KR100691854B1 - 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터 - Google Patents

부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터 Download PDF

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KR100691854B1
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Abstract

본 발명은 변압기의 누설인덕터와 공진커패시터 간의 공진을 이용하여 영전압 스위칭을 구현한 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터에 관한 것으로, 입력 교류전원을 정류회로를 통해 정류한 후 역률을 개선하여 부하로 직류전원을 공급하는 공진형 AC/DC 컨버터에 있어서, 상기 정류회로의 후단에 입력인덕터 및 제 1 스위치수단이 직병렬로 설치되어 역률을 개선하게 되는 역률개선회로부와, 상기 역률개선회로부의 후단에 제 2 스위치수단 및 클램핑커패시터가 직렬로 설치되어 전압변화를 제한하는 클램핑회로부와, 상기 클램핑회로부의 후단에 영전압 구현을 위해 누설인덕터와 공진커패시터가 직병렬로 설치된 공진회로부와, 상기 공진회로부의 후단에 설치되되 1차측 전원을 2차측으로 유도 변환하여 부하로 공급하는 변압기와, 상기 부하의 출력측으로부터 검출된 전압과 소정의 기준전압을 각각 제공받아 증폭하는 오차증폭기와, 상기 오차증폭기로부터 출력된 전압과 정류회로의 제 1 전원라인으로부터 출력된 전압을 제공받아 곱하는 승산기와, 상기 승산기에서 출력된 전류와 정류회로의 제 2 전원라인으로부터 출력된 전류를 비반전 및 반전단자로 각각 제공받아 비교하는 히스테리시스 특성을 갖는 비교기와, 상기 비교기의 출력신호를 제공받아 상기 역률개선회로부의 제 1 스위치수단의 개폐를 제어하는 제 1 구동회로부, 및 상기 비교기의 출력신호가 위상반전된 신호를 제공받아 상기 클램핑회로부의 제 2 스위치수단의 개폐를 제어하는 제 2 구동회로부로 이루어져 있다.

Description

부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터{RESONANT AC/DC CONVERTER OF A BOOST INPUT TYPE}
도 1은 일반적인 입력전류 고조파 성분의 IEC 규제치를 도시한 도면이고,
도 2는 이상적인 정류기의 전압, 전류 및 전력을 나타낸 그래프이고,
도 3은 종래기술에 의한 능동 역률개선회로를 나타낸 회로도이고,
도 4는 본 발명에 의한 AC/DC 컨버터의 제어 구성도이고,
도 5는 도 4의 각 부분의 이론 파형이고,
도 6a 내지 도 6f는 도 4의 모드별 전류경로를 설명하기 위해 도시한 회로도이고,
도 7은 본 발명에 의한 입출력 전압 전달비를 나타낸 그래프이고,
도 8은 본 발명에 의한 공진회로의 정상상태 해석을 위한 등가회로를 도시한 것이고,
도 9는 본 발명에 의한 시비율에 따른 출력전압의 변화를 나타낸 그래프이고,
도 10은 본 발명에 의한 AC/DC 컨버터의 역률 및 효율을 나타낸 그래프이고,
도 11은 본 발명에 의한 각 부분의 측정 파형도이고,
도 12는 도 11의 스위칭 순간의 확대측정 파형도이고,
도 13은 본 발명에 의한 변압기의 양단전압(VT) 및 공진전류(ir)를 나타낸 파형도이고,
도 14는 본 발명에 의한 입력전압과 입력전류를 나타낸 파형도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
10: 역률개선회로부 20: 클램핑회로부
30: 공진회로부 50: 오차증폭기
60: 승산기 70: 히스테리시스 비교기
80: 제 1 구동회로부 90: 제 2 구동회로부
BD: 정류회로 S1: 제 1 스위치수단
S2: 제 2 스위치수단 Lr: 누설인덕터
Cr: 공진커패시터 T: 변압기
Ro: 부하
본 발명은 AC/DC 컨버터에 관한 것으로, 특히 변압기의 누설인덕터와 공진커패시터 간의 공진을 이용하여 영전압 스위칭을 구현한 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터에 관한 것이다.
통상 커패시터 입력형 정류 회로는 교류 입력전압의 최대값 부근의 짧은 기간동안만 정류회로가 도통되기 때문에 폭이 좁은 펄스성 전류를 발생시킨다.
이러한 펄스성 전류는 각각의 전자기기에서 동시에 발생하여 동 위상으로 더해지게 되므로 상용 전원측의 전압강하를 발생시키고 많은 고조파 성분을 함유하기 때문에 입력측 역률이 크게 저하되는 문제점을 가지고 있다.
이러한 문제에 대하여 IEC 1000-3-2 class D 규정에서는 600[W] 이하의 소형 전자기기를 대상으로 하여 고조파 성분에 의한 입력측 역률저하에 대한 규제를 하고 있다.
입력측 역률을 개선하고 고조파 발생을 억제하기 위한 능동 역률개선회로는 최근 들어 능동 클램프 방식의 플라이 백 컨버터나 비대칭 하프브리지 컨버터 방식을 이용한 역률개선회로와 같이 입력측 역률개선과 변압기의 2차측 출력을 동시에 제어할 수 있는 일단계 능동 역률개선회로가 개발되었고, 이에 대한 관심이 증가하고 있다.
IEC 규격 1000-3-2 클래스 D에 의한 입력 전류의 제한치를 도 1에서 나타내었다.
점선으로 표시되는 값은 입력 전류의 고조파 성분에 대한 IEC 제한치이며, 수직선으로 표시되는 값은 커패시터 입력형 정류회로에서 펄스성 입력전류의 고조파 성분을 나타내는 것으로써 전범위에서 IEC 제한치를 초과하는 것을 알 수 있다.
입력전류의 고조파 성분에 의한 역률저하를 방지하기 위한 대책으로는 수동 역률개선회로와 능동 역률개선회로로 구분된다.
인덕터와 커패시터를 조합한 수동필터를 채용하여 저차 고주파 성분의 크기를 감쇄시키는 수동 역률개선회로의 경우, 구조가 단순하고 경제적이란 점에서 주목할만 하지만 부피와 무게가 커지며 역률개선의 효과는 크지 않다.
반면 스위치모드 전원장치를 이용한 능동 역률개선회로는 한개 이상의 제어회로가 필요함에 따라 회로가 복잡하고 제조비용이 상승하는 단점이 있지만, 역률을 거의 1에 가깝게 만들 수 있는 장점으로 인해 전원 공급 장치뿐만 아니라 전자식 안정기 등의 입력 장치로 널리 사용되고 있다.
능동 역률개선회로는 입력전류를 입력전압과 동위상의 같은 형태로 추종하도록 제어함으로써 역률을 개선하는 회로이다. 즉, 입력전류에 있어서 기본파 성분을 제외한 나머지 성분인 전고조파(Total Harmonics) 성분을 제거함으로써 역률을 개선할 수 있다.
전고조파에 의한 파형의 왜곡을 전고조파 왜율(THD: Total Harmonics Distortion)이라고 하며, 전고조파 왜율과 회로의 역률과의 관계를 살펴보면 아래 수학식 1과 같다.
Figure 112005037001819-pat00001
Figure 112005037001819-pat00002
여기서, Irms는 전체 전류의 실효치이며, Irms(1)는 기본파 전류의 실효치이다.
특히, 커패시터 입력형 정류기인 경우의 전고조파 왜율과 역률과의 관계는 다음 수학식 2와 같이 간단히 나타낼 수 있다.
Figure 112005037001819-pat00003
도 2는 종래의 능동 역률개선회로에서 입력전류의 고조파 성분이 완전히 제거되었을 경우 즉, 역률이 1인 경우의 입력전압, 전류 및 전력간의 관계를 보여준다.
도 2를 통해 입력전력(Pin)은 입력전압(vin)과 입력전류(iin)의 곱으로써 교류 입력측 전원 주파수의 두 배에 해당하는 주파수를 갖게 된다.
능동 역률개선회로는 구성형태에 따라 크게 두 개의 전력변환기가 직렬 접속된 형태의 이단 역률개선회로와 하나의 전력변환기만으로 구성된 일단계 역률개선회로로 구분된다.
도 3a 및 도 3b는 능동 역률개선회로의 종류별 구성도이다.
도 3a는 2단계 능동역률개선회로로 넓은 입력전압 범위에서 높은 효율을 유지 할 수 있지만 두개의 컨버터 회로가 직결된 형태이므로 회로가 복잡하며 제조비용이 상승하므로 저가의 전원회로에 적용하기가 곤란하다.
반면, 도 3b는 1단계 능동역률개선회로로써 하나의 전력변환기를 통해 출력전압과 입력측 역률을 동시에 제어하므로 전력변환 손실을 줄일 수 있을 뿐만 아니 라 제조비용이 절감되므로 경제적이다.
따라서, 본 발명의 목적은 전류 연속모드 펄스폭 변조 방식을 이용한 부스트 입력형 일단계 능동 역률개선회로를 제안한 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터를 제공하는 데 있다.
본 발명의 다른 목적은 변압기의 누설인덕터와 공진커패시터 간의 공진을 이용한 영전압 스위칭을 통해 스위칭 손실을 저감할 수 있으며, 단일 제어회로를 사용하므로 구성이 간단한 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터를 제공하는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 기술적 수단은, 입력 교류전원을 정류회로를 통해 정류한 후 역률을 개선하여 부하로 직류전원을 공급하는 공진형 AC/DC 컨버터에 있어서: 상기 정류회로의 후단에 입력인덕터 및 제 1 스위치수단이 직병렬로 설치되어 역률을 개선하게 되는 역률개선회로부; 상기 역률개선회로부의 후단에 제 2 스위치수단 및 클램핑커패시터가 직렬로 설치되어 전압변화를 제한하는 클램핑회로부; 상기 클램핑회로부의 후단에 영전압 구현을 위해 누설인덕터와 공진커패시터가 직병렬로 설치된 공진회로부; 상기 공진회로부의 후단에 설치되되 1차측 전원을 2차측으로 유도 변환하여 부하로 공급하는 변압기; 상기 부하의 출력측으로 부터 검출된 전압과 소정의 기준전압을 각각 제공받아 증폭하는 오차증폭기; 상기 오차증폭기로부터 출력된 전압과 정류회로의 제 1 전원라인으로부터 출력된 전압을 제공받아 곱하는 승산기; 상기 승산기에서 출력된 전류와 정류회로의 제 2 전원라인으로부터 출력된 전류를 비반전 및 반전단자로 각각 제공받아 비교하는 히스테리시스 특성을 갖는 비교기; 상기 비교기의 출력신호를 제공받아 상기 역률개선회로부의 제 1 스위치수단의 개폐를 제어하는 제 1 구동회로부; 및 상기 비교기의 출력신호가 위상반전된 신호를 제공받아 상기 클램핑회로부의 제 2 스위치수단의 개폐를 제어하는 제 2 구동회로부;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
구체적으로, 상기 제 1 스위치수단은, 자신의 전류통로에 병렬로 내장된 제 1 내부다이오드; 및 상기 제 1 스위치수단의 전류통로에 병렬로 형성된 제 1 기생커패시터;를 구비하고, 상기 제 2 스위치수단은, 자신의 전류통로에 병렬로 내장된 제 2 내부다이오드; 및 상기 제 2 스위치수단의 전류통로에 병렬로 형성된 제 2 기생커패시터;를 구비하며, 상기 제 2 스위치수단과 제 2 전원라인 사이에 형성되어 제 2 스위치수단과 함께 능동 클램프 회로를 구성하는 클램핑커패시터를 더 구비하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 공진회로부는, 제 1 전원라인 및 제 2 전원라인 사이에 각각 직렬로 연결된 제 1 누설인덕터와 제 2 누설인덕터 및 공진커패시터를 구비하며, 상기 변압기는 상기 누설인덕터에 병렬로 연결된 1차측 코일; 및 상기 1차측 코일에 대응되되 제 1 출력라인과 중간탭 및 제 2 출력라인을 가지는 복수의 2차측 코일;을 구비하는 것을 특징으로 한다.
아울러, 상기 2차측 코일의 제 1 출력라인과 중간탭 사이의 전류통로에 부하가 연결되고, 상기 제 1 출력라인과 부하 사이에 제 1 정류다이오드와 출력인덕터가 직렬로 연결되고, 상기 제 2 출력라인과 제 1 정류다이오드의 출력노드 사이에 제 2 정류다이오드가 연결되며, 상기 출력인덕터의 출력노드와 중간탭 사이에 부하와 병렬로 출력커패시터가 연결 구성된 것을 특징으로 한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 살펴보고자 한다.
도 4는 본 발명에 의한 AC/DC 컨버터의 제어 구성을 나타낸 도면으로서, 정류회로(BD), 역률개선회로부(10), 클램핑회로부(20), 공진회로부(30), 변압기(T), 오차증폭기(50), 승산기(60), 비교기(70), 제 1 구동회로부(80) 및 제 2 구동회로부(90)를 포함한다.
상기 정류회로(BD)는 입력 교류전원(Vin)을 제공받아 직류전원으로 변환하는 브리지다이오드로 구성되어 있고, 역률개선회로부(10)는 정류회로(BD)의 후단에 입력인덕터(Li) 및 제 1 스위치수단(S1)이 직병렬로 설치되어 직류전원의 역률을 개선하도록 구성되어 있고, 클램핑회로부(20)는 역률개선회로부(10)의 후단에 제 2 스위치수단(S2) 및 클램핑커패시터(C1)가 직렬로 설치되어 전압변화를 제한하도록 구성되어 있고, 공진회로부(30)는 클램핑회로부(20)의 후단에 영전압 구현을 위해 누설인덕터(Lr)와 공진커패시터(Cr)가 직병렬로 설치되도록 구성되어 있고, 변압기(T)는 공진회로부(30)의 후단에 설치되되 1차측 전원을 2차측으로 유도 변환하여 부하(Ro)로 공급하도록 구성되어 있다.
또한, 오차증폭기(50)는 부하(Ro)의 출력측으로부터 검출된 전압과 소정의 기준전압(V_ref)을 각각 제공받아 증폭하도록 구성되어 있고, 승산기(60)는 오차증폭기(50)로부터 출력된 전압과 정류회로(BD)의 제 1 전원라인으로부터 출력된 전압(i_model)을 제공받아 곱하도록 구성되어 있고, 비교기(70)는 승산기(60)에서 출력된 전류(i_ref)와 정류회로(BD)의 제 2 전원라인으로부터 출력된 전류(i_real)를 비반전 및 반전단자로 각각 제공받아 비교하는 히스테리시스 특성을 슈미트트리거로 구성되어 있고, 제 1 구동회로부(80)는 비교기(70)의 출력신호를 제공받아 상기 역률개선회로부(10)의 제 1 스위치수단(S1)의 개폐를 제어하도록 구성되어 있고, 제 2 구동회로부(90)는 비교기(70)의 출력신호가 인버터(85)를 통해 위상반전된 신호를 제공받아 상기 클램핑회로부(20)의 제 2 스위치수단(S2)의 개폐를 제어하도록 구성되어 있다.
아울러, 상기 제 1 스위치수단(S1)은, 자신의 전류통로에 병렬로 내장된 제 1 내부다이오드(DS1), 및 상기 제 1 스위치수단(S1)의 전류통로에 병렬로 형성된 제 1 기생커패시터(CS1)를 구비한다.
상기 제 2 스위치수단(S2)은, 자신의 전류통로에 병렬로 내장된 제 2 내부다이오드(DS2), 및 상기 제 2 스위치수단(S2)의 전류통로에 병렬로 형성된 제 2 기생커패시터(CS2)를 더 구비하며, 상기 제 2 스위치수단(S2)과 제 2 전원라인 사이에 형성되어 제 2 스위치수단(S2)과 함께 능동 클램프회로를 구성하는 클램핑커패시터(C1)를 더 구비한다.
상기 공진회로부(30)는, 제 1 전원라인 및 제 2 전원라인 사이에 각각 직렬로 연결된 제 1 누설인덕터(Lr)와 제 2 누설인덕터(Lp) 및 공진커패시터(Cr)로 구성되어 있다.
상기 변압기(T)는, 상기 제 2 누설인덕터(Lp)에 병렬로 연결된 1차측 코일(N1), 및 상기 1차측 코일(N1)에 대응되되 제 1 출력라인과 중간탭 및 제 2 출력라인을 가지는 복수의 2차측 코일(N2, N3)로 구성되어 있으며, 상기 2차측 제 1 코일(N2)의 제 1 출력라인과 중간탭 사이의 전류통로에 부하(Ro)가 연결되고, 상기 제 1 출력라인과 부하(Ro) 사이에 제 1 정류다이오드(Do1)와 출력인덕터(Lo)가 직렬로 연결되고, 상기 제 2 출력라인과 제 1 정류다이오드(Do1)의 출력노드 사이에 제 2 정류다이오드(Do2)가 연결되며, 상기 출력인덕터(Lo)의 출력노드와 중간탭 사이에 부하(Ro)와 병렬로 출력커패시터(Co)가 연결 구성되어 있다.
즉, 부스트 컨버터 형태의 역률개선회로부(10)는 입력측의 입력인덕터(Li)와 제 1 스위치수단(S1)으로 구성되며, 클램핑회로부(20)는 제 2 스위치수단(S2)과 클램핑커패시터(C1)로 구성된다.
제 1 및 제 2 스위치수단(S1, S2)에 각각 병렬로 연결되는 제 1 및 제 2 내부다이오드(DS1, DS2)는 각 스위치수단(S1, S2)에 내장된 다이오드이며, 제 1 및 제 2 스위치수단(S1, S2)은 각각의 기생커패시터(CS1, CS2)의 성분을 갖는다.
제 1 및 제 2 스위치수단(S1, S2)의 영전압 구현을 위한 공진회로는 제 2 누설인덕턴스(Lr)와 공진커패시터(Cr)로 구성되며, 필요한 경우 별도의 제 2 누설인덕터(Lp)를 추가해 구성할 수 있다.
한 주기 동안 제 1 및 제 2 스위치수단(S1, S2)은 각각 시비율 D 및 (1-D)로 도통되고 두개의 스위치수단(S1, S2)이 모두 턴-온될 경우 영전압 스위칭이 이루어진다.
출력전압 제어를 위해 출력측으로부터 검출된 전압은 오차증폭기(50)에 의해 증폭되고 다시 승산기(60)를 통해 입력전압과 곱해짐으로써 기준전류(i_ref)가 된다.
제 1 스위치수단(S1)의 게이트 구동신호는 히스테리시스 비교기(70)를 이용해 기준전류 신호(i_ref)와 실제 전류(i_real)를 비교하여 얻어지며, 제 2 스위치수단(S2)의 게이트 구동신호는 제 1 스위치수단(S1)의 구동신호를 반전시킨 파형을 제공받아 동작된다. 이때, 두 신호 간에는 암단락 방지와 영전압 스위칭이 이루어지도록 하기 위해서는 적절한 데드타임을 부여해야 한다.
아울러, 변압기(T)의 전단에 설치된 제 1 누설인덕터(Lr)와 공진커패시터(Cr) 간의 고유 공진 주파수는, 아래 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005037001819-pat00004
본 발명에 의해 제안된 컨버터의 해석을 위해 6개의 모드로 구분하였고, 각 모드별 전류경로와 해석을 위한 주요 부분의 이론적 파형을 도 5 및 도 6에 나타내었다.
도 5는 도 4의 회로에서 주요 부분에 대한 이론적 파형을 도시한 파형도이고, 도 6a 내지 도 6f는 본 발명에 의한 모드별 전류경로를 설명하기 위해 도시한 회로도이다.
■ 모드 1 (t0≤t＜t1)
t＝t0에서 제 1 및 제 2 스위치수단(S1, S2)은 모두 턴-오프 상태이다.
도 6a에서와 같이 제 1 기생커패시터(CS1)의 충전전압이 방전되어 제 1 내부다이오드(DS1)의 순방향 전압 강하 이하로 낮아지면 제 1 내부다이오드(DS1)가 턴-온되고, 제 1 누설인덕터(Lr)와 공진커패시터(Cr) 간의 공진전류(ir)가 제 1 내부다이오드(DS1)를 통해 순환하게 되고, 제 1 스위치수단(S1)의 양단은 영전압 상태가 된다.
상기 제 1 내부다이오드(DS1)가 도통되는 구간동안 제 1 스위치수단(S1)의 양단은 영전압 상태가 되므로 t0≤t＜t1에서 제 1 스위치수단(S1)을 턴-온 시킴으로써, 자연스럽게 영전압 스위칭이 이루어진다.
모드 1의 구간동안 변압기(T)의 2차측의 전류는 제 1 및 제 2 권선(N2, N3) 및 제 1 및 제 2 정류다이오드(DO1, DO2)를 통해 부하(Ro) 측으로 전달된다.
■ 모드 2 (t1≤t＜t2)
도 6b를 참조하여 보면, t＝t1에서 공진전류(ir)는 방향이 반전되고, 제 1 스위치수단(S1)의 전류(is1)는 제 1 스위치수단(S1)의 채널을 통해 흐르게 된다. 변압기(T)의 2차측의 전류는 제 2 권선(N2)과 제 1 정류다이오드(DO1)를 통해 부하(R0) 측으로 전달된다.
■ 모드 3 (t2≤t＜t3)
도 6c를 참조하여 보면, t＝t2에서 스위치수단(S1)이 턴-오프되면 제 1 스위치수단(S1)의 제 1 기생커패시터(CS1)는
Figure 112005037001819-pat00005
의 전압으로 충전되고 동시에
Figure 112005037001819-pat00006
로 충전되어 있던 제 2 스위치수단(S2)의 제 2 기생커패시터(CS2)는 급속히 방전하게 된다.
■ 모드 4 (t3≤t＜t4)
도 6d를 참조하여 보면, t＝t3에서 제 2 기생커패시터(CS2)의 충전전압이 방전되어 제 2 내부다이오드(DS2)의 순방향 전압강하 이하로 낮아지면 제 2 내부다이오드(DS2)가 턴-온되고 공진전류(ir)가 제 2 내부다이오드(DS2)를 통하여 흐르게 되며, 이 전류에 의하여 클램핑커패시터(C1)는
Figure 112005037001819-pat00007
의 값까지 충전하게 된다.
상기 제 2 내부다이오드(DS2)가 도통되는 구간동안 제 2 스위치수단(S2)의 양단은 영전압 상태가 되므로 t3≤t＜t4에서 제 2 스위치수단(S2)을 턴-온시킴으로써 자연스럽게 영전압 스위칭이 이루어진다.
모드 4의 구간동안 변압기(T)의 2차측의 전류는 복수의 권선(N2, N3) 및 두개의 정류다이오드(DO1, DO2)를 통해 부하(Ro) 측으로 전달한다.
■ 모드 5 (t4≤t＜t5)
도 6e를 참조하여 보면, t＝t4에서 공진전류(ir)는 방향이 반전되고 제 2 스위치수단(S2)의 전류(is2)는 제 2 스위치수단(S2)의 채널을 통해 흐르게 된다. 공진전류(ir)는 방향이 반전되고, 변압기(T)의 2차측의 전류는 제 2 권선(N3)과 제 2 정류다이오드(DO2)를 통해 부하(Ro) 측으로 전달된다.
■ 모드 6 (t5≤t＜t6)
도 6f를 참조하여 보면, t＝t5에서 제 2 스위치수단(S2)이 턴-오프되면 제 2 스위치수단(S2)의 제 2 기생커패시터(CS2)는
Figure 112005037001819-pat00008
의 전압으로 충전됨과 동시에
Figure 112005037001819-pat00009
으로 충전되어 있던 제 1 스위치수단(S1)의 제 1 기생커패시터(CS1)는 급속히 방전하게 됨으로써 한 주기가 끝난다.
도 4와 같이 제안된 컨버터는 크게 입력측의 입력인덕터(Li)와 주 스위치인 제 1 스위치수단(S1) 및 클램핑커패시터(C1)로 구성된 승압형 컨버터와, 보조용 제 2 스위치수단(S2)과 변압기(T) 및 공진커패시터(Cr)로 구성된 전력 전달부로 구분 지어 해석할 수 있다.
제 1 스위치수단(S1)의 시비율을 D라고 하면, 승압형 컨버터부의 DC 링크전압인 클램핑커패시터(C1)의 전압은 아래 수학식 4와 같다.
Figure 112005037001819-pat00010
그리고, 변압기(T)의 권수비,
Figure 112005037001819-pat00011
를 고려한 2차측 전압은 아래 수학식 5와 같다.
Figure 112005037001819-pat00012
실제 회로에서는 입력인덕터(Li) 및 변압기(T)의 권선 저항을 포함한 기생저항 성분이 존재하게 된다. 1차측 기생 저항성분에 의한 영향을 k라고 하면 k는 아래 수학식 6과 같이 나타난다.
Figure 112005037001819-pat00013
여기서, R은 부하(Ro)측 저항 성분이며, r은 1차측의 합성 기생저항 성분이다.
따라서 이를 고려했을 경우의 2차측 전압은 아래 수학식 7과 같다.
Figure 112005037001819-pat00014
이를 토대로 시비율 D에 대한 출력전압의 변화를 살펴보면 도 7과 같이 나타난다.
도 7에서 점선은 입력인덕터(Li) 및 변압기(T)의 권선저항을 포함한 저항 성분에 의한 영향을 고려하지 않은 이상적일 경우(N = 1)의 전압 전달비가 되며, 이는 실선과 같은 형태로 나타난다.
부스트 형태의 제안된 컨버터는 무부하 운전시 입력전압 파형에 추종하는 스위칭 동작으로 인해 DC링크단의 전압이 상승하게 되는 특징을 갖는다.
제안된 컨버터 공진회로의 정상상태 해석을 위해 두 스위치수단(S1, S2)간의 데드타임에 의한 영향은 무시하며, 제 1 스위치수단(S1)의 오프시 드레인과 소스간의 전압(VDS1)은 비교적 큰 값을 갖는 클램핑커패시터(C1)에 의해
Figure 112005037001819-pat00015
의 일정한 값이 된다고 가정할 경우 VDS1을 푸리에 급수로 전개하면 아래 수학식 8과 같다.
Figure 112005037001819-pat00016
여기서, Davg는 시비율 D의 평균값이고,
Figure 112005037001819-pat00017
이고,
Figure 112005037001819-pat00018
이며,
Figure 112005037001819-pat00019
이다.
스위칭 주파수
Figure 112005037001819-pat00020
가 직렬 공진주파수
Figure 112005037001819-pat00021
에 근접하게 된다고 가정할 경우,
Figure 112005037001819-pat00022
는 기본파 성분으로 근사화되어 다음 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005037001819-pat00023
Figure 112005037001819-pat00024
Figure 112005037001819-pat00025
Figure 112005037001819-pat00026
여기서,
Figure 112005037001819-pat00027
이다.
도 8은 정상상태에서의 공진 전류(ir)를 구하기 위해 회로의 등가저항(R)을 추가한 등가회로를 나타낸다.
이 등가회로로부터 임피던스 Z를 구하면 아래 수학식 10과 같다.
Figure 112005037001819-pat00028
Figure 112005037001819-pat00029
단,
Figure 112005037001819-pat00030
이고,
Figure 112005037001819-pat00031
이며,
Figure 112005037001819-pat00032
이다.
또한 이때의 공진전류
Figure 112005037001819-pat00033
은 다음 수학식 11과 같다.
Figure 112005037001819-pat00034
Figure 112005037001819-pat00035
실험예
본 발명에서 제안한 컨버터의 유효성 확인을 위해 입력전압 AC 120V, 출력 전압 DC 48V, 출력전류 5A의 프로토 타입 컨버터를 제작하여 실험하였다.
도 9는 제안된 컨버터의 시비율에 따른 출력전압의 변화를 나타낸다.
정상상태의 DC해석을 위해 컨버터 입력전압은 DC 100V이고, 변압기(T)의 권수비 N＝1/4이다.
여기서 A는 기생 저항성분을 고려하지 않은 이상적인 경우의 계산치이며, B 는 실제 측정된 값이다.
측정결과 시비율 50% 이하의 구간과 비교할 때 시비율 50% 이상의 구간은 1차측 기생저항 성분에 의해 기울기가 완만하게 변화하게 되므로, 전압 전달의 측면에서 유리하지 않음을 알 수 있다.
본 발명에서 제안된 컨버터의 부하(Ro)를 변동에 역률 및 효율을 도 10에 나타내었다.
경 부하 운전시 제안된 컨버터의 역률 및 효율이 낮은 편이다.
그러나 중 부하에서 최대 부하 구간에서의 높은 역률 및 효율을 얻을 수 있다. 실험결과 최대 83%의 효율과 99%의 역률을 얻을 수 있었다.
도 11은 정상 동작 상태에서 각 부분의 측정파형이며, 도 12는 도 11의 파형에서 스위칭 순간을 확대하여 측정한 파형이다.
도 11 상의 VGS1, VDS1, ir 및 iL은 각각 제 1 스위치수단(S1)의 구동 신호, 드레인 소스간의 전압, 전류와 입력인덕터(Li)에 흐르는 전류를 나타낸다.
도 12의 좌측 파형도에서 턴-온 순간에는 제 1 스위치수단(S1)의 전류(iS)는 제 1 내부다이오드(DS1)를 통해 흐르게 되므로 영전압상태가 확보되고, 이때 제 1 스위치수단(S1)을 턴-온시킴으로써 영전압 스위칭이 이루어짐을 알 수 있다.
반면에 도 12의 우측 파형도에서 턴-오프 순간에는 제 1 스위치수단(S1)의 전류(iS)와 제 1 스위치수단(S1)의 양단 전압(Vds1)이 서로 겹치게 됨으로 스위칭 손실이 발생하게 된다.
도 13은 변압기(T)의 1차측 코일(N1)에 인가되는 전압(VT)와 공진전류(ir)를 나타내고 있다.
여기서, 공진전류(ir)는 펄스폭 변조로 인해 비대칭적인 형태를 갖게 되지만 양방향성이므로, 두 개의 스위치수단(S1, S2)이 모두 턴-온되기 이전에 역방향 전류구간이 발생할 수 있음을 보여준다.
도 14는 컨버터에 인가되는 교류 입력 전압 및 전류를 나타낸 것으로써, 입력전류가 입력전압의 형태를 완벽하게 추종함을 보여줌으로써, 역률개선 효과를 확인할 수 있으며, 실제 실험을 통해 99%의 고역율을 얻을 수 있었다.
상기에서 본 발명의 특정한 실시예가 설명 및 도시되었지만, 본 발명이 당업자에 의해 다양하게 변형되어 실시될 가능성이 있는 것은 자명한 일이다. 이와 같은 변형된 실시예들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안되며, 본 발명에 첨부된 청구범위 안에 속한다고 해야 할 것이다.
따라서, 본 발명에서는 단일단 부스트 입력방식의 공진형 AC/DC 컨버터를 제안하는 데, 제안된 컨버터는 누설인덕턴스와 공진커패시터 간의 공진을 이용하여 영전압 스위칭을 구현한다는 점에서 기존의 역률개선회로와는 차별화되는 새로운 형태로서, 제안된 컨버터는 LC 공진을 사용한 영전압 스위칭을 통해 스위칭 손실을 저감할 수 있고, 입력측 역률과 출력전압을 동시에 제어하는 일단계 형태이므로 제어회로의 구성이 간단하면서도 펄스폭 변조를 통해 고역률을 얻을 수 있다는 이점이 있다.

Claims (7)

  1. 입력 교류전원을 정류회로를 통해 정류한 후 역률을 개선하여 부하로 직류전원을 공급하는 공진형 AC/DC 컨버터에 있어서:
    상기 정류회로의 후단에 입력인덕터 및 제 1 스위치수단이 직병렬로 설치되어 역률을 개선하게 되는 역률개선회로부;
    상기 역률개선회로부의 후단에 제 2 스위치수단 및 클램핑커패시터가 직렬로 설치되어 전압변화를 제한하는 클램핑회로부;
    상기 클램핑회로부의 후단에 설치되어 영전압을 구현하는 공진회로부;
    상기 공진회로부의 후단에 설치되되 1차측 전원을 2차측으로 유도 변환하여 부하로 공급하는 변압기;
    상기 부하의 출력측으로부터 검출된 전압과 소정의 기준전압을 각각 제공받아 증폭하는 오차증폭기;
    상기 오차증폭기로부터 출력된 전압과 정류회로의 제 1 전원라인으로부터 출력된 전압을 제공받아 곱하는 승산기;
    상기 승산기에서 출력된 전류와 정류회로의 제 2 전원라인으로부터 출력된 전류를 비반전 및 반전단자로 각각 제공받아 비교하는 히스테리시스 특성을 갖는 비교기;
    상기 비교기의 출력신호를 제공받아 상기 역률개선회로부의 제 1 스위치수단의 개폐를 제어하는 제 1 구동회로부; 및
    상기 비교기의 출력신호가 위상반전된 신호를 제공받아 상기 클램핑회로부의 제 2 스위치수단의 개폐를 제어하는 제 2 구동회로부;를 포함한 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 스위치수단은, 자신의 전류통로에 병렬로 내장된 제 1 내부다이오드; 및 상기 제 1 스위치수단의 전류통로에 병렬로 형성된 제 1 기생커패시터;를 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 제 2 스위치수단은, 자신의 전류통로에 병렬로 내장된 제 2 내부다이오드; 및 상기 제 2 스위치수단의 전류통로에 병렬로 형성된 제 2 기생커패시터;를 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 제 2 스위치수단과 제 2 전원라인 사이에 형성되어 제 2 스위치수단과 함께 능동 클램프 회로를 구성하는 클램핑커패시터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 공진회로부는, 제 1 전원라인 및 제 2 전원라인 사이에 각각 직렬로 연결된 제 1 누설인덕터와 제 2 누설인덕터 및 공진커패시터를 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 변압기는, 상기 누설인덕터에 병렬로 연결된 1차측 코일; 및 상기 1차측 코일에 대응되되 제 1 출력라인과 중간탭 및 제 2 출력라인을 가지는 복수의 2차측 코일;을 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 2차측 코일의 제 1 출력라인과 중간탭 사이의 전류통로에 부하가 연결되고, 상기 제 1 출력라인과 부하 사이에 제 1 정류다이오드와 출력인덕터가 직렬 로 연결되고, 상기 제 2 출력라인과 제 1 정류다이오드의 출력노드 사이에 제 2 정류다이오드가 연결되며, 상기 출력인덕터의 출력노드와 중간탭 사이에 부하와 병렬로 출력커패시터가 연결 구성된 것을 특징으로 하는 부스트 입력방식의 공진형 교류/직류 컨버터.
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