KR100691357B1 - 대역 제한된 통신 시스템에서의 표본 비율 변환 방법,표본 비율 변환 장치 및 이를 가지는 송수신기 - Google Patents

대역 제한된 통신 시스템에서의 표본 비율 변환 방법,표본 비율 변환 장치 및 이를 가지는 송수신기 Download PDF

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Abstract

주파수 대역이 제한되는 통신 시스템의 샘플링 레이트 변환 방법은 제1 샘플링 주파수를 가지는 입력 신호를 업샘플링 레이트로 인터폴레이팅하여 제2 샘플링 주파수를 가지는 제1 출력신호를 생성한다. 제1 출력 신호를 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 출력신호를 생성한다. 제2 출력신호를 다운 샘플링 레이트로 다운 샘플링하여 제3 샘플링 주파수를 가지는 제3 출력신호를 생성한다. 펄스 성형 필터(PSF)와 샘플링 레이트 변환기(SRC)가 동시에 존재하는 대역 제한 통신 시스템에 있어서, 샘플링 레이트 변환기(SRC)의 전단에 결합된 펄스 성형 필터(PSF)와 샘플링 레이트 변환기(SRC) 내부의 저역 통과 필터(LPF)를 컨벌루션하여 하나의 필터로 대체함으로써 하드웨어 복잡도(또는 계산량)를 감소시킴과 동시에 샘플링 레이트 변환기(SRC)의 성능을 향상시킬 수 있다.

Description

대역 제한된 통신 시스템에서의 표본 비율 변환 방법, 표본 비율 변환 장치 및 이를 가지는 송수신기{SAMPLING RATE CONVERTING METHODS, SAMPLING RATE CONVERTING DEVICES, AND RECEIVER AND TRANSMITTER HAVING THE SAME IN A BANDWIDTH-LIMITED COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 종래의 펄스 성형 필터(Pulse Shaping Filter; PSF)와 표본 비율 변환기(Sample Rate Converter; SRC)를 포함한 송신기의 개략적인 블록도이다.
도 2는 종래의 펄스 성형 필터(PSF)와 표본 비율 변환기(SRC)를 포함한 수신기의 개략적인 블록도이다.
도 3은 도 1의 표본 비율 변환기(SRC)를 나타낸 개념도이다.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 표본 비율 변환기(SRC)를 포함하는 수신기의 개략적인 블록도이다.
도 5는 도 4의 표본 비율 변환기(SRC)를 나타낸 개념도이다.
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따른 샘플링 레이트 변환 방법을 설명하는 순서도이다.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 오버 샘플링 레이트 R이 3일 경우의 펄스 성형 필터(PSF)의 진폭 주파수 응답을 나타내는 그래프이다.
도 8은 본 발명의 제1 실시예에 따른 오버 샘플링 레이트 R이 3일 경우의 펄 스 성형 필터(PSF)의 임펄스 응답을 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 제1 실시예에 따른 오버 샘플링 레이트 R이 6일 경우의 펄스 성형 필터(PSF)의 진폭 주파수 응답을 나타내는 그래프이다.
도 10은 본 발명의 제1 실시예에 따른 오버 샘플링 레이트 R이 6일 경우의 펄스 성형 필터(PSF)의 임펄스 응답을 나타내는 그래프이다.
도 11은 도 3의 표본 비율 변환기(SRC) 출력의 진폭 주파수 응답을 나타낸 그래프이다.
도 12는 본 발명의 제1 실시예에 따른 도 5의 표본 비율 변환기(SRC) 출력의 진폭 주파수 응답을 나타낸 그래프이다.
도 13은 본 발명의 제2 실시예에 따른 표본 비율 변환기(SRC)를 포함하는 송신기의 개략적인 블록도이다.
도 14는 본 발명의 제2 실시예에 따른 도 13의 표본 비율 변환기(SRC)를 나타낸 개념도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
20, 22 : 펄스 성형 필터(PSF) 33 : 저역 통과 필터(LPF)
30, 32, 130, 230 : 표본 비율 변환기(SRC)
31, 131, 231 : 업 샘플러
35, 135, 235 : 다운 샘플러
133, 233 : 필터부
본 발명은 대역 제한된 통신 시스템의 송수신기에서의 표본 비율 변환 방법 및 표본 비율 변환기(Sample Rate Converter)에 관한 것이다.
일반적인 디지탈 통신 시스템은 송수신 주파수 대역 (frequency bandwidth)이 제한되어 있다. 상기와 같은 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템에서는 인접 대역과의 간섭을 줄이기 위해서 주어진 주파수 대역에 맞도록 송수신하는 신호의 주파수 대역을 제한할 필요가 있다.
따라서, 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템에서는 신호의 손실을 최소화하면서 신호의 주파수 대역을 제한할 수 있는 펄스 성형 필터 (Pulse Shaping Filter; PSF)가 주로 사용되고 있다.
한편, 베이스밴드 (baseband) 송수신기에서는 신호를 디지탈 도메인에서 처리하게 되므로, ADC(Analog to Digital Convertor)와 DAC(Digital to Analog Converter)가 필수적으로 사용된다.
일반적인 디지탈 통신 시스템에서는 ADC와 음성, 오디오, 비디오 신호등을 처리하는 디지탈 신호처리부(또는 디지털베이스밴드(Digital Baseband; DBB)) 사이 또는 디지탈 신호처리부와 DAC 사이에 위치하여 표본 비율(sample rate)을 바꾸어 주는 표본 비율 변환기(Sample Rate Converter; SRC)가 필요하다.
표본 비율 주파수를 변환하는 이유는 디지털 베이스밴드(DBB)는 디지탈 통신 시스템에서 정해진 규격에 따라 신호의 변복조 방식과 전송 데이터 율에 맞추어진 표본 비율 주파수(sample rate frequency)를 기준으로 설계되지만, ADC나 DAC는 일반적으로 디지탈 통신 시스템 규격과는 무관하게 설계되므로 표본 비율 주파수가 서로 다를 수 있기 때문이다.
상기와 같은 ADC나 DAC 특성 때문에 ADC나 DAC의 표본 비율 주파수(sample rate frequency)가 디지털 베이스밴드(digital baseband; DBB)의 표본 비율 주파수와 일치하지 않을 경우 표본 비율 변환기 (Sample Rate Converter; SRC)가 필요하다.
도 1은 종래의 펄스 성형 필터(Pulse Shaping Filter; PSF)와 표본 비율 변환기(Sample Rate Converter; SRC)를 포함한 송신기의 개략적인 블록도이다.
도 1을 참조하면, 송신기는 펄스 성형 필터(20), 표본 비율 변환기(30), 인터폴레이터(40) 및 DAC(50)를 포함한다.
펄스 성형 필터(20)는 디지털 베이스밴드(10)로부터 제1 표본 비율 주파수(fs1)를 갖는 베이스밴드신호(11)를 입력받아 상기 베이스밴드 신호의 손실을 최소화하면서 베이스밴드신호의 대역을 제한하도록 필터링하여 대역 제한된 베이스밴드 신호(13)를 출력한다.
표본 비율 변환기(SRC)는 제1 표본 비율 주파수를 갖는 베이스밴드 신호(13)를 제2 표본 비율 주파수(fs2)로 변환하여 디지털 신호(15)를 제공한다. 상기 디지털 신호(15)는 제2 표본 비율 주파수(fs2)로 샘플링된 디지털 데이터 샘플들의 스 트림이다.
상기 표본 비율 변환기(30)의 디지털 신호(15)는 인터폴레이터(40)에 의해 표본 비율 주파수가 높여진 디지털 신호(17)로 변환된 후, DAC(50)을 통해 아날로그 신호(19)로 변환되어 RF(Radio Frequency) 시스템(60)으로 제공된다.
도 2는 종래의 펄스 성형 필터(PSF)와 표본 비율 변환기(SRC)를 포함한 수신기의 개략적인 블록도이다.
도 2를 참조하면, 수신기는 ADC(52), 데시메이터(42), 펄스 성형 필터(22) 및 표본 비율 변환기(32)를 포함한다. RF 시스템(62)으로부터 출력된 아날로그 신호(21)는 ADC(52)를 거치면서 제1 디지털 신호(23)로 변환된 후, 데시메이터(42)에 의해 제1 디지털 신호(23)의 표본 비율 주파수가 낮춰져 제2 디지털 신호(25)로 변환된다. 제2 디지털 신호(25)는 펄스 성형 필터(22)를 거치면서 주파수 대역이 제한된 제3 디지털 신호(27)로 변환된다. 제3 디지털 신호(27)는 표본 비율 변환기(32)에 의해 표본 비율 주파수가 변환되어 베이스밴드 신호(29)로 디지털 베이스밴드(12)로 제공된다.
도 3은 도 1의 표본 비율 변환기(SRC)를 나타낸 개념도이다.
도 3을 참조하면, 표본 비율 변환기(32)는 업 샘플러(Up-sampler 또는 interpolator)(31), 저대역 통과 필터(LPF; 33) 및 다운 샘플러(Down-sampler 또는 decimator)(35)로 구성된다.
업 샘플러(31)는 펄스 성형 필터(22)로부터 제1 표본 비율 주파수(fs1)를 가진 베이스밴드 신호(11)를 입력받아 표본 비율 주파수를 L배만큼 올려준다. 저역 통과 필터(33)는 업 샘플러(31)의 출력 신호에 존재하는 고주파 잡음 (high frequency noise)을 제거한다. 다운 샘플러(35)는 다시 업 샘플러(31)의 출력 신호의 표본 비율 주파수를 M배만큼 낮추어 제2 표본 비율 주파수(fs2 = fs1 ×L / M)를 갖는 디지탈 신호를 생성한다.
종래의 펄스 성형 필터(PSF)와 표본 비율 변환기(SRC)를 포함하는 송수신기에 따르면, 표본 비율 변환기(SRC)의 내부에 저역통과필터(LPF)가 존재하고, 또한 표본 비율 변환기(SRC)의 전단에 펄스성형필터(PSF)가 존재한다.
펄스성형필터(PSF)와 저역통과필터(LPF)를 각각 별도로 구현함으로써 하드웨어 복잡도 (또는 계산량)가 증가되는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 제1 목적은 대역 제한된 통신 시스템의 송신기 또는 수신기에서 하드웨어 복잡도(또는 계산량)를 줄일 수 있는 표본 비율 변환 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 제2 목적은 대역 제한된 통신 시스템의 송신기 또는 수신기에서 하드웨어 복잡도(또는 계산량)를 줄일 수 있는 표본 비율 변환 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 제3 목적은 상기 표본 비율 변환 장치를 가지는 대역 제한된 통신 시스템의 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 제4 목적은 상기 표본 비율 변환 장치를 가지는 대역 제한된 통신 시스템의 송신기를 제공하는 것이다.
상술한 본 발명의 제1 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일측면에 따른 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템의 샘플링 레이트 변환 방법은 제1 샘플링 주파수를 가지는 입력 신호를 업 샘플링 레이트로 인터폴레이팅하여 제2 샘플링 주파수를 가지는 제1 출력신호를 생성하는 단계; 상기 제1 출력 신호를 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 출력신호를 생성하는 단계; 및 상기 제2 출력신호를 다운 샘플링 레이트로 다운 샘플링하여 제3 샘플링 주파수를 가지는 제3 출력신호를 생성하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명의 제1 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 측면에 따른 통신 시스템에서의 샘플링 레이트 변환 방법은 제1 샘플링 주파수를 가지는 입력 신호를 업샘플링 레이트로 업샘플링하여 제1 출력신호를 생성하는 단계; 상기 제1 출력 신호를 주파수 대역 제한 및 고주파 노이즈 제거를 위한 필터링하여 제2 출력 신호를 생성하는 단계; 및 상기 제2 출력 신호를 다운 샘플링 레이트로 다운 샘플링하여 제2 샘플링 주파수를 가지는 제3 출력신호를 생성하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명의 제2 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템에서의 샘플링 레이트 변환 장치는 제1 샘플링 주파수를 가지는 입력 신호를 업샘플링 레이트로 인터폴레이팅하여 제2 샘플링 주파수를 가지는 제1 출력신호를 생성하는 업 샘플러; 상기 제1 출력 신호를 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 출력신 호를 생성하는 필터부; 및 상기 제2 출력신호를 다운 샘플링 레이트로 다운 샘플링하여 제3 샘플링 주파수를 가지는 제3 출력신호를 생성하는 다운 샘플러를 포함한다.
또한, 본 발명의 제3 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템에서의 수신기는 아날로그 신호를 입력받아 아날로그-디지털 변환하여 제1 디지털 신호를 생성하는 아날로그-디지털 컨버터; 상기 제1 디지털 신호의 표본 비율 주파수를 낮춰 제1 표본 비율 주파수를 가진 제2 디지털 신호를 생성하는 데시메이터; 및 상기 제2 디지털 신호를 인터폴레이팅하여 제1 출력 신호를 생성하는 업 샘플러와, 상기 제1 출력 신호를 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 출력 신호를 생성하는 필터부와, 상기 제2 출력 신호를 다운 샘플링하여 제3 출력신호를 생성하는 다운 샘플러로 이루어지는 표본 비율 변환기를 포함한다.
또한, 본 발명의 제4 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템에서의 송신기는 상기 입력 디지털 신호를 인터폴레이팅하여 제1 디지털 신호를 생성하는 업 샘플러와, 상기 제1 디지털 신호를 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 디지털 신호를 생성하는 필터부와, 상기 제2 디지털 신호를 다운 샘플링하여 제3 디지털 신호를 생성하는 다운 샘플러로 이루어지는 표본 비율 변환기; 상기 제3 디지털 신호의 표본 비율 주파수를 높여 제4 디지털 신호를 생성하는 인터폴레이터; 및 상기 제4 디지털 신호를 아날로그-디지털 변환하여 아날로그 신호를 생성하여 아날로그-디지털 변환기를 포함한다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다.
주파수 대역을 제한하기 위해 사용되는 펄스 성형 필터(PSF)(도 3 참조)는 무선 통신 시스템의 규격에 따라 정밀하게 설계될 필요가 있다. 반면에, 종래의 표본 비율 변환기(SRC) 내에 있는 저역 통과 필터(LPF)인 경우(도 3 참조), 업 샘플러에서 발생되는 고주파 노이즈의 적절한 제거가 가장 큰 목적이므로, 정밀한 설계를 요하지는 않는다.
구체적으로, 펄스 성형 필터(PSF)는 송수신 신호의 손실을 최소화하면서 주파수 대역을 제한해야 하므로 통과 대역(pass band)과 전이 대역(transition band) 특성이 원하는 특성을 갖도록 정밀하게 설계되어야 한다.
하드웨어 복잡성을 줄이기 위해서 펄스 성형 필터(PSF)의 저지 대역(stop band)의 특성은 도 3의 표본 비율 변환기(SRC) 내의 저역통과필터(LPF)의 저지 대역 특성을 이용하여 원하는 특성을 만족하도록 할 수 있다.
즉, 표본 비율 변환기(SRC) 내의 저역 통과 필터(LPF)는 저지 대역 특성이 원하는 조건을 만족하도록 설계하고, 통과 대역 특성과 전이 대역 특성은 다소 손실이 있게 설계할 수 있다.
그 결과, 표본 비율 변환기(SRC) 전단의 펄스 성형 필터(PSF)와 표본 비율 변환기(SRC) 내의 저역통과필터(LPF)의 중복으로 인한 하드웨어 복잡성을 줄일 수 있다. 따라서, 종래의 표본 비율 변환기(SRC) 전단에 위치한 펄스 성형 필터(PSF) 를 소정의 변환을 거쳐 표본 비율 변환기(SRC)의 저역 통과 필터(LPF)로 사용하면 신호의 주파수 대역 제한과 동시에 고주파 노이즈를 효율적으로 제거할 수 있다.
본 실시예들에서는 표본 비율 변환기(SRC)의 업 샘플러(up-sampler)와 다운 샘플러(down-sampler) 사이에 들어가는 필터를 펄스 성형 필터(PSF*)와 저역통과필터(LPF)간의 컨벌루션(convolution; CONV(PSF*,LPF))을 이용하여 구한다. 여기서, 펄스 성형 필터(PSF*)는 펄스 성형 필터(PSF)를 상기 업샘플러의 업샘플링 레이트(L)로 업샘플링한 효과를 반영한 것이다.
다만, 펄스 성형 필터(PSF*)와 저대역 통과 필터(LPF)간의 컨벌루션(convolution)에 의해 상기 필터의 탭(tap) 수가 증가하게 되므로, 상기 필터(CONV(PSF*,LPF))의 임펄스 응답의 일부를 절단(truncation)하여 적절한 범위에서 탭 수를 줄여서 사용한다.
<실시예 1>
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 표본 비율 변환기(SRC)를 포함하는 수신기의 개략적인 블록도이다. 예를 들어, 상기 수신기는 W-CDMA (Wideband CDMA)에 사용되는 수신기가 될 수 있다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 디지탈 통신 시스템의 수신기는 ADC(110), 데시메이터(120) 및 표본 비율 변환기(130)를 포함한다.
ADC(110)는 RF 시스템(150)으로부터 출력된 아날로그 신호(101)를 입력받아 아날로그-디지털 변환하여 제1 디지털 신호(103)를 생성한다. 상기 제1 디지털 신호(15)는 소정의 표본 비율 주파수로 샘플링된 디지털 데이터 샘플들의 스트림이다.
데시메이터(42)는 제1 디지털 신호(103)의 데이터 샘플들의 스트림을 오버 샘플링하여 표본 비율 주파수를 낮춰 제1 표본 비율 주파수(fs1)를 가진 제2 디지털 신호(105)를 생성한다.
표본 비율 변환기(130)는 제2 디지털 신호(105)를 주파수 대역이 제한되도록 필터링하고 제1 표본 비율 주파수(fs1)를 가진 제2 디지털 신호(105)의 디지털 데이터 샘플들의 스트림을 제3 표본 비율 주파수(fs3)를 가지는 디지털 데이터 샘플들의 스트림(베이스밴드 신호(107))으로 변환시켜 디지털 베이스밴드(또는 디지털 신호 처리기; 140)로 출력한다.
도 5는 도 4의 표본 비율 변환기(SRC)를 나타낸 개념도이다.
도 5를 참조하면, 표본 비율 변환기(130)는 업 샘플러(up-sampler 또는 interpolator)(131), 필터부(133) 및 다운 샘플러(down-sampler 또는 decimator)(135)를 포함한다.
업 샘플러(131)는 제2 표본 비율 주파수(fs1)를 가진 제2 디지털 신호(105)를 입력받고, 제2 디지털 신호(105)의 디지털 데이터 샘플들의 스트림을 인터폴레이팅(interpolating)하여 표본 비율 주파수를 L1배만큼 올려준다.
필터부(133)는 제1 업샘플링 레이트(L1)로 업샘플링한 효과를 반영한 펄스 성형 필터(PSF*)와 저대역 통과 필터(LPF)를 컨벌루션(Conv(PSF*(t),LPF(t)))하여 만들어진 디지털 필터로 이루어진다.
상기 필터부(133)는 업 샘플러(131)의 출력을 입력받아 Conv(PSF*(t),LPF(t))의 디지털 필터로 필터링한다. 컨벌루션 Conv(PSF*(t),LPF(t))에 대응하는 디지털 필터에 대해서는 이하 상술한다.
다운 샘플러(135)는 상기 필터부(133)의 출력 신호의 디지털 샘플 데이터 스트림을 오버 샘플링하여 표본 비율 주파수를 제1 다운 샘플링 레이트(M1)배만큼 떨어뜨려 제3 표본 비율 주파수(fs3 = fs2 ×L1 /M1)를 가진 베이스밴드 신호(107)를 생성하여 디지털 베이스밴드(140)로 출력한다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 샘플링 레이트 변환 방법을 설명하는 순서도이다. 상기 본 발명의 일실시예에 따른 샘플링 레이트 변환 방법은 대역 제한된 통신 시스템의 수신기 및 송신기에 모두 적용될 수 있다.
먼저, 제1 샘플링 주파수를 가지는 입력 신호를 제1 업샘플링 레이트(L1)로 인터폴레이팅(또는 업 샘플링)하여 제2 샘플링 주파수(제1 샘플링 주파수 ×L1)를 가지는 제1 출력신호를 생성한다(단계 S601).
펄스성형필터(PSF*)의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역통과필터(LPF)로 상기 제1 출력신호를 필터링하여 제2 출력신호를 생성한다(단계 S603). 예를 들어, 상기 제1 출력 신호의 샘플링 레이트에 제1 업샘플링 레이트(L1)를 곱한 샘플 링 레이트로 동작하는 펄스 성형 필터(PSF*)의 임펄스 응답 PSF*(t)과 상기 제1 출력신호의 고주파 노이즈를 필터링하기 위한 저대역 통과 필터의 임펄스 응답 LPF(t)간의 컨벌루션(Conv(PSF*(t),LPF(t))을 구하고, 상기 컨벌루션에 대응하는 필터를 이용하여 상기 제1 출력신호를 필터링하여 제2 출력 신호를 생성한다.
상기 제2 출력신호를 제1 다운 샘플링 레이트(M1)로 다운 샘플링하여 제3 샘플링 주파수(제1 샘플링 주파수 ×L1/M1)를 가지는 제3 출력신호를 생성한다(단계 S605).
이하, 펄스 성형 필터(PSF)로 비동기 방식의 3GPP의 W-CDMA 방식의 송수신기에 사용되는 롤-오프 인자(roll-off factor) α가 0.22인 루트 레이즈드 코사인 필터(Root-Raised Cosine filter; RRC filter)를 예로 들어 설명한다. α값은 필터의 주파수 응답의 첨예도(sharpness)를 결정하는 0 ~ 1 사이의 값을 가진다. α값이 0에 가까워질수록 첨예도가 증가하며 α값은 필터의 대역폭을 결정한다.
펄스 성형 필터(PSF)인 RRC 필터의 임펄스 응답 PSF(t)는 다음의 수학식 1로 나타낼 수 있다.
Figure 112004023276806-pat00001
여기서, 칩 레이트(chip rate)는 3.84 MHz이고, 칩(chip) duration Tc = 1/(3.84Mcps) ≒ 0.26042 라고 가정한다.
PSF(t)는 연속 시간 영역(continuous time domain)에서의 함수이다. 디지탈 필터의 계수로 변환하기 위해서 PSF(t)를 소정의 샘플링 주파수(sampling frequency) fs로 샘플링하여 이산 시간 영역(discrete time domain) 함수 PSFR[n]을 구하면 다음의 수학식 2로 나타낼 수 있다.
Figure 112004023276806-pat00002
여기서, R은 칩 duration Tc에 대한 오버 샘플링 레이트(over-sampling rate)이다. R과 샘플링 주파수 (sampling frequency) fs의 관계는 다음의 수학식 3으로 표현된다.
Figure 112004023276806-pat00003
R=3인 경우 샘플링 주파수 fs는 11.52MHz이고, R=6인 경우 샘플링 주파수 fs는 23.04MHz이다. 여기서, 샘플링 주파수 fs는 오버 샘플링 레이트 R값과 비례한다.
펄스성형필터(PSF)와 PSF를 L배만큼 업샘플링한 효과를 포함하여 구해진 새로운 펄스성형필터(PSF*)의 관계는 PSF = PSFR[n]일 때 다음의 수학식 4와 같다.
Figure 112004023276806-pat00004
즉, 펄스성형필터(PSF*)는 펄스성형필터(PSF)로 입력되는 신호의 샘플링 레이트에 L을 곱한 샘플링 레이트로 동작하며, 펄스성형필터(PSF*)의 R값은 L배만큼 증가된다.
예를 들어, α(roll-off factor) = 0.22, Tc= 1/(3.84Mcps)이라고 가정할 때, R=3과 R=6인 경우의 펄스 성형 필터 PSFR[n]의 진폭 주파수 응답 (magnitude frequency response)과 임펄스 응답 (impulse response)은 도 7 내지 도 10에 도시되어 있다.
도 7 및 도8은 각각 본 발명의 제1 실시예에 따른 오버 샘플링 레이트 R이 3일 경우의 펄스 성형 필터(PSF)의 진폭 주파수 응답 및 임펄스 응답을 나타내는 그래프이고, 도 9 및 도 10은 각각 오버 샘플링 레이트 R이 6일 경우의 펄스 성형 필터(PSF)의 진폭 주파수 응답 및 임펄스 응답을 나타내는 그래프이다.
도 7 및 도 9에 도시된 바와 같이, R이 3 (fs = 11.52MHz)일 경우와 R이 6(fs = 23.04 MHz)일 경우 R 값에 무관하게 진폭 주파수 응답에서 통과 대역, 전이 대역, 저지 대역 등의 특성이 실질적으로 동일한 것을 알 수 있다. 여기서, 예를 들어, 통과 대역은 주파수 응답의 진폭이 -3dB 이내로 떨어지는 주파수 대역이고, 전이 대역은 주파수 응답의 진폭이 -3dB ~ -40dB 사이로 떨어지는 주파수 대역이며, 저지 대역은 주파수 응답의 진폭이 -40dB 이하로 떨어지는 주파수 대역이다.
도 8 및 도 10에 도시된 바와 같이, R이 3(fs = 11.52MHz)일 경우 펄스 성형 필터(PSF)의 임펄스 응답의 샘플링 포인터는 25개로서 펄스 성형 필터(PSF)의 탭 수는 25 개이며, R이 6(fs = 23.04 MHz)일 경우 펄스 성형 필터(PSF*)의 임펄스 응답의 샘플링 포인터는 50개로서 펄스 성형 필터(PSF*)의 탭 수는 R이 2배로 증가함에 따라 50 개로 2배 증가된다.
여기서, 펄스 성형 필터(PSF*)의 임펄스 응답의 양쪽 끝의 일부(도 10의 X1, X2)를 절단(truncation)하여 펄스 성형 필터(PSF*)의 탭 수를 줄일 수 있다. 예를 들어, 펄스 성형 필터(PSF*)의 탭 수를 25로 줄일 수 있다.
도 8 및 도 10을 참조하면, R 값의 크기에 따라 샘플링 주파수만이 2배로 차이가 있고 임펄스 응답은 실질적으로 동일한 특성을 가진다.
이하, 표본 비율 변환기(SRC; 130)를 W-CDMA 수신기에 적용한 경우를 예로 들어 설명한다. 여기서, 예를 들어, 표본 비율 변환기(SRC; 130)는 업샘플링 레이트 L1=2인 업샘플러, 다운 샘플링 레이트 M1=3인 다운 샘플러, R=3이고 탭(tap) 수 25인 RRC 필터(PSF3[n])로 구현한 펄스 성형 필터(PSF), 탭 수 21인 FIR(Finite Impulse Response) 필터로 구현한 저역 통과 필터(LPF)를 이용한다. 여기서, 탭(tap) 수는 필터를 하드웨어로 구현할 경우 곱셈기(multiplier)의 개수를 나타낸다. 일반적으로 필터의 탭 수가 커질수록 필터의 응답 특성이 보다 개선되는 반면에 필터를 하드웨어로 구현할 경우 하드웨어 복잡도가 증가한다.
펄스 성형 필터(PSF*)와 저대역 통과 필터(LPF)간의 컨벌루션(convolution; CONV(PSF*,LPF))에 의해 필터의 탭(tap) 수가 증가하게 되므로, 필터(CONV(PSF*,LPF))의 임펄스 응답의 일부를 절단(truncation)하여 적절한 범위에서 탭 수를 줄여서 사용한다.
예를 들어, 도 5의 업샘플링 레이트 L1(2)로 업샘플링한 효과를 반영한 펄스 성형 필터(PSF*)는 도 10에 도시한 바와 같이 R=6인 RRC 필터 PSF6[n]의 임펄스 응답의 양끝의 일부(X1, X2)를 절단(truncation)하여 탭 수를 25로 줄여 사용하였다.
이 경우 Conv(PSF*, LPF) 필터의 전체 탭 수는 디지털 필터로 구현할 경우 25 + 21 - 1 이 되며, Conv(PSF*, LPF) 필터의 임펄스 응답의 양쪽의 일부를 잘라내어서 25 tap이 되도록 하였다.
표 1은 비교예 1과 실시예 1에서 사용된 필터의 탭 수를 비교한 표이다.
비교예 1의 탭(tap) 수 실시예 1의 탭 수
PSF LPF Truncated PSF* LPF Truncated Conv(PSF*,LPF) 필터
25 21 25 21 25
총 탭 수 46 총 탭 수 25
전체적인 필터의 하드웨어 복잡도 (또는 계산량)는 필터의 탭 수에 의존하므로, 실시예 1의 표본 비율 변환기(SRC)의 Conv(PSF*, LPF) 필터가 도 3의 펄스 성 형 필터(PSF) 및 저역 통과 필터(LPF)를 이용하는 비교예 1보다 필터의 탭 수가 감소함으로써 하드웨어 복잡도 (또는 계산량)가 감소하였다.
이하, 상기 시험 결과의 필터 성능을 컴퓨터 모의실험을 통해 살펴본다.
도 11은 도 3의 표본 비율 변환기(SRC) 출력의 진폭 주파수 응답을 나타낸 그래프이고, 도 12는 본 발명의 제1 실시예에 따른 도 5의 표본 비율 변환기(SRC) 출력의 진폭 주파수 응답을 나타낸 그래프이다. 점선(ideal output)은 펄스 성형 필터(PSF)의 진폭 주파수 응답곡선을 나타낸 것이고, 실선(SRC output)은 표본 비율 변환기(SRC) 출력의 진폭 주파수 응답을 나타낸다.
이상적인 출력은 통과 대역(pass band)과 전이 대역(transition band)에서는 펄스 성형 필터(PSF)의 주파수 응답곡선을 충실히 따라가야 하고, 저지 대역(stop band)에서는 펄스 성형 필터(PSF)보다 작으면 작을수록 바람직하다.
도 11 및 도 12를 참조하면, 통과 대역(pass band)(P1, P2)과 저지 대역(stop band)(S1, S2)에서는 비교예 1에 따른 성능과 실시예 1에 따른 성능간에 차이는 거의 없다. 그러나, 전이 대역(transition band)(T1, T2)에서의 특성을 비교해보면, 실시예 1의 전이 대역(transition band)(T2)에서의 h2가 비교예 1의 전이 대역(transition band)(T1)의 h1보다 작으므로 실시예 1의 전이 대역 특성이 비교예 1의 전이 대역 특성보다 상대적으로 우수함을 알 수 있다.
<실시예 2>
도 13은 본 발명의 제2 실시예에 따른 표본 비율 변환기(SRC)를 포함하는 송 신기의 개략적인 블록도이다. 예를 들어, 상기 송신기는 W-CDMA의 송신기가 될 수 있다.
도 13을 참조하면, 본 발명의 제2 실시예에 따른 디지탈 통신 시스템의 송신기는 표본 비율 변환기(230), 인터폴레이터(interpolator; 220) 및 DAC(210)를 포함한다.
표본 비율 변환기(230)는 표본 비율 주파수(fs)를 가진 제1 디지털 신호(201)를 주파수 대역이 제한되도록 필터링하고 제1 디지털 신호(201)의 디지털 데이터 샘플들의 스트림을 표본 비율 주파수(fs')를 가지는 디지털 데이터 샘플들의 스트림(제2 디지털 신호(203))으로 변환시켜 출력한다.
인터폴레이터(220)는 제2 디지털 신호(203)의 데이터 샘플들의 스트림을 인터폴레이팅하여 표본 비율 주파수를 높여 제3 디지털 신호(205)를 생성한다.
DAC(210)는 제3 디지털 신호(205)를 입력받아 디지털-아날로그 변환하여 아날로그 신호(207)를 생성하여 RF 시스템(250)으로 제공한다.
도 14는 도 13의 표본 비율 변환기(SRC)를 나타낸 개념도이다.
도 14를 참조하면, 표본 비율 변환기(230)는 업 샘플러(up-sampler 또는 interpolator)(231), 필터부(233) 및 다운 샘플러(down-sampler 또는 decimator)(235)를 포함한다.
업 샘플러(231)는 표본 비율 주파수(fs)를 가진 제1 디지털 신호(201)를 입력받고, 제1 디지털 신호(201)의 디지털 데이터 샘플의 스트림을 인터폴레이팅하여 표본 비율 주파수를 L2배만큼 올려준다.
필터부(233)는 표본 비율 주파수(fs ×L2)로 동작하는 펄스 성형 필터(PSF*)와 상기 업 샘플러(231)의 출력 신호에 포함된 고주파 노이즈를 제거하기 위한 저대역통과필터(LPF)를 컨벌루션(Conv(PSF*(t),LPF(t)))하여 만들어진 디지털 필터로 이루어진다.
상기 필터부(233)는 업 샘플러(231)의 출력을 입력받아 Conv(PSF*(t),LPF(t))의 디지털 필터로 필터링한다.
다운 샘플러(235)는 상기 필터부(233)의 출력 신호의 디지털 샘플 데이터 스트림을 오버 샘플링하여 표본 비율 주파수를 다운 샘플링 레이트(M2)배만큼 떨어뜨려 표본 비율 주파수(fs' = fs ×L2 /M2)를 가진 제2 디지털 신호(203)를 생성한다.
위에서는 W-CDMA의 수신기 및 송신기에 적용되는 실시예에 대하여 설명하였지만, 본 발명의 샘플링 레이트 변환 방법 및 장치는 대역 제한 통신 시스템, 예를 들어 GSM/GPRS, EDGE, IS-95, IS-2000 등의 무선 송신기에 사용되는 표본 비율 변환기(SRC)에도 적용이 가능하다.
이상 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
상기와 같은 본 발명의 실시예들에 따른 샘플링 레이트 변환 방법 및 장치는 펄스 성형 필터(PSF)와 샘플링 레이트 변환기(SRC)가 동시에 존재하는 대역 제한 통신 시스템에 있어서, 샘플링 레이트 변환기(SRC)의 전단에 결합된 펄스 성형 필터(PSF)와 샘플링 레이트 변환기(SRC) 내부의 저역 통과 필터(LPF)를 컨벌루션하여 하나의 필터로 대체함으로써 중복 필터링으로 인한 하드웨어 복잡도(또는 계산량)를 감소시킬 수 있다.
또한, 하드웨어 복잡도를 감소시킴과 동시에 샘플링 레이트 변환기(SRC)의 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 상기와 같은 본 발명의 실시예들에 따른 샘플링 레이트 변환 방법 및 장치는 GSM/GPRS, EDGE, W-CDMA, IS-95, IS-2000 등의 대역 제한된 무선통신 시스템에서 표본 비율 변환기(SRC) 내부의 저역 통과 필터(LPF)를 펄스 성형 필터(PSF)로 대체할 수 있다.

Claims (21)

  1. 제1 샘플링 주파수를 가지는 입력 신호를 업샘플링 레이트로 인터폴레이팅하여 제2 샘플링 주파수를 가지는 제1 출력신호를 생성하는 단계;
    상기 제1 출력 신호를 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 출력신호를 생성하는 단계; 및
    상기 제2 출력신호를 다운 샘플링 레이트로 다운 샘플링하여 제3 샘플링 주파수를 가지는 제3 출력신호를 생성하는 단계를 포함하는 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템의 샘플링 레이트 변환 방법.
  2. 제1 항에 있어서, 상기 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성의 반영은 상기 업샘플링 레이트에 기초하여 상기 펄스 성형 필터의 오버 샘플링 레이트(oversampling rate)를 조절하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 업샘플링 레이트를 반영한 펄스 성형 필터는
    상기 업샘플링 레이트를 반영한 펄스 성형 필터의 임펄스 응답의 양쪽 끝의 일부를 절단하여 탭 수를 줄인 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저 역 통과 필터로 필터링하여 제2 출력신호를 생성하는 단계는
    상기 업샘플링 레이트를 반영한 펄스 성형 필터의 임펄스 응답과 상기 제1 출력신호의 고주파 노이즈를 필터링하기 위한 저대역 통과 필터의 임펄스 응답간의 컨벌루션에 상응하는 필터를 이용하여 상기 제1 출력신호를 필터링하여 상기 제2 출력 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 출력신호를 생성하는 단계는
    상기 컨벌루션에 상응하는 필터의 임펄스 응답의 양쪽 끝의 일부를 절단하여 상기 필터의 탭 수를 줄이는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 펄스 성형 필터는 W-CDMA 수신기에 사용되는 RRC (Root-Raised Cosine) 필터인 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 제1 샘플링 주파수는 약 11.52 MHz 이고, 상기 업샘플링 레이트는 2이고, 상기 다운 샘플링 레이트는 3인 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  8. 제1항에 있어서, 샘플링 레이트 변환 방법은 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템의 송신기 또는 수신기에 사용되는 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  9. 삭제
  10. 제1 샘플링 주파수를 가지는 입력 신호를 업샘플링 레이트로 업샘플링하여 제1 출력신호를 생성하는 단계;
    상기 업샘플링 레이트를 반영한 펄스 성형 필터의 임펄스 응답과 상기 제1 출력신호의 고주파 노이즈를 필터링하기 위한 저대역 통과 필터의 임펄스 응답간의 컨벌루션에 상응하는 필터를 이용하여 상기 제1 출력 신호를 주파수 대역 제한 및 고주파 노이즈 제거를 위한 필터링하여 제2 출력 신호를 생성하는 단계;
    상기 제2 출력 신호를 다운 샘플링 레이트로 다운 샘플링하여 제2 샘플링 주파수를 가지는 제3 출력신호를 생성하는 단계를 포함하는 통신 시스템에서의 샘플링 레이트 변환 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 업샘플링 레이트를 반영한 펄스 성형 필터는
    상기 업샘플링 레이트를 반영한 펄스 성형 필터의 임펄스 응답의 양쪽 끝의 일부를 절단하여 탭 수를 줄인 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  12. 제10항에 있어서, 상기 주파수 대역 제한 및 고주파 노이즈 제거를 위한 필터링하는 단계는
    상기 컨벌루션에 상응하는 필터의 임펄스 응답의 양쪽 끝의 일부를 절단하여 상기 필터의 탭 수를 줄이는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  13. 제10항에 있어서, 상기 펄스 성형 필터는 W-CDMA 수신기에 사용되는 RRC (Root-Raised Cosine) 필터인 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 방법.
  14. 제1 샘플링 주파수를 가지는 입력 신호를 업샘플링 레이트로 인터폴레이팅하여 제2 샘플링 주파수를 가지는 제1 출력신호를 생성하는 업 샘플러;
    상기 제1 출력 신호를 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 출력신호를 생성하는 필터부; 및
    상기 제2 출력신호를 다운 샘플링 레이트로 다운 샘플링하여 제3 샘플링 주파수를 가지는 제3 출력신호를 생성하는 다운 샘플러를 포함하는 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템에서의 샘플링 레이트 변환 장치.
  15. 제14항에 있어서, 상기 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성의 반영은 상기 업샘플링 레이트에 기초하여 상기 펄스 성형 필터의 오버 샘플링 레이트(oversampling rate)를 조절하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 장치.
  16. 제14항에 있어서, 상기 업샘플링 레이트를 반영한 펄스 성형 필터는
    상기 업샘플링 레이트를 반영한 펄스 성형 필터의 임펄스 응답의 양쪽 끝의 일부를 절단하여 탭 수를 줄인 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 장치.
  17. 제14항에 있어서, 상기 필터부는
    상기 업샘플링 레이트를 반영한 펄스 성형 필터의 임펄스 응답과 상기 제1 출력신호의 고주파 노이즈를 필터링하기 위한 저대역 통과 필터의 임펄스 응답간의 컨벌루션에 상응하는 필터를 이용하여 상기 제1 출력신호를 필터링하여 상기 제2 출력 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 장치.
  18. 제17항에 있어서, 상기 필터부는
    상기 컨벌루션에 상응하는 필터의 임펄스 응답의 양쪽 끝의 일부를 절단하여 상기 필터의 탭 수를 줄이는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 장치.
  19. 제14항에 있어서, 상기 펄스 성형 필터는 W-CDMA 수신기에 사용되는 RRC (Root-Raised Cosine) 필터인 것을 특징으로 하는 샘플링 레이트 변환 장치.
  20. 아날로그 신호를 입력받아 아날로그-디지털 변환하여 제1 디지털 신호를 생성하는 아날로그-디지털 컨버터;
    상기 제1 디지털 신호의 표본 비율 주파수를 낮춰 제1 표본 비율 주파수를 가진 제2 디지털 신호를 생성하는 데시메이터; 및
    상기 제2 디지털 신호를 인터폴레이팅하여 제1 출력 신호를 생성하는 업 샘플러와, 상기 제1 출력 신호를 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 출력 신호를 생성하는 필터부와, 상기 제2 출력 신호를 다운 샘플링하여 제3 출력신호를 생성하는 다운 샘플러로 이루어지는 표본 비율 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템에서의 수신기.
  21. 상기 입력 디지털 신호를 인터폴레이팅하여 제1 디지털 신호를 생성하는 업 샘플러와, 상기 제1 디지털 신호를 펄스 성형 필터의 주파수 대역 제한 특성을 반영한 저역 통과 필터로 필터링하여 제2 디지털 신호를 생성하는 필터부와, 상기 제2 디지털 신호를 다운 샘플링하여 제3 디지털 신호를 생성하는 다운 샘플러로 이루어지는 표본 비율 변환기;
    상기 제3 디지털 신호의 표본 비율 주파수를 높여 제4 디지털 신호를 생성하는 인터폴레이터; 및
    상기 제4 디지털 신호를 아날로그-디지털 변환하여 아날로그 신호를 생성하여 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 대역이 제한되는 통신 시스템에서의 송신기.
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