 변경함으로써, 재송 시의 페이징 상관이 작아지도록 제어하는 방법이 제안되어 있지만, 이 방법으로는, 최적의 웨이트를 제어하는 방법이 어려운 이상, 가시 내 전파 환경 등, 안테나 사이의 상관이 높은 조건에서는, 안테나 사이의 상관을 낮게 하는 충분한 효과는 얻어지지 않는다. 또한, 특허 문헌 1의 기술에서는, MIMO 신호 분리 후에 재송 합성 처리가 행해지기 때문에, 안테나 상관이 높은 경우에는, MIMO 신호 분리에서 데이터 스트림 사이의 간섭이 잔류하게 된다. 또한, 특허 문헌 2, 3에서는, 재송 제어에 기초하는 재송 합성 처리의 내용에 대해서는 언급하고 있지 않다.
본 발명은, 전술한 바와 같은 과제를 감안하여 창안된 것으로, 송수신 쌍방에서 복수 안테나를 이용하여 신호 전송을 행하는 MIMO 전송에서, 송신 안테나 사이 및 수신 안테나 사이의 상관이 높은 경우에도, MIMO 신호 분리 처리를 유효하게 기능시키고, 또한, 재송 합성에서도 충분한 특성 개선을 얻을 수 있도록 하는 것을 목적으로 한다.
상기의 목적을 달성하기 위해, 본 발명에서는, 이하의 무선 통신 방법 및 무선 통신 시스템 및 수신 장치 및 송신 장치를 이용하는 것을 특징으로 한다. 즉,
(1) 본 발명의 무선 통신 방법은, 복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 방법으로서, 그 송신 장치는, 상기 복수의 송신 안테나로부터 각각 신호를 송신하고, 그 수신 장치는, 그 송신 장치로부터 송신된 신호를 상기 각 수신 안테나에 의해 수신하고, 그 수신 신호로부터 상기 송신 안테나 및 수신 안테나 사이의 채널 추정값을 구하여, 해당 채널 추정값과 그 수신 신호를 유지해 놓고, 그 송신 장치로부 터의 상기 수신 신호에 대한 재송 신호 및 해당 재송 신호에 대하여 얻어지는 채널 추정값과, 상기 유지한 수신 신호 및 채널 추정값에 기초하여, 그 송신 장치가 상기 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 것을 특징으로 한다.
(2) 또한, 본 발명의 무선 통신 방법은, 복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 방법으로서, 그 송신 장치는, 상기 송신 안테나마다, 주파수가 서로 떨어진 복수 캐리어 또는 적어도 시간적으로 서로 떨어진 복수 심볼을 이용하여 1개의 신호를 송신하고, 그 수신 장치는, 그 송신 장치로부터 송신된 신호를 상기 각 수신 안테나에 의해 수신하고, 그 수신 신호로부터 상기 복수 캐리어 또는 복수 심볼마다의 채널 추정값을 구하고, 상기 수신 신호와 상기 복수 캐리어 또는 복수 심볼마다의 채널 추정값에 기초하여, 그 송신 장치가 상기 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 것을 특징으로 한다.
(3) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 시스템에 이용되는 상기 수신 장치로서, 그 송신 장치로부터 상기 각 수신 안테나에 의해 수신되는 수신 신호로부터 상기 송신 안테나 및 수신 안테나 사이의 채널 추정값을 구하는 채널 추정 수단과, 그 수신 신호와 그 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값을 유지하는 제1 메모리와, 그 송신 장치로부터 상기 수신 신호에 대하여 재송된 재송 신호 및 해당 재송 신호에 대하여 그 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값과, 그 제1 메모리에 유지된 상기 수신 신호 및 상기 채널 추정 값에 기초하여, 그 송신 장치가 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 제1 신호 재생 분리 수단을 구비하여 구성된 것을 특징으로 한다.
(4) 여기서, 상기 수신 장치는, 상기 수신 신호에 관한 소정의 조건을 검출하는 조건 검출 수단과, 그 조건 검출 수단에 의해 상기 소정의 조건이 검출된 경우에, 상기 각 수신 안테나에 의해 수신한 수신 신호 및 해당 수신 신호에 대하여 그 채널 추정 수단에 의해 구해진 채널 추정값에 기초하여, 그 송신 장치가 송신한 신호를 재생, 분리하는 제2 신호 재생 분리 수단과, 그 제2 신호 재생 분리 수단에 의해 얻어진 신호를 유지하는 제2 메모리와, 그 송신 장치로부터 상기 수신 신호에 대하여 재송된 재송 신호에 대하여 그 제2 신호 재생 수단에 의해 얻어진 신호와 그 제2 메모리에 유지된 신호를 합성하는 재송 합성 수단을 추가로 구비하고 있더라도 된다.
(5) 또한, 그 조건 검출 수단은, 상기 소정의 조건으로서, 상기 수신 신호의 재송 횟수가 소정 횟수를 초과한 것을 검출하는 재송 횟수 검출부로서 구성되더라도 된다.
(6) 또한, 그 조건 검출 수단은, 상기 소정의 조건으로서, 그 채널 추정 수단에 의해 구해진 상기 채널 추정값의 상관이 소정의 임계값 미만인 것을 검출하는 상관값 검출부로서 구성되더라도 된다.
(7) 또한, 상기 수신 장치는, 그 조건 검출 수단에 의해 상기 소정의 조건이 검출되면, 그 송신 장치에 펑쳐링 패턴을 변경하여 상기 재송 신호의 송신을 행하도록 요구하는 펑쳐링 패턴 변경 요구 수단을 추가로 구비하고 있더라도 된다.
(8) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 시스템으로서, 그 송신 장치가, 상기 송신 안테나마다, 주파수가 서로 떨어진 복수 캐리어 또는 적어도 시간적으로 서로 떨어진 복수 심볼을 이용하여 1개의 신호를 송신하는 송신 수단을 구비하고, 그 수신 장치가, 그 송신 장치로부터 송신된 신호를 상기 각 수신 안테나에 의해 수신하고, 그 수신 신호로부터 상기 복수 캐리어 또는 복수 심볼마다의 채널 추정값을 구하는 채널 추정 수단과, 상기 수신 신호와 그 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값에 기초하여, 그 송신 장치가 상기 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 신호 재생 분리 수단을 구비하여 구성된 것을 특징으로 한다.
(9) 또한, 본 발명의 송신 장치는, 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 송신 장치로서, 복수의 송신 안테나와, 해당 송신 안테나마다, 주파수가 서로 떨어진 복수 캐리어 또는 적어도 시간적으로 서로 떨어진 복수 심볼을 이용하여 1개의 신호를 송신하는 송신 수단을 구비하는 것을 특징으로 한다.
(10) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 수신 장치로서, 복수의 수신 안테나와, 해당 송신 안테나마다 주파수가 서로 떨어진 복수 캐리어 또는 적어도 시간적으로 서로 떨어진 복수 심볼을 이용하여 1개의 신호를 송신하는 그 송신 장치로부터 송신된 신호를 상기 각 수신 안테나에 의해 수신하고, 그 수신 신호로부터 상기 복수 캐리어 또는 복수 심볼마다의 채널 추정값을 구하는 채널 추정 수단과, 상기 수신 신호와 그 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값에 기초하여, 그 송신 장치가 상기 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 신호 재생 분리 수단을 구비하여 구성된 것을 특징으로 한다.
이하에서 설명하는 실시 형태에서는, 안테나 사이의 상관이 높은 경우에는, 상기 (6) 식과 같이 재송 합성을 MIMO 신호 분리 후에 행하는 것은 아니고, MIMO 신호 분리 전에 행하는 방법을 제안한다. 또한, 재송 제어를 행하지 않는 경우에도, 주파수 방향에서 서로 떨어진 상관이 낮은 복수의 캐리어나, 시간 방향에서 서로 떨어진 상관이 낮은 복수의 심볼을 이용함으로써 마찬가지의 효과를 얻는 방법에 대해서도 제안한다.
(실시예)
[A] 제1 실시 형태의 설명
도 1 및 도 2는 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도이고, 도 1에 도시하는 MIMO 송신기(송신 장치)(1)는, 도 16에 의해 전술한 종래의 MIMO 송신기(100)와 마찬가지의 것이고, 예를 들면, 2개의 송신 안테나(15-1, 15-2)와, 이들 송신 안테나(15-1, 15-2)마다 설치된, 송신 버퍼(11-1, 11-2), 부호화부(12-1, 12-2), 변조부(13-1, 13-2) 및 무선 송신부(Tx)(14-1, 14-2)와, 재송 제어부(16)를 구비하여 구성되고, 도 2에 도시하는 MIMO 수신기(수신 장치)(2)는, 예를 들면, 2개의 수신 안테나(21-1, 21-2)와, 이들 수신 안테나(21-1, 21-2)마다 설치된 무선 수신부 (Rx)(22-1, 22-2), 복호부(26-1, 26-2) 및 오류 검출부(27-1, 27-2)와, 채널 추정부(23)와, 수신 버퍼(24)와, MIMO 신호 분리·복조부(25)와, OR(논리합) 연산부(28)를 구비하여 구성되어 있다.
또한, 본 예에서도, 송신 안테나(15-i)와 수신 안테나(21-i)가 각각 2개씩(i=1, 2)인 경우에 대하여 설명하지만, 물론, 안테나 수는 이것에 한정되지 않는다. 또한, MIMO 송신기(이하, 단순히「송신기」라고 함)(1)의 구성 요소(11-i, 12-i, 13-i, 14-i, 15-i, 16)는, 각각, 특별히 언급하지 않는 한, 도 16에서 이미 상술한 구성 요소(101-i, 102-i, 103-i, 104-i, 105-i, 106)와 동일하거나 마찬가지의 것이다.
여기서, MIMO 수신기(이하, 단순히 「수신기」라고도 함)(2)에서, 수신 안테나(21-i)는, 송신기(1)로부터 송신된 RF 신호를 수신하는 것이며, 무선 수신부(22-i)는, 수신 안테나(21-i)에서 수신된 RF 신호를 베이스 밴드 신호로 변환(다운컨버트)하는 것이며, 채널 추정부(채널 추정 수단)(23)는, 수신 신호에 다중되어 있는 파일럿 심볼을 이용하여 송신 안테나(15-i) 및 수신 안테나(21-i) 사이의 채널 추정값(채널 행렬)을 계산하는 것이며, 수신 버퍼(제1 메모리)(24)는, 무선 수신부(22-i)로부터의 수신 신호[수신 신호 벡터 Y(y1, y2)]와 채널 추정부(23)에 의해 얻어진 채널 추정값[채널 행렬 H(h11, h12, h21, h22)]을 일시적으로 유지하는 것이다.
MIMO 신호 분리·복조부(25)는, 수신 버퍼(24)에 유지된 정보(수신 신호 벡터 및 채널 추정값)을 이용하여, 송신 안테나마다 다중된 데이터 스트림의 분리를 행하여, 복조 데이터를 생성하는 것이다. 즉, 본 실시 형태에서는, 수신 안테나(21-i) 사이 및/또는 송신 안테나(11-i) 사이의 상관이 높은 경우에는, 상기 (6) 식과 같이 재송 합성을 MIMO 신호 분리·복조부(203)에 의한 MIMO 신호 분리 후에 행하는 것은 아니고, 이하에 설명한 바와 같이, MIMO 신호 분리 전에 재송 합성에 상당하는 처리를 행하도록 되어 있다.
보다 상세하게는, 도 15와 마찬가지로, 본 예와 같이 송수신의 안테나가 각각 2개씩인 시스템의 경우, 시각 t1에서의 송신 신호 벡터 X와 수신 신호 벡터 Y의 관계는 하기 (7) 식에 의해 나타내고, 시각 t2에서의 송신 신호 벡터 X와 수신 신호 벡터 Y의 관계는 하기 (8) 식에 의해 나타낸다.
Figure 112006015423353-pat00007
(7)
Figure 112006015423353-pat00008
(8)
여기서, 이들 식 (7), (8)에서, hij(t)는 시각 t에서의 채널 추정값, H(t)는 시각 t에서의 채널 행렬, Y(t)는 시각 t에서의 수신 신호 벡터를 나타낸다.
본 실시 형태에서는, 채널 행렬 H(t1) 및 수신 신호 벡터 Y(t1)를 시각 t1의 시점에 일단 상기 수신 버퍼(24)에 저장하고, 시각 t2에 재송되는 신호의 채널 행렬 H(t2) 및 수신 신호 벡터 Y(t2)와, 수신 버퍼(24)에 저장한 정보[채널 행렬 H(t1) 및 수신 신호 벡터 Y(t1)]의 쌍방을 이용하여, 다음 식 (9)에 나타낸 바와 같이, MIMO 신호 분리 전에 재송 합성에 상당하는 처리를 행하여 송신 신호(벡터 X)의 재생, 분리 처리를 행한다.
Figure 112006015423353-pat00009
(9)
또한, 채널 상관 행렬 R 및 상관 벡터 Z는, 상기 (2) 식 및 (3) 식을 이용하여 마찬가지로 구할 수 있다. 그리고, 상기 (4) 식 및 (5) 식을 이용하여, 송신 신호 벡터 X를 구할 수 있다. 또한, 상관 행렬 R 및 상관 벡터 Z의 크기는, 상기 (1) 식의 종래예와 동일하기 때문에, 상기 (5) 식에서의 역행렬 연산이나 상관 벡터 승산에서, 처리량이 증대하는 것은 아니다. 또한, 첫회 송신 시에는, 수신 버퍼(24)에 저장된 채널 행렬 H(t) 및 수신 신호 벡터 Y(t)는, 그대로 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 보내어지고, 재송시에는, 수신 버퍼(24)에 저장된 모든 채널 행렬 H(t) 및 수신 신호 벡터 Y(t)가 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 보내어져 처리되게 된다.
즉, 본 실시 형태의 MIMO 신호 분리·복조부(25)는, 송신기(1)로부터 수신 신호에 대하여 재송된 재송 신호 및 해당 재송 신호에 대하여 채널 추정부(23)에 의해 얻어진 채널 추정값과, 수신 버퍼(24)에 유지된 수신 신호 및 채널 추정값에 기초하여, 송신기(1)가 각 송신 안테나(15-1, 15-2)로부터 송신한 신호를 재생, 분 리하는 제1 신호 재생 분리 수단으로서의 기능을 하고 있는 것이다. 따라서, 본 예에서 말하는 「MIMO 신호 분리 전의 재송 합성」은, 엄밀하게는, 「재송 합성」은 행하고 있지 않은 것으로 되지만, 이후의 설명에서는, 설명의 편의상, 이러한 표현을 이용하는 것으로 한다.
다음으로, 복호부(26-i), 오류 검출부(27-i) 및 OR 연산부(28)는, 각각, 도 17에 의해 이미 상술한 복호부(206-i), 오류 검출부(207-i) 및 OR 연산부(208)와 마찬가지의 것이고, 복호부(26-i)는, 전술한 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 의해 얻어진 복조 데이터에 대하여 터보 복호 등의 오류 정정 복호를 실시하는 것이고, 오류 검출부(27-i)는, 상기 오류 정정 복호의 결과로부터 오류를 검출하는 것이고, 이 오류 검출부(27-i)에서 오류가 검출되지 않은 복조 데이터는, 데이터 스트림으로서 정확하게 재생된 것으로 된다.
OR 연산부(28)는, 각 오류 검출부(27-i)에서의 오류 검출 결과에 대하여 OR 연산을 실시하여, 어느 하나의 데이터 스트림에서 오류가 검출되면 NACK 신호를, 양쪽의 스트림에서 오류가 검출되지 않으면 ACK 신호를 출력하는 것이고, 이들 ACK/NACK 신호는, 수신기(2)에서의 도시하지 않은 무선 송신부에 의해서 송신기(1)측에 송신된다.
전술한 바와 같이 구성된 본 실시 형태의 MIMO 통신 시스템에서는, 송신기(1)에서, 송신 데이터 스트림 #i가, 재송 제어에 대비하여 송신 버퍼(11-i)에 일시적으로 유지된 후, 부호화부(12-i)에서 오류 정정 부호화되고, 변조부(13-i)에서 QPSK나 16QAM 등 소요의 변조 처리에 의해서 변조된다. 이때, 변조부(13-i)에서 는, 파일럿 심볼이나 제어 심볼 등의 다중 처리도 행한다.
그리고, 변조부(13-i)에 의해서 얻어진 변조 신호는, 무선 송신부(14-i)에서 RF 신호로 업컨버트되어 송신 안테나(15-i)로부터 수신기(2)를 향하여 송신된다.
한편, 수신기(2)에서는, 각 수신 안테나(21-i)에서 상기 RF 신호가 각각 수신되고, 무선 수신부(22-i)에서 해당 수신 RF 신호가 베이스 밴드 신호로 다운컨버트된다.
다운컨버트 후의 수신 신호는 채널 추정부(23)에 입력되고, 해당 채널 추정부(23)에서, 수신 신호에 다중되어 있는 파일럿 심볼을 이용하여 송신 안테나(15-i) 및 수신 안테나(21-i) 사이의 채널 행렬이 계산되고, 그 정보가 일단 버퍼에 저장된다. 이때, 수신 버퍼(24)에는, 수신 신호 벡터도 함께 저장된다.
여기서, 첫회 송신 시에는, 수신 버퍼(24)에 저장된 채널 행렬 및 수신 신호 벡터는, 그대로 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 보내어지고, 재송시에는, 수신 버퍼(24)에 저장된 모든 채널 행렬 및 수신 신호 벡터가 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 보내어져 처리된다.
MIMO 신호 분리·복조부(25)에서는, 전술한 바와 같이 수신 버퍼(24)에 저장된 정보(채널 행렬 및 수신 신호 벡터)를 이용하여, 상기 (9) 식에 의한 연산 처리를 행함(즉, 재송시에는 재송 전후의 신호에 대한 채널 추정값 및 수신 신호 벡터의 쌍방에 기초하여 연산을 행함)과 함께, 채널 상관 행렬 R 및 상관 벡터 Z를 상기 (2) 식 및 (3) 식을 이용하여 구하고, 그리고, 상기 (4) 식 및 (5) 식을 이용하여, 송신 신호 벡터 X(데이터 스트림 #i마다의 복조 데이터)를 구한다.
얻어진 복조 데이터는, 각각, 복호부(26-i)에서 오류 정정 복호된다. 여기서, 오류 검출부(27-i)에서 오류가 검출되지 않은 데이터는, 데이터 스트림으로서 재생된 것으로 된다. 오류 검출 결과는, OR 연산부(28)에서, 2개의 데이터 스트림 #i에 대하여 OR 연산되어, 어느 하나의 데이터 스트림 #i에서 오류가 검출되면 NACK 신호, 양쪽의 데이터 스트림 #i에서 오류가 검출되지 않으면 ACK 신호가 생성되어, 송신기(1)에 송신된다.
MIMO 송신기(1)에서는, 해당 ACK/NACK 신호를 도시하지 않은 무선 수신부에서 복조하여, 재송 제어부(16)에 통지하고, 재송 제어부(16)는, 해당 ACK/NACK 신호에 기초하여, 소정의 타이밍에, 송신 버퍼(11-i)로부터 재송 데이터를 출력하도록 제어한다.
이상과 같이, 본 실시 형태에 따르면, 종래와 같이 MIMO 신호 분리 후에 재송 합성을 행하는 경우에 비하여, 안테나 상관이 높은 경우에도, MIMO 신호 분리 처리를 보다 유효하게 기능시킬 수 있고, 또한, 재송 합성에서도 충분한 특성 개선을 도모할 수 있다. 따라서, 재송 제어의 효율을 높여, 데이터 통신의 스루풋을 향상하는 것이 가능해진다.
(A1) 제1 실시 형태의 변형예의 설명
다음으로, 다른 MIMO 신호 분리 알고리즘으로서, MLD를 이용하는 방법에 대하여 설명한다. 이 방법은, 수신 안테나 수에 따른 다이버시티 이득이 얻어지기 때문에, 특성적으로 가장 우수한 방법이다. 지금, 상기 (1) 식과 동일한 예로 생각하면, MLD에서는, 변조 방식의 신호점 배치에 대응하는 모든 송신 레플리카의 조 합 중에서, 다음 식 (10)을 이용하여 최소제곱 유클리드 거리를 계산한다.
Figure 112006015423353-pat00010
(10)
여기서, i의 인덱스는 수신 안테나 번호를, j의 인덱스는 송신 안테나 번호를 나타낸다. 또한, xj는, 송신 레플리카를 나타내고 있고, 1 데이터 스트림당, QPSK 변조에서는 4가지, 16QAM 변조에서는 16가지의 송신 레플리카가 존재한다. 상기 (10) 식에서는, 송신 안테나 수가 2개이기 때문에, QPSK 변조에서는 42= 16가지, 16QAM 변조에서는 162= 256가지의 조합의 송신 레플리카가 존재한다.
통상 이용되는 방법에서는, 최소제곱 유클리드 거리를, 각 신호점 배치에 할당되어 있는 비트마다 계산하여, 그 차분으로부터 비트마다의 대수 우도비Λ를 다음 식 (11)과 같이 계산한다.
Figure 112006015423353-pat00011
(11)
여기서, d(bit'1')는 비트 1의 최소제곱 유클리드 거리를, d(bit'0')는 비트 0의 최소제곱 유클리드 거리를 각각 표시하고 있다. 그리고, 종래의 재송 합성에서는, 비트마다의 대수 우도비를 다음 식 (12)와 같이 계산한다.
Figure 112006015423353-pat00012
(12)
이에 대하여, 본 변형예(MIMO 신호 분리·복조부(25))에서는, 재송 신호 수신시에는, 수신 버퍼(24)에 유지된 정보에 기초하여, 다음 식 (13)을 이용하여 최소제곱 유클리드 거리를 구함으로써, MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리를 실현한다.
Figure 112006015423353-pat00013
(13)
도 3에서, (1) 종래의 방법으로 MIMO 신호 분리 후에 재송 합성 처리를 행한 경우와, (2) 본 변형예(MLD 알고리즘)를 이용하여 MIMO 신호 분리 전에 재송 합성 처리를 행한 경우와, (3) 재송 합성 처리를 행하지 않는 경우의 특성을 비교한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 또한, 이 도 3에서, 특성(51)이 상기 (3)인 경우, 특성(52)가 상기 (1)인 경우, 특성(53)이 상기 (2)인 경우를 각각 나타내고 있다. 또한, 이 경우의 시뮬레이션에서는, 액세스 방식으로 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하고 있고, 변조 방식으로서 16QAM을, 오류 정정 부호에 부호화율 3/4의 터보 부호를 이용하고 있다. 또한, 재송 시의 페이징 상관 및 안테나 사이의 상관은 무 상관이라는 조건으로 하고 있다. 이 도 3에 도시하는 결과로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 예에서는, 안테나 상관이 높은 조건에 한하지 않고, 안테나 상관이 낮은 조건에서도 효과가 있다.
[B] 제2 실시 형태의 설명
도 4 및 도 5는 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하 는 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도이고, 도 4에 도시하는 송신기(1)는, 도 1에 도시하는 구성에 비하여, 부호화부(12-1, 12-2) 대신에 부호화부(12'-1, 12'-2)가 구비되어 있는 점이 상이하고, 도 5에 도시하는 수신기(2)는, 도 2에 도시하는 구성에 비하여, MIMO 신호 분리·복조부(25)와 복호부(26-i) 사이에, 수신 안테나(21-i)마다의 수신 버퍼(29-1, 29-2) 및 합성부(30-1, 30-2)가 부가됨과 함께, 재송 횟수 검출부(31)가 부가되어 있는 점이 상이하다. 또한, 이들 도 4 및 도 5에서 이미 상술한 부호와 동일 부호를 붙인 구성 요소는, 특별히 언급하지 않는 한, 이미 상술한 구성 요소와 동일하거나 마찬가지의 구성 요소이다.
여기서, 도 4에 도시하는 송신기(1)에서, 부호화부(12'-i)는, 본 예에서도, 송신 버퍼(11-i)로부터의 송신 데이터에 대하여 터보 부호화 등의 소요의 오류 정정 부호화를 실시하는 것인데, 여기서는, 수신기(2)측으로부터 송신되어 오는 펑쳐링 패턴의 변경 요구(도시하지 않은 무선 수신부에서 복조된다)에 따라서, 부호화 데이터의 펑쳐링 패턴을 변경할 수 있도록 되어 있다. 이 방법은, 이미 상술한 바와 같이 IR이라 불리고, 재송 합성 시에 부호화율이 작아지기 때문에, 부호화 이득을 얻을 수 있다.
한편, 도 5에 도시하는 수신기(2)에서, 수신 버퍼(제2 메모리)(29-i)는, MIMO 신호 분리·복조부(25)에 의해 얻어진 복조 데이터를 종래와 동등한 재송 합성에 대비하여 일시적으로 유지하는 것이며, 합성부(재송 합성 수단)(30-i)는, 해 당 수신 버퍼(29-i)에 유지된 이전의 복조 데이터[송신 신호 벡터 X(t1)]와, 재송 신호에 대한 복조 데이터[송신 신호 벡터 X(t2)]를 합성(상기한 (6) 식에 의한 가산)하는 것이다.
재송 횟수 검출부(31)는, OR 연산부(28)의 출력(ACK/NACK 신호)를 감시하여 재송 횟수(NACK 신호의 출력 횟수)를 검출(카운트)하는 것이고, 검출한 재송 횟수가 소정 횟수를 초과하면 펑쳐링 패턴의 변경 요구를 도시하지 않은 무선 송신부를 통하여 송신기(1)측에 송신함과 함께, 재송 횟수에 따라서, 수신 버퍼(24, 29-i)에서의 정보의 기입 및 판독(수신 버퍼(24)로부터 MIMO 신호 분리·복조부(25)로의 정보 공급 및 수신 버퍼(29-i)로부터 합성부(30-i)로의 정보 공급)을 제어하고, 재송 횟수에 따라서 MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리와 MIMO 신호 분리 후의 재송 합성 처리를 선택적으로 이용할 수 있게 되어 있다.
즉, 상기의 재송 횟수 검출부(31)는, 수신 신호에 관한 소정의 조건으로서 수신 신호의 재송 횟수가 소정 횟수를 초과한 것을 검출하는 조건 검출 수단으로서의 기능과, 해당 조건이 검출되면, 송신기(1)에 펑쳐링 패턴을 변경하여 재송 신호의 송신을 행하도록 요구하는 펑쳐링 패턴 변경 요구 수단으로서의 기능을 갖고, MIMO 신호 분리·복조부(25)는, 해당 재송 횟수 검출부(31)에 의해 재송 횟수가 소정 횟수를 초과한 것이 검출된 경우에, 통상의 MIMO 신호 분리 처리, 즉, 각 수신 안테나(21-i)에 의해 수신한 수신 신호(벡터) 및 해당 수신 신호에 대하여 채널 추정부(23)에 의해 구해진 채널 추정값(채널 행렬)에 기초하여, 송신기(1)가 송신 안 테나(15-i)로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 제2 신호 재생 분리 수단으로서의 기능을 갖고 있게 된다.
이하, 전술한 바와 같이 구성된 본 실시 형태의 MIMO 통신 시스템의 동작에 대하여 설명한다.
이제, MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리를 1회에 한정한 경우를 생각한다. 첫회 송신 시에는, 수신기(2)는, MIMO 신호 분리·복조부(25)에서 통상의 MIMO 신호 분리·복조 처리를 행하고, 복조 데이터에 대하여 오류 검출부(27-i)에서 오류의 유무를 감시(검출)하여, 오류가 있는 경우, 송신기(1)에 대하여 재송을 요구한다.
이에 의해, 송신기(1)는 1회째의 재송을 행하지만, 수신기(2)는, 1회째의 재송 시에서는, 수신 버퍼(24)에 유지된 첫회 송신 신호에 대한 정보(송신 신호 벡터 및 채널 행렬)와 1회째의 재송 신호에 대한 정보(송신 신호 벡터 및 채널 행렬)를 이용하여, 제1 실시 형태(또는 변형예)에 의해 전술한 바와 같이 MIMO 신호 분리·복조부(25)에서 MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리를 행한다.
그래도 오류가 발생한 경우, 즉, 재송 횟수 검출부(31)에서 검출된 재송 횟수가 소정 횟수(1회)를 초과한 경우, 수신기(2)는, 송신기(1)에 대하여 재송 요구와 함께 펑쳐링 패턴의 변경을 요구하여, MIMO 신호 분리 후의 수신 버퍼(29-i)에 복조 데이터를 저장한다.
이에 의해, 송신기(1)는, 2회째의 재송을 펑쳐링 패턴을 변경하여 행한다. 이 2회째의 재송 신호는 펑쳐링 패턴이 상이하기 때문에, 수신기(2)에서는, MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리는 행하지 않고, MIMO 신호 분리·복조부(25)에 의한 MIMO 신호 분리 후에 통상의 재송 합성 처리를 행한다. 즉, 수신 버퍼(29-i)에 유지된, 첫회 송신 신호와 1회째의 재송 신호를 이용하여 MIMO 신호 분리 전에 합성하여 복조한 신호와, 펑쳐링 패턴의 상이한 2회째의 재송 신호를 MIMO 신호 분리·복조부(25)에서 통상의 MIMO 신호 분리 처리로 복조한 신호를 합성부(30-i)에서 합성(가산)한다.
3회째의 재송이 있는 경우에는, 수신기(2)는, 2회째의 재송 신호와 3회째의 재송 신호를 이용하여 MIMO 신호 분리 전에 합성하여 복조한 결과와, 첫회 송신 신호와 1회째의 재송 신호를 이용하여 MIMO 신호 분리 전에 합성하여 얻어진 복조 결과를, MIMO 신호 분리 후에 합성부(30-i)에서 합성하게 된다. 또한, 상기의 처리 수순은 어디까지나 일례이며, 다른 조합이나 순서로 처리를 행하는 것도 가능하다.
이상과 같이, MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리 외에 추가로, MIMO 신호 분리 후의 재송 합성 처리를 병용하는, 즉, MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 횟수를 소정 횟수로 제한해 놓고, 재송 횟수가 소정 횟수를 초과한 경우에, MIMO 신호 분리 후의 재송 합성 처리로 절환하고, 그때에, 송신기(1)에 대하여, 펑쳐링 패턴의 변경을 요구함으로써, IR에 의한 부호화 이득을 얻을 수 있다.
또한, MIMO 신호 분리 후에 재송 합성 처리를 행하는 방법은, MIMO 신호 분리 전에 재송 합성 처리를 행하는 방법에 비하여, 재송 버퍼, 즉, 수신 버퍼(29-i)에 필요한 용량이 작아진다고 하는 이점이 있다. 또한, 재송 횟수가 증가한 경우에도, 필요한 처리량이나 버퍼량이 불어나는 경우도 없다.
이에 대하여, MIMO 신호 분리 전에 재송 합성 처리를 행하는 방법에서는, 수신 신호 벡터 외에 채널 행렬을 수신 버퍼(24)에 저장하여야 한다. 통상적으로, 수신 신호 벡터나 채널 행렬은, 충분한 연산 정밀도를 확보하기 위해, 필요로 하는 양자화 비트 수가 많아진다. 또한, MIMO 신호 분리 전에 재송 합성 처리를 행하는 방법에서는, 재송 횟수에 비례하여, 수신 버퍼(24)에 저장하는 채널 행렬이나 수신 신호 벡터의 정보량이 증가한다.
따라서, 전술한 바와 같이 재송 횟수가 소정 횟수를 초과한 경우에, MIMO 신호 분리 후의 재송 합성 처리로 절환함으로써, MIMO 신호 분리 전에 재송 합성 처리에 필요한 수신 버퍼(24)의 용량을 최소한으로 억제하면서, 상기한 바와 같은 이점을 얻는 것이 가능하게 되는 것이다.
(B1) 제2 실시 형태의 변형예의 설명
도 6은 도 5에 의해 전술한 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 수신기의 변형예를 도시하는 블록도이고, 이 도 6에 도시하는 수신기(2)는, 도 5에 도시한 구성에 비하여, 재송 횟수 검출부(31) 대신에 상관값 검출부(23a)가 구비되어 있는 점이 상이하다. 또한, 송신측의 구성은 도 4에 도시하는 송신기(1)의 구성과 동일해도 된다.
여기서, 상관값 검출부(23a)는, 채널 추정부(23)에 의해 구해진 채널 행렬의 상관값을 검출함과 함께, 검출한 상관값이 소정의 임계값을 초과한 경우에, 수신 버퍼(24, 29-1, 29-2)에 대한 기입 및 판독(수신 버퍼(24)로부터 MIMO 신호 분리·복조부(25)로의 정보 공급 및 수신 버퍼(29-i)로부터 합성부(30-i)로의 정보 공급) 을 제어하고, 또한, 송신기(1)에 대하여 펑쳐링 패턴의 변경 요구를 행하는 것이다. 여기서의 상관값의 계산 방법의 일례로서, 상기 (2) 식에서 구한 채널 상관 행렬 R을 이용하는 방법에 대하여 설명하면, 지금, 채널 상관 행렬 R이 다음 식 (14)에 의해 나타내어진 경우,
Figure 112006015423353-pat00014
(14)
상관값 ρ은, 예를 들면, 채널 상관 행렬 R의 대각 성분과 비대각 성분의 비로서, 다음 식 (15)에 의해 구할 수 있다.
Figure 112006015423353-pat00015
(15)
본 예에서는, 이와 같이 하여 상관값 검출부(23a)에서 구해진 상관값 ρ의 크기에 기초하여, MIMO 신호 분리 전과 MIMO 신호 분리 후의 재송 합성 처리를 절환하도록 하고 있다. 즉, 채널 행렬의 상관값이 소정 임계값을 초과하고 있는, 즉 송신 안테나(15-i) 및 수신 안테나(21-i) 사이의 상관이 높은 경우에는, MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리를 적극적으로 행하고, 그 결과, 송신 안테나(15-i) 및 수신 안테나(21-i) 사이의 상관이 미리 결정하여 놓은 임계값 이하로 된 경우에, MIMO 신호 분리·복조부(25)에 의한 MIMO 신호 분리 후의 재송 합성 처리(합성부(30-i)에 의한 합성)로 절환한다. 그때에, 수신기(2)는, 송신기(1)에 대하여, 펑쳐링 패턴의 변경을 요구함으로써, IR에 의한 부호화 이득을 얻을 수 있다.
[C] 제3 실시 형태의 설명
다음으로, 제3 실시 형태 및 제4 실시 형태에서는, 재송 간격이 페이징 변동에 대하여 짧은 경우 등, 재송 신호의 페이징 상관이 높은 경우의 특성 열화에 대응하기 위해서, 재송 시에 송신 안테나를 변경하는 방법 및 재송 시에 송신하는 주파수(캐리어 주파수)를 변경하는 방법을 제안한다. 이 방법에 의해, 페이징 변동만으로는, 재송 시의 상관이 낮아지지 않는 경우에도, 재송 신호의 상관을 작게 할 수가 있어, MIMO 신호 분리 전에서의 합성에서, 충분한 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
도 7은 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기의 구성을 도시하는 블록도이고, 이 도 7에 도시하는 송신기(1)는, 도 1에 도시하는 구성에 비하여, 4개의 송신 안테나(15-1, 15-2, 15-3, 15-4)가 구비되고, 이들 송신 안테나(15-k)(k= 1∼4) 중 임의의 2개의 송신 안테나(15-k)를 사용 안테나로서 선택하는 안테나 절환 스위치(17)가 구비되어 있는 점이 상이하다. 또한, 이 도 7에서, 이미 상술한 부호와 동일 부호를 붙인 다른 구성 요소는, 특별히 언급하지 않는 한, 이미 상술한 구성 요소와 동일하거나 마찬가지의 구성 요소이다. 또한, 수신측의 구성은 도 2에 도시하는 수신기(2)의 구성과 동일해도 된다.
여기서, 상기 안테나 절환 스위치(17)는, 보다 상세하게는, 4개의 송신 안테나(15-k) 중에서 임의의 2개의 송신 안테나(15-k)를 선택하여, 수신기(2)로부터 피드백되는 ACK/NACK 신호에 따라서, 재송마다 송신에 사용하는 송신 안테나(15-k)를 절환하게 되어 있다. 그때의, 안테나의 선택 방법은, 미리 결정된 패턴에 따라서 행하여도 되고, 랜덤하게 선택하여도 된다.
이에 의해, 재송 간격이 페이징 변동에 대하여 짧은 경우(페이징 상관이 높아지는 경향에 있다)이더라도, 재송 신호의 상관(페이징 상관)이 높아지는 것을 억제하여, MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리에서, 충분한 다이버시티 이득을 얻을 수 있다(특성 열화를 억제할 수 있다).
또한, 본 예의 경우, 송신 안테나(15-i)를 절환하는 것만의 처리로 되기 때문에, 수신기(2)측에서 특별한 처리를 행할 필요는 없다.
[D] 제4 실시 형태의 설명
도 8 및 도 9는 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도이고, 도 8에 도시하는 송신기(1)는, 이미 상술한 송신 버퍼(11-1, 11-2), 부호화부(12-1, 12-2), 변조부(13-1, 13-2), 송신 안테나(15-1, 15-2)를 구비하는 것 외에, 2계통의 데이터 스트림 중 한쪽에 대하여 복수의 서로 다른 캐리어 주파수(여기서는, f1, f2, f3, f4의 4종)를 취급하는 복수(4개)의 무선 송신부(Tx)(14-1-1, 14-1-2, 14-1-3, 14-1-4)와, 다른 쪽의 데이터 스트림에 대하여 마찬가지로 복수의 서로 다른 캐리어 주파수(f1, f2, f3, f4의 4종)를 취급하는 복수(4개)의 무선 송신부(Tx)(14-2-1, 14-2-2, 14-2-3, 14-2-4)와, 재송 횟수 검출부(17)와, 무선 송신부(14-1-j)(j= 1∼4)를 절환하기 위한 스위치(SW)(18-1)와, 무선 송신부(14-2-j)를 절환하기 위한 스위치(SW)(18-2)를 구비하여 구성되어 있다.
여기서, 재송 횟수 검출부(17)는, 수신기(2)측으로부터 피드백되어 오는 ACK/NACK 신호를 감시하여 수신기(2)에의 재송 횟수를 검출(카운트)하는 것이고, 스위치(18-1)는, 이 재송 횟수 검출부(17)에 의해 검출된 재송 횟수에 따라서(재송마다), 사용하는 무선 송신부(14-1-j)를 선택적으로 절환하는(변경하는) 것이고, 스위치(18-2)도, 마찬가지로, 재송 횟수 검출부(17)에 의해 검출된 재송 횟수에 따라서(재송마다), 사용하는 무선 송신부(14-2-j)를 선택적으로 절환하는(변경하는) 것이다.
무선 송신부(14-1-j)는, 변조부(13-1)로부터 스위치(18-1) 경유로 입력된 변조 신호(베이스 밴드 신호)를 캐리어 주파수 fj의 RF 신호로 변환(업컨버트)하는 것이며, 무선 송신부(14-2-j)도, 변조부(13-2)로부터 스위치(18-2) 경유로 입력된 변조 신호(베이스 밴드 신호)를 캐리어 주파수 fj의 RF 신호로 변환(업컨버트)하는 것이다.
즉, 본 예의 송신기(1)는, 복수의 데이터 스트림(송신 안테나(15-i))마다, 복수의 캐리어 주파수(이하, 단순히「캐리어」라고도 함) fj에 대응한 복수의 무선 송신부(14-i-j)가 준비되어 있고, 재송 시에 사용하는 무선 송신부(14-i-j)를 절환함(변경함)으로써, 송신에 사용하는 캐리어 fj를 변경하도록 되어 있는 것이다.
한편, 도 9에 도시하는 수신기(2)는, 이미 상술한 수신 안테나(21-1, 21-2), 채널 추정부(23), 수신 버퍼(24), MIMO 신호 분리·복조부(25), 복호부(26-1, 26-2), 오류 검출부(27-1, 27-2) 및 OR 연산부(28)를 구비하는 것 외에, 전술한 송신기(1)의 구성에 대응하여, 한쪽의 수신 안테나(21-1)에 대하여 복수의 서로 다른 캐리어 주파수(여기서는, f1, f2, f3, f4의 4종)를 취급하는 복수(4개)의 무선 수 신부(Rx)(22-1-1, 22-1-2, 22-1-3, 22-1-4)와, 다른 쪽의 수신 안테나(21-2)에 대하여 마찬가지로 복수의 서로 다른 캐리어 주파수(f1, f2, f3, f4의 4종)를 취급하는 복수(4개)의 무선 수신부(Rx)(22-2-1, 22-2-2, 22-2-3, 22-2-4)와, 무선 수신부(22-1-j)의 출력 중 어느 하나를 선택하기 위한 셀렉터(SEL)(32-1)와, 무선 수신부(22-2-j)의 출력 중 어느 하나를 선택하기 위한 셀렉터(SEL)(32-2)와, 재송 횟수 검출부(31a)를 구비하여 구성되어 있다.
여기서, 무선 수신부(22-1-j)는, 수신 안테나(21-1)에 의해 수신된 캐리어 주파수 fj의 RF 신호를 베이스 밴드 신호로 변환(다운컨버트)하는 것이며, 무선 수신부(22-2-j)는, 마찬가지로, 수신 안테나(21-2)에 의해 수신된 캐리어 주파수 fj의 RF 신호를 베이스 밴드 신호로 변환(다운컨버트)하는 것이다.
재송 횟수 검출부(31a)는, OR 연산부(28)의 출력(ACK/NACK 신호)를 감시하여 재송 횟수를 검출(카운트)하는 것이며, 셀렉터(32-1)는, 한쪽의 수신 안테나(21-1)에 대한 무선 수신부(22-1-j)의 출력 중 어느 하나를, 재송 횟수 검출부(31a)에서의 검출 결과에 따라서 선택적으로 채널 추정부(23) 및 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 출력하는 것이며, 마찬가지로, 셀렉터(32-2)는, 다른 쪽의 수신 안테나(21-2)에 대한 무선 수신부(22-2-j)의 출력 중 어느 하나를, 재송 횟수 검출부(31a)에서의 검출 결과에 따라서 선택적으로 채널 추정부(23) 및 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 출력하는 것이다.
즉, 상기의 무선 수신부(22-i-j) 및 셀렉터(32-i)는, 송신기(1)에서의 캐리어(주파수) 변경 후의 신호를 선택 수신하여 채널 추정부(23) 및 MIMO 신호 분리· 복조부(25)에 입력하는 주파수 선택 수신 수단으로서의 기능을 하는 것이다.
이와 같이, 본 예의 수신기(2)는, 도 8에 의해 전술한 송신기(1)에서의 캐리어 절환에 대응하여, 복수의 수신 안테나(21-i)마다, 복수의 캐리어 fj에 대응한 무선 수신부(22-i-j)가 준비되어 있고, 송신기(1)에 의한 재송 시에 사용하는 무선 수신부(22-i-j)(즉, 캐리어 fj)를 절환함(변경함)으로써, 수신 캐리어 fj를 변경하는 것이 가능하다.
또한, 이 경우, 사용하는 캐리어 fj는, 송신기(1)와 수신기(2)에서 미리 결정된 동일한 패턴에 따라서(동기하여) 절환할 필요가 있는데, 도 8 및 도 9에 의해 전술한 예에서는, 수신기(2)로부터 피드백되는 ACK/NACK 신호로부터 재송 횟수를 판단함으로써, 재송 횟수에 따라서 미리 결정된 캐리어 fj를 선택하도록 하고 있다.
이에 의해, 재송 간격이 페이징 변동에 대하여 짧고, 재송 신호의 페이징 상관이 높은 경우의 특성 열화에 대응하는 것이 가능해진다.
또한, 전술한 바와 같이 사용하는 캐리어 fj를 재송 횟수에 따라서 절환하는(변경하는) 동작을 제외하고, 본 예의 송신기(1) 및 수신기(2)의 동작은, 제1 실시 형태에서 도 1 및 도 2에 의해 전술한 송신기(1) 및 수신기(2)의 동작과 동일하거나 마찬가지이다.
[E] 제5 실시 형태의 설명
다음으로, 이하에 설명하는 제5 실시 형태 및 제6 실시 형태에서는, 재송 제어를 행하지 않는 경우에도, 주파수가 서로 떨어진 상관이 낮은 복수의 캐리어나, 시간 방향에서 서로 떨어진 상관이 낮은 복수의 심볼을 이용함으로써 재송 제어를 행하는 경우와 마찬가지의 효과를 얻는 방법에 대하여 제안한다. 이 방법은, MIMO 신호 분리 전의 합성 처리에 의해, 매우 큰 다이버시티 이득이 얻어지는 경우에 유효하다. 또한, MLD 등, 비교적 큰 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 MIMO 신호 분리 알고리즘을 적용한 경우에 유효하다.
도 10 및 도 11은 본 발명의 제5 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도이고, 도 10에 도시하는 송신기(1)는, 이미 상술한 송신 안테나(15-1, 15-2), 서로 다른 송신 안테나(15-i)(i=1, 2)마다의 부호화부(12-1, 12-2), 변조부(13-1, 13-2), 서로 다른 송신 안테나(15-i) 및 서로 다른 캐리어 fj마다의 무선 송신부(Tx)(14-i-j)(j= 1∼4)를 구비하는 것 외에 송신 안테나(15-1, 15-2)에 대응하여, 스위치(18a-1, 18a-2) 및 카피부(19-1, 19-2)를 구비하여 구성되어 있다. 또한, 본 예에서는, 재송 제어는 이용하지 않는 것을 전제로 한다.
여기서, 카피부(19-i)(i=1, 2)는, 변조부(13-i)로부터의 변조 신호를 카피하여 2계통의 동일한 데이터 스트림을 생성하는 것이며, 스위치(18a-1)는, 수신기(2)측으로부터 통지되는 캐리어 선택 신호에 따라서, 4개의 무선 송신부(14-1-j) 중에서 임의의 2개의 무선 송신부(14-1-j)를 선택하고, 선택한 무선 송신부(14-1-j)에 카피부(19-1)로부터의 데이터 스트림을 각각 입력하는 것이며, 마찬가지로, 스위치(18a-2)는, 상기 캐리어 선택 신호에 따라서, 4개의 무선 송신부(14-2-j) 중에서 임의의 2개의 무선 송신부(14-2-j)를 선택하고, 선택한 무선 송신부(14-2-j)에 카 피부(19-2)로부터의 데이터 스트림을 각각 입력하는 것이다.
즉, 본 예의 송신기(1)는, 복수의 캐리어 fj에 대응한 복수의 무선 송신부(14-i-j)가 준비되어, 1개의 송신 데이터 스트림 #i가 2개로 카피되고, 복수의 무선 송신부(14-i-j) 중에서 2개의 무선 송신부(14-i-j)(즉 사용 캐리어 fj)가 상기 캐리어 선택 신호에 따라서 선택되도록 되어 있는 것이다. 또한, 이때 선택되는 캐리어 fj는 주파수가 서로 떨어진 캐리어가 바람직하다. 또한, 각 송신 안테나(15-i)에서 선택되는 무선 송신부(14-i-j)는 동일한 캐리어 fj의 무선 송신부(14-i-j)이다.
바꾸어 말하면, 상기의 카피부(19-i), 스위치(18a-i) 및 무선 송신부(14-i-j)는, 송신 안테나(15-i)마다, 주파수가 서로 떨어진 복수 캐리어 fj를 이용하여 1개의 신호를 송신하는 송신 수단으로서의 기능을 하고 있게 된다.
한편, 도 11에 도시하는 수신기(2)는, 상기 송신기(1)의 구성에 대응하여, 이미 상술한 수신 안테나(21-1, 21-2), 서로 다른 수신 안테나(21-i) 및 서로 다른 캐리어 fj마다의 무선 수신부(Rx)(22-1-j, 22-2-j(j= 1∼4)), 채널 추정부(23), MIMO 신호 분리·복조부(25) 및 서로 다른 수신 안테나(21-i)마다의 복호부(26-1, 26-2)를 구비하는 것 외에, 상관값 검출부(23b), 셀렉터(32a-1, 32a-2) 및 주파수 선택부(33)를 구비하여 구성되어 있다.
여기서, 상관값 검출부(23b)는, 상기 각 무선 수신부(22-i-j)의 출력에 기초하여 복수의 캐리어 fj 중에서 상관이 낮은 2개의 캐리어 fj를 검출(선택)하는 것이고, 그 검출 정보는 주파수 선택부(33)에 의해 사용 캐리어 fj를 결정하기 위한 정보로서 주파수 선택부(33)에 공급됨과 함께, 셀렉터(32a-i)에서 선택할 캐리어 fj의 출력을 결정하기 위한 정보로서 셀렉터(32a-i)에 공급되도록 되어 있다.
또한, 각 캐리어 fj 사이의 상관값을 측정하기 위해서는, 모든 캐리어 fj에서, 송신기(1)로부터 정기적으로 파일럿 심볼을 송신하는 등의 방법을 이용할 수 있다. 예를 들면, 주파수 f1의 캐리어의 채널 추정값을 h1, 주파수 f2의 캐리어의 채널 추정값을 h2라고 하면, f1과 f2의 캐리어 사이의 상관값 ρ는 다음 식 (16)으로 계산할 수 있다.
Figure 112006015423353-pat00016
(16)
주파수 선택부(33)는, 상기 상관값 검출부(23b)로부터의 검출 정보에 기초하여 사용 캐리어 fj(2종류)를 결정하고, 그 정보를 캐리어 선택 정보로서 송신기(1)측에 통지하는 것이며, 셀렉터(32a-1)는, 상관값 검출부(23b)에서의 검출 결과에 따라서, 4개의 무선 수신부(22-1-j) 중에서 상기 상관값 ρ가 높은 2개의 무선 수신부(22-1-j)의 출력을 선택하는 것이며, 마찬가지로, 셀렉터(32a-2)는, 상관값 검출부(23b)에서의 검출 결과에 따라서, 4개의 무선 수신부(22-2-j) 중에서 상기 상관값 ρ가 높은 2개의 무선 수신부(22-2-j)의 출력을 선택하는 것이다.
즉, 본 예의 경우, 1개의 수신 안테나(21-i)에 대하여 서로 다른 2개의 캐리어 fj의 신호(합계 4계통의 수신 신호)가 수신 신호로서 채널 추정부(23) 및 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 입력되게 되고, 이 경우, 채널 추정부(23) 및 MIMO 신호 분리·복조부(25)에서는, 4개의 수신 안테나에 의해 신호를 수신한 것과 마찬가지의 채널 추정 처리 및 MIMO 신호 분리·복조 처리를 행하는 것으로 된다.
전술한 바와 같이 구성된 본 실시 형태의 통신 시스템에서는, 예를 들면, 송신기(1)에서, 2개의 송신 안테나(15-1, 15-2)로부터, 각각 상이한 2개의 데이터 스트림을 송신하고, 서로 다른 캐리어 f1과 캐리어 f2에 의해 동일한 신호를 송신할 수 있다. 이때, 1개의 데이터 스트림의 전송량을 A(bps)라고 하면, 합계로 2A(bps)로 된다.
이것은, 주파수 f1과 주파수 f2의 2개의 캐리어를 이용하는 통신 시스템에서, 송신측에 송신 안테나가 2개, 수신측에 수신 안테나가 2개 존재하여, 캐리어 f1과 캐리어 f2의 양쪽을 쓸 수 있는 경우에는, 1개의 송신 안테나로부터 각각의 캐리어에서 A(bps)씩의 정보량을 전송하여, 합계로 2A(bps)의 전송을 행하는 기존의 통신 방법와 동등한 전송 속도로 되는 것을 의미하고 있다. 또한, 기존의 통신 방법의 수신측에서는, 2개의 수신 안테나에 의해 다이버시티 수신을 행하는 것으로 된다.
한편, 본 예의 수신기(2)에서는, 캐리어 f1를 2개의 수신 안테나(21-1, 21-2)에 의해 수신하고, 캐리어 f2도 동일하게 2개의 수신 안테나(21-1, 21-2)에 의해 수신할 수 있다. 단, 캐리어 f1과 캐리어 f2는, 주파수가 충분히 서로 떨어져 있어, 주파수 선택성 페이징에 의해, 상관도 충분히 낮은 것을 상정하고 있다.
그리고, 서로 다른 캐리어 f1, f2에 의해 수신한 신호를 서로 다른 수신 안테나(21-1, 21-2)에 의해 수신한 것처럼 간주함으로써, 4개의 수신 안테나에 의해 수신한 것과 마찬가지의 MIMO 신호 분리 처리를 채널 추정부(23) 및 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 의해서 행한다.
즉, 채널 추정부(23)는, 셀렉터(32a-i)로부터의 수신 신호로부터 복수 캐리어 f1, f2마다의 채널 추정값 h(f)을 구하고, MIMO 신호 분리·복조부(신호 재생 분리 수단)(25)는, 상기 수신 신호와 상기 채널 추정값 h(f)에 기초하여, 송신기(1)가 각 송신 안테나(15-i)로부터 복수 캐리어 f1, f2를 이용하여 각 송신 안테나(15-i)로부터 송신한 신호를 재생, 분리하게 된다[이것은, 상기 (9) 식에서의 시간에 대한 채널 추정값 h(t)을 주파수에 대한 채널 추정값 h(f)로 치환한 식을 이용하는 것에 상당한다].
이와 같이, 본 예에서는, 4 브렌치의 다이버시티 수신으로 되기 때문에, 종래의 2 브렌치의 다이버시티보다도 큰 다이버시티 이득이 얻어진다(예를 들면 도 3의 시뮬레이션 결과 참조).
또한, 상기의 예에서는, 종래의 통신 방법으로서, 송신 안테나를 2개 사용하는 상기 STTD(예를 들면, 상기 비특허 문헌 1 참조)를 이용하는 것도 가능하다. 이 경우에는, 1개의 송신 안테나를 이용하는 종래의 방법에 대하여, 송신 다이버시티 이득이 더해지기 때문에, 본 예에 가까운 다이버시티 이득이 얻어질 가능성이 있다. 따라서, 본 발명의 적용에서는, 송신 안테나(15-i) 사이나 수신 안테나(21-i) 사이의 상관이나, 사용하는 캐리어 fj 사이의 상관 등의 조건에 따라서, 최적의 통신 방법을 선택한다.
또한, 본 예에서, 재송 제어를 이용하는 경우에는, 이미 상술한 MIMO 신호 분리 후의 재송 합성을 병용하는 것도 가능하다.
[F] 제6 실시 형태의 설명
도 12 및 도 13은 본 발명의 제6 실시 형태에 따른 MIMO 통신 시스템을 구성하는 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기의 구성을 도시하는 블록도이고, 도 12에 도시하는 송신기(1)는, 이미 상술한 송신 안테나(15-1, 15-2), 송신 안테나(15-i)마다의 부호화부(12-1, 12-2), 변조부(13-1, 13-2) 및 무선 송신부(Tx)(14-1, 14-2)를 구비하는 것 외에, 송신 안테나(15-i)마다의 맵핑부(18b-1, 18b-2) 및 역 고속 푸리에 변환(IFFT)부(19a-1, 19a-2)를 구비하여 구성되어 있다.
여기서, 맵핑부(18b-i)는, 예를 들면 도 14에 도시한 바와 같이 주파수와 시간의 2차원으로 분할된 복수의 심볼을 갖는 프레임을 생성하는 것이고, 프레임 내에서는, 주파수 및 시간 방향에서 서로 떨어진 2개의 심볼을 이용하여, 1개의 변조 데이터가 전송되도록 되어 있다. 즉, 도 14에 도시하는 A, B, C 등의 동일한 기호의 심볼에는, 1개의 변조 데이터를 카피하여 맵핑하도록 되어 있다.
IFFT부(19a-i)는, 맵핑부(18b-i)의 출력에 대하여 IFFT 처리를 실시함으로써 멀티 캐리어 변조를 행하는 것이고, 동일 시각의 심볼 열(예를 들면 도 14에서는 주파수 방향의 4 심볼)이, 멀티 캐리어 변조되도록 되어 있다.
즉, 상기의 맵핑부(18b-i) 및 IFFT부(19a-i)는, 송신 안테나(15-i)마다, 적어도 시간적으로 서로 떨어진 복수 심볼을 이용하여 1개의 신호를 송신하는 송신 수단으로서 기능한다.
한편, 도 13에 도시하는 수신기(2)는, 이미 상술한 수신 안테나(21-1, 21- 2), 채널 추정부(23), MIMO 신호 분리·복조부(25), OR 연산부(28), 수신 안테나(21-i)마다의 무선 수신부(22-1, 22-2), 복호부(26-1, 26-2), 오류 검출부(27-1, 27-2)를 구비하는 것 외에, 오류율 검출부(34), 수신 안테나(21-i)마다의 고속 푸리에 변환(FFT)부(35-1, 35-2), 디맵핑부(36-1, 36-2)를 구비하여 구성되어 있다.
여기서, FFT부(35-i)는, 무선 수신부(22-i)로부터의 수신 신호에 대하여 FFT 처리를 실시함으로써, 주파수 방향의 복수 심볼을 재생하는 것이며, 디맵핑부(36-i)는, 도 14에 도시하는 상기 맵핑 패턴에 따라서, 시간적으로 서로 떨어진 2개의 동일 심볼을 선택하여 채널 추정부(23) 및 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 출력하는 것이다. 따라서, 이 경우의 채널 추정부(23)는, 각 수신 안테나(21-i)에서 수신된 수신 신호로부터 상기 복수의 선택 심볼마다의 채널 추정값을 구하고, MIMO 신호 분리·복조부(신호 재생 분리 수단)(25)은, 해당 채널 추정값에 기초하여 상기 2개의 동일 심볼에 대하여 이미 상술한 MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리와 동등한 합성 처리(신호 재생 분리 처리)를 행하게 된다.
즉, 본 예에서는, 제5 실시 형태(도 10 및 도 11)와 같이, 복수의 무선 송신부(14-i-j), 복수의 무선 수신부(22-i-j)를 준비하지 않고, 고속 푸리에 변환을 이용한 멀티 캐리어 전송을 적용함으로써, 제5 실시 형태와 동등한 시스템을 실현하고 있는 것이다.
또한, 도 14에 도시하는 맵핑 패턴은, 송신기(1)와 수신기(2)에 의해 미리 결정된 동일한 패턴을 사용한다. 오류율 검출부(34)는, 해당 맵핑 패턴이 복수 준비되어 있는 경우의 옵션이고, OR 연산부(28)의 출력(ACK/NACK 신호)에 기초하여 오류율을 검출(계산)하는 것이며, 오류율이 소정의 임계값을 초과하면, 사용할 맵핑 패턴의 변경 요구를 디맵핑부(36-i) 및 송신기(1)의 맵핑부(18b-i)에 대하여 행하는 것이다.
전술한 바와 같이 구성된 본 실시 형태의 MIMO 통신 시스템에서는, 송신기(1)에서, 데이터 스트림 #i가 부호화부(12-i)에서 오류 정정 부호화되고, 변조부(13-i)에서 QPSK나 16QAM 등의 소요의 변조 방식으로 변조된 후, 맵핑부(18b-i)에 입력된다.
맵핑부(18b-i)에서는, 도 14에 도시한 바와 같이, 주파수와 시간의 2차원으로 분할된 복수 심볼을 갖는 프레임을 생성한다. 프레임 내에서는, 주파수 및 시간 방향에서 서로 떨어진 2개의 심볼(시간 방향에서만 서로 떨어진 심볼이라도 된다)을 이용하여 1개의 변조 데이터가 전송된다. 즉, 도 14에 도시하는 A, B, C 등의 동일한 기호의 심볼에 대하여, 1개의 변조 데이터가 카피되어 맵핑된다.
맵핑부(18b-i)의 출력은, IFFT부(19a-i)에 입력되어 IFFT 처리됨으로써, 동일 시각의 심볼 열(예를 들면 도 14에서는 주파수 방향의 6 심볼)이 멀티 캐리어 변조된 후, 무선 송신부(14-i)에서 RF 신호로 업컨버트되어 송신 안테나(15-i)로부터 송신된다.
한편, 수신기(2)에서는, 송신기(1)로부터의 RF 신호가 수신 안테나(21-i)에서 수신되고, 무선 수신부(22-i)에서 베이스 밴드 신호로 다운컨버트되어 FFT부(35-i)에 입력된다.
FFT부(35-i)에서는, 수신 신호에 대하여 소정의 타이밍에 FFT 처리를 실시함 으로써, 주파수 방향의 복수의 심볼을 재생한다. 그리고, 디맵핑부(36-i)에서, 도 14에 도시한 송신기(1)에 의해 이용한 맵핑 패턴과 동일한 패턴에 따라서, 시간적으로 서로 떨어진 2개의 동일 심볼을 선택하여, 채널 추정부(23) 및 MIMO 신호 분리·복조부(25)에 입력한다. 이에 의해, 상기 2개의 동일 심볼에 대하여, 이미 상술한 MIMO 신호 분리 전의 재송 합성 처리와 동등한 합성 처리가 실시되어, MIMO 신호 분리·복조가 행해진다.
그리고, 해당 MIMO 신호 분리·복조 처리에 의해서 얻어진 복조 데이터는, 각각, 복호부(26-i)에서 오류 정정 복호된다. 여기서, 오류 검출부(27-i)에서 오류가 검출되지 않은 데이터는, 데이터 스트림 #i로서 재생되게 된다. 오류 검출 결과는, OR 연산부(28)에서, 2개의 데이터 스트림 #i에 대하여 OR 연산되고, 그 결과가 오류율 검출부(34)에 입력된다.
그리고, 오류율 검출부(34)에서, 임계값을 초과하는 오류율이 검출된 경우에는, 디맵핑부(36-i) 및 송신기(1)의 맵핑부(18b-i)에 대하여 맵핑 패턴의 변경 요구가 송신된다. 송신기(1) 및 수신기(2)는, 해당 맵핑 패턴의 변경 요구에 따라서, 맵핑 패턴을 함께 변경한다.
이상과 같이, 본 예에 따르면, 1개의 프레임 내에, 1개의 변조 데이터가 적어도 시간적으로 서로 떨어진 상관이 낮은 심볼 위치에 카피되기 때문에, 페이징 주파수가 높은 경우 등에서, 수신 특성을 크게 개선할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에서는, 재송 제어나 멀티 캐리어 전송을 이용함으로써, MIMO 신호 분리 알고리즘에서, 큰 다이버시티 이득을 얻을 수 있어, 데이터 통신의 전송 효율을 향상할 수 있다.
또한, 본 발명은, 전술한 실시 형태에 한정되지 않고, 본 발명의 취지를 일탈하지 않은 범위에서 여러 가지로 변형하여 실시할 수 있는 것은 물론이다.
[G] 부기
(부기 1)
복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 방법으로서,
상기 송신 장치는,
상기 복수의 송신 안테나로부터 각각 신호를 송신하고,
상기 수신 장치는,
상기 송신 장치로부터 송신된 신호를 상기 각 수신 안테나에 의해 수신하고, 그 수신 신호로부터 상기 송신 안테나 및 수신 안테나 사이의 채널 추정값을 구하여, 해당 채널 추정값과 그 수신 신호를 유지해 놓고,
상기 송신 장치로부터의 상기 수신 신호에 대한 재송 신호 및 해당 재송 신호에 대하여 얻어지는 채널 추정값과, 상기 유지한 수신 신호 및 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 상기 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
(부기 2)
상기 수신 신호의 재송 횟수가 소정 횟수를 초과하면, 상기 수신 장치에서는, 상기 각 수신 안테나에 의해 수신된 수신 신호와 해당 수신 신호에 대하여 구 해지는 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 상기 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하고, 그 신호와 그 후에 상기 송신 장치로부터 재송된 신호에 대하여 재생, 분리한 신호를 합성하여 복호하는 것을 특징으로 하는 부기 1에 기재된 무선 통신 방법.
(부기 3)
상기 수신 신호의 채널 추정값의 상관이 소정의 임계값 미만이면, 상기 수신 장치에서는, 상기 각 수신 안테나에 의해 수신된 수신 신호와 해당 수신 신호에 대하여 구해지는 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 상기 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하고, 그 신호와 그 후에 상기 송신 장치로부터 재송된 신호에 대하여 재생, 분리한 신호를 합성하여 복호하는 것을 특징으로 하는 부기 1에 기재된 무선 통신 방법.
(부기 4)
상기 수신 장치는, 상기 송신 장치에 펑쳐링 패턴을 변경하여 상기 재송을 행하도록 요구하는 것을 특징으로 하는 부기 2 또는 3에 기재된 무선 통신 방법.
(부기 5)
상기 송신 장치는, 상기 재송 시에 사용하는 송신 안테나 또는 주파수를 변경하는 것을 특징으로 하는 부기 1에 기재된 무선 통신 방법.
(부기 6)
복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 방법으로서,
상기 송신 장치는,
상기 송신 안테나마다, 주파수가 서로 떨어진 복수 캐리어 또는 적어도 시간적으로 서로 떨어진 복수 심볼을 이용하여 1개의 신호를 송신하고,
상기 수신 장치는,
상기 송신 장치로부터 송신된 신호를 상기 각 수신 안테나에 의해 수신하고, 그 수신 신호로부터 상기 복수 캐리어 또는 복수 심볼마다의 채널 추정값을 구하고,
상기 수신 신호와 상기 복수 캐리어 또는 복수 심볼마다의 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 상기 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
(부기 7)
복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 시스템에 이용되는 상기 수신 장치로서,
상기 송신 장치로부터 상기 각 수신 안테나에 의해 수신되는 수신 신호로부터 상기 송신 안테나 및 수신 안테나 사이의 채널 추정값을 구하는 채널 추정 수단과,
상기 수신 신호와 상기 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값을 유지하는 제1 메모리와,
상기 송신 장치로부터 상기 수신 신호에 대하여 재송된 재송 신호 및 해당 재송 신호에 대하여 그 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값과, 그 제1 메모리에 유지된 상기 수신 신호 및 상기 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 제1 신호 재생 분리 수단
을 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 수신 장치.
(부기 8)
상기 수신 신호에 관한 소정의 조건을 검출하는 조건 검출 수단과,
상기 조건 검출 수단에 의해 상기 소정의 조건이 검출된 경우에, 상기 각 수신 안테나에 의해 수신한 수신 신호 및 해당 수신 신호에 대하여 그 채널 추정 수단에 의해 구해진 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 송신한 신호를 재생, 분리하는 제2 신호 재생 분리 수단과,
상기 제2 신호 재생 분리 수단에 의해 얻어진 신호를 유지하는 제2 메모리와,
상기 송신 장치로부터 상기 수신 신호에 대하여 재송된 재송 신호에 대하여 상기 제2 신호 재생 분리 수단에 의해 얻어진 신호와 상기 제2 메모리에 유지된 신호를 합성하는 재송 합성 수단
을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 부기 7에 기재된 수신 장치.
(부기 9)
상기 조건 검출 수단이,
상기 소정의 조건으로서, 상기 수신 신호의 재송 횟수가 소정 횟수를 초과한 것을 검출하는 재송 횟수 검출부로서 구성된 것을 특징으로 하는 부기 8에 기재된 수신 장치.
(부기 10)
상기 조건 검출 수단이,
상기 소정의 조건으로서, 상기 채널 추정 수단에 의해 구해진 상기 채널 추정값의 상관이 소정의 임계값 미만인 것을 검출하는 상관값 검출부로서 구성된 것을 특징으로 하는 부기 8에 기재된 수신 장치.
(부기 11)
상기 조건 검출 수단에 의해 상기 소정의 조건이 검출되면, 해당 송신 장치에 펑쳐링 패턴을 변경하여 상기 재송 신호의 송신을 행하도록 요구하는 펑쳐링 패턴 변경 요구 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 부기 8∼10 중 어느 1항에 기재된 수신 장치.
(부기 12)
상기 송신 장치가, 상기 재송 시에 사용하는 주파수를 변경하는 수단을 구비함과 함께,
상기 수신 장치가,
상기 변경 후의 주파수의 신호를 선택 수신하여 상기 채널 추정 수단 및 상기 제1 신호 재생 분리 수단에 입력하는 주파수 선택 수신 수단을 추가로 구비한 것을 특징으로 하는 부기 7에 기재된 수신 장치.
(부기 13)
복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장 치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 시스템으로서,
상기 송신 장치가,
상기 송신 안테나마다, 주파수가 서로 떨어진 복수 캐리어 또는 적어도 시간적으로 서로 떨어진 복수 심볼을 이용하여 1개의 신호를 송신하는 송신 수단을 구비하고,
상기 수신 장치가,
상기 송신 장치로부터 송신된 신호를 상기 각 수신 안테나에 의해 수신하고, 그 수신 신호로부터 상기 복수 캐리어 또는 복수 심볼마다의 채널 추정값을 구하는 채널 추정 수단과,
상기 수신 신호와 상기 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 상기 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 신호 재생 분리 수단을 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
(부기 14)
복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 송신 장치로서,
복수의 송신 안테나와,
상기 송신 안테나마다, 주파수가 서로 떨어진 복수 캐리어 또는 적어도 시간적으로 서로 떨어진 복수 심볼을 이용하여 1개의 신호를 송신하는 송신 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
(부기 15)
복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 수신 장치로서,
복수의 수신 안테나와,
상기 송신 안테나마다 주파수가 서로 떨어진 복수 캐리어 또는 적어도 시간적으로 서로 떨어진 복수 심볼을 이용하여 1개의 신호를 송신하는 상기 송신 장치로부터 송신된 신호를 상기 각 수신 안테나에 의해 수신하고, 그 수신 신호로부터 상기 복수 캐리어 또는 복수 심볼마다의 채널 추정값을 구하는 채널 추정 수단과,
상기 수신 신호와 상기 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 상기 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 신호 재생 분리 수단을 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 수신 장치.
이상 상술한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 종래와 같이 신호 분리 후에 재송 합성을 행하는 경우에 비하여, 안테나 상관이 높은 경우에도, 신호 분리 재생 처리를 보다 유효하게 기능시킬 수 있어, 충분한 특성 개선을 도모할 수 있다. 따라서, 재송 제어의 효율을 높여, 데이터 통신의 처리량을 향상하는 것이 가능하여, 무선 통신 기술 분야에서 매우 유용하다고 생각된다.
상기 본 발명에 따르면, 적어도 다음과 같은 효과 내지 이점이 얻어진다.
(1) 종래와 같이 신호 분리 후에 재송 합성을 행하는 경우에 비하여, 안테나 상관이 높은 경우에도, 신호 분리 재생 처리를 보다 유효하게 기능시킬 수 있어, 충분한 특성 개선을 도모할 수 있다. 따라서, 재송 제어의 효율을 높여, 데이터 통신의 처리량을 향상하는 것이 가능해진다.
(2) 재송 제어를 행하지 않는 경우에도, 주파수 방향에서 서로 떨어진 상관이 낮은 복수의 캐리어나, 시간 방향에서 서로 떨어진 상관이 낮은 복수의 심볼을 이용함으로써 상기한 바와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.

Claims (14)

  1. 복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 방법으로서,
    상기 송신 장치는,
    상기 복수의 송신 안테나로부터 각각 신호를 송신하고,
    상기 수신 장치는,
    상기 송신 장치로부터 송신된 신호를 상기 각 수신 안테나에 의해 수신하고, 그 수신 신호로부터 상기 송신 안테나 및 수신 안테나 사이의 채널 추정값을 구하여, 그 채널 추정값과 상기 수신 신호를 유지해 놓고,
    상기 송신 장치로부터의 상기 수신 신호에 대한 재송 신호 및 그 재송 신호에 대하여 얻어지는 채널 추정값과, 상기 유지한 수신 신호 및 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 상기 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
  2. 삭제
  3. 복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신 장치 사이에서 무선 통신을 행하는 무선 통신 시스템에 이용되는 상기 수신 장치로서,
    상기 송신 장치로부터 상기 각 수신 안테나에 의해 수신되는 수신 신호로부터 상기 송신 안테나 및 수신 안테나 사이의 채널 추정값을 구하는 채널 추정 수단과,
    상기 수신 신호와 상기 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값을 유지하는 제1 메모리와,
    상기 송신 장치로부터 상기 수신 신호에 대하여 재송된 재송 신호 및 그 재송 신호에 대하여 상기 채널 추정 수단에 의해 얻어진 채널 추정값과, 상기 제1 메모리에 유지된 상기 수신 신호 및 상기 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 각 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하는 제1 신호 재생 분리 수단
    을 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 수신 신호에 관한 소정의 조건을 검출하는 조건 검출 수단과,
    상기 조건 검출 수단에 의해 상기 소정의 조건이 검출된 경우에, 상기 각 수신 안테나에 의해 수신한 수신 신호 및 그 수신 신호에 대하여 상기 채널 추정 수단에 의해 구해진 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 송신한 신호를 재생, 분리하는 제2 신호 재생 분리 수단과,
    상기 제2 신호 재생 분리 수단에 의해 얻어진 신호를 유지하는 제2 메모리와,
    상기 송신 장치로부터 상기 수신 신호에 대하여 재송된 재송 신호에 대하여 상기 제2 신호 재생 분리 수단에 의해 얻어진 신호와 상기 제2 메모리에 유지된 신호를 합성하는 재송 합성 수단
    을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 조건 검출 수단이,
    상기 소정의 조건으로서, 상기 수신 신호의 재송 횟수가 소정 횟수를 초과한 것을 검출하는 재송 횟수 검출부로서 구성된 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 조건 검출 수단이,
    상기 소정의 조건으로서, 상기 채널 추정 수단에 의해 구해진 상기 채널 추정값의 상관이 소정의 임계값 미만인 것을 검출하는 상관값 검출부로서 구성된 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  7. 제4항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 조건 검출 수단에 의해 상기 소정의 조건이 검출되면, 상기 송신 장치에 펑쳐링 패턴을 변경하여 상기 재송 신호의 송신을 행하도록 요구하는 펑쳐링 패턴 변경 요구 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 제1항에 있어서,
    상기 수신 신호의 재송 횟수가 소정 횟수를 초과하면, 상기 수신 장치에서는, 상기 각 수신 안테나에 의해 수신된 수신 신호와 상기 수신 신호에 대하여 구해지는 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 상기 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하고, 그 신호와 그 후에 상기 송신 장치로부터 재송된 신호에 대하여 재생, 분리한 신호를 합성하여 복호하는 것을 특징으로 무선 통신 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 수신 신호의 채널 추정값의 상관이 소정의 임계값 미만이면, 상기 수신 장치에서는, 상기 각 수신 안테나에 의해 수신된 수신 신호와 상기 수신 신호에 대하여 구해지는 채널 추정값에 기초하여, 상기 송신 장치가 상기 송신 안테나로부터 송신한 신호를 재생, 분리하고, 그 신호와 그 후에 상기 송신 장치로부터 재송된 신호에 대하여 재생, 분리한 신호를 합성하여 복호하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
  13. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 수신 장치는, 상기 송신 장치에 펑쳐링 패턴을 변경하여 상기 재송을 행하도록 요구하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 송신 장치는, 상기 재송 시에 사용하는 송신 안테나 또는 주파수를 변경하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
KR1020060020297A 2005-10-24 2006-03-03 무선 통신 방법 및 수신 장치 KR100819987B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2005-00308887 2005-10-24
JP2005308887A JP2007116637A (ja) 2005-10-24 2005-10-24 無線通信方法及び無線通信システム並びに受信装置及び送信装置

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070122200A Division KR100926400B1 (ko) 2005-10-24 2007-11-28 무선 통신 방법 및 무선 통신 시스템 및 수신 장치 및 송신장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070044338A KR20070044338A (ko) 2007-04-27
KR100819987B1 true KR100819987B1 (ko) 2008-04-07

Family

ID=37607337

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020060020297A KR100819987B1 (ko) 2005-10-24 2006-03-03 무선 통신 방법 및 수신 장치
KR1020070122200A KR100926400B1 (ko) 2005-10-24 2007-11-28 무선 통신 방법 및 무선 통신 시스템 및 수신 장치 및 송신장치

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070122200A KR100926400B1 (ko) 2005-10-24 2007-11-28 무선 통신 방법 및 무선 통신 시스템 및 수신 장치 및 송신장치

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20070092020A1 (ko)
EP (1) EP1777868A1 (ko)
JP (1) JP2007116637A (ko)
KR (2) KR100819987B1 (ko)
CN (1) CN1956369A (ko)

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100866805B1 (ko) * 2006-04-06 2008-11-04 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신시스템에서 로그 우도 율 생성 장치 및방법
US8270513B2 (en) * 2006-05-31 2012-09-18 Cobham Defense Electronic Systems Corporation Fully saturated multi-tone transceiver
DK2033354T3 (da) * 2006-06-16 2013-04-22 Lg Electronics Inc Indkodning af uplink bekræftelser til downlink transmissioner
US7916775B2 (en) 2006-06-16 2011-03-29 Lg Electronics Inc. Encoding uplink acknowledgments to downlink transmissions
TWI323596B (en) * 2006-12-13 2010-04-11 Inst Information Industry Channel estimation device, method, application program, and computer readable medium for estimating channel by a previous channel signal
WO2008140827A1 (en) * 2007-05-14 2008-11-20 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co Kg Simultaneous messaging from multiple sources using hierarchical modulation
US20080311939A1 (en) * 2007-06-18 2008-12-18 Nokia Corporation Acknowledgment aided space domain user scheduling for multi-user mimo
KR101590414B1 (ko) * 2007-08-14 2016-02-01 가부시키가이샤 엔티티 도코모 수신장치 및 데이터 취득방법
CN101488906B (zh) * 2008-01-14 2011-12-07 中兴通讯股份有限公司 实时业务传输的资源分配方法、实时业务传输方法
EP2247017A1 (en) * 2008-02-21 2010-11-03 Sharp Kabushiki Kaisha Transmission device, reception device, communication system, and communication method
WO2009104582A1 (ja) * 2008-02-21 2009-08-27 シャープ株式会社 受信装置、送信装置、通信システム及び通信方法
JP5213271B2 (ja) * 2008-02-21 2013-06-19 シャープ株式会社 通信装置、通信システム、受信方法およびプログラム
JPWO2009157184A1 (ja) * 2008-06-24 2011-12-08 パナソニック株式会社 Ｍｉｍｏ送信装置、ｍｉｍｏ受信装置、ｍｉｍｏ伝送信号形成方法、及びｍｉｍｏ伝送信号分離方法
JP2011527137A (ja) * 2008-07-03 2011-10-20 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） 無線通信システムにおける方法及び構成
US8204102B2 (en) * 2008-08-07 2012-06-19 Entropic Communications, Inc. IQ imbalance equalization system and method
EP2173054A1 (en) * 2008-10-06 2010-04-07 Thomson Licensing Method for receiving and transmitting data blocks
JP2010183256A (ja) * 2009-02-04 2010-08-19 Kddi R & D Laboratories Inc 無線通信システム
WO2010138735A1 (en) * 2009-05-27 2010-12-02 At&T Intellectual Property I, L.P. Transmit antenna subset selection for retransmission
WO2011122835A2 (en) 2010-03-29 2011-10-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for controlling retransmission on uplink in a wireless communication system supporting mimo
KR101695023B1 (ko) * 2010-03-29 2017-01-10 삼성전자주식회사 다중 안테나 기술을 지원하는 무선 통신 시스템의 상향 링크에서 재전송 제어 방법 및 장치
CN102959881B (zh) * 2012-08-21 2015-06-17 华为技术有限公司 信号校正方法和接收机
CN104461980B (zh) * 2014-11-27 2017-08-25 英业达科技有限公司 信号自动调整系统及方法
RU2599532C1 (ru) * 2015-08-03 2016-10-10 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Устройство оценки эффективности информационного обмена системы связи
US10110346B1 (en) * 2016-04-14 2018-10-23 Mbit Wireless, Inc. Method and apparatus for soft bit computation in MIMO decoders
WO2018021960A1 (en) * 2016-07-28 2018-02-01 Razer (Asia-Pacific) Pte. Ltd. Receiver devices, transmitter devices, methods for controlling a receiver device, methods for controlling a transmitter device, and computer-readable media
CN111434049B (zh) * 2017-06-19 2021-06-11 弗吉尼亚科技知识产权有限公司 使用多天线收发器无线传输的信息的编码和解码
CN110870226A (zh) * 2017-07-31 2020-03-06 深圳市大疆创新科技有限公司 数据处理装置和方法
US10749594B1 (en) * 2017-08-18 2020-08-18 DeepSig Inc. Learning-based space communications systems
PT115587B (pt) * 2019-06-18 2021-07-16 Univ Do Porto Método e dispositivo para transmissão em direto em contínuo com partilha de carga oportunista por computação em nuvem periférica móvel

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004112098A (ja) * 2002-09-13 2004-04-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線送信装置および無線送信方法
JP2004166038A (ja) * 2002-11-14 2004-06-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｃｄｍａ送信装置およびｃｄｍａ受信装置
JP2004304760A (ja) * 2002-11-26 2004-10-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 通信方法及び送信装置、受信装置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001060934A (ja) * 1999-08-20 2001-03-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｏｆｄｍ通信装置
US7031419B2 (en) * 2001-06-29 2006-04-18 Nokia Corporation Data transmission method and system
US7295624B2 (en) 2002-03-06 2007-11-13 Texas Instruments Incorporated Wireless system with hybrid automatic retransmission request in interference-limited communications
US7092452B2 (en) * 2002-03-25 2006-08-15 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc Co-channel interference receiver
FI20021013A0 (fi) * 2002-05-29 2002-05-29 Nokia Corp Tiedonsiirtomenetelmä ja -järjestelmä
JP2004040232A (ja) * 2002-06-28 2004-02-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線通信システム、無線送信装置、および無線受信装置
US20040116077A1 (en) * 2002-08-08 2004-06-17 Kddi Corporation Transmitter device and receiver device adopting space time transmit diversity multicarrier CDMA, and wireless communication system with the transmitter device and the receiver device
JP4483218B2 (ja) * 2002-08-08 2010-06-16 Ｋｄｄｉ株式会社 時空間送信ダイバーシチマルチキャリアｃｄｍａ方式による受信装置並びに送信装置及び受信装置を備えた無線通信システム
US8320301B2 (en) * 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
EP1511189B1 (en) * 2002-11-26 2017-09-06 Wi-Fi One, LLC Communication method, transmitter apparatus and receiver apparatus
US7356089B2 (en) * 2003-09-05 2008-04-08 Nortel Networks Limited Phase offset spatial multiplexing
KR20050089698A (ko) * 2004-03-05 2005-09-08 삼성전자주식회사 어레이 안테나를 갖는 이동통신시스템에서 데이터 송/수신장치 및 방법
US8358714B2 (en) * 2005-06-16 2013-01-22 Qualcomm Incorporated Coding and modulation for multiple data streams in a communication system
JP2007081625A (ja) * 2005-09-13 2007-03-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd マルチアンテナ無線通信装置及びマルチアンテナ無線通信方法
CN100592672C (zh) * 2005-11-30 2010-02-24 上海贝尔阿尔卡特股份有限公司 空时编码/译码模式的动态切换方法及装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004112098A (ja) * 2002-09-13 2004-04-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線送信装置および無線送信方法
JP2004166038A (ja) * 2002-11-14 2004-06-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｃｄｍａ送信装置およびｃｄｍａ受信装置
JP2004304760A (ja) * 2002-11-26 2004-10-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 通信方法及び送信装置、受信装置

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
3GPP TS 25.211 V5.6.0 (2004-09)
3GPP TS 25.212 V5.9.0 (2004-06)

Also Published As

Publication number Publication date
KR100926400B1 (ko) 2009-11-12
KR20070120473A (ko) 2007-12-24
JP2007116637A (ja) 2007-05-10
US20070092020A1 (en) 2007-04-26
KR20070044338A (ko) 2007-04-27
CN1956369A (zh) 2007-05-02
EP1777868A1 (en) 2007-04-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100819987B1 (ko) 무선 통신 방법 및 수신 장치
US10693539B2 (en) Layer mapping method and data transmission method for MIMO system
JP4128197B2 (ja) 多入力多出力伝送システム
KR101270986B1 (ko) 무선통신장치 및 무선통신방법
US7508880B2 (en) Apparatus and method for space-time-frequency block coding for increasing performance
EP1655876A2 (en) Apparatus and method for transmitting and receiving data using space-time block coding
JP6280508B2 (ja) 送信装置、受信装置および通信システム
AU2007316403A1 (en) MIMO transmission with layer permutation in a wireless communication system
KR20080078813A (ko) Ｍｉｍｏ 시스템에 사용될 데이터 스트림들의 개수를결정하는 방법
WO2016124456A1 (en) Codeword-to-layer mapping for mimo transmissions
CN107210898A (zh) 用于对干扰消除友好的新型空中接口的辅助信息和用户设备反馈
CN109429550B (zh) 数据处理方法、传输控制设备和接收端
KR101287272B1 (ko) 적응적 맵퍼를 이용한 데이터 전송 방법 및 복합 자동재전송 방법
KR101158206B1 (ko) Ｍｉｍｏ 네트워크에서의 심볼 블록의 송신 방법
JP5223915B2 (ja) 移動通信システム及びその通信方法並びに送信局
JP4812779B2 (ja) 移動通信システム及びその通信方法並びに送信局
Ishigami et al. Adaptive Hybrid ARQ schemes with bit-LLR based packet combining through MIMO-OFDM eigen-mode channels

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
A107 Divisional application of patent
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee