KR100761819B1 - 직교 진폭 변조 (ｑａｍ) 신호를 처리하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

직교 진폭 변조 (ｑａｍ) 신호를 처리하기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 기존의 직접 방송 위성(DBS) 시스템과의 호환성을 유지하면서 더 세밀한 콘스텔레이션을 이용하여 데이터 송신을 증가시키기 위해 역호환성 계층 코딩 방식을 사용하는 QAM 신호를 수신하는 장치(130)와 방법에 관한 것이다. 본 장치는 QAM 신호의 더 세밀한 콘스텔레이션이 다른 스테이지에서 언레벌(unraveled)되도록 다중 스테이지 디코더(146,170)를 사용한다.

Description

직교 진폭 변조 (ＱＡＭ) 신호를 처리하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR PROCESSING A QUADRATURE AMPLITUDE MODULATED (QAM) SIGNAL}
본 발명은 높은 차수의 심볼 콘스텔레이션(constellation)으로 직교 진폭 변조(QAM) 신호를 디코딩하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
전력 및 대역폭은 변조 및 에러 정정 방식의 적절한 선택을 통하여 디지털 송신 시스템에 의해 철저히 보호되는 자원이다. 직교 진폭 변조(QAM)는 디지털 통신에서 종종 사용되는 다중레벨 진폭 및 위상 변조의 한 형태이다. QAM 시스템은 소스 신호를 진폭과 위상이 변하는 출력파로 변조한다.
QAM은 두 PAM(위상 진폭 변조) 신호의 직교(직각) 결합으로 구성된 이차원 심볼 변조의 형태이다. 송신될 데이터는 가능한 송신 레벨을 각각 나타내는 복수의 신호(페이저) 점을 갖는 2차원인 4개의 4분면 신호 공간, 즉 콘스텔레이션(constellation)으로 매핑(mapping)된다. 각각의 콘스텔레이션 신호점은 일반적으로 "심볼"이라 불리며, 고유한 이진 코드(unique binary code)로 정의된다. QAM 콘스텔레이션은 동-위상 성분과 직교 성분을 각각 나타내기 위해 "I" 와 "Q" 성분을 사용하고, 여기서 QAM 데이터 워드나 심볼은 두 I 및 Q 성분으로 나타내어진다.
QAM 신호는 다른 길이 및/또는 다른 콘스텔레이션 형태(일예로, 원형, 정사각형, 직사각형, 십자형, 육각형 또는 어떤 임의 형태)의 워드나 심볼을 사용할 수 있다. 비록 본 발명이 정사각형의 QAM 콘스텔레이션을 사용하여 기술되고 있지만, 당업자들은 본 발명이 다른 QAM 콘스텔레이션 형태나 다른 길이의 QAM 신호 워드를 위해 변경될 수 있다는 사실을 인지할 것이다.
일반적으로, QAM 콘스텔레이션에서의 페이저 점의 수적인 증가(더 세밀하고, 더 높은 차수의 콘스텔레이션)는 QAM 신호가 더 많은 정보를 전달하도록 하지만, 페이저 점의 밀도에 있어서의 증가는 송신된 전력이 더 이상 일정하지 않게 되는 단점을 발생시킨다. 사실, 만약 송신된 평균 신호 전력이 제한된다면, 최대의 I 및 Q의 값은 모든 QAM 레벨에 대해 거의 동일하고, 그로 인해 콘스텔레이션 점이 QAM 레벨이 증가함에 따라 가까이 위치되어 진다. QAM 콘스텔레이션 상에서 페이저 점들 사이의 거리는 추가적인 페이저 점에 따라 일반적으로 감소하기 때문에, 그러한 사실은 이웃하는 페이저 점을 구분하는데 있어 복잡도를 증가시켜, 수신기는 더 비싸고 복잡하게 된다.
따라서, 많은 기존 또는 현존하는 DBS(직접 방송 위성) 시스템은 직교(4위상) 위상 편이 변조(QPSK) 시스템을 사용한다. QPSK에 있어서, 동기 데이터 스트림은 위성 채널을 통해 송신되기 전에 반송파 주파수상에서 변조되고, 상기 반송파는 4가지 (위상) 상태, 예를 들어 45°, 135°, 225° 또는 315°를 가질 수 있다. 따라서 QAM과 유사하게, QPSK도 페이저 점이 두 개의 직교 좌표축을 사용하여 고유하게 기술될 수 있는 4위상 또는 직교 변조를 사용한다.
그러나, QAM과는 다르게, QPSK는 한 쌍의 좌표축이 일정한 진폭을 갖는 한 쌍의 직교 반송파와 관련될 수 있기 때문에 4 레벨의 콘스텔레이션(90°의 위상 회전을 갖는 4개의 페이저 점)을 만드는 "일정한 포락선"을 가진다. 이러한 큰 페이저 점의 분리는 수신기에서 반송파 복구 기능을 수행함에 있어 복잡도를 감소시키고, 일정한 포락선은 전력에 민감한 위성 송신 시스템에 대해서 매우 바람직할 수 있다. 또한, 일정한 전력 레벨은 위성 증폭기가 포화 상태로 동작하도록 한다.
그럼에도 불구하고, 위성 채널을 통한 데이터 작업량을 증가하기 위한 요구로 인해 QPSK 대신에 다른 송신 방식을 고려하려는 강한 동기(incentive)가 일고 있다. 다수의 QPSK 시스템이 존재하기 때문에, 본 명세서에서는 더 세밀한 콘스텔레이션을 사용하여 데이터 송신을 증가시키고, 동시에 DBS 시스템을 포함하는 현존하는 시스템과의 호환성을 유지하는 역호환성 계층 코딩 방식(backward compatible hierarchical coding scheme)을 사용하여 QAM 신호와 같은 신호를 처리하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이 바람직한 것으로서 인지된다.
본 발명은 QAM 신호와 같은 더 높은 차수의 콘스텔레이션 신호의 더 세밀한 콘스텔레이션이 여러 스테이지에서 언레벌(unravel)되도록 다중의 디코더 스테이지를 사용한다. 더 명확하게 말하자면, 각 스테이지에서, 비터비(Viterbi) 디코더와 같은 디코더가 QPSK 콘스텔레이션과 같은 낮은 차수의 콘스텔레이션에 대해 동작한다. 복수의 비터비 디코더를 연결함으로써, QPSK 복조는 1, 2 및 3 개의 별도의 비터비 디코더를 각각 사용하여 16, 64 및 256 QAM을 처리하는 방식으로 확장된다.
도 1은 본 발명을 구현하는 통신 시스템의 블록도.
도 2는 본 발명을 구현하는 시스템에 관한 16-QAM 콘스텔레이션을 나타내는 도면.
도 3은 본 발명을 구현하는 시스템에 관한 64-QAM 콘스텔레이션을 나타내는 도면.
도 4는 데이터 스트림을 I 및 Q 성분으로 매핑(mapping)하는 것을 나타내는 블록도.
도 5는 본 발명의 원리에 따라 시스템의 더 나은 이해를 쉽게 하기 위한 콘스텔레이션을 나타내는 도면.
도면에서는, 도면들에 공통적인 동일한 요소를 지정하기 위해 동일한 참조번호가 사용되고 있다.
본 발명의 바람직한 실시예가 제한적인 것은 아니지만 DBS와 같은 위성 송신 시스템에서 사용하는데 특별히 효과적인 역호환성 계층(QAM) 신호 코딩 시스템의 환경으로 기술된다. 상기 시스템은 현존하는 직접 방송 위성과 다른 통신 시스템에 대한 호환성 문제를 야기하지 않고도 추가적인 장치나 서비스가 데이터스트림에 추가되도록 한다.
일예로, "X-QAM" 콘스텔레이션은 현존하는 DBS 시스템과의 역호환성을 생성하기 위해 QPSK와 같은 N개의 계층 레벨의 또 다른 콘스텔레이션으로서 표현되어, 결국 현존하는 QPSK 수신기가 본래 의도된 것처럼 동작할 수 있는 트랜스페어런트(transparent) 시스템으로 된다. 각 디코더(일예로, 비터비)에 대한 콘스텔레이션(일예로, QPSK)이 동일하도록 하기 위해 콘스텔레이션에 대한 도표가 바람직하게 계층적으로 대칭이다. 그러나 비대칭적인 콘스텔레이션도 가능하다.
더 상세하게는, 64-QAM 신호는 네스트된(nested) 세 개의 QPSK 콘스텔레이션을 포함한다. 제 1 QPSK 콘스텔레이션(64-QAM 신호의 일사분면)은 기존의 DBS 수신기에 의해 수신될 수 있다. 만약 64-QAM 신호로부터 감축된다면, 16-QAM 신호가 수신된 신호보다 더 낮은 6db의 전력 레벨에서 유지한다. 나머지 16-QAM의 사분면은 또 다른 DBS 형태의 신호로 간주된다. 모든 레벨의 QAM 신호가 디코딩될 때까지 디코딩 처리는 이후에 더욱 상세하게 설명되어지는 것처럼 계속된다. 본 발명에 따른 16-QAM 시스템은 DBS 시스템의 성능을 인자 2만큼 증가시키고, 64-QAM 시스템을 인자 3만큼 증가시키며, 256-QAM 시스템을 인자 4만큼 증가시킨다.
도 1은 본 발명을 사용하고 있는 통신 시스템(100)의 블록도이다. 많은 종래의 통신 시스템에서처럼, 통신 시스템(100)은 데이터를 입력하여 송신기(110)내에서 일부 형태의 처리와 주파수 변환을 수행할 것이다. 상기 데이터는 송신 채널(120)을 통해 입력 데이터를 복구하기 위해 역동작 기능을 수행하는 수신기(130)에 송신된다.
그러나, 종래의 통신 시스템과는 달리, 본 발명은, 일예로 수신기(130) 내에서 점선으로된 박스(140)로 도시된 것과 같은 기존의 DBS 시스템과의 호환성을 유지하면서 더 세밀한 콘스텔레이션, 즉 높은 차수의 콘스텔레이션을 사용하여 데이터 송신을 증가시키기 위해 역호환성 계층 코딩 방법을 사용하여 QAM 신호를 송신한다. 이후에 상세한 설명이 제공되며, 이 상세한 설명에서 본 발명을 집합적으로 인식하기 위해 도 1 내지 도 3이 언급되어야 한다.
통신 시스템이 송신 동안에 신호 열화의 문제를 처리하여야 한다는 것이 잘 알려져 있다. 그러나, 위성 시스템과 같은 디지털 시스템은 송신 경로 지연, 간섭, 비선형성 및 복수 수신처 특성과 같은 추가적인 문제점을 처리하여야 한다. 다행히도, 이러한 문제점들은 다양한 코딩 방법을 구현함으로써 최소화될 수 있다. 이처럼, 적절한 코딩 방법의 선택은 위성 시스템과 같은 통신 시스템의 성능에 중요하다.
도 1은 연결 코드를 사용하는 통신 시스템을 기술하고 있다. 연결 코드는 더 큰 코드를 형성하기 위해서 결합된 두 개의 개별(separate) 코드로 구성된다. 두 코드는 도 1에서 도시된 것처럼 연결되어져 있고, 여기서 송신기(110)는 외장 인코더(112)와 내장 인코더(114)를 포함한다. 일반적으로, 입력 신호는 일련의 k-비트 심볼로 배열되고 내장 인코더(114)는 k 비트의 각 심볼을 인코딩하며, 반면에 외장 인코더(112)는 한 블록의 k-비트 심볼을 인코딩한다.
연결 코딩은 송신된 신호의 에러 정정을 향상시킬 뿐만 아니라 다중 서비스와 다중 속도의 송신을 지원한다. 연결 코딩의 이로운 특성으로 인해, 기존의 많은 DBS 시스템은 연결 코드를 디코딩하도록 설계된다.
더 상세하게는, 외장 인코더(112)는 "블록 코딩(block coding)"으로 언급되는 코딩 방법을 구현할 수 있다. 간단히 말해서, 블록 코드는 k 정보 비트의 각 블록이 M=2k의 코드 워드 세트(여기서 k<n)로부터 선택된 길이(n)의 코드 워드로 매핑되도록 생성된다. 블록 인코딩 방법의 예는 제한된 것은 아니지만 해밍 코드(Hamming codes), 하다마르드 코드(Hadamard codes), 사이클릭 코드(Cyclic codes) 및 리드-솔로몬(RS) 코드{Reed-Solomon(RS) codes}를 포함한다.
다음으로, 내장 인코더(114)는 "콘볼루션 코딩(convolutional coding)"으로 언급되는 코딩 방법을 구현할 수 있다. 간단히 말해서, 콘볼루션 코드는 선형 유한-상태 이동 레지스터를 통해 송신될 데이터 시퀀스를 통과시킴으로써 생성된다. 이동 레지스터(미도시)는 일반적으로 K(k-비트) 스테이지와 n개의 선형 함수 생성기로 구성된다. 비록 본 발명이 외장 "블록" 인코더와 내장 "콘볼루션" 인코더를 통해 이후에 기술되더라도, 당업자들은 본 발명이 매우 제한적이지 않아서 다른 인코더 결합{일예로, 내장 이진 블록 인코더와 결합된 외장 비-이진 블록 인코더}이 존재한다는 사실을 인지할 것이다.
도 1로 돌아가서, 내장 인코더로부터 인코딩된 신호는 매퍼(116)로 인가되고, 상기 매퍼에서는 인코딩된 신호 비트가 직교하는 I 및 Q 반송파를 변조하는 스트림 상에서 매핑된다. 매퍼는 룩-업(look-up) 테이블로 구현될 수 있고, 상기 룩-업 테이블에는 인코딩된 신호로부터의 비트 세트가 콘스텔레이션 점이나 심볼을 나타내는 I 및 Q 성분(레벨)으로 변환된다. 바람직한 실시예에서, 콘스텔레이션 점은 16-QAM 정사각형 콘스텔레이션에 따라서 지정되며, 상기 콘스텔레이션에서는 각 페이저가 동위상 비트(i1,i2) 및 직교 비트(q1 및 q2)를 갖는 4-비트 심볼로 나타내어진다. 그러나, 본 발명은 이후에 기술된 것처럼 64-QAM 및 256 QAM 콘스텔레이션(등등..)에 적용될 수 있음이 이해되어야 한다.
마지막으로, I 및 Q 성분은 QAM 변조기(MOD)(118)에 의해 변조되고, 상기 변조기에서 I 채널은 반송파와 동위상 관계에 있는 중간 주파수(IF) 신호와 혼합된다. Q 채널은 90도만큼 벗어난 위상에 있는 IF와 혼합된다. 이러한 처리는 두 신호로 하여금 직교 반송파를 사용하여 동일한 대역폭에서 단일 송신 채널(120)을 통해 송신되도록 한다.
수신기(130)에서, I 및 Q 성분은 복구되어 복조된다. 본 발명의 코딩 방법은 기존의 DBS 시스템과 역방향으로 호환적이라는 것이 중요하기 때문에, 도 1은 점선으로 종래의 (DBS) 수신기(140)를 기술하고 있다. 수신되어 인코딩된 비트스트림이 추가적인 정보를 포함할 수 있지만, 구형 수신기는 정상적인 동작, 즉 QPSK 시스템으로서의 기능을 계속할 수 있다. 추가 정보는 복구되지 않지만 인코딩된 비트스트림은 구형 수신기와 여전히 호환적이다. 이러한 사실은 추가 정보{예컨대, 온 스크린 디스플레이(OSD) 메시지, 인코딩된 이미지의 증가된 해상도, 또는 더 많은 채널}를 첨가하는 중요한 장점을 제공하고, 이러한 정보는 논의되고 있는 바와 같이 더욱 향상된 다중 디코더를 통해 기존의 수신기의 성능을 열화시키지 않고도 언레벌(unraveled)될 수 있다. 소비자는 추가된 정보나 특성으로의 억세스를 획득하기 위해 새로운 수신기로 업그레이드하거나, 구형 수신기를 계속 유지하고 추가된 특성 및 비용을 부담하는 선택사항을 갖는다.
도 1로 돌아가서, 변조된 신호는 I 및 Q 성분을 생성하기 위해 복조기(142)를 통해 복조된다. 디매퍼(demapper)(144)는 I 및 Q 성분(레벨)을 인코딩된 신호로 변환하게 된다.
상술된 것처럼, 위성 시스템은 신호가 송신 채널(120)을 통과 할 때 상당한 신호 열화를 겪을 수 있다. 이처럼, 수신기 디코더의 임무는 에러가 발생할 가능성이 있는 비트스트림으로부터 인코딩된 정보를 적절하게 암호해독하는 것이다. 디매퍼(144)로부터의 인코딩된 비트스트림은 제 1 내장 디코더(146)를 통해 수신되고, 상기 제 1 내장 디코더(146)는 "소프트 디시젼(soft decision)" 비터비 디코더이다. 비터비 디코더는 비트스트림이 코드 의존 대수 연산의 고정된 세트(a fixed set of code-dependent algebraic operation)보다는 송신 채널 통계를 또한 고려함으로써 디코딩되는 가망성에 근거한 디코딩 방법을 구현한다. 즉, 디코더는 송신된 가장 적당한 값을 결정하게 된다.
더 상세하게는, 콘볼루션 코드는 가지형 개략도, 상태 개략도 또는 가장 많이 쓰이는 격자형 개략도를 통해 기술될 수 있다. 이러한 개략도는 특정 입력 비트에 대한 응답한 콘볼루션 코드의 출력 시퀀스를 기술하고, 그럼으로써 예측 가능한 출력 시퀀스 구조를 생성한다. 콘볼루션 코드는 중요한 응답(behavior)을 나타내고, 여기서 이 구조는 특정 스테이지 후에 그 자신을 반복한다(다르게는, 경로 합병으로 알려져 있음). 구조의 특수한 특성은 특정 콘볼루션 코드에 따라 다르다. 간단히 말해서, 비터비 디코더는 콘볼루션 코드의 격자 구조의 경로 합병을 이용하고 매 격자 레벨에서 모든 개별 경로를 철저하게 조사한다. 그런 후에 비터비 디코더는 복수의 "남은(surviving)" 경로로부터 가장 적절한 경로를 산정하고, 여기서 선택된 경로는 일반적으로 최소 거리의 경로이다. 이러한 방식으로, 비터비 디코더는 계산 비용을 증가시키는 대신 에러가 발생한 비트스트림을 에러 정정할 수 있다.
비록 제 1 내장 디코더가 비터비 디코더로서 기술되고 있지만, 다른 디코더가 사용될 수 있다. "순차(sequential) 디코딩"과 같은 다른 디코딩 방법(소프트 디시젼 또는 하드 디시젼에 관계없이)이나 변형된 다양한 비터비 디코딩 방법이 제 1 내장 디코더에서 구현될 수 있다.
바람직한 실시예에서, 제 1 비터비 디코더(146)는 기존의 구형의 수신기에서처럼 QPSK 콘스텔레이션에 대하여 동작한다. 즉, 제 1 비터비 디코더는 단지 하나의 4분면으로 인코딩된 신호를 격리할 수 있다. 더 자세하게는, 도 2는 4개의 4분면을 점유하는 16 콘스텔레이션 점 또는 심볼을 구비하는 16 QAM 콘스텔레이션 개략도를 기술하고 있다. 각 심볼에서의 두 최하위 비트(LSB)(210)가 하나의 4분면으로 인코딩된 신호를 격리한다. 즉, 4분면에 있는 모든 점의 LSB는 동일하다. 이처럼, 제 1 비터비 디코더(146)는 단지 인코딩된 신호로부터 수신된 심볼의 두 LSB(210)를 디코딩할 수 있다.
기존의 수신기 내의 제 1 비터비 디코더(146)는 일반적으로 심볼 그 자체를 생성하도록 설계된 것은 아니지만, 대신에 심볼로 표기된 콘볼루션 형태로 디코딩된 데이터 비트(들)를 생성한다. 이처럼, 수신된 심볼의 두 LSB(210)는 디코딩된 데이터 비트가 이하에 설명된 것처럼 리인코더(reencoder)(160)에 의해 다시 인코딩된 이후에 재생성된다.
설명을 위해, 만약 인코딩된 신호가 "1101"인 심볼을 전달한다면, 제 1 비터비 디코더가 단지 4분면(205)으로 인코딩된 신호만을 격리할 수 있고, 그럼으로써 비트 "01"을 생성한다. 그러나, 심볼의 두 최상위 비트(MSB) "11"(220)은 제 1 비터비 디코더에 의해 디코딩되지 않는데, 그 이유는 그 비트의 특성이 QPSK 콘스텔레이션으로 제한되기 때문이다. 추가 정보는 제 1 비터비 디코더에 의해 단순히 무시되고, 그 다음에서 이후에 논의된 것처럼 수신기의 다른 디코더에 의해 디코딩된다.
도 1로 돌아가서, 제 1 비터비 디코더(146)로부터 디코딩된 신호는 외장 디코더(148)로 인가된다. 즉, 블록 인코딩된 워드에 해당하는 비트가 외장 디코더(148)에 인가된다. 외장 디코더의 임무는 수신된 코드 워드에서 에러 패턴을 검출하여 획득하고(account for) 적절한 코드 워드, 즉 본래의 입력이나 송신기에 의해 인코딩된 소스 신호를 생성하는 것이다. 즉, 외장 디코더는 본래의 입력 신호를 생성하기 위해 인코딩의 외부 층을 언레벌(unravel)한다.
일반적으로, 외장 디코더는 수신된 코드 워드를 "M"개의 가능한 송신 코드 워드에 비교하고(상기 코드 워드는 송신기에서 구현된 블록 코드에 의해 좌우됨), 해밍(Hamming) 거리에 있어 수신된 코드 워드에 가장 가까운 코드 워드를 선택한다. 상기 해밍 거리는 두 코드 워드가 서로 다른 비트 자리수의 개수이다.
바람직한 실시예에서, 외장 디코더는 리드-솔로몬(RS) 디코더이다. 리드-솔로몬 코드는 보스-쵸드허리-호크엔젬(BCH : Bose-Chaudhuri-Hocquenghem) 블록 코드의 서브클래스(subclass)인 선형 비-이진 블록 코드이다. RS 디코더는 특히 인터리빙(interleaving) 방법과 연계하여 사용될 때 버스트(burst) 에러를 처리하는 능력으로 잘 알려져 있다. 인터리빙은, 코드의 에러 정정 능력을 초과하여 인코딩된 시퀀스에 에러를 야기할 수 있는 긴 버스트 에러의 영향을 최소로 하기 위하여 에러가 수 개의 인코딩된 시퀀스에 걸쳐 분산되는 방법이다. 따라서, 송신기는 인코딩된 신호를 변조하기 전에 인터리버(미도시)를 병합할 수 있고, 따라서 복조를 수행한 후에 디인터리버(deinterleaver)(미도시)를 병합하기 위해 수신기가 필요하다.
비록 개시된 시스템이 외장 RS 디코더를 사용하더라도, 다양한 다른 블록 코딩 방법이 외장 디코더 내에서 또한 구현될 수 있다. 따라서, 만약 수신기가 도 1에 기술된 것처럼 단지 부분(140)을 포함한다면, 이러한 수신기는 QPSK 콘스텔레이션에 관련하여 확실하게 인코딩된 비트스트림을 언레벌하고 디코딩 할 수 있다.
도 1로 돌아가서, 만약 더 세밀한 콘스텔레이션이 언레벌된다면, 제 2 비터비 디코더(170)가 계층 코드의 다음 레벨이나 분해능을 디코딩하기 위해 사용된다. 더 상세하게는, 제 2 디코더(170)는 리인코더(160)와 지연부(150)로부터 입력을 수신한다. 리인코더는 제 1 비터비 디코더로부터 디코딩된 비트를 수신하고, 이러한 비트들을 제 2 비터비 디코더에 필요한 4분면 정보를 제공하기 위해 리인코딩한다. 특히, 제 1 비터비 디코더는 QPSK 콘스텔레이션에 대해 4분면으로 격리하고, 그런 후에 이러한 콘스텔레이션 점을 사용하여 콘볼루션 코딩을 제거하여 디코딩된 데이터 비트를 생성한다. 제 1 비터비 디코더(146)로부터의 상기 디코딩된 데이터 비트는 일반적으로 블록 인코딩될 실제 신호이다. 이러한 디코딩된 데이터 비트는 이러한 형태로 제 2 비터비 디코더에서 사용되지 않고, 그러므로 제 2 비터비 디코더가 동작하게 될 4분면을 한정하기 위해 리인코딩된다.
본 발명은 기존의 DBS 시스템을 참조하여 기술되기 때문에, 비터비 디코더(146)는 단지 디코딩된 데이터 비트를 생성할 수 있다는 것이 가정된다. 그러나, 당업자는 4분면 정보가 리인코더(160)를 사용하지 않고도 경로(155)를 통해 제 1 비터비 디코더(146)로부터 직접 추출될 수 있도록 비터비 디코더가 구현될 수 있다는 사실을 인지할 것이다.
지연부(150)는 디매퍼(144)로부터 입력을 수신하여 인코딩된 신호를 지연시킨다. 제 1 비터비 디코더(146)와 리인코더(160)는 동작을 수행함에 있어 특정 양의 대기시간(latency)(지연)을 초래하기 때문에, 리인코더로부터의 데이터와 디매퍼로부터의 적절한 데이터를 동기시키기 위해 이러한 지연이 필요하다. 일단 동기가 이루어지면, 제 2 비터비 디코더(170)는 제 1 비터비 디코더(146)에 의해 지정된 4분면 내에서 4분면으로 신호를 추가로 격리한다.
설명을 위해 도 2로 돌아가면, 제 1 비터비 디코더는 4분면에서 신호를 "01"(두 개의 LSB)(210)로 격리할 수는 있지만, 이러한 4분면에서 두 개의 MSB "11"(220)로 격리를 세분하는 것은 불가능하다(또는 설계되지 않는다). 이처럼, 리인코더(160)는 이러한 상단 가장 좌측의 4분면에서 동작하도록 제 2 비터비 디코더(170)에 통보하며, 이 4분면에서 제 2 비터비 디코더는 신호를 "11"(220)로 격리한다. 제 1 비터비 디코더는 제 2 비터비 디코더에 대하여 16 QAM 콘스텔레이션 중 어떤 부분(서브세트)이 동작하는지를 효과적으로 한정한다. 이러한 방식으로, 제 2 비터비 디코더(170)는 두 개의 MSB를 언레벌하고 블록 디코딩이 송신기에 의해 인코딩된 본래의 입력 신호를 복구하기 위해 수행되는 외장 디코더(148)로 디코딩된 데이터 비트를 생성한다. RS 디코더(148)에 의해 수행되는 블록 디코딩이 역호환성 때문에 인터리빙된 형태로 구현된다는 사실이 주시되어야 한다. 그러나, 블록 디코딩을 위한 많은 가능한 구성이 존재한다. 각각의 추가 비터비 내장 코드는 외장 인터리빙/리드-솔로몬 코딩 방식에 아마도 연결될 수 있을 것이다. 거의 모든 가장 내부의 콘볼루션 코드를 위한 단일 인터리빙/블록 외장 코딩 방식을 설계하는 것이 또한 가능할 수 있다(호환성으로 인해).
이러한 구조를 확장함으로써, 일예로 단일 디코딩 스테이지(비터비 디코딩 스테이지)를 구성하는 지연부(150), 리인코더(160)(선택사항) 및 제 2 비터비 디코더(170)와 같은 추가적인 비터비 디코딩 스테이지를 이용하여 모든 세밀한 콘스텔레이션을 디코딩하는 것이 가능하다. 일예로, 제 3 비터비 디코딩 스테이지(미도시)가 64 QAM 신호를 디코딩하기 위해 수신기(130)에 추가될 수 있다.
설명을 위해서, 도 3은 64 QAM 콘스텔레이션을 설명하고 있다. 제 1 비터비 디코더(146)는 콘스텔레이션 도표의 상단 좌측의 가장 가장자리에 있는 16 개의 가능한 콘스텔레이션 점을 한정하는 수신된 심볼의 두 LSB "01"(310)로 신호를 격리할 수 있다. 또한, 제 2 비터비 디코더(170)는 상기 신호를 두 중간 상위 비트(ASB) "11"(320)로 또한 격리할 수 있고, 상기 중간 상위 비트는 제 1 비터비 디코더에 의해 한정된 콘스텔레이션 도표의 영역에서 하단 가장 좌측 가장자리에 있는 4개의 가능한 콘스텔레이션 점을 한정한다. 마지막으로, 제 3 비터비 디코더(미도시)는 최종적으로 신호를 두 MSB "00" (330)으로 격리할 수 있고, 상기 MSB는 남아있는 4개의 가능한 콘스텔레이션 점으로부터 특정 콘스텔레이션 점을 한정한다. 이러한 방식으로, 심볼 "001101"은 세 개의 다른 비터비 디코더 스테이지를 사용하여 언레벌(unravel)된다.
따라서, "n" 계층 레벨의 (QPSK) 콘스텔레이션으로 "x-QAM" 콘스텔레이션을 나타내는 것이 가능하다. 일예로, 16-QAM 콘스텔레이션은 두(2) 계층 레벨의 (QPSK)콘스텔레이션으로 표현될 수 있고, 64-QAM 콘스텔레이션은 세(3) 계층 레벨의 (QPSK) 콘스텔레이션으로 표현될 수 있으며, 이하 위의 방식을 따른다.
콘스텔레이션 도표는 계층적으로 대칭이라는 사실이 또한 주시되어야 한다. 즉, 각 비터비 디코더를 위한 QPSK 콘스텔레이션은 동일하다. 일예로, 콘스텔레이션 점 "00"은 항상 상단 가장 우측 콘스텔레이션 점에 있어서 콘스텔레이션 점 "000000"은 64 QAM 콘스텔레이션 도표에 대해 상단 가장 우측 콘스텔레이션 점에 있으며, 256 QAM 콘스텔레이션의 경우에도 마찬가지이다. 이러한 대칭은 복잡도가 낮은 유사한 비터비 디코더가 임의의 디코딩 스테이지에서 사용될 수 있는 수신기의 구조를 간단하게 한다. 그러나, 본 발명은 제한되지 않기 때문에 다른 콘스텔레이션 차수가 사용될 수 있다는 사실이 이해되어야 한다.
도 4는 매퍼(420)를 통해 데이터 스트림(405)을 각각의 경로(430 및 440)에서 I 및 Q 성분으로 매핑하는 것을 설명하는 블록도이다. 도 1의 수신기 구조를 이용하기 위해서, 인코딩된 비트스트림은 I 및 Q 성분으로 계층적으로 매핑되어, 다른 복잡도를 갖는 수신기가 호환성 문제와 마주치지 않고 인코딩된 비트스트림을 디코딩할 수 있을 것이다.
더 상세히는, 인코딩된 비트스트림(405)은 복수의 심볼(410)로 그룹을 이루는 복수의 비트를 포함한다. 각 심볼에서 LSB로부터 시작해서 MSB로의 각각의 연속적인 비트 쌍은 상술된 것과 같은 연속 비터비 디코딩 스테이지에 의해 언레벌된다(unraveled). 즉, 비트(412, 414, 416 및 418)는 제 1, 제 2 , 제 3 및 제 4 비터비 디코딩 스테이지에 의해 각각 언레벌된다. 각 비트 쌍은 다른 채널, 다른 서비스 또는 다른 해상도를 나타낼 수 있다. 이러한 효과적인 계층적 코딩 방법은 추가적인 특성이나 서비스가 기존의 DBS 시스템에 대한 복잡도 문제를 야기하지 않고도 비트스트림에 추가되도록 한다.
도 4에서, 각 심볼은 256-QAM 신호 콘스텔레이션과 관련된 8 비트 심볼이다. 각 심볼은 4개의 2 비트 쌍(412, 414, 416 및 418)으로 구성되고, 여기서 각 심볼의 각 비트 쌍은 다른 서비스나 특성에 대한 정보를 나타낸다. 기술된 8-비트 심볼인 10 00 01 11은 기술된 것처럼 256-QAM 콘스텔레이션, 네스트된(nested) 64-QAM 콘스텔레이션(비트 00 01 11), 네스트된 16-QAM 콘스텔레이션(비트 01 11), 네스트된 QPSK 콘스텔레이션(비트 11)을 나타낸다. 심볼 비트는 좌측에서 우측 방향으로 최상위 비트(418)부터 최하위 비트(412)로 지정되고 있다. 이러한 QPSK 콘스텔레이션의 계층적인 차수 지정 방법에 있어서, LSB부터 MSB까지의 각각의 연속적인 심볼 비트 쌍은 앞서 설명된 것처럼 연속 디코더에 의해 수신기에서 연속적으로 디코딩된다. 즉 언레벌된다. 따라서 높은 차수의 QAM 콘스텔레이션이 QPSK 로서 디코딩된다.
도 5에는 하나의 가능한 계층적인 콘스텔레이션 배열이 상세하게 도시되어 있다. 도 5는 2 비트/심볼 QPSK(도 5에서 최상단 우측 가장자리에 강조되어 있음)로부터 콘스텔레이션의 제 1 레벨의 더 세밀한 언레벌링(unraveling)을 나타내는 4 비트/심볼 16-QAM 콘스텔레이션과, 다음으로 6 비트/심볼 64-QAM 콘스텔레이션과, 마지막으로 256-QAM 콘스텔레이션까지의 계층적인 콘스텔레이션의 진행을 나타내고 있다. 단지 256-QAM 콘스텔레이션의 하위 좌측 4분면 부분만이 도시되어 있다.
기술된 256-QAM 콘스텔레이션의 하단 좌측 4분면에서 심볼점은 이러한 4분면의 모든 64 콘스텔레이션 점들이 두 공통 LSBs인 "11"을 갖도록 하기 위해 xxxxxx11의 형태를 갖는다. 유사하게, 256-QAM 콘스텔레이션 영역에서의 각각의 다른 4분면에서의 모든 64개의 점은 상단 우측 4분면에 대해서 xxxxxx00의 형태를 갖고, 상단 좌측 4분면에 대해서는 xxxxxx10을 가지며, 하단 우측 4분면에 대해서는 xxxxxx01의 형태를 가진다. 00, 10, 11 및 01의 비트 조합들은 QPSK 콘스텔레이션의 4개의 4분면에서 신호점과 각각 연관된다는 것이 주시된다.
다음 레벨에서, 16개의 콘스텔레이션 점{그 중 도 5에는 4개의 클러스터(clusters)가 도시됨}은 16-QAM 콘스텔레이션에 해당하는 각 4분면(위에서 언급된 LSBs에 추가로)에서 공통적인 제 3 및 제 4 신호 비트를 갖는다. 제 3 레벨에서, 4개의 콘스텔레이션 점(그 중 16개의 클러스터가 있음)은 각 4분면에서 공통적인 또 다른 두 신호 비트를 갖는다. 마지막으로, 제 4 레벨에서, 각 점은 고유한 256-QAM 콘스텔레이션 점을 나타낸다. 도 4와 연관되어 논의된 256-QAM 신호점인 "10000111"은 도 5의 하단 우측 4분면에서 점선윤곽으로 강조되어 있다.
비록 정열이 심볼 경계상에서 수행될 수 있지만, 또한 패킷 경계상에서도 구현될 수 있다는 사실이 주시되어야 한다. 또한, MSB로부터 LSB 순으로 비트를 매핑시키는 것이 가능할 수 있다.
바람직한 실시예에 있어서, 만약 추가적인 서비스가 부가된다면, 추가적인 전력은 일반적으로 신호 콘스텔레이션을 두 배가 되게 하는 각 경우에 추가로 3dB의 비율로 송신된다. 동일한 에러 성능을 달성하기 위해서, SNR(신호대잡음비)은 신호용 알파벳을 두 배가 되게 하는 모든 경우에 거의 3dB 만큼 증가될 필요가 있다. 진행파관(TWT) 증폭기가 QPSK 시스템에서 흔히 있는 일인 것처럼 포화상태로 동작하지 않도록 하기 위해 추가적인 백오프(backoff)가 위성 시스템에서 특히 필요로 된다. 이러한 백오프는 QAM 시스템이 증폭기를 포화시킴으로써 야기된 비-선형 왜곡 효과에 대해 훨씬 더 영향을 받기 쉽다는 사실로 인해 필요하다. 대안적으로, 일부 코딩을 바꿈으로써 송신된 전력에 있어서의 증가를 최소로 하는 것이 가능하다.
게다가, 본 발명의 계층적인 코딩/디코딩 방법은 위성 시스템으로 제한되지 않고, 또한 다른 매체를 통한 서비스의 변화하는 등급을 제공하기 위해 확장될 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 높은 차수의 심볼 콘스텔레이션으로 QAM 신호를 디코딩하기 위한 방법 및 장치에 이용된다.

Claims (15)

  1. 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation) 콘스텔레이션(constellation)으로 표현된 페이저 점(phasor point)을 보유하는 QAM 방식으로 변조된 비트스트림을 수신하는 수신기로서, 상기 수신기(130)는:
    디코딩된 비트스트림을 생성하기 위해서, 상기 QAM 방식으로 변조된 비트스트림의 제 1 계층 레벨을 직교 위상 편이 변조(QPSK) 콘스텔레이션에 대하여 디코딩하기 위한 제 1 디코더(146)로서, QAM 콘스텔레이션 서브세트 영역을 한정하는 제 1 디코더(146)와,
    상기 제 1 디코더에 연결되어 있는 제 2 디코더(170)로서, 상기 제 1 디코더에 의해 한정된 상기 QAM 콘스텔레이션의 서브세트 영역 내에서 상기 QAM 방식으로 변조된 비트스트림의 제 2 계층 레벨을 QPSK 콘스텔레이션에 대하여 디코딩하기 위한 제 2 디코더(170)를 포함하고,
    상기 수신기(130)는 상기 제 1 디코더(146) 및 상기 제 2 디코더(170)를 통하여 상기 수신된 비트스트림을 순차적으로 디코딩하며, 상기 제 1 디코더(146)와 상기 제 2 디코더(170)는 콘볼루션 디코더(convolutional decoders)인,
    QAM 방식으로 변조된 비트스트림을 수신하는 수신기.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 제 2 디코더에 연결되어 있고 지연을 적용하기 위한 지연부(150), 및 상기 제 1 디코더에 연결되어 있고 상기 제 1 디코더에 의해 한정된 상기 서브세트 영역에 관한 정보를 생성하기 위한 리인코더(reencoder)(160)를 더 포함하는, QAM 방식으로 변조된 비트스트림을 수신하는 수신기.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 지연부, 상기 리인코더 및 상기 제 2 디코더는 디코딩 스테이지를 형성하고, 여기에 상기 QAM 방식으로 변조된 비트스트림의 더 세밀한 콘스텔레이션을 디코딩하기 위해 부가적인 디코딩 스테이지가 추가되는, QAM 방식으로 변조된 비트스트림을 수신하는 수신기.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 제 1 디코더에 연결되어 있고, 상기 제 1 디코더로부터의 상기 디코딩된 비트스트림을 디코딩하기 위한 제 3 외장 디코더(148)를 더 포함하는, QAM 방식으로 변조된 비트스트림을 수신하는 수신기.
  5. 직교 위상 편이 변조(QPSK) 콘스텔레이션의 "n"개의 계층 레벨을 갖는 QAM 콘스텔레이션 도표에 의해 표현된 복수의 QAM 페이저 점을 구비한 직교 진폭 변조(QAM) 신호를 디코딩하는 방법으로서,
    (a) 제 1 디코더(146)를 사용하여 상기 QAM 신호의 제 1 계층 레벨을 QPSK 콘스텔레이션에 대하여 디코딩함으로써 디코딩된 신호를 생성하는 단계로서, 상기 제 1 디코더(146)는 QAM 콘스텔레이션의 서브세트 영역을 한정하는, 디코딩된 신호 생성 단계와,
    (b) 제 2 디코더(170)를 사용하여 상기 제 1 디코더에 의해 한정된 상기 QAM 콘스텔레이션의 서브세트 영역 내에서 상기 QAM 신호의 제 2 계층 레벨을 QPSK 콘스텔레이션에 대하여 디코딩하는 단계를 포함하며,
    상기 비트스트림은 상기 제 1 디코더(146) 및 상기 제 2 디코더(170)를 통하여 순차적으로 디코딩되며, 상기 제 1 디코더(146) 및 상기 제 2 디코더(170)는 콘볼루션 디코더이며, 추가적인 디코더가 상기 QAM 신호의 부가적인 계층 레벨을 QPSK 콘스텔레이션에 대하여 디코딩하는데 사용되는,
    QAM 신호 디코딩 방법.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제 5항에 있어서, 상기 콘볼루션 디코더는 비터비 디코더(Viterbi decoder)인, QAM 신호 디코딩 방법.
  9. 제 5항에 있어서, a1) 상기 QAM 신호를 지연부(150)에 인가하는 단계와, a2) 상기 제 1 디코더에 의해 한정된 상기 서브세트 영역에 관한 정보를 생성하기 위해 상기 제 1 디코더로부터의 상기 디코딩된 신호를 인코딩하는 단계를 더 포함하는, QAM 신호 디코딩 방법.
  10. 제 5항에 있어서, c) 제 3 디코더(148)를 사용하여 상기 제 1 디코더로부터의 상기 디코딩된 신호를 디코딩하는 단계를 더 포함하는, QAM 신호 디코딩 방법.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 제 3 디코더는 블록 디코더(block decoder)인, QAM 신호 디코딩 방법.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 블록 디코더는 리드-솔로몬 디코더(Reed-Solomon decoder)인, QAM 신호 디코딩 방법.
  13. 위성 신호 수신기에서, 직교 위상 편이 변조(QPSK) 콘스텔레이션의 N개의 계층 레벨을 갖는 QAM 콘스텔레이션 도표에 의해 표현된 복수의 QAM 심볼점을 구비한 직교 진폭 변조(QAM) 신호를 디코딩하는 방법으로서,
    위성 송신 채널(120)로부터 수신된 입력 QAM 신호를 복조하여, 복조된 QAM 신호를 생성하는 단계(142)와,
    복수의 디코더를 사용하여 상기 복조된 QAM 신호의 각 계층 레벨을 연속적으로 디코딩하는 단계를 포함하며,
    상기 복조된 QAM 신호의 각 계층 레벨을 연속적으로 디코딩하는 상기 단계는 QPSK 콘스텔레이션에 대하여 수행되며, 상기 디코더는 비터비 디코더인,
    QAM 신호 디코딩 방법.
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  15. 삭제
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