KR100787336B1

KR100787336B1 - Ｃｄｍａ 수신기에서 자동으로 주파수를 제어하는 방법 및장치

Info

Publication number: KR100787336B1
Application number: KR1020037004623A
Authority: KR
Inventors: 폴 덴트; 그레고리 보톰레이; 루즈베 아타리어스
Original assignee: 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘)
Priority date: 2000-10-04
Filing date: 2001-10-04
Publication date: 2007-12-18
Also published as: DE60138899D1; EP1323236A2; US7443826B1; AU2001293862A1; KR20030043980A; EP1323236B1; WO2002029978A3; WO2002029978A2; ATE433228T1

Abstract

하나 이상의 송신기의 하나 이상의 주파수와 수신기의 국부 기준 주파수 사이에 주파수 오프셋이 추정된다. 수신된 신호는 국부 주파수 기준 발진기를 이용하여 처리되어 대표적인 복소수 샘플들이 얻어지며, 이 샘플들은 다중 경로 전파 채널의 다른 지연된 레이에 각각 대응하는 복수의 복소 채널 추정치를 생성하기 위해 국부적으로 생성된 역확산 코드의 시프트와 상관된다. 주파수 에러 추정치는 채널 추정치들의 각 하나의 연속 값들에 기초하여 각 레이에 대하여 계산된다. 가중 합산은 국부 주파수 기준을 제어하도록 상대 주파수 에러 추정치를 제공하기 위하여 주파수 에러 추정치로 이루어진다. 주파수 에러 추정치는 동일 채널 추정치의 이전 값의 공액 복소 값과 각 채널 추정치의 현재 값을 승산하고, 각 주파수 레이에 대하여 주파수 에러 추정치로서 그 적을 이용하여 계산될 수 있다. 출력 루프는 국부 주파수 기준을 제어하기 위해서 제어 신호를 생성하도록 주파수 추정치를 적분하는데 이용될 수 있다. 다른 방안으로, 역확산 값 스트림의 각각에서의 주파수 에러 계산은 관련 주파수 에러 적분에 의해서 주어지는 범위에서 연속 역확산 값들의 위상각을 점진적으로 회전시킴으로써 보정되고, 주파수 보정된 역확산 값 스트림들은 각 레이에 대하여 복소 채널 추정치들을 생성하도록 처리되고, 각 레이에 대한 잔여 주파수 에러는 대응하는 레이에 대한 채널 추정치들의 연속 값들을 처리함으로써 결정되고, 주파수 에러 추정치들은 제어 신호를 생성하도록 결합된다. 내부 루프 적분기들은 각 잔여 주파수 에러 값을 적분하여 주파수 에러 적분 값들을 생성하는데 이용될 수 있다. 다른 방안으로, 내부 루프 적분기는 주파수 에러 추정치를 적분하여 내부 루프 적분 값들을 생성하는데 이용될 수 있고, 외부 루프 적분기는 내부 루프 적분 값들을 적분하여 제어 신호를 생성하는데 이용될 수 있다.

역확산, WCDMA, 채널 추정, 가중, 내부 루프 적분기, 외부 루프 적분기

Description

ＣＤＭＡ 수신기에서 자동으로 주파수를 제어하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR AUTOMATIC FREQUENCY CONTROL IN A CDMA RECEIVER}

본 발명은 무선 수신기에서의 기준 주파수 제어 방법 및 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 통신 시스템에서의 송신기의 캐리어 주파수와 수신기의 국부 기준 주파수 사이의 주파수 오프셋을 추정하는 방법 및 시스템에 관한 것이다.

도 1A는 전형적인 기지국(BS)(110) 및 이동국(MS)(120)을 포함하는 전형적인 셀룰러 무선 전화 시스템의 블록도이다. 비록 “이동국”이라고 나타내었지만, 이동국(120)은 다른 형태의 원격 스테이션, 예를 들면 고정 셀룰러 스테이션이 될 수도 있다. BS는 공중 전화 교환망(PSTN: public switched telephone network)(도시하지 않음)에 접속된 모바일 스위칭 센터(MSC)(140)에 접속된 제어 처리 유니트(130)를 포함한다. 이러한 셀룰러 무선 전화 시스템의 일반적인 실시 태양이 종래에 공지되어 있다. BS(110)는 제어 처리 유니트(130)에 의해서 제어되는 음성 채널 송수신기(150)를 통해 복수의 음성 채널을 처리한다. 또한, 각 BS는 하나 초과의 제어 채널을 처리할 수 있는 제어 채널 송수신기(160)를 포함한다. 제어 채널 송수신기(160)는 제어 처리 유니트(130)에 의해서 제어된다. 제어 채널 송수신기(160)는 그 제어 채널에 로크된(locked) 모바일들에, BS나 셀의 제어 채널로 제어 정보를 브로드캐스팅한다. 송수신기(150 및 160)는 동일한 무선 캐리어를 공유하는 제어 트래픽 채널로 이용하도록 음성 제어 송수신기(170)와 같은 단일 디바이스로서 수단이 될 수 있는 것으로 이해되어 진다.

MS(120)는 그의 음성 및 제어 채널 송수신기(170)에서의 제어 채널 상에서 브로드캐스팅된 정보를 수신한다. 다음으로, 처리 유니트(180)는 MS가 로크하기 위한 후보가 되는 셀들의 특성을 포함하는 수신된 제어 채널 정보를 평가하고, 어느 셀에 MS가 로크할지를 판정한다. 바람직하게, "Method and Apparatus for Communication Control in a Radiotelephone system"이란 제목으로 레이스(Raith) 등에 의해 미국 특허번호 제 5,353,332호에서의 예에 개시된 바와 같이, 수신된 제어 채널 정보는 관련된 셀에 연관된 절대 정보뿐만 아니라 제어 채널이 관련된 셀에 가까운 다른 셀에 연관된 상대 정보를 포함한다.

상술한 형태의 셀룰러 무선 전화 시스템과 위성 무선 시스템과 같은 현대 통신 시스템들은 각종 동작 모드들(아날로그, 디지털, 듀얼 모드 등) 및 주파수 분할 다중 접속(FDMA: frequency division multiple access), 시분할 다중 접속(TDMA: time division multiple access), 및 코드 분할 다중 접속(CDMA: code division multiple access)과 같은 접속 기술과 이들 기술들의 혼합을 채용하고 있다.

북미에서, TDMA를 이용하는 디지털 셀룰러 무선 전화 시스템은 디지털 어드벤스 모바일 폰 시스템(D-AMPS)이라 칭하고, 그의 몇 가지 특징은 통신 산업 협회 및 전기 산업 협회(TIA.EIA)에 의해서 발행된 TIA/EIA/IS-136 표준에 명시되어 있다. 직접 시퀀스 CDMA를 이용하는 다른 디지털 통신 시스템은 TIA/EIA/IS-95 표준 에 의해서 명시되어 있다. 또한 주파수 호핑 TDMA 및 CDMA 통신 시스템이 있는데 그 중 하나는 EIA SP 3389(PCS 1900)에 의해서 명시되어 있다. PCS 1900표준은 북미 이외에 공통적으로 GSM 시스템의 수단이 되며, 개인 통신 서비스(PCS) 시스템에 내장되어 있다.

디지털 셀룰러 통신 시스템의 차세대용으로 각종 표준 설정 단체에서 현재 논의 대상이 되는 몇 가지 제안에는, ITU(International Telecommunications Union), ETSI(European Telecommunications Standard) 및 ARIB(Japan's Association of Radio Industries and Businesses)가 포함된다.

직접 시퀀스(DS: direct-sequence) 확산 스펙트럼 변조는 CDMA 시스템에서 일반적으로 이용되며, 여기서 각 정보 심볼은 다수의 “칩(chip)"으로 표현된다. 하나의 심볼을 많은 칩으로서 나타낸다는 것은 "확산" 처리를 야기하게 되고, 이 확산에는 전형적으로 송신하기 위한 대역폭이 더욱 요구됨을 의미한다. 칩들의 시퀀스는 확산 코드 또는 서명(signature) 시퀀스라 하기도 한다. DS 수신기, 예를 들면 레이크 수신기에서, 수신된 신호는 역확산 코드를 이용하여 역확산되며, 이 역확산 코드는 확산 코드와 전형적으로 공액 관계에 있다. IS-95 및 J-STD-008은 DS CDMA 표준의 예이다.

모바일 무선 채널에서, 송신된 신호가 주변 환경, 예를 들면 빌딩, 나무, 차량 등의 장애물로부터 반사됨으로써 다중 경로가 생성된다. 통상적으로, 모바일 무선 채널은 다중 경로를 생성하는 구조물들의 상대 이동에 따르는 시변 다중 경로 채널이다.

다중 경로 채널의 특성은 채널을 통한 각 경로가 위상차를 가질 수도 있다는 것이다. 예를 들면 이상적인 임펄스가 다중 경로 채널로 송신되는 경우 통상적으로 수신된 펄스들의 스트림의 각 펄스는 수신된 다른 펄스와 위상차를 갖는다. 이는 결과적으로 신호를 페이딩시킬 수 있다.

다중 경로 전파가 존재하는 경우, 진폭이 극적으로 가변될 수 있다. 다중 경로 전파는 시간 분산을 일으킬 수도 있고, 이는 수신될 신호에 복수의 분해가능 에코를 유발할 수도 있다. 수신기에서는, 상관기들이 서로 다른 에코들로 정렬되어 있다. 일단 역확산 값이 가중되면, 이들은 합산된다. 이 가중 및 합산 연산은 통상적으로 레이크 결합이라 한다.

도 1B는 채널 추정기를 채용한 종래 무선 수신기를 나타낸 도면이다. 이 수신기는 신호들을 수신하는 안테나(10), 신호들을 필터링하고 증폭하여 복소수 샘플 값들과 같이 처리를 위해 적절한 형태로 이들을 변환하는 무선 수신기(11), 국부 코드 발생기(14)에 저장되어 있거나 또는 국부적으로 발생된 기지의 심볼들과 수신된 신호 샘플들을 상관시켜 채널 추정치를 제공하는 채널 추정기(12), 및 채널 추정치들과 함께 역확산 신호 샘플들을 역확산 및 처리하여 정보를 취출하는 데이터 디코더(13)를 포함한다. 데이터 디코더(13)는 Dent 및 Bottomley에 허여되어 여기에 참조된 미국 특허 제 5,572,552호에 개시된 방식으로 연산하는 예를 들면 레이크 수신기가 될 수 있다. 채널 추정 갱신기(15)는 가장 최근의 데이터 및/또는 파일롯 심볼 결정치들 및 역확산 신호 샘플들에 기초하여 채널 추정치들을 갱신하고 갱신된 정보를 디코더(13)에 제공한다. 디코딩된 데이터는 후속 처리를 하기 위해 출력된다.

코히어런트 검출은 송신기, 채널 및/또는 무선 처리기에 의해서 신호들이 어떻게 수정되었는지에 대한 추정을 요구한다. 상술한 바와 같이, 송신 매체는 다중 경로 전파의 결과로 신호에 위상 및 진폭 변화를 야기하게 된다. 또한 신호가 분산되어 신호 에코가 발생하고 각 에코는 이 신호와 연관된 위상과 진폭을 가지고 있어 복소 채널 계수로 나타날 수 있다. 각 에코는 이 신호와 연관된 지연을 가진다. 코히어런트 복조는 이들 지연과 계수의 추정을 요구한다. 통상적으로 채널은 상이한 지연들에 할당된 채널 계수들을 갖는 이산 레이들로 모델링된다.

신호에 포함된 기지의 변조 심볼들뿐만 아니라 수신기에 의해서 디코딩된 미지의 심볼들 양자를 이용하여 수신된 무선 신호에 대하여 채널 추정을 하는 것이, 예를 들면 Dent에 허여되고 여기에 참조된 미국 특허 제 5,335,250호에, 그리고 Dent 등에 허여되고 여기에 참조된 미국 특허 제 5,331,666호, 제 5,557,645호 및 제 5,619,533호에 개시되어 있다. CDMA 시스템에 특정된 채널 추정은 Dent에 허여되고 여기에 참조된 미국 특허 제 5,151,919호 및 제 5,218,619호에 개시되어 있다.

자기 회귀(autoregression), 즉 IIR 필터링을 이용하는 채널 추정치들(smoothing channel estimates)을 평활화하는 것에 대한 더욱 상세한 것은, Uppsala University (1995)의 Ph.D. Lars Lindbom에 의해 기재된 “A Wiener Filtering Approach to the Design of Tracking Algorithms with Applications in Mobile Radio Communications”에서 개시되어 있으며, 이 문헌은 본 출원에서 참조 한다. 이 문헌은 신호의 페이딩 스펙트럼에 평활 필터의 특성을 적용하므로 인한 이점을 개시하고 있다.

과거에, 신호의 페이딩 스펙트럼은 대칭인 것으로 가정했었다. 이것은 도시지역에서, 즉 모바일 무선 전파 환경에서의 페이딩에 대한 Jake의 모델에 따르면 장시간(즉, 몇 분 이상)인 경우에 사실일 수도 있다. Jake의 모델과, 통신 시스템 성능에 대하여 시뮬레이션하는 동안의 계산을 빠르게 하기 위해 그 모델을 변형한 것에 대한 더욱 상세한 것은, P.Dent, G. E. Bottomley와 T.Croft에 의해 Electronics Letters, vol. 29, no. 13, pp. 1162-1163(1993년 6월 24일)에 “Jakes's Fading Model Revisited"라는 제목으로 기재된 것으로부터 알 수 있다.

Jake의 모델은 모바일 수신기 주변의 물체들에서 반사하는 각 분포는 균일한 것으로 가정하고 있다. 이동국의 이동 방향에 대한 다른 각도에서 이동국에 도착하는 반사된 신호의 상대적인 도플러 시프트는, 도달 각도의 cosine으로 가변한다. 균일한 각도 분포를 갖는 상태에서, 도플러 스펙트럼은 양측이 대칭이며, 양측에서는 네거티브 도플러 주파수 시프트로 이동국의 뒤에서 도착하는 반사된 에너지가 포지티브 도플러 주파수 시프트를 갖는 이동국의 앞으로부터 도착하는 반사된 에너지가 동일하다. 뒤로부터 이동국에 도달하는 레이들은 앞으로부터 이동국에 도달하는 레이들과 비교하여 송신기로부터 수신기까지의 전파 거리가 동일하지 않음이 명백하다. 그러나, 이들 차는 통상적으로 무시했었고, Jake의 모델은 그럼에도 불구하고 이러한 지연차를 가진 레이들이 결합되어, 이들 레이들의 평균과 동일한 지연의 경로에 대하여 네트(net) 페이딩 파형이 생성되는 것으로 가정한다.

특히, 서로 변조 심볼 주기가 ±0.5 내에 있는 지연들이 결합되어 평균 지연을 가진 네트 페이딩 레이가 생성된다. 그 ±0.5 변조 심볼 간격을 벗어나는 지연들은 다른 ±0.5 심볼 윈도우에 그룹화되어 다른 평균 지연을 가진 다른 네트 페이딩 파형이 얻어진다. 연관된 변조 심볼 이격 지연들을 가진 다른 네트 페이딩 파형들은 다중 경로 채널을 특정하도록 취해지지만, 각 다중 경로가 Jake의 페이딩 모델에 따르는 것, 즉 각 경로가 모든 방향으로부터 균일하게 도착하는 레이들의 결합인 것으로 가정한다.

CDMA 시스템, 특히 광대역 CDMA(WCDMA) 시스템에서는, 칩 간격이 더욱 단축되어, 더욱 미세한 시간 해상도로 다중 전파 경로가 분해될 수 있게 된다. 따라서, 전파 지연들에서의 차가 마이크로세컨드의 수분의 1일인 경우에 레이들을 합하는 Jake의 모델은 더 이상 유효하지 못하다. 이들 합은 협대역 FDMA 또는 중간 대역폭 TDMA 시스템의 경우에만 유효하다. WCDMA 시스템에 있어서, CDMA 칩 지속 기간(duration)의 ±0.5 내에서, 수신기에 도달하는 상이한 레이들의 결합을, 기지국에서 이동국까지 전파 지연이 동일한 레이들로 제한할 필요가 있다. DS-CDMA에 기초한 차세대 모바일 전화통신용으로 제안된 IMT2000 시스템에서, 일 프레임은 10 밀리세컨드의 지속시간을 가지며 16개의 슬롯으로 분할되고, 각 슬롯은 2560개의 칩으로 분할된다. 통신 채널에 따라, 2560 칩이 다수의 심볼들로 그룹화된다. 예를 들면 소위 Perch 1 채널에는, 256 칩을 각각 가진 심볼 10개가 있다. 상당 수의 이러한 심볼들이 기지로 되어 있고 BS로부터 MS로 파일롯으로서 송신된다. 페이징 채널 슬롯 마다있는 하나의 심볼은 소위 Perch 2 코드라 한다. 예시적인 CDMA 신호 포맷이 도 2에 도시되어 있다.

5MHz 광대역 WCDMA 시스템에서, 칩 지속 기간은 통상적으로 0.25 마이크로세컨드(㎲)이고, 따라서 ±0.5 칩이 ±0.125㎲ 지속 시간을 가지며 전파 경로 길이 변동면에서 ±37.5미터로 나타낼 수 있다.

이러한 정도의 정밀도로 동일한 지연을 가진 레이들이, 복수의 촛점으로서, 기지국과 이동국을 갖는 타원 등고선 상에 놓여 있는 물체로부터 반사되는 것을 알 수 있다. 이는 반사 지연이 동일한 물체의 위치들을 나타내는 타원 등고선을 도시한 도 3을 참조하면 더 잘 이해되어질 것이다. 예를 들면, 그 이동국에 가장 근접한 타원 등고선 상에 있는 물체로부터 반사된 레이는 T1의 지연을 가지며, 다음으로 가까운 타원 등고선 상에 놓여 있는 물체로부터 반사된 레이들은 T2의 지연을 가지고, 다음의 타원 등고선 상에 놓여 있는 물체로부터 반사된 레이들은 T3의 지연을 갖는 등의 방식이다.

이들 물체는 이동국 주변에 균일한 각도로 분포되어 있지 않고, 이동국 또는 기지국 중 어느 하나로부터 동일한 거리에 위치되어 있지도 않다. 더욱이, 기지국은 타원 등고선 내에 위치되어 있기 때문에, 통상적으로 지향 송신 안테나를 채용하는 경우 타원 등고선 둘레의 물체는 균일하게 조사되지 않는다. 결과적으로, ±0.5 칩 주기내에 주어진 지연을 가진 레이의 페이딩 스펙트럼은 대략적으로 제로 주파수에서 대칭이 되지 않는다. 오히려, 이러한 레이의 페이딩 스펙트럼은 비대칭이 된다. 이는 도 4에 나타낸 전력 스펙트럼 플롯에 나타나 있다.

또한, 페이딩 스펙트럼의 중심의 제로 주파수로부터의 오프셋은 더 이상 이 동 방향에 독립적이지 못하다.

WCDMA가 의도하는 이점 중의 하나는 각 분해된 레이가 단일의 비-페이딩 레이가 되도록 물체를 개별적으로 반사하는 해상도를 시간 해상도가 높아지도록 할 수 있다는 것이고, 즉 WCDMA는 페이딩을 제거하는 것을 의도로 한다. 물론, 이러한 “비-페이딩” 레이들이 왕래 하지만 로그노말 셰도우잉(lognormal shadowing)의 비교적 긴 시간 스케일 상에서는 추적이 용이해진다는 것을 알 수 있다. 그러나, 각 레이는 그 진폭이 더욱 느리게 변하는 경우에도 그 위상이 여전히 도플러 레이트까지 변하는 것을 의미하는 가변 도플러 확산을 갖는다. 따라서, 코히어런트 신호 디코딩을 유효하게 하기 위해서 전파 채널의 가변 복소 값을 추정할 필요, 즉 위상 기준을 알 필요가 있다. 더욱이, 반사 물체를 작게 분해함으로써 페이딩의 완전한 제거는 예상되는 WCDMA 시스템의 대역폭을 넘어 매우 큰 대역폭을 이용하는 경우를 제외하고는 성취되지 않으며, 따라서 전파 경로들의 중간 영역에서 각각 복수 레이들을 포함한다는 것을 알 수 있다. 이들 WCDMA 시스템에 대한 페이딩 모델 및 채널 추정 수단은 발명자 Paul Dent가 1999년 1월 7일에 출원한 발명의 명칭이 “Smoothing Channel Estimation by Spectral Estimation"인 미국 특허 출원 제09/227,180호에 개시되어 있다. 이 출원은 여기에 참조되어 있다.

본 출원에서 채용하고 있는 상술한 출원에 따른 레이 당 채널 추정에 따라 채널 추정의 평활화가 별개로 적용되어 있는 수신기가 도 5에 도시되어 있고, 채널 추정은 도 6에서와 같이 수행될 수 있다.

DS 확산 스펙트럼 수신기에서, 주파수 오프셋 또는 편이가 송신기 캐리어 주파수와 수신기의 국부 발진기 사이에서 존재할 수 있다. 이 주파수 오프셋은 온도 변화, 에이징 및 제조 허용 오차를 포함하는 상이한 인자들로부터 발생한다. 이 오프셋을 처리하고자, 위상 기울기(ramp)를 추정하여 자동 주파수 제어 (AFC: automatic frequency control) 루프로 보상할 수 있다. 추정은 결정 피드백으로 파일롯 채널, 파일롯 심볼 또는 데이터 심볼들에 기초하여 이루어질 수 있다.

IS-95 DS-CDMA 시스템의 순방향 (기지국-대-원격 스테이션)(base-to-remote) 링크에서, 파일롯 채널은 주파수 오프셋 추정에 대하여 이용가능하다. 파일롯은 연속적으로 송신되어 오프셋에서의 변동을 추적할 수 있게 한다.

수신기 AFC는 원격 송신기에 대한 국부 수정 기준 발진기의 에러를 추정하고, 이 AFC 추정치는 도 7에 나타낸 바와 같이 국부 송신기 주파수를 보정하기 위해서 수정 발진기를 보정하는데 이용될 수 있다. 그러나 과거에는 수신 신호에서 관찰되는 변화의 원인을 부분적으로는 채널 추정을 통한 도플러 채널 변화나, 부분적으로는 수정 주파수 에러로 돌리려는 시도가 있었는데, 이러한 시도는 채널 추정이 주파수 에러의 일부분을 흡수함에 따라 부정확한 것으로 되어 버렸다.

이들 문제는 임의의 주파수 오프셋에서 하나의 기지국과 통신하는 이동국이 다른 주파수 오프셋으로 다른 기지국으로 핸드오버되는 상태에서 더욱 악화된다.

따라서, 발진기 에러로 인한 신호 변동으로부터 채널 변동으로 인한 다른 신호 변동의 식별을 향상시킬 필요가 있다.

발명의 개요

따라서 본 발명의 목적은 도플러 오프셋과 수정 주파수 에러를 고려하여, 송신된 신호의 캐리어 주파수와 수신기에서의 국부 주파수 기준 사이의 에러를 추정하는 기술을 제공하는데 있다. 본 발명의 다른 목적은 복수개의 송신기들의 캐리어 주파수와 수신기의 국부 주파수 기준 사이의 주파수 에러를 추정하는 기술을 제공하는데 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 이 목적 및 다른 목적은 다중 경로 전파 채널을 통해 수신되는 코드 분할 다중 접속 신호를 처리하여 국부 주파수 기준 발진기의 주파수를 제어하는 방법 및 장치에 의해서 이루어진다. 수신 신호는 국부 주파수 기준 발진기를 이용하여 처리되어, 처리용 대표 복소수 샘플들이 얻어진다. 이 복소수 샘플들은 국부적으로 생성된 역확산 코드의 시프트와 상관된다.

일 실시예에 따르면, 이 상관된 신호는 다중 경로 전파 채널의 상이한 레이에 각각 대응하는 복소 채널 추정치들이다. 주파수 에러 추정치는 채널 추정치들 중 각각의 연속 값들에 기초하여 각 레이에 대하여 계산된다. 합산기는 주파수 에러 추정치들의 가중된 합산을 수행하여 상대 주파수 에러의 상대 주파수 에러 추정치를 계산한다. 주파수 에러 추정치는 동일한 채널 추정치의 이전값의 공액 복소값과 각 채널 추정치의 현재 값을 승산하고 각 레이에 대한 주파수 에러 추정치로서의 적(product)을 이용하여 계산될 수 있다. 외부 루프 적분기는 주파수 에러 추정치를 생성하기 위한 주파수 에러 추정치들과 수신된 신호에 기초한 값에 대하여 국부 주파수 기준 발진기를 제어하기 위한 제어 신호를 적분하는데 이용될 수 있다.

다른 실시예에 따르면, 상관된 신호들은 연속하는 심볼 간격과 각 레이에 대응하는 복소 역확산 값들의 스트림이다. 각 역확산 값 스트림에서의 주파수 에러들은 연관된 주파수 에러 적분에 의해서 주어지는 레이트로 연속 역확산 값의 위상 각도를 점진적으로 회전시킴으로써 보정된다. 주파수 보정 역확산 값 스트림들은 각 레이에 대하여 복소 채널 추정치들을 생성하도록 처리되고, 각 레이에 대한 잔여 주파수 에러 추정치는 대응하는 레이에 대하여 채널 추정치들의 연속 값들을 처리함으로써 결정된다. 주파수 에러 추정치들은, 수신된 신호에 기초하는 값으로 국부 주파수 기준발진기를 제어하기 위한 제어 신호와 주파수 에러 추정치를 생성하도록 결합된다. 내부 루프 적분기들은 주파수 에러 적분 값을 생성하기 위해서 각 잔여 주파수 에러 값들을 적분하는데 이용될 수 있고, 결합기는 주파수 에러 적분 값들을 결합하여 제어 신호를 생성한다. 다른 방안으로, 내부 루프 적분기는 주파수 에러 추정치를 적분하는데 이용하여 내부 루프 적분 값들을 생성할 수 있고, 외부 루프 적분기는 수신된 신호에 기초하는 값으로 국부 주파수 기준 발진기를 제어하기 위한 제어 신호를 생성하도록 내부 루프 적분 값들을 적분하는데 이용될 수 있다.

각종 예에 따르면, 주파수 에러 추정치는 하나의 수신기로부터 또는 복수 수신기로부터 수신된 신호들에 대하여 계산될 수 있다. 복수의 송신기들로부터 수신된 신호들에 대하여, 주파수 에러 추정치들은 각 송신기에 대하여 별개로 계산되고 이후 결합될 수 있다.

도면의 간단한 설명

본 발명의 특성, 목적 및 이점은 동일한 구성요소에는 동일한 참조 부호를 부여한 첨부된 도면과 상세한 설명을 숙독함으로써 명백해질 것이다.

도 1A는 예시적인 셀룰러 무선 전화 통신 시스템의 블록도.

도 1B는 종래 무선 수신기를 나타낸 도면.

도 2는 CDMA 신호의 형태를 나타낸 도면.

도 3은 일정 경로 지연의 반사 물체들의 위치들(궤적)을 나타낸 도면.

도 4는 전력 스펙트럼의 플롯을 도시한 도면.

도 5는 각 레이에 대하여 채널 추정의 평활화가 개별적으로 적용되는 수신기를 나타낸 도면.

도 6은 채널 추정을 위한 종래 방법을 나타낸 도면.

도 7은 수신기로부터 AFC를 송신하는 종래 무선 통신을 나타낸 도면.

도 8A 및 8B는 일 실시예에 따른 각 레이에 대한 채널 추정치들과 주파수를 동시에 제공하는 장치 및 방법을 각각 나타낸 도면.

도 9A 및 9B는 제2 실시예에 따른 연속 레이 당(per-ray) 채널 추정치들을 처리함으로써 레이 당 주파수 에러를 계산하는 장치 및 방법을 각각 나타낸 도면.

도 10은 레이 당 역확산 값들을 결합함으로써 공통 주파수 에러 추정치를 제공하는 예시적인 장치를 나타낸 도면.

도 11은 내부 AFC 루프가 없는 AFC 루프를 이용하여 공통 주파수 에러 추정치를 제공하는 예시적인 장치를 나타낸 도면.

도 12는 공통 내부 AFC 루프를 가진 AFC 루프를 이용하여 공통 주파수 에러 추정치를 제공하는 예시적인 장치를 나타낸 도면.

도 13은 레이 당 내부 AFC 루프를 가진 AFC 루프를 이용하여 공통 주파수 에러 추정치를 제공하는 예시적인 장치를 나타낸 도면.

도 14A 내지 14C는 핸드오버 시나리오에서 국부 주파수 오프셋들을 나타낸 도면.

도 15A 및 15B는 복수개의 송신기로부터 수신된 신호들에서 주파수 에러를 각각 추정하는 예시적인 장치 및 방법을 각각 나타낸 도면.

상세한 설명

설명의 목적을 위한 것으로, 이하 설명은 셀룰러 무선 통신 시스템에 대한 것이지만, 본 발명은 이에 한정하는 것이 아니며 다른 형태의 통신 시스템에도 적용하는 것으로 이해되어져야 한다.

예시적인 실시예들에 따르면, 하나 이상의 송신된 신호의 하나 이상의 캐리어 주파수와 국부 주파수 기준 사이의 주파수 에러를 추정하는 방법 및 장치가 제공된다.

하나의 예시적인 실시예에 따르면, 주파수 에러는 주파수 에러와 채널 추정치들을 동시에 얻음으로써 계산된다. 도 8A를 참조하면, 수신 신호는 역확산 유니트(300-1, 300-2, .., 300-n)에서 역확산되어 상이한 레이들에 대응하는 다수의 역확산 값들이 얻어진다. 역확산은 국부적으로 발생되는 역확산 코드의 시간 시프트와 복소 수신 신호 샘플들을 상관시킴으로써 실행될 수 있다. 하나의 코드의 다수의 시간 시프트들 및 동일한 수신 신호를 동시에 상관시키는데에 유용한 디바이스의 예는 Dent 및 Wang의, 여기에 참조된, 미국 특허 제5,9631,893호에 개시되어 있다.

역확산 유니트(300-1, 300-2, .., 300-n)는 레이 당 주파수 에러 보정을 행하며, 이는 본 실시예에서 각 레이에 대하여 서로 다르다. 그러나, 주파수 에러 보정은, 공통 주파수 에러 보정, 즉 동일한 보정이 각 레이에 대하여 이루어질 수 있고, 각 블록에서 개별적으로 이루어지는 대신에 블록(300-1 내지 300-n)으로 입력되는 수신 신호에 한번에 행해질 수 있다. 개별 주파수 보정이 행해지는 경우, 이상 각도를 점진적으로 회전시키는 주파수 에러의 경향을 보상하도록 연속 복소 출력 값들의 위상 각도가 누적하여 위상이 트위스트되지 않게 된다. 즉, 유니트(300-2)에 의해서 역확산된 레이 2에 주파수 에러가 출력 샘플 당 +10도의 위상 회전을 일으키고, 그 다음 주파수 보정이 -10도 만큼 하나의 역확산 출력 샘플을 회전시키고, 다음에 -20도 만큼 회전시키고, 다음에 -30도 만큼 등을 회전시킨다. 주파수 보정이 정확하면, 이는 위상이 점진적으로(progressively) 회전하는 것에 대한 출력 샘플들의 경향을 제거할 수 있다. 이것이 성취되었는지 판정하기 위해서는, 레이 당 주파수 및 채널 추정기들(12-1, 12-2, .., 12-n)이 어떤 점진적인 회전 경향이 잔류하는 지의 여부를 각 레이에 대하여 개별적으로 판정한다. 채널 추정은 하부층 정보 심볼 변조가 기지의 심볼들을 포함하고 있는 경우 역확산 값들을 관측함으로써 실행될 수 있다. 예를 들면, 하부층 정보 심볼 변조가 QPSK인 경우, 심볼들은 ±45도 또는 ±135도 중 어느 하나의 명목상의 단위 위상과 진폭을 가지며, 특히 2비트 심볼이 기지로(known) 되어 있고, 역확산 값은 기지의 심볼로 인해 위상각 변조를 제거함으로써 “비변조될(unmodulated)” 수도 있으며, 이 때 나머지 값은 전파 채널의 위상 및 진폭에만 따른다. 기지의 심볼들로부터 얻어지는 이러한 값들을 필터링하거나 합산함으로써, 특정 다중 경로 레이에 대한 채널 추정의 평균 값이 얻어진다.

도 2에 도시된 신호 포맷에서, 2560개 칩의 각 슬롯은 다수의 기지의 심볼들을 포함한다. 각 심볼이 256 칩들로 확산되면, 각 슬롯은 10개의 심볼을 포함한다. 슬롯 당 이들 심볼들의 임의의 개수, 예를 들면 4개의 심볼이 채널 추정에 이용되는 통상적으로 기지의 심볼들이 될 수 있다. 따라서, 이들 “파일롯” 심볼들의 임의의 수에 기초한 채널 추정치들이 슬롯마다 얻어지고, 이들 복소 값들은 주파수 에러가 제거되면 대칭 위상 회전을 나타내지 않는다. 결과적으로, 잔여 주파수 에러는 하나의 채널 추정치에서 다른 추정치까지의 위상차를 측정함으로써 판정될 수 있다. 이는 다음의 적을 형성함으로써 계산될 수 있다.

Ck_i · Ck^* _i-1

여기서 Ck_i는 레이 k에 대한 채널 추정치이고, 슬롯 i 및 Ck^* _i-1은 이전 슬롯에서의 레이 k에 대한 채널 추정치의 공액 값이다. 채널 추정치들은 심볼 복조가 제거된 것을 알려주었다는 것을 기억하게 될 것이다. 따라서, 하나의 슬롯에서 다음 슬롯으로의 위상 회전의 유일한 원인은 보정되지 않은 주파수 에러이다. 이는 상기 적의 비-제로(non-zero) 허수부로서 나타낸다. 이 주파수 추정치의 각도는 주파수 에러에 대응하고, 향상된 주파수 에러 추정치를 얻기 위해서 적절하게 평활화하여 이용될 수 있다. 비록, 주파수 추정치의 각도만이 주파수 에러에 대응하지만, 간략화의 관점에서, 전체 주파수 추정치는 본 애플리케이션에서의 각종 위치에서의 주파수 에러 추정치를 의미한다. 이 미분 위상 추정치(또는 주파수 추정치)의 크기는 레이 크기 ｜CK｜의 제곱에 비례한다. 기술할 다른 실시예에서, 모든 레이들에 걸친 최적 공통 주파수 에러 추정치는 모든 레이들(첨자 k가 변함)에 걸친 상기 적의 허수부들을 합산함으로써 얻어지며, 이에 의해서 얻어진 제곱된 진폭 가중은 공통 주파수 에러 추정치를 생성하기에 최적이다. 그러나, 도 8A에는, 상기 적의 허수부로부터의 레이 당 주파수 에러 추정치가 관련 레이에 적용되고, AFC 루프 적분기(301-1, 301-2, .., 301-n) 중 하나만 설명의 용이화를 위해 도시되어 있다. AFC 루프 적분기는 주파수 에러 및 채널 추정기(12-1, 12-2, ..,12-n)로부터의 평균 주파수 에러가 제로가 되는 것을 보증하는 1차 AFC 루프를 형성한다. 평균 주파수 에러가 제로가 아니라 포지티브이면, 관련 적분기는 평균 주파수 에러가 제로로 될 때까지 관련 주파수 에러 보정 유니트(300-1, .., 300-n 중 하나)에서 기울기를 향상시키고 “디트위스팅(detwisting)" 을 증가시킨다. 이 때, 적분기(301-1)로부터 적분된 주파수 에러는 관련 레이에 대하여 실제(true) 평균 주파수 에러이다.

주파수 에러 지시자를 생성하는 것 외에, 도 8A의 디바이스는 소프트 데이터 값을 생성하는 레이크 결합기(400)를 포함한다. 레이크 결합기(400)는 역확산기(300-1 내지 300-n)의 주파수 보정된 역확산값들을, 복소 승산기(400-1, 400-2, .., 400-n)에서의 주파수 및 채널 에러 추정기(12-1, ..,12-n)로부터 대응하는 채널 추정치들의 공액 값과 승산한다. 그 결과는 합산기(401)에서 합산되어 소프트 데이터 값을 생성한다. 확산값들은 미지의 심볼들에 관련시키는 동안 채널 추정치들이 예를 들면 파일롯 채널로부터 기지의 심볼들을 이용하여 유도된다. 따라서, 레이크 결합된 소프트 값들은 미지의 심볼들을 나타낸다. 도 2의 신호 포맷의 하나의 전체 프레임으로부터의 소프트 값들은 에러 보정 및 검출 코딩된 블록을 구성할 수 있다. 전체 블록이 수신되는 경우, 소프트 값들의 에러 보정 및 검출이 수행되어 에러 지시를 얻는다. 에러 지시가 디코딩 보정을 나타내면, 수신된 신호는, 진짜(genuine) 신호이며 레이 당 AFC 루프 적분기(301-1, 302-2, ..301-n)의 출력 상에 존재하는 주파수 에러가 수정 기준 발진기에 대한 보정을 판정하는데 이용될 수도 있는 충분한 신뢰성을 갖는 것으로 간주된다. 이러한 전체 주파수 에러 추정치는 결합기(402)를 이용하여 레이 당 주파수 에러 추정치들로부터 판정된다.

도 8A는 소프트 값들을 처리하는 레이크 결합기(400)를 도시하고 있고, 종래 기술 분야에 숙련된 자는 발명자 G. Bottomley가 1998년 10월 2일 출원한 미국 특허 출원 제09/165,647호에 개시된 멀티 유저 검출의 형태뿐만 아니라 접근 형태를 포함하는 다른 복조의 형태가 이용될 수도 있다. 이 출원은 여기에 참조되어 있다.

레이 당(per-ray) 주파수 에러들로부터 상대 주파수 에러 추정치라고도 칭하는 전체 주파수 에러 추정치를 판정하는 본 발명을 구현하기에 적절한 많은 방식이 있다. 전체 주파수 에러 추정치를 판정하는 기술은 그들의 신호 대 잡음비에 따른 레이 당 주파수 에러 추정치들에 얼마나 많은 가중을 주는 가에 따라 달라진다. 하나의 예로서, 가중 없이 이용된다. 도 8A에서 처리된 레이들은 N보다 큰 테스트된 레이 위치들의 총 개수를 넘는 가장 강한 N 레이들이 선택된 것으로 이미 가정되어 있고, 따라서 주파수 에러 추정치들은 결합기(402)에서 단순히 평균환된다. 다른 예에서, 포지티브 도플러의 다중 경로에서 물체의 반사가 발생하며, +100Hz, +110Hz 및 +120Hz의 3개의 포지티브 주파수 에러와 -130Hz의 하나의 네거티브 주파수 에러가 -130Hz 및 +120Hz 사이의 도플러 확산의 지시를 나타내는 것이 쟁점이 될 수 있다. 이 쟁점에 따르면, 전체 주파수 에러는 +120Hz의 최대 포지티브값과 -130Hz의 최대 네거티브값의 합의 절반으로서, -5Hz의 결과로 주어진다. 제3 선택은 예를 들면 적 CK_iㆍCk^* _i-1의 실수부로서 이용가능한 관련 레이의 평균 에너지에 의해서 개별 주파수 에러를 가중하는 것이다.

모든 경우에, 전체 주파수 에러만이 10msec 프레임마다 추정할 필요가 있다면, 잡음을 감소하기 위한 시간 주기에 대하여 전체 주파수 에러로부터 유도되는 양은 평균화되어야 한다. 다른 방안으로, 전체 주파수 에러가 더 자주 유도될 수 있어 변화를 줄이기 위해서 10msec에 걸쳐서 평균화될 수도 있다.

도 8B는 제 1 실시예에 따른 주파수 에러를 추정하는 예시적인 방법을 나타낸 도면이다. 복소 역확산 값 스트림이 생성되는 단계 800에서 이 방법이 개시된다. 단계 810에서, 각 스트림에 대한 주파수 에러들이 보정된다. 단계 820에서, 채널 추정치들이 생성된다. 단계 830에서, 각 레이에 대한 잔여 주파수 에러가 추정된다. 단계 840에서, 주파수 에러 추정치들은 상대 주파수 에러 추정치를 형성하도록 결합된다.

레이 당 주파수 보정을 이용하는 것은 특정 애플리케이션에서 필요 없을 수도 있다. 통상, 채널 추정기들은 전체 주파수 에러가 크지 않은 한, 레이 대 레이(ray-to-ray) 및 슬롯 대 슬롯(slot-to-slot) 위상 변동을 추정하기에 충분히 빠르다. 따라서, 전체 주파수 에러가 낮도록 확보하는 것이 가장 중요하다.

따라서, 제 2 실시예에 따르면, 디바이스는 레이 당 주파수 보정이 아니라 레이 당 채널 추정을 이용하는 것이 제공되어 있다. 도 9A를 참조하면, 제 2 실시예에 따른 디바이스는 도 8A에 나타낸 바와 같이 레이 당 채널 추정기(12-1, 12-2, .., 12-n)와 레이크 결합기(400)를 포함하지만, 레이 당 주파수 보정은 없다. 각 레이에 대한 주파수 에러 추정기(302-1, 302-2, ..,302-n)는 시간(i)에서의 채널 추정치를 시간(i-1)에서의 채널 추정치의 공액 값으로 승산함으로써 각 레이에 대한 임의의 규칙적인 위상 회전 경향을 판정한다.

이후, 이들 적의 합은 결합기(402)에서 누적되며, 유사한 기능을 가리키도록 도 8A와 동일하게 도 9A에서 라벨링되어 있다. 결합기(402)로부터의 합은 허수부와 실수부를 가지고, 전체 주파수 에러 추정치는 ARCTAN(허수/실수)(또는 작은 에러에 대해서는 (허수/실수))이다. 허수부 및 실수부는 이들의 비, 즉 ARCTANGENT를 계산하기 전에 추정 주기(예를 들면 10 msec의 일 프레임)에 걸쳐 평균화될 수 있다. 대안으로, 주파수 에러 추정기(302-1, 302-2, .., 302-n)는 시간(i-1)에서의 채널 추정치의 공액 값에 의해서 시간(i)에서의 채널 추정치를 승산하고, ARCTAN(허수/실수)를 계산함으로써 레이 당 주파수 에러 추정치를 생성할 수 있다. 이 경우, 결합기(402)는 ARCTAN 연산을 요구하지 않는다.

결과 평균은 도 7의 제어 마이크로 프로세서(19)와 같은 제어 프로세서에 보내지며, 이 제어 마이크로프로세서는 예시적인 실시예에 따르면 수정 기준 발진기를 포함하는 전체 AFC 루프를 형성하기 위해 소프트웨어 AFC 루프 적분기를 포함한다. 예를 들면 소프트웨어 AFC 루프 적분기는 새로운 주파수 에러 추정치가 10msec 프레임마다 가산되는 정수 변수를 포함한다. 이후, 누적된 주파수 에러 추정치는 디지털 대 아날로그 변환기를 통해 제어 코드를 출력하는데 이용되어 전압 제어 수정 발진기에 대한 아날로그 제어 전압이 얻어지며, 이에 의해서 연속적인 주파수 에러 추정치들의 평균이 제로로 될 때까지 그 주파수를 조절하고, 루프 적분기는 다소 안정된 평균 값에 도달한다. 엄밀하게, 안정된 값은 제어 프로세서(9)에 의해서 수정 온도 보상 테이블에서 온도 추정치와 쌍을 이루어 수정 온도 보상 테이블에 저장되고, 그로부터 셔트 다운 주기 후에 장치를 다음 이용시 초기 값으로서 검색될 수 있다. 이러한 장기간의 온도 테이블로의 값 입력은 수신 신호가 인증된 기지국 송신기로부터 온 것인지에 대한 다양한 정상(sanity) 체크와 검증에 의해 매우 엄밀하게 제한될 수 있다.

도 9A에서, 결합된 또는 상대적인 주파수 보정이 수정을 보정하기 위해서 이용된다. 게다가, 또는 다른 방안으로, 발명자 G. Bottomley 등이 1997년 12월 16일자로 출원한 미국 특허 출원 번호 제08/991,770호에 개시된 바와 같이, 결합된 주파수 에러 보정이 레이크 결합에 이용하기 위한 채널 추정치들을 회전시키는데 이용될 수도 있다. 이 출원은 여기에 참조되어 있다.

도 9B는 제2 실시예에 따른 주파수 에러를 추정하는 예시적인 방법을 나타낸 도면이다. 도 9B에 도시된 방법은 주파수 보정이 앞서 이루어지지 않았으며 단계 900에서 생성된 채널 추정치들로부터 단계 910에서 주파수 에러 추정치가 계산되는 것을 제외하고 도 8B에 나타낸 것과 유사하다. 주파수 에러 추정치들의 가중된 합은 단계 920에서 생성된다.

도8A 및 도 9A에 나타낸 디바이스에서, 주파수 에러 및 채널 추정치들은 송신된 신호 포맷에서 주기적으로 내장된 파일롯 심볼들의 이용 또는 공통 파일롯 채널에 기초한다. 그러나, 어떤 경우에는, 전체 주파수 에러 추정치는 에러 보정 및 검출 디코더가 미지의 심볼들의 성공적인 디코딩을 지시할 때까지 신뢰될 수 없거나 활성화되지 않는다. 따라서, 복잡도가 약간 증가하더라도, 미지의 심볼들이 디코딩되어 기지의 심볼이 될 때까지 전체 주파수 에러 추정이 지연될 수도 있다. 이후, 거의 모든 심볼들은 소급(retrospective) 채널에 이용될 수도 있고 이미 상술한 처리와 동일한 주파수 에러 추정 절차에서 이용될 수 있다. "포스트 디코딩”주파수 에러 추청치는 에러 보정 디코딩 처리로부터 유익이 있고, 더욱 정확하고 낮은 잡음 주파수 에러 추정치를 제공한다.

도 10-13은 예시적인 실시예에 따른 전체 AFC 루프의 각종 구현예를 나타낸 도면이다. 도 10에서, AFC 루프 적분기(508)를 포함하는 공통 AFC 루프는 전체 또는 상대 주파수 에러의 추정을 전개한다. 적분기(508)로부터의 주파수 에러는 주파수 에러 W를 누산기(501)에 연속적으로 합산함으로써 점진적으로 회전 위상으로 변환되고, 이에 의해서 시간 t를 점진적으로 증가시키는 Wt가 발생한다. 누산기(501)는 모듈로-2π를 연산하고, 즉, 오버플로우시, 누산기(501)에서의 나머지가 이제 2π만큼 감소되는 각도를 정확하게 계속 나타낸다. cos/sin ROM(502)은 누산기(502)로부터 순간 각도를 어드레스로서 이용하여 exp(-jWt) = cos(Wt) - jsin(Wt)를 출력한다. 이 복소수는 채널 추정기(503a-3, 503b-3,..503n-3)에서 채널 추정에 앞서 주파수 보정을 행하기 위해서, 역확산 유니트(500)로부터 각 레이에 대하여 역확산 출력에 의해 각 승산기(503a-1, 503b-1)등을 이용하여 승산이 이루어진다. 따라서, 역확산 값은 채널 추정을 위해 주파수 에러에 의해서 발생되는 규칙적 위상 회전을 제거하도록 “언트위스트(untwist)”된다. 언트위스트 역확산값들은 레이 당 지연 유니트(503a-2, 503b-2,..503n-2)에서 하나의 정보 심볼 주기만큼 지연되고, 지연된 값들의 공액 값은 승산기(503a-4, 503b-4,..503n-4)에서 지연되지 않는 대응 값들에 의해서 승산이 이루어진다. 이후, 승산 결과는 합을 구하는 합산기(504)에서 합산되고, 정보 심볼에서 심볼 주기 변화에 대한 심볼 주기의 영향이 나타나지 않는다면, 보정되지 않은 주파수 에러를 나타내는 심볼 주기에 걸친 위상에서의 변화는 합 출력에서 비-제로 허수부로 나타난다.

유니트(507)는 지연의 하나의 심볼 주기에 걸쳐 각도 변화를 구하기 위해 ARCTANGENT(허수/실수)를 계산한다. 이 아크탄젠트 함수는 합산기(504)의 실수 및 허수부의 부호에 기초하여 정확한 쿼드런트(quadrant)에 각도를 위치시키는 소위 2인 수 아크탄젠트라 한다. 다음으로, 유니트(507)는 심볼 S(i-1) 내지 심볼 S(i)의 변조 정보 심볼의 변화에 의해서 발생하는 각도 변화를 감산한다. 이것은 물론 심볼 변화가 기지의 것으로 전제한다. 예를 들면, 임의의 파일롯 심볼 및/또는 미지의 데이터 심볼은, 심볼들이 에러 보정 디코드되고 그후 AFC 루프 적분기를 소급적으로(retrospectively) 갱신할 때까지 대기하거나, 이 미분 위상값에 기초하여 미지의 심볼의 변환의 가능 가능성 높은 값으로 임시 결정하여 주파수 에러를 제어하는데 이용될 수 있다. 예를 들면 미분 위상값이 ±45도 내에 있는 경우, 심볼 변조에 따른 미분 변화는 제로 S(i)= S(i-1)로 가정될 수 있고, 위상 변화는 주파수 에러에 따라 달라질 수 있다. 한편, 미분 위상 변화가 +45도와 +135도 사이에 있는 경우, 미분 심볼 변화는 90도 위상 변화를 담당하는 것으로 가정될 수도 있다. 다음, 90도 감산되고, 나머지 미분 위상 변화는 주파수 에러로서 이용된다. 위상 모듈로 π/2 감소는, 고정 포인트 정수로서 적절한 모듈로-2π 디지털 위상 표시를 선택하고, 45도를 가산하고, 최상위 2비트를 제외(mask-off)시키고 그후 45도를 감산함으로써 성취될 수 있다.

도 10의 시스템은 채널 추정 및 데이터 변조에 대한 주파수 에러를 보정하는 독립식 수신기 AFC 루프이다. 그러나, 국부 수정 기준 발진기를 보정함으로써 국부 송신기 주파수를 보정하는 것이 바람직하다. 따라서, 수신기 AFC 루프 적분기(508)상에 존재하는 주파수 에러 W는 주 제어 마이크로프로세서(19)에 출력되며, 이 프로세서에서 다른 더 느린 루프 적분기에 디지털 값으로 누적된다. 더욱이, 특히 데이터 심볼들이 이용되는 경우, 이들 값들은 바람직하게 보정되지 않은 데이터 에러들이 없음을 가리키는 에러 보정 및 검출시에만 디지털(소프트웨어) 적분기에 누적된다. 이후, 제어 프로세서(19)에서의 소프트웨어 루프 적분기에 누적된 값은, 도 7의 발진기(16)와 같은 기준 수정 발진기를 조절하기 위해서 도 7의 D/A 변환기(17)를 통해서 출력되고 따라서 기준 발진기(16) 주변의 더 느린 AFC 루프가 폐쇄된다. 루프 적분기(508)를 포함하는 내부 (수신기) AFC 루프의 폐쇄된 루프 전달 함수는, 제어 프로세서(19), D/A 변환기(17) 및 수정 발진기(16)를 포함하는 외부 AFC 루프 내에서 로우 패스 극점(low-pass pole)과 같은 역할을 한다. 외부 루프의 설계는 내부 루프 극점이 포함되는 경우 안정해지고 양호하게 댐핑된다.

도 11은 다른 실시예에 따른 레이 당 AFC가 없는 공통 AFC 루프의 일반적인 형태를 나타낸 도면이다. 듀플렉서(600)는 수신기(601)와 송신기(602) 둘 다에 안테나를 접속시키고, 이 수신기와 송신기 양자는 수정 기준 발진기(16)를 이용하여 주파수 채널 결정을 정확하게 하고 있다. 수신기(601)는 수신 신호를 필터링, 다운 컨버팅, 샘플링 및 디지털화하여 종래의 방식으로 복수의 CDMA 칩 레이트로 수치 샘플들을 얻는다. 역확산기(603)는 수치 샘플들과 상관시키는데 국부 CDMA 코드 발생기들을 이용하여 CDMA 샘플들을 역확산시켜 선택된 주요 다중 경로 레이들 각각에 대하여 정보 심볼 당 하나의 복소수를 얻는다. 각 레이 당 하나씩인 비변조기들은 기지의 심볼 변조(필요한 경우)로 인해 위상 변화를 제거한다. 파일롯 심볼이 모두 동일한 경우에, 공통 파일롯 채널을 일련의 파일롯 심볼들로서 간주하며, 변조를 제거할 필요가 없다. 비변조는 심볼들의 공액 값에 의해서 심볼들을 승산함으로써 수행될 수 있다. 비변조된 샘플들은 기지의 심볼들의 일부 주기에 걸쳐 누적되거나 또는 로우 패스 필터링된다. 파일롯 심볼들과 같은 기지의 심볼들이 원격 송신기에서 삽입되는 경우, 비변조와 필터링의 조합은 파일롯 지원되는 레이 당 채널 추정기들(12-1, .., 12-n)에 상당함을 알 수 있다. 그러나, 디코딩된 후에야 비로소 기지의 데이터 심볼들은 비변조에 이용될 수도 있다.

필터링되고 비변조된 레이 당 복소값은, 지연 간격에 걸친 위상 변화에 관련된 복소수를 결정하기 위해서 이전 지연 값의 공액 값과 가장 최근 값을 승산하는 미분 위상 식별처리를 받는다(302-1, .., 302-n). 지연 간격은 하나의 심볼 주기, 하나의 슬롯 주기(도 2 참조) 또는 채널 추정기의 연속 출력들 사이의 하나 이상의 간격들이 될 수 있다. 그러나, 이 간격은 그 주기에서의 위상 변화가 모듈로-2π 모호도(ambiguity) 또는 "랩어라운드(wraparound)"로부터 악영향을 받을 수 있을 만큼 길면 안 된다. 따라서, 간격의 선택은 정확하게 추정될 수 있는 최대 주파수 에러를 결정한다. 미분 위상 식별처리의 출력들은 이미 정확하게 가중되어 가산된다. 이들 미분 복소수들의 합은 복소 합산기(504)에서 이루어진다. 302-1 또는 504 또는 507a와 같이 박스들을 출입하는 단일 화살표들은 사실상, 실수부와 허수부 양자를 가지는 복소수들을 운반하는 것으로 이해되어야 한다. 합산기(504)로부터 출력된 복소수는 선택 사항으로 로우 패스 필터(507a) - 이 필터는 실수부에 대하여 필터링 채널을 허수부에 대하여 동일한 필터링 채널을 포함함 - 에서 추가로 로우 패스 필터링될 수 있다. 수치 영역에서, 이러한 필터들은 필터 밴드 폭을 설정하는 복수의 계수 또는 시상수에 의해서 정의되는 유한 임펄스 응답(FIR) 또는 무한 임펄스 응답(IIR) 필터들일 수 있다.

필터링되어 결합된 미분 복소값들은, 예를 들면 2인수 ARCTAN 함수(즉, 4 쿼드런트 ARCTAN)(507b)를 이용하여 지연 간격동안에 위상 변화 값으로 변환된다. 고정 지연 간격에서의 위상 변화는, 상대 주파수 에러의 추정치이고, 예를 들면 에러 보정/검출 디코더로부터 수신된 데이터의 정확한 디코딩에 대한 별도의 확인을 마이크로프로세서가 수신하였는지의 여부에 따라, 소프트웨어 루프 적분기(508)에 통합되어 있는 제어 마이크로프로세서(19)로 전송된다. 후자의 특징은 본 발명의 한정을 의도로 하는 것이 아니며 바람직한 실시 형태를 나타내고자 한 것이다. 소프트웨어 루프 적분기 값이 D/A 변환기(17)로 출력되어 수정 기준 발진기(16)에 대한 아날로그 제어 전압이 형성되고, 이에 의해서 수신기(601) 및 송신기(602) 양자에 대한 주파수 에러가 보정된다. 전압 제어 수정 발진기(VCXO)를 구동하는 D/A 변환기(17)의 이용은 본 발명의 한정을 의미하는 것이 아니라 통상적인 실질적인 실시예이다. 다른 방안으로, 직접 디지털 합성기(DDS: direct digital synthesizer) 또는 N 분 합성기(fractional-N synthesizer)와 같은 미세 주파수 제어 단계를 가진 주파수 합성기가 이용될 수 있고, 소프트웨어 루프 적분기(508)가 출력하는 경우에 값이 합성기 제어 코드에 더해져 수신기(601) 또는 송신기(602) 채널 주파수의 미세 조정에 영향을 준다.

도 12는 수신기 주파수 에러를 조절하기 위해 내부 AFC 루프를 포함하고, 수신기의 내부 루프에 의해서 전개된 보정에 기초하여 송신기 주파수를 보정하기 위해서 외부 AFC 루프를 포함하는 또 다른 전체 AFC 루프를 나타낸 도면이다. 간략하게 나타내기 위해, 도 10과 상이한 부분만 강조하여 나타낸다. 내부 AFC 루프는 exp(-jWt)의 NCO 출력을 이용하는 역확산기(603)에서의 역확산 전 또는 후에서 신호를 복소 승산함으로써 인가될 수 있는 점진적 회전 신호 위상을 언트위스트(untwist)하는 수치 제어 발진기(NCO)(720)를 포함한다. NCO(603)는 도 10의 모듈로-2π 누산기(501) 및 cos/sin ROM(502)과 동일한 기능을 수행한다. NCO(720)에 대한 주파수 제어 값은, ARCTAN 회로(507b)로부터 결합 주파수 에러 추정치들을 적분하는 내부 루프 적분기(510)에 의해서 전개된다. 이 내부 루프는, 내부 루프 적분기(510)의 출력이 수신된 신호와 수신기 사이의 정확한 평균 주파수 에러 또는 상대 주파수 에러에 동일해질 때까지 동작한다. 이후, 이 주파수 에러는 제어 마이크로프로세서(19)의 일부가 될 수 있는 외부 루프 적분기(508)에 인가된다. 내부 루프 및 외부 루프 사이의 차이점은 예를 들면 에러 보정 디코더가 데이터 디코딩에 에러가 없다는 것을 선언할 때까지 대기하지 않고 수신 주파수 에러를 보정하도록 내부 루프가 보다 빠르게 동작한다는 것이다. 외부 루프는 수정 발진기(16)의 장시간 보정을 제공하기 위해 더욱 느리게 동작하며 바람직하게는 에러성 데이에 대하여 동작하는 것을 방지한다.

도 13은 각 다중 경로 레이에 대하여 각각 내부 루프들이 존재하는 것을 제외하고는 도 12와 동일하다. 본 실시예에서는, 레이 당 하나의 NCO가 있다(NCO 720-1, .., 720-n). 마찬가지로, 레이 당 내부 루프 적분기(510-1, .., 510-n) 및 레이 당 ARCTAN 회로가 있고, 이는 현재 직교좌표-극좌표(Cartesian-to-Polar) 변환기(507b-1,..507b-n)로 일반화되어 가고 있다. 직교좌표-극좌표 변환기는 각도 출력과 신호 세기 출력 양자를 행한다. 신호 세기 출력은 미분 위상 식별자 출력의 진폭과 관련될 수 있고, 이 진폭은 레이의 전력에 관련된다. 따라서, 요즘 내부 루프는, 하나의 상당한 다중 경로 레이당 하나씩인 n개 루프의 집합, 및 연관된 레이의 평균 주파수 에러와 관련된 평균 값들을 출력하기 위해서 장착된 각 루프 적분기들을 포함한다. 결합기(507)는 연관된 직교좌표-극좌표 변환기의 진폭 관련 출력을 연관 가중으로서 이용하여 내부 루프 적분기 출력의 가중 합을 수행한다. 가중 출력은 모든 레이에 걸친 공통 또는 상대 주파수 에러의 추정치이고 제어 프로세서(19)에 포함된 외부 AFC 루프 적분기(508)에 공급된다. 직교좌표-극좌표 변환기(507b-1, .., 507b-n)의 신호 세기 출력의 합은 제2 합산기(도시하지 않음)에 의해서 형성될 수 있고, 소망하는 값으로, 일정하게 예를 들어 단위값으로 그 합을 유지하기 위해서 자동적으로 이득을 제어하는데 이용되는데, 이 경우 AFC 가중의 합에 의해서 507의 결합 출력을 나누는 것은 불필요하다.

통상적으로 CDMA 신호에 대하여 수신기에서 검출되는 바와 같이, 다중 경로 레이들 각각에 이루어진 주파수 추정치들에 기초하여 송신기와 수신기의 기준 주파수 발진기를 보정하기 위한 본 발명의 다양한 구성을 상술하였다. 각종 구성은, 기준 발진기를 보정하기 위한 단일의 공통 AFC 루프, 수신된 신호 주파수 에러를 보정하기 위한 별도의 내부 AFC 루프 - 여기서의 보정은 기준 수정 발진기를 보정하기 위해 더 느린 루프에 인가됨 -, 각 다중 결로 레이에 대한 별도의 내부 AFC 루프들을 포함하고, 레이 당 내부 루프 보정치들은 기준 발진기에 대한 또는 레이 당 및 공통 수신기 AFC 루프 둘 다에 대한 공통 보정을 형성하기 위해 최적으로 결합되고, 공통 수신기 AFC 루프는 레이 당 루프들에 대한 외부 루프로 된다. 외부 루프는 송신기에 대하여 수정 기준 발진기 보정 루프를 형성하기 위하여 공통 수신기 AFC 루프 신호를 더 적분하도록 더해질 수 있다. 후자의 구성은 루프 내에 루프 내에 루프를 나타내고, 이러한 구성은 바람직한 안정과 댐핑을 유지하는 동안, 그 안에 내부 루프의 폐루프 극점을 허용하도록 모든 외부 루프가 적절하게 설계될 수 있게 한다.

상술한 실시예는 MS와 같은 수신기의 국부 주파수 기준과 BS와 같은 단일 송신기의 캐리어 주파수 사이의 주파수 에러를 취급하는 방법에 대해서 기술했다. 주파수 에러 문제는 예를 들면, 이동국이 소프트 핸드오버 상태에서와 같이 하나 초과의 기지국과 동시에 통신하는 경우, 복수의 통신기들로부터 신호를 동시에 수신하면 더욱 악화된다.

WCDMA 특성에 따르면, 2개의 기지국은 2GHz의 캐리어 주파수에서 ±200Hz에 대응하는 ±0.1ppm만큼 주파수가 잘못 조절되도록 허용된다. 동시에, MS는 ±200Hz에 대응하는 ±0.1ppm만큼 BS로부터 부정확한 주파수를 가질 수 있다. 이는 Technical Specification No. 3G TS 25.104, ver. 3.1.0, 3G Partnership Project(1999년 12월)의 "UTRA(BS)FDD; Radio Transmission and Reception"에 더욱 상세하게 개시되어 있으며, 여기에 참조되어 있다.

MS는 0.1ppm의 주파수 오프셋을 가지며 제1 BS에 대하여 -0.1ppm의 주파수 오프셋을 갖는 새로운 BS에 위치하려고 하는 것으로 가정한다. MS가 주파수 오프셋을 추정하기 위해서 상술한 바와 같이 수신된 경로 레이들을 결합하면, MS가 새로운 BS에 대하여 국부 주파수를 조절할 수 없을 수도 있고 따라서 ±0.1ppm미만의 주파수 오프셋을 가진 채 이 새로운 BS에 송신을 개시할 수도 있다. 이러한 발생 가능성은, 새로운 BS로부터 수신된 경로 레이의 수가 예전의 BS로부터 수신된 것보다 작은 경우, 증가한다.

도 14A 내지 도 14C는 이러한 문제를 나타낸 도면이다. 도 14A에 나타낸 바와 같이, MS 국부 주파수는 BS1로부터 200Hz까지 이격될 수 있다. 소프트 핸드오버에서, BS1으로부터 -200Hz의 주파수 오프셋을 가진 새로운 BS(BS2)는 MS와의 통신을 개시하고, MS에 대하여 400Hz의 주파수 오프셋을 갖는다. 도 14B에 나타낸 바와 같이, MS가 주파수 오프셋을 추정하기 위해서 BS1 및 BS2로부터의 수신된 경로 레이를 채용한다면, MS는 BS2의 국부 주파수로부터 200Hz 초과하는 주파수 오프셋을 추정할 것이다. 따라서, MS는 ±200Hz 사이의 주파수 오프셋을 갖도록 하기 위해서, BS1 및 BS2의 주파수들 사이에서 자신의 국부 주파수를 조절해야 한다.

이 문제는 본 발명의 다른 예에 따라서, 다른 BS로부터 수신된 경로 레이들을 개별적으로 처리함으로써 다루어진다. 예시적인 실시예에 따라, 다른 BS들로부터 수신된 경로 레이들이 라벨링된다. 이 다른 BS들로부터 수신된 경로 레이들의 개수에도 불구하고, BS 둘 다에 대하여 주파수 오프셋이 추정된다.

다른 기지국들로부터의 레이들을 별개로 유지하기 위해서, 다른 BS들로부터 수신된 경로 레이들이 라벨링된다. 라벨은 어느 BS로부터 수신 경로 레이들이 송신되었는지를 식별한다. 예를 들면, WCDMA 시스템에서, 신호들이 송신되는 기지국을 식별하기 위해서 롱 코드(Long Code)가 이용될 수 있다. 롱 코드는 어떤 공지된 방식, 예를 들면, 1998년 7월 9일 출원되어 여기에 참조되어 있는 상술한 미국 특허출원번호 제09/112,689호에 개시된 바와 같은 방식으로 인가되고 검출될 수 있다.

상술한 바와 같은 AFC 알고리즘이 각 BS에 개별적으로 인가될 수 있고, MS들과 BS들 사이의 주파수 오프셋이 결정될 수 있다. 도 14C에 나타낸 바와 같이 BS1과 BS2로부터의 기준 사이에 MS 국부 주파수가 존재하도록 이들 추정치를 사용하여 최종 주파수 오프셋을 결정할 수 있다.

다른 예에 따르면, MS는 레이가 발생된 BS와는 무관하게, 각 레이에 대하여 별도의 내부 루프 AFC를 이용하여 복수의 BS를 처리할 수 있다. 다른 방안으로, 도 15A에서, 예를 들면 롱 코드들에 기초하여, 수신된 레이들을 제1 BS로부터 발생된 레이들의 제1 그룹과 제2 BS로부터 발생된 레이들의 제2 그룹으로 그룹화한다. 비록, 도 15A에 나타낸 디바이스는 간략하게 2개의 기지국에 적용하였지만, 본 발명은 2개의 기지국으로부터 수신된 신호를 처리하는 것으로 한정되지 않으며 임의의 수의 기지국으로부터 수신된 신호들에도 적용할 수 있다.

채널 추정, 주파수 에러 추정 및 주파수 에러 추정들의 결합이, 예를 들면, 상술한 임의의 실시예에서 기술한 바와 같이, 레이들에 수행될 수 있다. 레이들의 각 그룹에서 결합 주파수 에러 추정치들은 내부 루프 AFC 적분기 (508-1 및 508-2)에서 적분되어 레이들의 각 그룹에 대하여 수신된 주파수 에러를 보정하는데 이용된다. 다음으로, 모든 기지국에 대한 적분 주파수 에러들은 상대 주파수 에러 추정치를 생성하기 위해 합산기(517)에서 결합된다. 그후, 합산 출력은 소프트웨어 AFC 적분기일 수 있는 외부 루프 적분기(508)를 이용하여 적분된다. 외부 루프 적분은 수정 발진기를 제어하는데 적용된다.

BS 관련 주파수 에러 적분은 가중을 가지고 또는 가중 없이 다수의 상이한 방식으로 결합될 수 있다. 예를 들면, 517에서의 결합은 가중되지 않은 평균이 될 수도 있고 또는 각 BS로부터 수신된 신호 세기에 의해서 각 결합된 추정치들이 가중될 수도 있다. 다른 방안으로, 가장 강한 신호 세기를 나타내는 BS로부터의 추정치는 가중된 1일 수 있고, 가장 약한 신호 세기를 나타내는 BS로부터의 추정치들은 가중된 0일 수 있다. 다른 결합 방법에 따르면, 할당된 송신 확산 코드에 의해서 결정된 바와 같이 모바일이 송신하는 BS의 레이들과 연관된 내부 루프 AFC값들만이, 외부 루프 적분기들에게 공급된다. 레이가 어디에서 발생했는지와 무관하게 특정 BS로부터 레이가 발생했는지의 여부를 무시하고 상술한 결합 방법을 이용하는 것이 허용된다.

도 15B는 제2 양태에 따른 상대 주파수 오프셋을 추정하는 방법을 설명한 도면이다. 예를 들면 상관에 이용되는 롱 코드에 기초하여 수신 신호가 어느 송신기로부터 송신되는 지를 판정하는 단계 1500에서 처리가 시작된다. 단계 1510에서, 각 송신기에 대하여 주파수 에러가 별도로 추정된다. 단계 1520에서, 주파수 에러 추정치들이 결합된다.

본 발명은 본질적인 특징으로부터 벗어나지 않는 다른 특정 형태로 실시할 수 있다는 것을 당 분야에서 숙련된 자에게 이해되어질 것이다. 따라서, 상술한 실시예들은 모두 설명을 위한 것이며 이에 한정하려는 것이 아니다. 예를 들면, 상술한 바와 같이 비록 CDMA에 대하여 기술하였지만, 다른 형태의 통신 시스템에도 적용할 수 있다.

Claims

하나 이상의 다중 경로 전파 채널을 통해서 수신된 코드 분할 다중 접속 신호를 처리하여 하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 생성하는 송수신기에 있어서,

처리를 위한 대표 복소수 샘플들을 얻기 위해 국부 주파수 기준 발진기를 이용하여 신호를 수신 및 처리하는 프로세서;

상기 복소수 샘플들을 국부적으로 생성된 역확산 코드의 시프트와 상관시켜서, 하나 이상의 다중 경로 전파 채널의 상이한 지연 레이(delay ray)에 각각 대응하는 복수의 복소 채널 추정치를 생성하는 채널 추정기;

상기 채널 추정치들의 각 추정치의 연속 값들에 기초하여 각 레이에 대하여 주파수 에러 추정치를 계산하는 주파수 에러 추정기; 및

하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 제공하기 위해서 상기 주파수 에러 추정치들의 가중된 합산(weighted summation)을 수행하는 하나 이상의 합산기

를 포함하는 송수신기.
제1항에 있어서, 상기 상대 주파수 에러 추정치는 국부 주파수 기준 발진기의 주파수를 제어하는데 이용되는 송수신기.
제1항에 있어서, 상기 주파수 에러 추정기는 각 채널 추정치의 현재의 값을 동일 채널 추정치의 이전 값의 복소 공액값과 승산하고 그 적(product)을 각 레이에 대하여 주파수 에러 추정치로서 이용함으로써 주파수 에러 추정치를 계산하는 송수신기.
제2항에 있어서, 상기 상대 주파수 에러 추정치는 상대 주파수 에러 추정치를 감소시키는 방향으로 국부 주파수 기준 발진기의 주파수를 제어하는데 이용되는 송수신기.
제4항에 있어서, 상기 기준 발진기의 주파수를 제어하기 위한 제어 신호를 생성하기 위해서 상기 상대 주파수 에러 추정치를 적분하는 적분기를 더 포함하는 송수신기.
제2항에 있어서, 상기 국부 주파수 기준 발진기는 송신 주파수를 제어하는데 이용되는 송수신기.
제1항에 있어서, 상기 채널 추정기 상관은 파일롯 신호의 역확산 코드를 이용하여 이루어지는 송수신기.
제2항에 있어서, 시프트 당 데이터 심볼 당 하나의 복소 샘플을 생성하기 위해 국부적으로 생성된 원하는 신호 역확산 코드의 시프트를 이용하여 원하는 신호 를 역확산하고, 각 데이터 심볼에 대하여 레이크 결합 값을 생성하기 위해서 채널 추정치들에 기초하여 가중 팩터를 이용하여 시프트 당 복소 샘플들의 가중된 합산을 수행하는 레이크 결합기를 더 포함하는 송수신기.
제8항에 있어서, 원하는 정보 비트들을 재생하기 위해서 소프트 에러 보정 디코더를 이용하여 심볼 레이크 당 결합 값들을 디코딩하는 디코더를 더 포함하는 송수신기.
제9항에 있어서, 상기 디코딩된 정보 비트들에 대한 에러 체크를 수행하여 에러 지시 또는 에러없음 지시를 생성하는 에러 검출 디코더를 더 포함하고, 상기 상대 주파수 에러 추정치는 에러없음 지시가 생성된 경우 국부 기준 발진기를 제어하는 데에만 이용되는 송수신기.
제10항에 있어서, 상기 국부 주파수 기준은 송신 주파수를 제어하는데 이용되는 것을 송수신기.
제8항에 있어서, 상기 국부적으로 생성된 역확산 코드는 파일롯 코드이고, 상기 국부적으로 생성된 데이터 역확산 코드는 다른 코드인 송수신기.
제8항에 있어서, 데이터 심볼이 기지의 파일롯 심볼과 동일한 시간 주기 동 안 상기 국부적으로 생성된 역확산 코드는 국부적으로 생성된 데이터 역확산 코드의 세그먼트인 송수신기.
제2항에 있어서, 상기 송수신기의 주파수를 제어하는데 이용되는 신호는 기지국으로부터 수신되는 송수신기.
제2항에 있어서, 상기 하나 이상의 합산기는 각 기지국에 대하여 개별적으로 하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 생성하는 송수신기.
하나 이상의 다중 경로 전파 채널을 통해서 수신된 코드 분할 다중 접속 신호를 처리하여 하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 생성하는 방법에 있어서,

처리를 위한 대표 복소수 샘플들을 얻기 위해 국부 주파수 기준 발진기를 이용하여 신호를 수신 및 처리하는 단계;

상기 복소수 샘플들을 국부적으로 생성된 역확산 코드의 시프트와 상관시켜서, 하나 이상의 다중 경로 전파 채널의 상이한 지연 레이에 각각 대응하는 복수의 복소 채널 추정치를 생성하는 단계;

상기 채널 추정치들의 각 추정치의 연속 값들에 기초하여 각 레이에 대하여 주파수 에러 추정치를 계산하는 단계; 및

하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 제공하기 위해서 상기 주파수 에러 추정치들의 하나 이상의 가중된 합산을 수행하는 단계

를 포함하는 방법.
제16항에 있어서, 상기 하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 이용하여 국부 주파수 기준 발진기의 주파수를 제어하는 단계를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서, 상기 계산하는 단계는 각 채널 추정치의 현재 값을 동일 채널 추정치의 이전 값의 복소 공액값과 승산하고 각 레이에 대하여 주파수 에러 추정치로서 그 적을 이용하는 단계를 포함하는 방법.
제17항에 있어서, 상기 상대 주파수 에러 추정치는 상대 주파수 에러 추정치를 감소시키는 방향으로 국부 주파수 기준 발진기의 주파수를 제어하는데 이용되는 방법.
제19항에 있어서, 상기 기준 발진기의 주파수를 제어하기 위한 제어 신호를 생성하기 위해서 상기 상대 주파수 에러 추정치를 적분하는 단계를 더 포함하는 방법.
제17항에 있어서, 상기 국부 주파수 기준 발진기를 이용하여 송신 주파수를 제어하는 단계를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서, 상기 채널 추정기 상관은 파일롯 신호의 역확산 코드를 이용하여 이루어지는 방법.
제17항에 있어서, 시프트 당 데이터 심볼 당 하나의 복소 샘플을 생성하기 위해 국부적으로 생성된 원하는 신호 역확산 코드의 시프트를 이용하여 레이크 결합기로 원하는 신호를 역확산하고, 각 데이터 심볼에 대하여 레이크 결합 값을 생성하기 위해서 채널 추정치들에 기초하여 가중 팩터를 이용하여 시프트 당 복소 샘플들의 가중된 합산을 수행하는 단계를 더 포함하는 방법.
제23항에 있어서, 원하는 정보 비트들을 재생하기 위해서 소프트 에러 보정 디코더를 이용하여 심볼 레이크 당 결합 값들을 디코딩하는 단계를 더 포함하는 방법.
제24항에 있어서, 상기 디코딩된 정보 비트에 대한 에러 체크를 수행하여 에러 지시 또는 에러없음 지시를 생성하는 단계를 더 포함하고, 상기 상대 주파수 에러 추정치는 에러없음 지시가 생성된 경우 상기 국부 기준 발진기를 제어하는 데에만 이용되는 방법.
제25항에 있어서, 상기 국부 주파수 기준 발진기는 원하는 채널 주파수로 송신하기 위해 이용되는 방법.
제23항에 있어서, 상기 국부적으로 생성된 역확산 코드는 파일롯 코드이고, 상기 국부적으로 생성된 데이터 역확산 코드는 다른 코드인 방법.
제23항에 있어서, 데이터 심볼들이 기지의 파일롯 심볼들과 동일한 시간 주기 동안 상기 국부적으로 생성된 역확산 코드는 국부적으로 생성된 데이터 역확산 코드의 세그먼트인 방법.
제17항에 있어서, 상기 주파수를 제어하는데 이용되는 신호는 기지국으로부터 수신되는 방법.
제17항에 있어서, 상기 주파수 에러 추정치들은 각 기지국에 대하여 개별적으로 계산되는 방법.
하나 이상의 다중 경로 전파 채널을 통해서 수신된 코드 분할 다중 접속 신호를 처리하여 하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 생성하는 송수신기에 있어서,

처리를 위한 대표적인 복소수 샘플들을 얻기 위해 국부 주파수 기준 발진기를 이용하여 신호를 수신 및 처리하는 프로세서;

상기 복소수 샘플들을 심볼 간격에 걸쳐 국부적으로 생성된 역확산 코드의 다른 시프트와 상관시켜서, 각 레이 및 연속 심볼 간격에 대응하는 복소 역확산 값들의 스트림들을 생성하는 다중 경로 채널의 상이한 지연 레이들에 대한 역확산기;

관련 주파수 에러 적분에 의해서 주어지는 레이트로 연속하는 역확산 값들의 위상각을 점진적으로 회전시킴으로써 역확산 값 스트림들 각각에서의 주파수 에러를 보정하는 주파수 에러 보정기;

각 레이에 대하여 복소 채널 추정치들을 생성하기 위해서 상기 주파수 보정된 역확산 값 스트림들을 처리하는 채널 추정기;

상기 대응하는 레이에 대하여 채널 추정치들의 연속하는 값들을 처리함으로써 각 레이에 대하여 주파수 에러 추정치를 결정하는 주파수 에러 추정기; 및

하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 생성하기 위해서 주파수 에러 추정치들을 결합하는 하나 이상의 결합기

를 포함하는 송수신기.
제31항에 있어서, 상기 하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치는 국부 주파수 기준의 주파수를 제어하는데 이용되는 송수신기.
제32항에 있어서, 적분된 주파수 에러를 생성하기 위해서 각 주파수 에러 추정치들을 적분하는 내부 루프 적분기를 더 포함하는 송수신기.
제33항에 있어서, 상기 하나 이상의 결합기는 상기 주파수 에러 추정치들을 가산하고, 상대 주파수 에러 추정치를 계산하고, 외부 루프 적분기를 이용하여 상기 주파수 에러 추정치를 적분하여 제어 신호를 생성하는 송수신기.
제32항에 있어서, 상기 국부 주파수 기준 발진기는 송신 주파수를 제어하는데 이용되는 송수신기.
제32항에 있어서, 시프트 당 데이터 심볼 당 하나의 복소 샘플을 생성하기 위해 국부적으로 생성된 원하는 신호 역확산 코드의 시프트를 이용하여 원하는 신호를 역확산하고, 각 데이터 심볼에 대하여 레이크 결합 값을 생성하기 위해서 채널 추정치들에 기초하여 가중 팩터를 이용하여 시프트 당 복소 샘플들의 가중된 합산을 수행하는 레이크 결합기를 더 포함하는 송수신기.
제36항에 있어서, 원하는 정보 비트들을 재생하기 위해서 소프트 에러 보정 디코더를 이용하여 심볼 레이크 당 결합 값들을 디코딩하는 디코더를 더 포함하는 송수신기.
제37항에 있어서, 상기 디코딩된 정보 비트들에 대한 에러 체크를 수행하여 에러 지시 또는 에러없음 지시를 생성하는 에러 검출 디코더를 더 포함하고, 상기 상대 주파수 에러 추정치는 에러없음 지시가 생성된 경우 국부 기준 발진기를 제어하는 데에만 이용되는 송수신기.
제31항에 있어서, 상기 신호는 하나의 기지국으로부터 수신되는 송수신기.
제31항에 있어서, 상기 결합기는 각 기지국에 대하여 주파수 에러 추정치를 별도로 생성하는 송수신기.
하나 이상의 다중 경로 전파 채널을 통해서 수신된 코드 분할 다중 접속 신호를 처리하여 하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 생성하는 방법에 있어서,

처리를 위한 대표적인 복소수 샘플들을 얻기 위해 국부 주파수 기준 발진기를 이용하여 신호를 수신 및 처리하는 단계;

상기 복소수 샘플들을 심볼 간격에 걸쳐 국부적으로 생성된 역확산 코드의 다른 시프트와 상관시켜서, 각 레이 및 연속 심볼 간격에 대응하는 복소 역확산 값들의 스트림들을 생성하는 단계;

관련 주파수 에러 적분에 의해서 주어지는 레이트로 연속하는 역확산 값들의 위상각을 점진적으로 회전시킴으로써 상기 역확산 값 스트림들 각각에서의 주파수 에러를 보정하는 단계;

각 레이에 대하여 복소 채널 추정치들을 생성하기 위해서 상기 주파수 보정된 역확산 값 스트림들을 처리하는 단계;

상기 대응하는 레이에 대하여 채널 추정치들의 연속하는 값들을 처리함으로써 각 레이에 대하여 주파수 에러 추정치를 결정하는 단계; 및

하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 생성하기 위해서 주파수 에러 추정치들을 결합하는 단계

를 포함하는 방법.
제41항에 있어서, 상기 하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 이용하여 국부 기준 주파수 발진기를 제어하는 단계를 더 포함하는 방법.
제42항에 있어서, 적분된 주파수 에러를 생성하기 위해서 내부 루프 적분기를 이용하여 각 주파수 에러 추정치들을 적분하는 단계를 더 포함하는 방법.
제42항에 있어서, 상기 결합 단계는 상기 주파수 에러 추정치들을 가산하고, 상대 주파수 에러 추정치를 구하고, 외부 루프 적분기를 이용하여 상기 상대 주파수 에러 추정치를 적분하는 단계를 포함하는 방법.
제42항에 있어서, 상기 국부 주파수 기준 발진기를 이용하여 송신 주파수를 제어하는 단계를 더 포함하는 방법.
제42항에 있어서, 시프트 당 데이터 심볼 당 하나의 복소 샘플을 생성하기 위해 국부적으로 생성된 원하는 신호 역확산 코드의 시프트를 이용하여 레이크 결합기로 원하는 신호를 역확산하고, 각 데이터 심볼에 대하여 레이크 결합 값을 생 성하기 위해서 채널 추정치들에 기초하여 가중 팩터를 이용하여 시프트 당 복소 샘플들의 가중된 합산을 수행하는 단계를 더 포함하는 방법.
제46항에 있어서, 원하는 정보 비트들을 재생하기 위해서 소프트 에러 보정 디코더를 이용하여 심볼 레이크 당 결합 값들을 디코딩하는 단계를 더 포함하는 방법.
제47항에 있어서, 상기 디코딩된 정보 비트들에 대한 에러 체크를 수행하여 에러 지시 또는 에러없음 지시를 생성하는 단계를 더 포함하고, 상기 상대 주파수 에러 추정치는 에러없음 지시가 생성된 경우 국부 기준 발진기를 제어하는 데에만 이용되는 방법.
제41항에 있어서, 상기 신호는 하나의 기지국으로부터 수신되는 방법.
제41항에 있어서, 각 기지국에 대하여 주파수 에러 추정치들이 별도로 결정되는 방법.
제32항에 있어서, 내부 루프 적분 값들을 생성하기 위해 상기 주파수 에러 추정치들을 적분하는 내부 루프 적분기, 및

상기 수신 신호에 기초한 값에 대해 상기 국부 주파수 기준 발진기를 제어하 기 위한 제어 신호를 생성하기 위해서 상기 내부 루프 적분 값들을 적분하는 외부 루프 적분기를 더 포함하는 송수신기.
제36항에 있어서, 연속적으로 순환하는 블록 간격을 위한 에러 지시를 제공하도록 레이크 결합 값들의 블록을 소프트 디코딩하는 에러 보정 및 검출 디코더를 더 포함하는 송수신기.
제52항에 있어서, 상기 외부 루프 적분기는 상기 에러 지시가 에러없음을 나타낸 블록들에 대해서만 상기 내부 루프 적분 값들을 적분하고, 상기 내부 루프 적분기는 상기 에러 지시가 에러없음을 나타낸 블록들에 대해서만 상기 주파수 에러 추정치들을 적분하는 송수신기.
제52항에 있어서, 상기 결합기는 에러 보정 및 검출 디코드되고 에러없음을 나타내는 관련 에러 지시를 갖는 심볼들의 블록들에 대응하는 주파수 에러 추정치들을 처리하는 송수신기.
제42항에 있어서, 내부 루프 적분 값들을 생성하기 위해 내부 루프 적분기를 이용하여 상기 주파수 에러 추정치들을 적분하는 단계, 및

상기 수신 신호에 기초한 값에 대해 상기 국부 주파수 기준 발진기를 제어하기 위한 제어 신호를 생성하기 위해서 외부 루프 적분기를 이용하여 상기 내부 루 프 적분 값들을 적분하는 단계를 더 포함하는 방법.
제46항에 있어서, 연속적으로 순환하는 블록 간격에 대해 에러 지시를 제공하기 위하여 레이크 결합된 값들의 블록을 소프트 디코딩하는 단계를 더 포함하는 방법.
제56항에 있어서, 상기 적분 단계는 상기 에러 지시가 에러없음을 나타낸 블록들에 대해서만 내부 루프 적분 값들을 적분하고, 상기 내부 루프 적분기를 이용하는 적분 단계는 상기 에러 지시가 에러없음을 나타낸 블록들에 대해서만 상기 주파수 에러 추정치들을 적분하는 것을 특징으로 하는 방법.
제56항에 있어서, 상기 결합하는 단계는 에러 보정 및 검출 디코드되고 에러없음을 나타내는 관련 에러 지시를 갖는 심볼들의 블록들에 대응하는 주파수 에러 추정치들을 처리하는 방법.
제2항에 있어서, 상기 수신 신호에 기초한 값에 대해 상기 국부 주파수 기준 발진기를 제어하기 위한 제어 신호를 생성하기 위해서 상기 주파수 추정치들을 적분하는 외부 루프 적분기를 더 포함하는 송수신기.
제1항에 있어서, 미지의 데이터 심볼들을 디코드하기 위해 상기 역확산 값들 을 결합하고 디코딩하는 레이크 결합기를 더 포함하는 송수신기.
제60항에 있어서, 상기 레이트 결합기는 상기 디코드된 심볼들에 대한 에러 지시를 생성하기 위해 에러 보정 및 에러 검출 디코더를 포함하는 송수신기.
제59항에 있어서, 상기 결합기는 상기 레이 당 주파수 에러 추정치들의 실수부들을 가산하여 실수 합을 구하고 상기 레이 당 주파수 에러 추정치들의 허수부들을 가산하여 허수 합을 생성하고, 상기 실수 합 및 허수 합의 2-인수(two-argument) 아크탄젠트를 계산하는 송수신기.
제17항에 있어서, 제어 신호를 생성하기 위해 외부 루프 적분기를 이용하여 상기 상대 주파수 에러 추정치를 적분하는 단계; 및

상기 제어 신호를 이용하여 상기 국부 주파수 기준 발진기의 주파수를 제어하는 단계

를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서, 미지의 데이터 심볼들을 디코드하기 위해 상기 역확산 값들을 레이크 결합하고 디코딩하는 단계를 더 포함하는 방법.
제64항에 있어서, 상기 디코딩은 상기 디코드된 심볼들에 대한 에러 지시를 생성하기 위해 에러 보정 및 에러 검출 디코딩을 포함하는 방법.
제63항에 있어서, 상기 결합하는 단계는, 상기 레이 당 주파수 에러 추정치들의 실수부들을 가산하여 실수 합을 구하고, 상기 레이 당 주파수 에러 추정치들의 허수부들을 가산하여 허수 합을 생성하고, 상기 실수 합 및 허수 합의 2-인수 아크탄젠트를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
제36항에 있어서, 미지의 데이터 심볼들을 디코드하기 위해 상기 역확산 값들을 레이크 결합하고 디코딩하는 레이크 결합기를 더 포함하는 송수신기.
제67항에 있어서, 상기 레이크 결합기는 상기 디코드된 심볼들에 대한 관련 에러 지시를 생성하기 위해 에러 보정 및 에러 검출 디코더를 포함하는 송수신기.
제31항에 있어서, 상기 결합기는 상기 레이 당 주파수 에러 추정치들의 실수부들을 가산하여 실수 합을 구하고, 상기 레이 당 주파수 에러 추정치들의 허수부들을 가산하여 허수 합을 생성하고, 상기 실수 합 및 허수 합의 2-인수 아크탄젠트를 계산하는 송수신기.
제41항에 있어서, 미지의 데이터 심볼들을 디코드하기 위해 상기 역확산 값들을 레이크 결합하고 디코딩하는 단계를 더 포함하는 방법.
제70항에 있어서, 상기 디코딩은 상기 디코드된 심볼들에 대한 관련 에러 지시를 생성하기 위해 에러 보정 및 에러 검출 디코딩을 포함하는 방법.
제41항에 있어서, 상기 결합하는 단계는, 상기 레이 당 주파수 에러 추정치들의 실수부들을 가산하여 실수 합을 구하고, 상기 레이 당 주파수 에러 추정치들의 허수부들을 가산하여 허수 합을 생성하고, 상기 실수 합 및 허수 합의 2-독립변수 아크탄젠트를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
수신기의 국부 주파수 기준과 하나 이상의 송신기들의 캐리어 주파수들 사이의 주파수 에러를 추정하기 위한 장치에 있어서,

각 송신기에 대해 주파수 에러들을 개별적으로 추정하는 주파수 에러 추정기들; 및

하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 생성하기 위해 주파수 에러 추정치들을 결합하는 결합기

를 포함하는 장치.
제73항에 있어서, 상기 결합된 주파수 에러 추정치들을 적분하기 위한 적분기를 더 포함하는 장치.
수신기의 국부 주파수 기준과 하나 이상의 송신기들의 캐리어 주파수들 사이의 주파수 에러를 추정하기 위한 방법에 있어서,

각 송신기에 대해 주파수 에러들을 개별적으로 추정하는 단계; 및

하나 이상의 상대 주파수 에러 추정치를 생성하기 위해 주파수 에러 추정치들을 결합하는 단계

를 포함하는 방법.
제75항에 있어서, 상기 결합된 주파수 에러 추정치들을 적분하는 단계를 더 포함하는 방법.