CN101095291B - 具有改进分辨率的精细时间跟踪 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种补偿方法和补偿电路，用于对适于多径环境的收发机中的时间漂移进行补偿。将时间漂移分成：第一分量，是属于相同无线链路的路径组所公共的，例如用户设备和基站之间的连接的无线链路；以及第二分量，对属于组的每个单独路径是有效的。采用具有第一带宽的第一反馈装置来处理第一分量，以及采用具有第二带宽的第二反馈装置来处理第二分量，其中将第一带宽设置为大于第二带宽的值。由此，可以减小专用于每个路径的单独跟踪的回路带宽，并且根据环境条件对其进行调整，以便允许应用干扰抑制原理以改进时间分辨率。

Description

具有改进分辨率的精细时间跟踪

技术领域

本发明涉及一种补偿电路以及补偿方法，用于通过使用多径分集来对接收机中的时间漂移进行补偿，该接收机适用于在多径环境中操作，例如通用移动通信系统(UMTS)中的Rake接收机。 

背景技术

在UMTS通信系统中，定义了对应于传统基站设备的至少一个NodeB，以及被称为用户设备(UE)的移动终端。NodeB和UE包括发射机和接收机。在下行链路中，NodeB借助NodeB发射机将信号发送到UE接收机。在上行链路中，UE发射机借助UE发射机将信号发送到NodeB接收机。若干UE可以与单个NodeB通信。在这种情况下，认为这些UE处于相同的小区中，其中小区表示UE由给定的NodeB进行服务的地理区域。 

在所谓的软切换情况下，UE处于属于不同NodeB的两个小区的重叠小区覆盖区域中，因此UE和NodeB之间的通信是通过分别来自每个NodeB的两个空中接口信道(或者两个无线链路)同时进行。在UE处，通过最大比组合Rake处理来接收两个信道或信号。在这种Rake处理中，利用多个所谓的Rake指(finger)(相关接收机)来对延迟分散能量进行组合，其中将多个Rake指分配到显著能量到达的延迟位置。为此，以初始采集相位来标识显著信号能量到达的时延位置，并将相关接收机或者Rake指分配给那些峰值。用于获得多径延迟曲线图(profile)的测量栅格大约为一个码片(chip)的持续时间，该码片持续时间以大约几十毫秒的速率更新。码片与扩展符号相对应，其中，码片周期的持续时间比符号周期的持续时间小某个因子，该因子约等于扩频操作的带宽扩展因子的因子，其中上述扩频操作用于 UMTS传输中所使用的宽带码分多址(WCDMA)调制。宽带扩展因子等于每个符号周期的码片数，并被称为扩频因子。在每个相关接收机内，追踪并消除接收信号的快速变化的相位和幅度值。最后，在所有活动的Rake指上将经过解调和相位调整的符号进行组合，并将其送到解码器以便进一步处理。可以将信道补偿后的符号简单地加到一起，以便恢复所有延迟位置上的能量。然后，对无线电频率信号进行解调，以产生数字基带信号。对基带信号进行处理，以恢复用户感兴趣的有用信息数据。 

关于UMTS接收机中的时间同步，相关方面包括接收机必须的最大操作速度，以及由于接收机(Rx)振荡器和发送机(Tx)振荡器之间缺乏同步而造成的时间漂移。接收机的运动导致了接收符号中的时间漂移，该时间漂移取决于作为发射机和接收机之间距离的结果的传播延迟。另一方面，典型地，Rx振荡器没有完全与Tx振荡器同步，这也意味着接收机自身所使用的本地时钟中的时间漂移。具体地，上述第二方面(Tx/Rx频率偏移)在诸如UMTS的系统中是关键的，在UMTS中UE可能以软切换而操作，因此多于一个的物理连接可以同时与多于一个的NodeB有效地连接。在这种情况下，即使在接收机处采用诸如频率偏移估计和补偿的技术，不同NodeB之间的频率偏移也不能由接收信号所消除。此外，处理由频率偏移引起的漂移的能力放宽了对本地振荡器以及控制本地振荡器的电路的要求，从而降低了本地振荡器以及控制本地振荡器的电路的成本。 

移动通信信道中的无线电波传播的特征在于：信号能量的多次反射、衍射以及衰减。这是由诸如建筑物、山丘等的自然障碍物引起的，产生了所谓的多径传播。由于不同的传播路径具有持续若干微秒的延迟曲线图，多径传播导致信号能量加宽。另一方面，即使当接收机在短距离中移动时，也会产生被称为快衰落的信号抵消。最好把信号抵消理解为若干个加权相量(phasor)的和，该加权相位描述了在一定时刻沿着一定路径的相移和衰减。这种多径衰落环境体现出对于时间同步任务的另外挑战。为了实现Rake接收机中的分集增益，必须跟踪并组合尽可能多的可辨路径，以便实现所用传输带宽的最大可能的优点。因此，必须保证接收机能够辨别并跟踪相对延迟约等于一个码片(即，带宽的倒数)的路径。在多径的情况下，由于衰落的原因，较强的路径可以淹没(dominate)较弱的周围路径，所以时间跟踪无法跟踪较弱的路径。因此，需要改进的精细时间同步。 

文献US 2002/0034218A1公开了一种扩频时间跟踪方案，在其中具有判决统计的时间跟踪单元抑制或校正来自附近干扰路径的影响。通过适当地选择时间跟踪单元的参数，时间跟踪单元的判决统计的干扰分布得以最小化，从而抑制了干扰。通过估计并去除来自时间跟踪单元的判决统计上的干扰路径的影响，实现了干扰的抵消。通过在信道引入的相位失真保持近似不变的时间段内对导频信号或已解调数据信号的已知符号流首先进行相干平均，形成判决统计。其后的非相干平均为从判决中移除相位相关性提供了最简单的实现。非相干平均基本上是通过对相干平均信号的幅值进行平均来执行的。向判决统计提供对抗衰落的免疫力的需求限定了更新速率的下限，连续更新速率之间的时间漂移充分小于0.5个采样的需求限定了更新速率的上限。在不能同时满足这两个需求的情况下，后者的需要优先于前者。这意味着，在存在高频率偏移和低速的情况下，此现有技术中所建议的方法将提供较差的性能。 

发明内容

本发明的目的是提供改进的时间同步方案，依靠此方案，可以实现在跟踪临近路径的能力方面所期望的时间分辨率，同时还保证了对高残余频率偏移和噪声的期望的抵抗度。 

这个目的是通过补偿电路补偿方法来实现的。 

所述补偿电路包括：第一反馈装置(20)，被设置用于以较高带宽对所述时间漂移的第一分量进行处理，所述第一分量是公共的，而且能够影响属于无线链路的所有路径，以及第二反馈装置(30)，被设置用于以较低带宽对所述时间漂移的第二分量进行处理，所述第二分量对属于所述无线链路的所述路径中的每个单独的路径分别有效。 

所述方法包括以下步骤：a)将所述时间漂移分成：至少一组路径公共的第一分量；以及对包括至少两个接收路径的所述至少一组中的每一个单独的路径有效的第二分量；b)通过采用具有第一带宽的第一反馈装置(20)，对所述第一 分量进行处理；c)通过采用具有第二带宽的第二反馈装置(30)，对所述第二分量进行处理；以及d)将所述第一带宽设置为大于所述第二带宽的值。 

因此，通过把由于传播条件的变化而引起的时间漂移与由于频率偏移而引起的时间漂移进行分离，来改进时间同步的分辨率。建议一种双反馈结构，其中通过提供具有不同带宽的反馈来跟踪公共漂移和差分漂移。这用于把频率偏移时间漂移与由于Doppler扩展而引起的时间漂移进行分离，这依赖于这两种时间漂移的不同特性。即使当仅存在一个无线链路路径时，“公共”回路仍然在该路径上以“高速率”操作。因此，将措辞“所有接收路径”或“路径组”认为是覆盖了至少一个路径，该路径取决于硬件复杂度并属于无线链路，其中接收机可以管理至少一个无线链路，并取决于硬件/软件的复杂度。 

能够以相对于接收路径数目的完全透明的方式来应用所建议的解决方案。应注意的是，路径的数目视情况而变化，甚至在一个连接中都会发生变化，但是与可接收路径的最大数目相对应的指数量受到硬件/软件复杂度的限制，例如可以考虑的最大无线链路数目。 

可以从至少一个非相干迟早门获得时间偏移。由此，可以将所建议的处理应用于由传统的非相干迟早门所获得的迟早误差，因此可以最小化硬件修改。此外，不同的接收路径可以包括Rake接收机的各个指。这提供了优点：通过对从传统的非相干迟早门返回的测量进行后处理，可以在传统的Rake接收机中实现所建议的过程。因此，可以通过提供用于控制接收机中的处理器的特定软件程序来实现该过程。 

可以在双回路延迟锁定环(DLL)中提供第一和第二反馈装置。由此，实现了双回路装置，其中回路之一是快速的，并针对属于无线链路的所有接收路径产生相同的命令，而另一回路是慢速的，并为每个接收路径产生单独的命令。 

此外，为响应所述第一和第二反馈装置的处理输出，控制装置可以被设置用于将公共控制信号施加到所述所有的至少两个不同的接收路径，以及将单独的控制信号分别施加到所述至少两个不同接收路径。在这种情况下，公共和单独控制信号可以包括针对延迟控制的向上和向下命令。因此，控制装置能够对处理输出进行处理，并产生针对所有接收路径和/或单独接收路径的控制信号，而不需要对传统接收机结构进行实质的修改。 

可以将干扰抑制应用于处理步骤的处理结果，该处理步骤用于对至少两个 不同接收路径公共的第一分量进行处理。由此，将干扰抑制原理应用于差分时间漂移，该漂移与已经对公共时间漂移进行补偿后的残余时间漂移相对应。 

可以估计把至少两个接收路径的路径强度与各自的时间漂移相联系的系数。根据第一示例，此估计可以基于对路径强度和各个时间漂移之间的互方差(cross variance)的确定。作为可选的第二示例，该估计可以基于对至少两个接收路径中不同路径之间的相对延迟的估计(预测耦合系数) 

可以调整第一和第二带宽之比以适于环境条件。由此，可以认为对诸如频率偏移、Doppler扩展等的环境条件的影响进行了优化，或对时间同步的想法(inspiration)进行了微调。 

附图说明

现在，参考附图，基于优选实施例对本发明进行更详细的描述，在附图中： 

图1示出了根据优选实施例的接收机结构； 

图2示出了根据优选实施例的联合公共和差分跟踪电路的示意性方框图； 

图3示出了根据优选实施例的补偿方法的实现示例； 

图4示出了用于确定优选实施例中所使用的预测耦合因子的程序的示例； 

图5示出了用于预测耦合因子的β系数列表； 

图6示出于用于指示与标准传播情况有关的同步结果的示意图； 

图7示出了用于指示与从3GPP规范中提取出来的标准传播情况有关的同步结果的示意图，包括具有一个码片的相对延迟的4个路径，没有进行根据优选实施例的处理； 

图8示出了用于指示高频率偏移的标准情况下的同步结果的示意图； 

图9示出了用于指示针对路径之间的相对延迟小于一个码片的情况下的时间跟踪性能的图。 

具体实施方式

现在，将连同UMTS Rake接收机对优选实施例进行描述，UMTS 

Rake接收机是用于接收CDMA信号的公知的、低复杂度的接收机结构。通过识别被传输信号的若干散射和反射拷贝(replica)，并为每个拷贝分配单独的相关器，即所谓的Rake指，Rake接收机试图聚集尽可能多的信号功率。对指输出进行加权并有组织地进行组合，以产生对所传输的符号的估计。 

每个Rake接收机的关键任务是同步，也就是对每一个Rake指中由信道引起的衰减、相移和路径延迟进行估计和补偿。通常分两个步骤来执行路径延迟估计：在粗采集中，将检测到的路径分配给Rake接收机的不同指；典型地，在这个步骤中允许1/2码片的同步误差。在粗采集之后，精细跟踪允许指与路径延迟的精确同步(典型地，可以实现1/8码片的平均误差)。一种受到大量关注的跟踪结构是迟早门定时误差检测器。数字内插器/取样器在估计的定时时刻以码片速率的整数倍产生数据流，随后对该数据流进行多路分解，并将其馈至检测路径和同步路径，后者关于前者被移动了码片周期的一小段。通常将该时移称为迟早门定时偏移。在同步路径中，对迟早数据流执行与扩频序列和符号速率采样的相关，通过将迟流延迟了一个采样而产生早流。此外，通过将准时采样和复共轭重建导频符号或信道相量(由信道估计所提供)相乘来对数据调制和复信道相量结果进行补偿。在不同的实现备选之后，可以将迟早采样与所估计的信道相量相乘，或不相乘。在当前情况下，考虑对这些采样简单地进行平方的情况，按照这种方式消除频率偏移和信道估计误差的影响。然后，使用经过低通滤波的平方后的早采样与经过低通滤波的平方后的迟采样之间的差来计算迟早误差。 

传统迟早结构的一个值得考虑的缺点是其在多径衰落环境中的灵敏度。除了遭受增强的定时抖动之外，如果来自相邻Rake指的延迟估计的差大约为码片持续时间，那么该延迟估计趋向于收敛到相同的值。在该情况下，中央控制单元将这个具有较弱功率的Rake指从检测过程中移除。由于接收机放松信号功率和分集的事实，所产生的比特误差性能严重下降；此外，剩余的指遭受到严重的多径失真，因为该指会跟踪两个路径所产生的包络。因此，需要改进的结构以便提 高接收机性能。 

根据优选实施例，对传统的UMTS接收机进行改进，以便在具有大约一个码片的相对延迟的路径跟踪能力方面达到期望的时间分辨率，同时还保证了对高残余功率偏移和噪声的期望的抵抗度。这通过将时间漂移分成两个主要分量而实现，一个分量是所有的路径或指的公共分量，而另一个对于每个单独的路径或指有效。因此，公共误差和差分误差得以分离，同时通过采用具有更高带宽的回路对公共误差进行处理和补偿。公共误差主要包括由于频率偏移造成的结果。可以降低专门用于每个路径的单独跟踪、从而用于差分误差的回路带宽，并根据环境条件进行调整。在公共漂移校正之后，其负责跟踪残余时间漂移。这允许把单独回路的带宽形成与Doppler扩展相同大小的可能性，并因此允许针对改进的时间分辨率应用干扰抑制原理。 

在建议的双回路延迟锁定环(DLL)中，可以将较快回路(公共回路)的带宽和慢回路(差分回路)的带宽之间的比进行调整以适合环境条件(频率偏移相对于Doppler扩展)，其中较快回路为属于无线链路的所有路径或指产生公共命令(CC)，而慢回路为每个路径或指产生单独的命令。 

上述原理可以在传统的Rake接收机结构中实现，传统的Rake接收机结构能够实现每个指一个非相干迟早门相干器，并且如将要由标准规范所实现的其他基本功能所要求地来提供对接收信号编码功率(RSCP)的测量。因此，与其他用于解决类似问题的解决方案相比，硬件/或软件的复杂度非常有限。 

图1示出了根据优选实施例的Rake接收机的示意性方框图。该接收机包括多个Rake指12-1到12-n，每个指包括传统的迟早门13以及传统的准时处理单元14，其后都跟着各自的低通滤波器15。低通滤波器15可以实现为数字滤波器，例如，有限冲激响应(FIR)滤波器或无限冲激响应(IIR)滤波器，其中，上面的低通滤波器可以额外地包括用于对低通滤波器的输出值进行平方的平方装置。 

迟早门13产生误差值ER，上面的低通滤波器15对该误差值ER进行滤波和平方。准时处理单元14产生接收信号功率的RSCP值，也 通过低通滤波器15对RSCP值进行滤波。将每个Rake指的误差值ER和RSCP值提供给包括公共回路和差分回路的处理功能或单元16，其中公共回路产生提供给属于无线链路的所有Rake指的公共命令(CC)，而差分回路产生单独提供给各个Rake指的差分命令(DC)。 

图1中央的虚线将左边部分与右边部分分开，左边部分作为在特定硬件上实现的部分，也就是Rake接收机部分，而右边部分代表典型的控制器。左边部分的特定硬件可以具有传统的结构，而右边部分的功能可以在控制器上实现。因此，处理单元16所执行的处理功能可以由处理单元16的存储器中所存储的软件程序来控制，或者以用于根据处理功能而执行数字信号处理的硬件结构来实现。 

图2示出了图1的Rake接收机中执行的跟踪过程的示意性方框图。具有采样控制器功能以及RSCP和误差计算功能的Rake接收机部分40产生与各个Rake指中的跟踪误差或时间漂移相对应的误差值Err-1到Err-n，并产生相应的RSCP值RSCP-1到RSCP-n，将这些RSCP值提供给被设置为执行差分跟踪和干扰抑制的第一反馈功能或单元30。差分反馈单元30产生命令信号，通过慢差分回路SDL将该命令信号提供给命令组合功能单元10。此外，将Rake指的输出误差Err-1到Err-n以及相应的RSCP值RSCP-1到RSCP-n提供给用于公共跟踪的公共反馈功能或单元20，公共反馈功能或单元20产生输出命令，通过快公共回路FCL将该输出命令提供给命令组合单元10。在命令组合单元10处，将差分反馈单元30和公共反馈单元20所产生的命令进行组合并提供给Rake接收机单元40，从而关闭双反馈回路，并启用针对时间同步的联合公共和差分跟踪。 

优选实施例的基本方面是，由于残余频率偏移而引起的时间漂移和由于UE相对于NodeB的运动而引起的时间漂移具有不同的特性。作为残余频率偏移的结果，对于给定的无线链路，即，NodeB和UE之间的物理连接，属于无线链路的所有路径中的时间漂移基本相同，并且由于此分量，路径之间的相对延迟不发生实质的变化。由于相对运动而引起的时间漂移对于每个路径是不同的，因为这些时间漂移取决于到达方向以及运动速度。从针对连接或无线链路预见的最大速度 和最大频率偏移而给定的需求开始，还可以导出变化率的不同特性。基于这些不同，导出图2的结构用于时间跟踪。基本上，执行属于相同无线链路的路径上的公共漂移跟踪，以便对属于给定的无线链路的所有路径(即，Rake指)共用的时间漂移进行估计和补偿，主要是频率偏移漂移。应用另外的差分回路或差分漂移跟踪，从而对不能由公共回路进行补偿的单独的时间漂移进行估计和补偿。然后，应用干扰抑制处理，对由差分反馈单元30中的差分回路进行处理的误差进行滤波，可以借助于这个回路工作所需的更小带宽来实现。 

差分反馈单元30的积分长度，即其带宽，不必考虑频率偏移，而只需考虑信道相干时间，信道相干时间与速度的倒数成正比，而与时间漂移成反比。由此，如后文所述，当与Doppler带宽估计一同采用时，可以对跟踪方案进行归纳。 

公共反馈单元20可以基于针对Rake接收机的非相干跟踪方案，如“A non-coherent tracking scheme for the Rake Receiver that can copewith unresolvable multi-path”，V.Aue，G.Fettweis，IEEE，1999中所描述。 

根据优选实施例，已经移除了上述传统非相干跟踪方案的基本约束，例如不同路径的时间“等距”，而且可以不改变路径的相对延迟的事实。此外，随后将了解到，在优选实施例中针对联合误差所考虑的公式是不同的。 

根据图2的优选实施例的结构所包含的优点可以从信道相干时间和Doppler带宽之间的关系中导出，如下列方程所给出： 

$T_c\∝\frac{1}{B_D}---\left(1\right)$

Doppler带宽B_D与UE和NodeB之间的相对速度成正比，并且与接收信号的波长λ成反比，如下列方程所示： 

$B_D=\frac{v}{\mathrm{\λ}}---\left(2\right)$

在UE和NodeB之间的相对运动或移动的情况下，由于UE和NodeB之间的传播路径长度的变化而出现路径延迟中的漂移与接收机 可以补偿的最小漂移T_R相对应的距离D由下式给出： 

D＝T_R.c(3) 

应注意的是，接收机所允许的时间分辨率与采样率相关，典型地，采样率是采用WCDMA调制的系统的传输带宽或码片速率的倒数的倍数。 

积分时间，即接收机在产生命令之前对同步误差进行处理的可用时间，可以从下式导出： 

$\frac{D}{v}=\mathrm{Int}\_\mathrm{time}$

通过使用方程(2)，可以得到下列方程： 

$\mathrm{Int}\_\mathrm{time}=\frac{D}{B_D\·\mathrm{\λ}}---\left(4\right)$

以及从方程(1)可以得到： 

$\mathrm{Int}\_\mathrm{time}\∝\frac{D}{\mathrm{\λ}}\·T_c---\left(5\right)$

现在可以看出，在仅由于相对速度而引起的时间漂移存在的情况下，可以选择与信道相干时间成正比的积分时间。在积分时间的上限由频率偏移来约束的情况下，不能保证这种可能性。如下文所示，这个属性可以用于把附加的用于干扰抵消的低复杂度方法与对传统迟早门13返回的误差的处理相结合，这样增大了时间分辨率。 

快速公共回路FCL的任务是以如下方式跟踪路径组的公共时间漂移分量，即每个路径的残余漂移都具有由慢差分回路SDL进行有效处理的期望的统计特性。为了获得针对公共回路跟踪的可能方法之一的特性，假设路径延迟的漂移为Δτ_i，而公共漂移Δτ_c可以被补偿且对于所有路径是相同的。 

假设在采用最大比组合的接收机中，由于不完全同步而造成的损耗可以表现为完全同步情况下的全部信号功率(组合之后)与在组合之后可用的、并且包括同步误差的信号功率之间的差，则可以导出驱动公共回路的误差的以下形式：

$E_C=\frac{\underset{i=1,N}{\mathrm{\Σ}}{E}_i}{\underset{i=1,N}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{ch}}_i^2}---\left(6\right)$

此方程(6)表达的事实是，针对公共回路的最佳误差是在每个Rake指中测量的迟早(非相干)误差E_i的和，其中ch_i表示路径i的信道相量。 

在下文中，一旦快公共回路FCL对公共漂移进行了补偿，则集中于单独路径的跟踪，作为用于对每个单一路径的漂移进行跟踪的手段。这些误差缓慢地发生变化，并且针对其检测，可以假设积分间隔与信道相干时间成正比。在这个假设中，可以导出以下方程，该方程表示了路径强度和误差之间的关系式： 

$E_{i,M}=E_{i,T}+\underset{i\≠j}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j}\·R_j---\left(7\right)$

其中E_i，M表示所测量的误差的平均值，E_i，T表示真实误差的平均值，β_i，j表示取决于路径之间的相对延迟的系数，R_j表示给定路径强度的平均值。假设以给定的间隔对方程(7)中的误差和路径强度进行测量，可在根据这个误差自身计算下一个采样点之前，将此方程(7)用于从E_i，M中导出E_i，T，并去除由其他路径对同步误差造成的干扰。 

可以看出，可以使用方程(7)来导出以下方程： 

${\mathrm{\β}}_{i,j}=\frac{\mathrm{Cross}(e_{i,M},r_j)}{\mathrm{Var}\left(r_j\right)}---\left(8\right)$

其中，Cross表示误差和路径强度之间的互协方差，Var表示方差。误差和路径强度的小字母表示其被称为以小于信道相干时间的间隔而计算的瞬时量或平均值。以大于信道相干时间的间隔来提取方程(8)的另一边所包含的统计。 

可以看出，给出误差和路径强度的平均值之间的相关性的系数β₁₁、β₁₂、...由下式给出： 

${\widehat{\mathrm{\β}}}_{11}=h^2(t_{s1}^{+}-{\hat{t}}_1)-h^2(t_{s1}^{-}-{\hat{t}}_1)$

${\widehat{\mathrm{\β}}}_{12}=h^2(t_{s1}^{+}-{\hat{t}}_2)-h^2(t_{s1}^{-}-{\hat{t}}_2)---\left(9\right)$

其中，

是第一路径1上的迟早采样的迟早采样时刻，并且

是对路径1和2的估计延迟。方程(9)涉及可以用作良好采样条件下的真实延迟的近似值的估计延迟。用于路径延迟的值是前一个步骤的估计延迟，它用作当前延迟的预测。这等同于假定同步误差为零。 

可以考虑补偿或跟踪过程的低复杂度实现，其中只考虑预测系数。这个简化的解决方案的鲁棒性可能不如还使用已测量的相关性的解决方案。然而，在针对UMTS所给定的测试条件下执行的链路级仿真表明，其仍然可以产生非常好的性能，并因此可以表示所推荐过程的减小的复杂度的变体。 

在下文中，描述了用于将预测和测量系数进行合并的可能过程，该过程基于这两个估计的可靠性。 

至此，描述了两种用于确定给定路径上测量的路径强度和误差之间的耦合因子的方式。如果

是预测的系数，而

是测量的系数，则可以考虑预测的和测量的系数的各个方差而导出用于对这两个系数进行合并以获得对于β_i，j的最佳估计的最佳方式。下文中给出了只需要计算测量的系数的方差的次最佳方式。 

通过使用例如IIR滤波器对RSCP值和误差之间的乘积进行滤波，可以计算或确定方程(8)中的互协方差项。通过执行此操作，可以估计该滤波器的输出变量。 

假设

表示

的方差，可以定义以下两个系数： 

$C_1=\frac{{\mathrm{\σ}}_{M,i,j}^2}{{\mathrm{\σ}}_{M,i,j}^2+1}$

$C_2=1-C_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{M,i,j}^2+1}$

然后，可以通过以下方程得到系数β_i，j

${\mathrm{\β}}_{i,j}=C_1\·{\mathrm{\β}}_{i,j}^P+C_2\·{\mathrm{\β}}_{i,j}^M---\left(10\right)$

可以通过考虑由于临近回路的路径强度的影响而得到该过程的改进性能的版本。在时间分辨率低于一个码片时，这些影响是重要的。在这种情况下，除了RSCP和误差之间的互相关之外，不同路径的RSCP之间的互相关项是重要的，并且可以通过忽略这些互相关项而 使误差变得相关。 

图3示出了建议的包括基本操作的补偿或跟踪过程的示意性流程图，以及用于控制图1中的处理单元16的软件程序的各个示例。 

在步骤S101，针对传输信道的每个时隙确定误差值Err[i]和RSCP值Rscp[i]。在公共回路步骤102中，对所得到的误差和RSCP值进行处理，其中在步骤102中通过将所有Rake指的绝对值求和而得到公共误差Err_C和公共RSCP值RSCP_C。然后，产生与公共误差Err_C的符号相对应的公共命令Command_C，即向上命令或向下命令。在步骤S103中，向图1中的所有Rake指12-1到12-n提供这个公共命令。然后，执行差分回路步骤104，其中针对每个Rake指来计算单独或差分误差Err_acc_filt[j]，并基于这些误差的符号而确定单独的Rake指的差分命令(即向上命令或向下命令)，并在步骤105中将其提供给单独的Rake指12-1到12-n。在图3中，Rscp[I]表示指i的RSCP值，Err[i]表示指i的误差值，N_fram_C表示针对公共回路的帧数，而N_frame：I：表示针对差分回路的帧数。 

图4示出了用于把预测的耦合因子B(i，j，RL)确定为每个路径的耦合系数的软件程序的实现示例，其中，RL表示无线链路，而Finger[RL]表示针对分配给无线链路的每个指的标识符。 

图5示出了可以在上述耦合因子的预测中使用的β值的表。 

总之，获得了用于驱动公共回路的联合误差。从这个误差的特性中，其遵从：即使以相对于信道相干时间的短间隔来计算误差，由于信道变化所产生的短期影响也是不可见的。因此，与差分回路相比，公共回路能够以更高的带宽而工作。值得注意的是，可以应用进一步改进的方法以获得对公共漂移的估计，并且在优选实施例中得到的方法在复杂度和性能之间表现出了良好的折衷。关于由差分环路处理的残余误差，需要考虑在给定路径上测量的迟早误差与临近路径的功率之间的线性相关性，如方程(7)所示。如果所考虑的测量间隔相对于信道相干时间较大，那么这种关系保持，信道相干时间取决于UE相对于NodeB的速度。 

提供了两种用于估计系数的方式，该系数把每一个路径上测量的 路径强度与误差联系起来。。第一种方式基于对路径强度和误差(已测量的)之间的互方差的在线计算，而在第二种方式由路径之间估计的相对延迟来计算这个相关性的系数(预测互相关系数)。此外，给出了一种用于将测量的和预测的互相关进行合并的方法，以便滤除由临近路径的影响而在每个路径上计算出的误差项。略述了一种用于减小复杂度的可能折衷，该折衷仅使用预测的系数，并考虑将该折衷作为所建议过程的实现的第一步骤。此外，描述了针对该过程所基于的一些参数的在线适应标准，该标准可以考虑传播条件，以便对分辨率与跟踪响应时间的关系进行优化。可以将针对跟踪单独路径所执行的测量用于改进公共跟踪回路所基于的估计；可以看出，在非常接近的路径的情况下，方程(6)所给出的公共误差的表达有所偏差，并且可以通过考虑每个路径的RSCP以及β_i，j系数来消除此偏差，其中β_i,j系数缓慢地变化并由单独回路处理。可以将公共回路输出用于改进其自身的频率偏移估计，其中公共回路输出主要跟踪能量较强路径上的频率偏移的影响，该频率偏移估计与公共漂移有关，并且典型地在接收机的分离单元中执行。可以通过增加复杂度来提高该过程的性能，其中，提高的性能旨在能够跟踪具有小于一个码片的相对延迟的路径。即使以更简单的形式，该过程也能够独立地跟踪具有小于一个码片(例如0.8个码片)的相对延迟的路径。 

图6示出了表示帧与延迟的关系的示意图，并且涉及3GPP(第三代移动通信合作伙伴计划)中的特定传播情况编号3的跟踪结果，这与具有一个码片差的4个路径相对应。在开始处，两个最强路径上存在同步误差。公共回路以快速方式来跟踪高能路径上的这个同步误差。然后，差分回路以如下的方式校正路径3和4的定时：从大约第30帧开始实现对准(慢校正)。从该时刻开始，公共回路跟踪由于残余频率偏移而引起的公共偏移，在仿真中假设该残余频率偏移等于700Hz。 

图7示出了使用传统的迟早门且不使用优选实施例的路径处理而得到的相同性能。从图7中可以推断出，路径1和路径2以及路径3和路径4分别在50和70帧之后合成一条路径。这指示了传统方案的 时间分辨率不够。 

图8示出了指示3.500Hz的非常高频率偏移的性能的类似图。DLL仍然能够跟踪，甚至能够从初始同步误差中恢复。 

最后，图9示出了所建议的跟踪能力或补偿过程，用于跟踪比一个码片更近(例如0.8个码片)的路径。 

应注意的是，本发明并不局限于上述优选实施例，并且可以将其应用于任何跟踪或补偿过程，以便对适用于多径情况下的接收机中的时间漂移进行补偿或跟踪。因此，优选实施例可以在所附权利要求的范围内进行变化。 

还应注意的是，上面所提到的实施例例证了而并非限制了本发明，并且在不偏离从属权利要求中所限定的本发明的范围的前提下，本领域的技术人员能够设计出许多可选的实施例。在权利要求中，括号内的任何附图标记不应被解释为限制了权利要求。词“包括”，以及相似的词不排除任意权利要求或说明书中存在列出的元件或步骤之外的元件或步骤。元件的单数标记不排除多个这种元件的存在，反之亦然。如果某些措施在彼此不同的从属权利要求中列出，这并不表示这些措施的组合不能够产生有益效果。

Claims (17)

1.一种补偿电路，用于对多径接收机环境中的时间漂移进行补偿，所述补偿电路包括：

-第一反馈装置(20)，被设置用于以较高带宽对所述时间漂移的第一分量进行处理，所述第一分量是公共的，而且能够影响属于无线链路的所有路径，以及

-第二反馈装置(30)，被设置用于以较低带宽对所述时间漂移的第二分量进行处理，所述第二分量对属于所述无线链路的所述路径中的每个单独的路径分别有效。

2.如权利要求1所述的补偿电路，其中，所述时间漂移是从至少一个非相干迟早门(13)获得的。

3.如权利要求1所述的补偿电路，其中，所述无线链路的路径包括Rake接收机(40)的各个指(12-1到12-n)。

4.如权利要求2所述的补偿电路，其中，所述无线链路的路径包括Rake接收机(40)的各个指(12-1到12-n)。

5.如任一在前权利要求所述的补偿电路，其中，在双回路延迟锁定环中提供了所述第一和第二反馈装置(20，30)。

6.如权利要求1-4中任一项所述的补偿电路，还包括控制装置(10)，用于：响应于所述第一和第二反馈装置(20，30)的处理输出，将公共控制信号施加到接收路径组，每一个组各自属于一个无线链路，并将单独的控制信号施加到单独的路径。

7.如权利要求5中任一项所述的补偿电路，还包括控制装置(10)，用于：响应于所述第一和第二反馈装置(20，30)的处理输出，将公共控制信号施加到接收路径组，每一个组各自属于一个无线链路，并将单独的控制信号施加到单独的路径。 

8.如权利要求6所述的补偿电路，其中，所述公共和单独控制信号包括针对延迟控制的向上和向下命令。

9.如权利要求7所述的补偿电路，其中，所述公共和单独控制信号包括针对延迟控制的向上和向下命令。

10.一种用于对适于多径环境的接收机中的时间漂移进行补偿的方法，所述方法包括以下步骤：

a)将所述时间漂移分成：至少一组路径公共的第一分量；以及对包括至少两个接收路径的所述至少一组中的每一个单独的路径有效的第二分量；

b)通过采用具有第一带宽的第一反馈装置(20)，对所述第一分量进行处理；

c)通过采用具有第二带宽的第二反馈装置(30)，对所述第二分量进行处理；以及

d)将所述第一带宽设置为大于所述第二带宽的值。

11.如权利要求10所述的方法，还包括从至少一个非相干迟早门获得所述时间漂移的步骤。

12.如权利要求10所述的方法，还包括将干扰抑制应用于所述处理步骤b)的处理结果的步骤。

13.如权利要求11所述的方法，还包括将干扰抑制应用于所述处理步骤b)的处理结果的步骤。

14.如权利要求10所述的方法，还包括对所述第一和第二带宽之间的比进行调整以适于环境条件的步骤。

15.如权利要求10-14任一项所述的方法，还包括对与路径强度和各个时间漂移相联系的系数进行估计的步骤。

16.如权利要求15所述的方法，其中，所述估计基于对所述路径强度和时间漂移之间的互方差的确定。

17.如权利要求15所述的方法，其中，所述估计基于对所述至少两个接收路径中的不同路径之间的相对延迟的估计。 

Images