JP3325819B2 - 通信信号処理方法 - Google Patents
通信信号処理方法Info
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- polyphase
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
- H03H17/0264—Filter sets with mutual related characteristics
- H03H17/0273—Polyphase filters
- H03H17/0277—Polyphase filters comprising recursive filters
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムに関
し、特に、ポリフェーズ構成を有する受信器および送信
器に関する。
し、特に、ポリフェーズ構成を有する受信器および送信
器に関する。
【０００２】
【従来の技術】多くの通信方式では、送信器内で、複数
の信号チャネルを単一の信号ストリームとして受信器へ
送信するための処理を行い、受信器は、受信した信号ス
トリームを処理してそれぞれの信号チャネルを回復する
ことができる。このような通信方式の例には、アナログ
ＡＭＰＳ（米国移動電話方式）、時分割多元接続（ＴＤ
ＭＡ）工業標準（ＩＳ）−５４方式がある。全体の機器
コストを削減するため、このようなチャネル化のための
送信器および受信器は、すべての信号チャネルを処理す
ることが可能な共通の機器をできるだけ多く使用するよ
うに設計されることが多い。このようないわゆる「ブロ
ック処理」技術の１つの利点は、さらに信号チャネルが
システムに追加されるときでも一般にあまり高い追加コ
ストがかからないことである。
の信号チャネルを単一の信号ストリームとして受信器へ
送信するための処理を行い、受信器は、受信した信号ス
トリームを処理してそれぞれの信号チャネルを回復する
ことができる。このような通信方式の例には、アナログ
ＡＭＰＳ（米国移動電話方式）、時分割多元接続（ＴＤ
ＭＡ）工業標準（ＩＳ）−５４方式がある。全体の機器
コストを削減するため、このようなチャネル化のための
送信器および受信器は、すべての信号チャネルを処理す
ることが可能な共通の機器をできるだけ多く使用するよ
うに設計されることが多い。このようないわゆる「ブロ
ック処理」技術の１つの利点は、さらに信号チャネルが
システムに追加されるときでも一般にあまり高い追加コ
ストがかからないことである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】図１に、ＡＭＰＳおよ
びＴＤＭＡ（ＩＳ−５４）のフィルタ仕様要求の例を示
す。これらの仕様によれば、すべての候補伝達関数は、
図１の１０２および１０４で示される領域の外側に存在
しなければならない。本発明の１つの特徴は、ＡＭＰＳ
およびＴＤＭＡ（ＩＳ−５４）のような通信方式の要求
を満たすチャネル化送信器および受信器を提供すること
である。本発明による構成は、従来の設計よりも少ない
係数で、従って、より単純で安価に、実装される。
びＴＤＭＡ（ＩＳ−５４）のフィルタ仕様要求の例を示
す。これらの仕様によれば、すべての候補伝達関数は、
図１の１０２および１０４で示される領域の外側に存在
しなければならない。本発明の１つの特徴は、ＡＭＰＳ
およびＴＤＭＡ（ＩＳ−５４）のような通信方式の要求
を満たすチャネル化送信器および受信器を提供すること
である。本発明による構成は、従来の設計よりも少ない
係数で、従って、より単純で安価に、実装される。
【０００４】
【課題を解決するための手段】一実施例では、本発明
は、（ａ）Ｍ個の信号チャネルに対応する信号のシリア
ル（直列）ストリームを、Ｍ個のパラレル（並列）スト
リームに変換する直並列変換器と、（ｂ）それぞれＭ個
の並列ストリームのうちの１つをフィルタリングするＭ
個のＦＩＲフィルタと、（ｃ）Ｍ個のＦＩＲフィルタリ
ングされたストリームを変換してＭ個の変換されたスト
リームを生成するフーリエ変換と、（ｄ）変換されたス
トリームのうちの１つをフィルタリングしてＭ個の信号
チャネルのうちの１つを回復する再帰型フィルタとから
なるポリフェーズ受信器である。
は、（ａ）Ｍ個の信号チャネルに対応する信号のシリア
ル（直列）ストリームを、Ｍ個のパラレル（並列）スト
リームに変換する直並列変換器と、（ｂ）それぞれＭ個
の並列ストリームのうちの１つをフィルタリングするＭ
個のＦＩＲフィルタと、（ｃ）Ｍ個のＦＩＲフィルタリ
ングされたストリームを変換してＭ個の変換されたスト
リームを生成するフーリエ変換と、（ｄ）変換されたス
トリームのうちの１つをフィルタリングしてＭ個の信号
チャネルのうちの１つを回復する再帰型フィルタとから
なるポリフェーズ受信器である。
【０００５】別の実施例では、本発明は、（ａ）Ｍ個の
信号チャネルに対応する信号の直列ストリームを受信す
るステップと、（ｂ）直列ストリームをＭ個の並列スト
リームに変換するステップと、（ｃ）Ｍ個の並列ストリ
ームをフィルタに入力してＭ個の信号チャネルを回復す
るステップとからなる通信信号処理方法であって、フィ
ルタは、非再帰的な分子と、ｚMに関する多項式である
再帰的な分母とからなる関数を実装する。
信号チャネルに対応する信号の直列ストリームを受信す
るステップと、（ｂ）直列ストリームをＭ個の並列スト
リームに変換するステップと、（ｃ）Ｍ個の並列ストリ
ームをフィルタに入力してＭ個の信号チャネルを回復す
るステップとからなる通信信号処理方法であって、フィ
ルタは、非再帰的な分子と、ｚMに関する多項式である
再帰的な分母とからなる関数を実装する。
【０００６】さらに別の実施例では、本発明は、（ａ）
それぞれ、Ｍ個の信号チャネルに対応するＭ個の並列ス
トリームのうちの１つを再帰的にフィルタリングするＬ
個（Ｌは１からＭまでのいずれかの整数）の再帰型フィ
ルタと、（ｂ）Ｌ個の再帰的にフィルタリングされたス
トリームと、（Ｍ−Ｌ）個の他の並列ストリームとを変
換してＭ個の変換されたストリームを生成するフーリエ
変換と、（ｃ）それぞれＭ個の変換されたストリームの
うちの１つをフィルタリングするＭ個のＦＩＲフィルタ
と、（ｄ）Ｍ個のＦＩＲフィルタリングされたストリー
ムを、送信のためのＭ個の信号チャネルに対応する信号
の直列ストリームに変換する並直列変換器とからなるポ
リフェーズ送信器である。
それぞれ、Ｍ個の信号チャネルに対応するＭ個の並列ス
トリームのうちの１つを再帰的にフィルタリングするＬ
個（Ｌは１からＭまでのいずれかの整数）の再帰型フィ
ルタと、（ｂ）Ｌ個の再帰的にフィルタリングされたス
トリームと、（Ｍ−Ｌ）個の他の並列ストリームとを変
換してＭ個の変換されたストリームを生成するフーリエ
変換と、（ｃ）それぞれＭ個の変換されたストリームの
うちの１つをフィルタリングするＭ個のＦＩＲフィルタ
と、（ｄ）Ｍ個のＦＩＲフィルタリングされたストリー
ムを、送信のためのＭ個の信号チャネルに対応する信号
の直列ストリームに変換する並直列変換器とからなるポ
リフェーズ送信器である。
【０００７】さらに別の実施例では、本発明は、（ａ）
Ｍ個の信号チャネルに対応するＭ個の並列ストリームを
受信するステップと、（ｂ）Ｍ個の並列ストリームをフ
ィルタに入力してＭ個のフィルタリングされた並列スト
リームを生成するステップと、（ｃ）Ｍ個のフィルタリ
ングされた並列ストリームを、送信のためのＭ個の信号
チャネルに対応する信号の直列ストリームに変換するス
テップとからなる通信信号処理方法であって、フィルタ
は、非再帰的な分子と、ｚMに関する多項式である再帰
的な分母とからなる関数を実装する。
Ｍ個の信号チャネルに対応するＭ個の並列ストリームを
受信するステップと、（ｂ）Ｍ個の並列ストリームをフ
ィルタに入力してＭ個のフィルタリングされた並列スト
リームを生成するステップと、（ｃ）Ｍ個のフィルタリ
ングされた並列ストリームを、送信のためのＭ個の信号
チャネルに対応する信号の直列ストリームに変換するス
テップとからなる通信信号処理方法であって、フィルタ
は、非再帰的な分子と、ｚMに関する多項式である再帰
的な分母とからなる関数を実装する。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下で説明するように、本発明
は、再帰型ポリフェーズフィルタを実装するチャネル化
送信器および受信器に関するものである。本発明によれ
ば、そのような構成は、従来の設計よりも少ない係数を
用いて実装することができる。その結果、本発明による
チャネル化送信器および受信器は、従来のシステムより
も単純で安価とすることが可能である。
は、再帰型ポリフェーズフィルタを実装するチャネル化
送信器および受信器に関するものである。本発明によれ
ば、そのような構成は、従来の設計よりも少ない係数を
用いて実装することができる。その結果、本発明による
チャネル化送信器および受信器は、従来のシステムより
も単純で安価とすることが可能である。
【０００９】図２は、本発明の一実施例によるポリフェ
ーズ送信器２００のブロック図である。送信器２００
は、再帰型フィルタ２０２、Ｍ点順離散フーリエ変換
（ＦＤＦＴ）２０４、Ｍ個の有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）フィルタ２０６、および並直列（Ｐ／Ｓ）変換器２
０８からなる。Ｐ／Ｓ変換器２０８は、遅延２１０のカ
スケードからなる。変換２０４は、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）とすることも可能である。各再帰型フィルタ
２０２は１／Ｄj（ｚM）の形を有し、各ＦＩＲフィルタ
２０６はＮi（ｚ）の形を有し、各遅延はｚ-1の形を有
する。送信器２００はＭ個の信号チャネルを単一の結合
直列ストリームに変換する。この直列ストリームはリモ
ート（遠隔）の受信器への送信のためにさらに処理（例
えば変調）される。
ーズ送信器２００のブロック図である。送信器２００
は、再帰型フィルタ２０２、Ｍ点順離散フーリエ変換
（ＦＤＦＴ）２０４、Ｍ個の有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）フィルタ２０６、および並直列（Ｐ／Ｓ）変換器２
０８からなる。Ｐ／Ｓ変換器２０８は、遅延２１０のカ
スケードからなる。変換２０４は、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）とすることも可能である。各再帰型フィルタ
２０２は１／Ｄj（ｚM）の形を有し、各ＦＩＲフィルタ
２０６はＮi（ｚ）の形を有し、各遅延はｚ-1の形を有
する。送信器２００はＭ個の信号チャネルを単一の結合
直列ストリームに変換する。この直列ストリームはリモ
ート（遠隔）の受信器への送信のためにさらに処理（例
えば変調）される。
【００１０】特に、図２に示されるように、１つまたは
複数の（または全部の）入力チャネル（例えば、図２の
０およびｊ）に対応する信号は再帰型フィルタ２０２の
うちの１つによって再帰的にフィルタリングされる。一
方、他の入力チャネル（例えば、チャネルｉおよびＭ−
１）に対応する信号は再帰的にフィルタリングされな
い。
複数の（または全部の）入力チャネル（例えば、図２の
０およびｊ）に対応する信号は再帰型フィルタ２０２の
うちの１つによって再帰的にフィルタリングされる。一
方、他の入力チャネル（例えば、チャネルｉおよびＭ−
１）に対応する信号は再帰的にフィルタリングされな
い。
【００１１】再帰的にフィルタリングされるか否かにか
かわらず、全部でＭ個の入力チャネルに対応する信号は
ＦＤＦＴ２０４によって変換される。その結果として得
られるＭ個の変換されたストリームはそれぞれ、ＦＩＲ
フィルタ２０６のうちの１つによってフィルタリングさ
れる。Ｐ／Ｓ変換器２０８は、結果として得られるＭ個
のＦＩＲフィルタリングされた並列ストリームを、送信
のためにさらに処理することが可能な単一の直列ストリ
ームに変換する。
かわらず、全部でＭ個の入力チャネルに対応する信号は
ＦＤＦＴ２０４によって変換される。その結果として得
られるＭ個の変換されたストリームはそれぞれ、ＦＩＲ
フィルタ２０６のうちの１つによってフィルタリングさ
れる。Ｐ／Ｓ変換器２０８は、結果として得られるＭ個
のＦＩＲフィルタリングされた並列ストリームを、送信
のためにさらに処理することが可能な単一の直列ストリ
ームに変換する。
【００１２】図３は、本発明の一実施例によるポリフェ
ーズ受信器３００のブロック図である。受信器３００
は、直並列（Ｓ／Ｐ）変換器３０２（遅延３０４のカス
ケードからなる）、Ｍ個のＦＩＲフィルタ３０６、Ｍ点
逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）３０８、および再帰型
フィルタ３１０からなる。変換３０８はＦＦＴとするこ
とも可能である。各遅延３０４はｚ-1の形を有し、各Ｆ
ＩＲフィルタ３０６はＮi（ｚ）の形を有し、各再帰型
フィルタ３１０は１／Ｄj（ｚM）の形を有する。受信器
３００は、図２の送信器２００によって生成された直列
ストリームに対応する直列信号ストリームを受信し、受
信した直列ストリームを処理して、送信器２００によっ
て処理されたもとのＭ個のチャネル信号に対応するＭ個
のチャネル信号を回復する。
ーズ受信器３００のブロック図である。受信器３００
は、直並列（Ｓ／Ｐ）変換器３０２（遅延３０４のカス
ケードからなる）、Ｍ個のＦＩＲフィルタ３０６、Ｍ点
逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）３０８、および再帰型
フィルタ３１０からなる。変換３０８はＦＦＴとするこ
とも可能である。各遅延３０４はｚ-1の形を有し、各Ｆ
ＩＲフィルタ３０６はＮi（ｚ）の形を有し、各再帰型
フィルタ３１０は１／Ｄj（ｚM）の形を有する。受信器
３００は、図２の送信器２００によって生成された直列
ストリームに対応する直列信号ストリームを受信し、受
信した直列ストリームを処理して、送信器２００によっ
て処理されたもとのＭ個のチャネル信号に対応するＭ個
のチャネル信号を回復する。
【００１３】特に、Ｓ／Ｐ変換器３０２は、受信した直
列ストリームをＭ個の並列ストリームに変換する。この
Ｍ個の並列ストリームは、ＦＩＲフィルタ３０６のうち
の１つによってＦＩＲフィルタリングされる。その結果
得られるＭ個のＦＩＲフィルタリングされたストリーム
はＩＤＦＴ３０８によって変換される。その結果得られ
る変換されたストリームのうちの１つまたは複数（また
は全部）は再帰型フィルタ３１０のうちの１つによって
再帰的にフィルタリングされ、１つまたは複数の信号チ
ャネル（例えば、図３のチャネル０およびｊ）が回復さ
れる。一方、残りの信号チャネル（例えば、図３のチャ
ネルｉおよびＭ−１）を回復するには、他の変換された
ストリームを再帰的にフィルタリングする必要はない。
注意すべき点であるが、本実施例によれば、チャネルが
送信器で再帰的にフィルタリングされる場合、対応する
信号は受信器でも再帰的にフィルタリングされる。そう
でない場合、対応する信号は受信器で再帰的にフィルタ
リングされない。
列ストリームをＭ個の並列ストリームに変換する。この
Ｍ個の並列ストリームは、ＦＩＲフィルタ３０６のうち
の１つによってＦＩＲフィルタリングされる。その結果
得られるＭ個のＦＩＲフィルタリングされたストリーム
はＩＤＦＴ３０８によって変換される。その結果得られ
る変換されたストリームのうちの１つまたは複数（また
は全部）は再帰型フィルタ３１０のうちの１つによって
再帰的にフィルタリングされ、１つまたは複数の信号チ
ャネル（例えば、図３のチャネル０およびｊ）が回復さ
れる。一方、残りの信号チャネル（例えば、図３のチャ
ネルｉおよびＭ−１）を回復するには、他の変換された
ストリームを再帰的にフィルタリングする必要はない。
注意すべき点であるが、本実施例によれば、チャネルが
送信器で再帰的にフィルタリングされる場合、対応する
信号は受信器でも再帰的にフィルタリングされる。そう
でない場合、対応する信号は受信器で再帰的にフィルタ
リングされない。
【００１４】［フィルタ伝達関数の導出］図４は、マル
チチャネルディジタル受信器４００の機能図である。変
換器（ダウンコンバータ）４０２は、広帯域ディジタル
ストリームｘ（ｎ）から、特定のチャネルをベースバン
ドへディジタル的にダウンコンバートすることによって
Ｍ個の信号チャネルのそれぞれを分離する。各チャネル
ごとに、ローパスフィルタ４０４が、必要なチャネル帯
域幅の外側にある不要な信号を除去する。サンプルは一
般に相当程度の冗長性を有するため、ダウンサンプラ４
０６は、ベースバンド信号をダウンサンプリングして、
Ｍ個の狭帯域チャネル信号ｃi（ｍ）のうちの１つを生
成する。各キャリアはｅｘｐ（−２πｊ［ｉ］／Ｍ）の
形を有し、各ローパスフィルタ４０４はｈ（ｎ）の形を
有し、各ダウンサンプラ４０６はＭ（チャネルの数）分
の１にダウンサンプリングを行う。
チチャネルディジタル受信器４００の機能図である。変
換器（ダウンコンバータ）４０２は、広帯域ディジタル
ストリームｘ（ｎ）から、特定のチャネルをベースバン
ドへディジタル的にダウンコンバートすることによって
Ｍ個の信号チャネルのそれぞれを分離する。各チャネル
ごとに、ローパスフィルタ４０４が、必要なチャネル帯
域幅の外側にある不要な信号を除去する。サンプルは一
般に相当程度の冗長性を有するため、ダウンサンプラ４
０６は、ベースバンド信号をダウンサンプリングして、
Ｍ個の狭帯域チャネル信号ｃi（ｍ）のうちの１つを生
成する。各キャリアはｅｘｐ（−２πｊ［ｉ］／Ｍ）の
形を有し、各ローパスフィルタ４０４はｈ（ｎ）の形を
有し、各ダウンサンプラ４０６はＭ（チャネルの数）分
の１にダウンサンプリングを行う。
【００１５】図４の構成と同等な形式はポリフェーズフ
ィルタであることが分かる（R. E.Crochiere and L. R.
Rabiner, "Multirate Digital Signaling Processin
g", Prentice-Hall, 1983参照）。
ィルタであることが分かる（R. E.Crochiere and L. R.
Rabiner, "Multirate Digital Signaling Processin
g", Prentice-Hall, 1983参照）。
【００１６】この構成に入る入力信号の各フェーズρ
（交換プロセスを介して分散する）は次の式（１）によ
って記述される。
（交換プロセスを介して分散する）は次の式（１）によ
って記述される。
【数１】 ｋ番目のチャネルに対するプロトタイプフィルタは次の
式（２）で記述される。
式（２）で記述される。
【数２】 ただし、ｈ（ｎ）はローパスフィルタ４０４の伝達関数
であり、ＷM knはチャネルダウンコンバータ関数であ
る。
であり、ＷM knはチャネルダウンコンバータ関数であ
る。
【００１７】プロトタイプフィルタがポリフェーズサブ
フィルタに分割される場合、ｋ番目のチャネルに対する
ρ番目のフェーズのサブフィルタは次の式（３）で与え
られる。
フィルタに分割される場合、ｋ番目のチャネルに対する
ρ番目のフェーズのサブフィルタは次の式（３）で与え
られる。
【数３】
【００１８】ローパス分析フィルタｈ（ｎ）のρ番目の
フェーズは次の式（４）で定義される。
フェーズは次の式（４）で定義される。
【数４】 これは、次の式（５）のようなバンドパスポリフェーズ
フィルタの形を与える。
フィルタの形を与える。
【数５】
【００１９】ｋ番目のチャネルの出力は次の式（６）か
ら得られる。
ら得られる。
【数６】
【００２０】式（６）における変数の変換（ｍＭ−ｎ）
→ｎにより、これは次の式（７）のように整理される。
→ｎにより、これは次の式（７）のように整理される。
【数７】
【００２１】さらに変数変換ｎ＝（ｒＭ−ρ）を行い、
ｒおよびρの両方にわたる和をとると、次の式（８）と
なる。
ｒおよびρの両方にわたる和をとると、次の式（８）と
なる。
【数８】
【００２２】式（１）および（４）の定義を代入する
と、次の式（９）が得られる。
と、次の式（９）が得られる。
【数９】 ただし＊は離散たたみこみを表す。
【００２３】
【数１０】 とおくと、数列ｕkの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は次
の式（１０）で定義されるため、すべてのチャネルは、
ポリフェーズサブフィルタの高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）を計算することによって得られる。
の式（１０）で定義されるため、すべてのチャネルは、
ポリフェーズサブフィルタの高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）を計算することによって得られる。
【数１１】 この構成の等価な形式がポリフェーズフィルタであるこ
とが分かる。
とが分かる。
【００２４】図５は、従来のチャネル化ポリフェーズ受
信器５００のブロック図である。受信器５００は、Ｓ／
Ｐ変換器５０２（遅延５０４のカスケードからなる）、
Ｍ個のサブフィルタ５０６、およびＭ点ＩＤＦＴ５０８
からなる。各遅延５０４はｚ-1の形を有し、各サブフィ
ルタ５０６はＨi（ｚ-M）の形を有する。受信器５００
は、受信した直列信号ストリームを処理してＭ個のチャ
ネル信号を回復する。プロトタイプフィルタＨ（ｚ）は
次の式（１１）から形成される。
信器５００のブロック図である。受信器５００は、Ｓ／
Ｐ変換器５０２（遅延５０４のカスケードからなる）、
Ｍ個のサブフィルタ５０６、およびＭ点ＩＤＦＴ５０８
からなる。各遅延５０４はｚ-1の形を有し、各サブフィ
ルタ５０６はＨi（ｚ-M）の形を有する。受信器５００
は、受信した直列信号ストリームを処理してＭ個のチャ
ネル信号を回復する。プロトタイプフィルタＨ（ｚ）は
次の式（１１）から形成される。
【数１２】 一般に、ＦＩＲ構成は、プロトタイプおよび結果として
得られるサブフィルタを実装するために用いられるが、
明らかなように、ＡＭＰＳおよびＴＤＭＡ（ＩＳ−５
４）のような無線インタフェース標準の厳しい仕様を満
たすためには、非常に高品質の（高いＱの）プロトタイ
プフィルタが要求される。
得られるサブフィルタを実装するために用いられるが、
明らかなように、ＡＭＰＳおよびＴＤＭＡ（ＩＳ−５
４）のような無線インタフェース標準の厳しい仕様を満
たすためには、非常に高品質の（高いＱの）プロトタイ
プフィルタが要求される。
【００２５】例として、２５６個の３０ｋＨｚチャネル
を有するシステムが要求されたと仮定する。この場合、
等リプル設計でＩＳ−５４仕様を満たすには１９２９個
の係数が必要となる。このようなＦＩＲフィルタの応答
および仕様を図６に示す。
を有するシステムが要求されたと仮定する。この場合、
等リプル設計でＩＳ−５４仕様を満たすには１９２９個
の係数が必要となる。このようなＦＩＲフィルタの応答
および仕様を図６に示す。
【００２６】無限インパルス応答（ＩＩＲ）デシメーシ
ョン（間引き）構成が、M. G. Bellanger, J. L. Dague
t, and G. P. Lepagnol, "Interpolation, extrapolati
on,and reduction of computation speed in digital f
ilters", IEEE Transactions on Acoustics, Speech an
d Signal Processing, Vol.ASSP-22, pp.231-235（１９
７４年８月）に記載されている。この構成は、図３の受
信器３００のポリフェーズ形式を得るように一般化する
ことが可能である。図５のＦＩＲポリフェーズフィルタ
では、プロトタイプフィルタの形式に課される制約はな
かった。残念ながら、これはＩＩＲプロトタイプフィル
タの場合には当てはまらない。このタイプのフィルタ
を、最大デシメーションで、ポリフェーズ構成において
実装するためには、分母はｚMに関する多項式である。
これにより、この分母はポリフェーズチャネライザの出
力に置かれ、最大デシメーションレートで動作すること
が可能となる（例えば、図３の再帰型フィルタ３１０参
照）。
ョン（間引き）構成が、M. G. Bellanger, J. L. Dague
t, and G. P. Lepagnol, "Interpolation, extrapolati
on,and reduction of computation speed in digital f
ilters", IEEE Transactions on Acoustics, Speech an
d Signal Processing, Vol.ASSP-22, pp.231-235（１９
７４年８月）に記載されている。この構成は、図３の受
信器３００のポリフェーズ形式を得るように一般化する
ことが可能である。図５のＦＩＲポリフェーズフィルタ
では、プロトタイプフィルタの形式に課される制約はな
かった。残念ながら、これはＩＩＲプロトタイプフィル
タの場合には当てはまらない。このタイプのフィルタ
を、最大デシメーションで、ポリフェーズ構成において
実装するためには、分母はｚMに関する多項式である。
これにより、この分母はポリフェーズチャネライザの出
力に置かれ、最大デシメーションレートで動作すること
が可能となる（例えば、図３の再帰型フィルタ３１０参
照）。
【００２７】プロトタイプフィルタは次の式（１２）の
形式を有する。
形式を有する。
【数１３】 式（１２）は、次の式（１３）に示すように、分子Ｎ
（ｚ）を分母Ｄ（ｚ）で割った形に書き直される。
（ｚ）を分母Ｄ（ｚ）で割った形に書き直される。
【数１４】
【００２８】図１のＡＭＰＳおよびＴＤＭＡ（ＩＳ−５
４）仕様を満たすために、非常に低次の楕円フィルタを
使用することが可能である。楕円フィルタは、次の式
（１４）で記述されるように、Ｓ個の２次セクションの
直接形無限インパルスカスケードとして実現される。
４）仕様を満たすために、非常に低次の楕円フィルタを
使用することが可能である。楕円フィルタは、次の式
（１４）で記述されるように、Ｓ個の２次セクションの
直接形無限インパルスカスケードとして実現される。
【数１５】
【００２９】図７は、表１の係数を用いた、８次楕円プ
ロトタイプフィルタに対するインパルス応答および周波
数応答のグラフである。このフィルタの高いＱにより、
その極および零点はｚ＝１の非常に近くにある。その結
果、このような構成は実装時の丸め誤差に非常に敏感で
あり、このフィルタを実装するには倍精度浮動小数点演
算を用いるべきである。
ロトタイプフィルタに対するインパルス応答および周波
数応答のグラフである。このフィルタの高いＱにより、
その極および零点はｚ＝１の非常に近くにある。その結
果、このような構成は実装時の丸め誤差に非常に敏感で
あり、このフィルタを実装するには倍精度浮動小数点演
算を用いるべきである。
【００３０】表１：８次楕円フィルタの係数
【表１】
【００３１】式（１４）のプロトタイプフィルタをポリ
フェーズ分解の形式へと変換するには、プロトタイプフ
ィルタの各極を次の式（１５）に従って置き換える。
フェーズ分解の形式へと変換するには、プロトタイプフ
ィルタの各極を次の式（１５）に従って置き換える。
【数１６】 この結果、分子の項数は（２Ｓ−１）Ｍ＋１項となり、
分母はｚMに関する多項式であって項数は２Ｓ項とな
る。プロトタイプフィルタをこのように変換すると、結
果として得られるフィルタは数値的精度の低下に対する
敏感さが低くなる。
分母はｚMに関する多項式であって項数は２Ｓ項とな
る。プロトタイプフィルタをこのように変換すると、結
果として得られるフィルタは数値的精度の低下に対する
敏感さが低くなる。
【００３２】当業者には理解されるように、プロトタイ
プＩＩＲフィルタからポリフェーズ分解の形式への変換
は、もはや最適ではないフィルタを生じることがある。
この問題は、H. G. Martinez and T. W. Parks, "A Cla
ss of Infinite-Duration Impulse Response Digital F
ilters for Sampling Rate Reduction", IEEE Transact
ions on Acoustics, Speech and Signal Processing, V
ol.ASSP-27, pp.154-162（１９７９年４月）で調べられ
ている。この文献では、ｚMに関する多項式である分母
を有するあるクラスのＩＩＲフィルタを導出している。
このフィルタは、前掲のBellangerの文献によって導出
された形式よりもかなり計算量的に有利である。
プＩＩＲフィルタからポリフェーズ分解の形式への変換
は、もはや最適ではないフィルタを生じることがある。
この問題は、H. G. Martinez and T. W. Parks, "A Cla
ss of Infinite-Duration Impulse Response Digital F
ilters for Sampling Rate Reduction", IEEE Transact
ions on Acoustics, Speech and Signal Processing, V
ol.ASSP-27, pp.154-162（１９７９年４月）で調べられ
ている。この文献では、ｚMに関する多項式である分母
を有するあるクラスのＩＩＲフィルタを導出している。
このフィルタは、前掲のBellangerの文献によって導出
された形式よりもかなり計算量的に有利である。
【００３３】楕円フィルタの直接変換に対して、このよ
うなフィルタの計算量的な利点を比較するために、次数
要求を比較する。プロトタイプ楕円フィルタの場合、次
数ｎellは次の式（１６）から得られる。
うなフィルタの計算量的な利点を比較するために、次数
要求を比較する。プロトタイプ楕円フィルタの場合、次
数ｎellは次の式（１６）から得られる。
【数１７】 ただし、Ｋ（・）は、次の式（１７）〜（１９）で定義
される第１種完全楕円積分である（例えば、L. R. Rabi
ner, J. F. Kaiser, O. Herrmann, and M. T. Dolan, "
Some Comparisons Between FIR and IIR Digital Desig
ns", Bell SystemTechnical Journal, Vol.53, pp.305-
331（１９７４年２月）参照）。
される第１種完全楕円積分である（例えば、L. R. Rabi
ner, J. F. Kaiser, O. Herrmann, and M. T. Dolan, "
Some Comparisons Between FIR and IIR Digital Desig
ns", Bell SystemTechnical Journal, Vol.53, pp.305-
331（１９７４年２月）参照）。
【数１８】
【００３４】図３の受信器３００の場合、ｋ＝０．８３
３３およびｋ1＝５．６２３４×１０-4を用いると、ｎ
ell＝７．２２となる。従って、仕様を満たす最低次の
フィルタは、前に用いたように、ｎ＝８となる。最大デ
シメーション形式では、この結果、ポリフェーズフィル
タは１７９１個の係数を必要とする。これは、図５のＦ
ＩＲ法（１９２９個の係数を必要とした）と比べてそれ
ほどの利得ではなく、ずっと多大の計算精度を必要とす
る欠点のほうがまさってしまうこともある。
３３およびｋ1＝５．６２３４×１０-4を用いると、ｎ
ell＝７．２２となる。従って、仕様を満たす最低次の
フィルタは、前に用いたように、ｎ＝８となる。最大デ
シメーション形式では、この結果、ポリフェーズフィル
タは１７９１個の係数を必要とする。これは、図５のＦ
ＩＲ法（１９２９個の係数を必要とした）と比べてそれ
ほどの利得ではなく、ずっと多大の計算精度を必要とす
る欠点のほうがまさってしまうこともある。
【００３５】オールパスフィルタは、高次のＩＩＲフィ
ルタ構成を実現するための、計算量的に効率的な手段を
提供する（例えば、F. J. Harris, "On the Design and
Performance of Efficient and Novel Filter Structu
res using Recursive Allpass Filters", Interenation
al Symposium on Signal Processing and its Applicat
ions, (Gold Coast, Australia), pp.1-6（１９９２年
８月）参照）。Ｋ段のオールパスフィルタの基本伝達関
数は次の式（２０）で与えられる。
ルタ構成を実現するための、計算量的に効率的な手段を
提供する（例えば、F. J. Harris, "On the Design and
Performance of Efficient and Novel Filter Structu
res using Recursive Allpass Filters", Interenation
al Symposium on Signal Processing and its Applicat
ions, (Gold Coast, Australia), pp.1-6（１９９２年
８月）参照）。Ｋ段のオールパスフィルタの基本伝達関
数は次の式（２０）で与えられる。
【数１９】 複数のこのような構成を作成し、それらの出力を結合す
ることによって、パスバンドで強め合い、ストップバン
ドで弱め合うように位相特性を設定することによってフ
ィルタリングが達成される。
ることによって、パスバンドで強め合い、ストップバン
ドで弱め合うように位相特性を設定することによってフ
ィルタリングが達成される。
【００３６】図８に、入力サンプルあたり１回の乗算を
用いていかにしてオールパス構成を実装することができ
るかを示す。図８のＡの構成は、２個の加算および２個
のメモリ要素を有し、一方、図８のＢの構成は、３個の
加算および１個のメモリ要素を有する。
用いていかにしてオールパス構成を実装することができ
るかを示す。図８のＡの構成は、２個の加算および２個
のメモリ要素を有し、一方、図８のＢの構成は、３個の
加算および１個のメモリ要素を有する。
【００３７】技術文献にはＭ＝２の場合が記載されてお
り、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を用いていかにして２個のオ
ールパス段を結合してハイパスおよびローパスの伝達関
数を生成するかが示されている（例えば、前掲のHarris
の文献、および、P. A. Regalia, and S. K. Mitra, "D
esign of Doubly-Complementary IIR Digital Filters
Using a Single Complex Allpass Filter With Multira
te Applications", IEEE Transactions on Circuits an
d Systems, Vol.CAS-34, pp.378-389（１９８７年４
月）参照）。
り、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を用いていかにして２個のオ
ールパス段を結合してハイパスおよびローパスの伝達関
数を生成するかが示されている（例えば、前掲のHarris
の文献、および、P. A. Regalia, and S. K. Mitra, "D
esign of Doubly-Complementary IIR Digital Filters
Using a Single Complex Allpass Filter With Multira
te Applications", IEEE Transactions on Circuits an
d Systems, Vol.CAS-34, pp.378-389（１９８７年４
月）参照）。
【００３８】図９に、２チャネルオールパスポリフェー
ズ受信器を示す。このようなシステムの伝達関数は次の
式（２１）および（２２）で与えられる。
ズ受信器を示す。このようなシステムの伝達関数は次の
式（２１）および（２２）で与えられる。
【数２０】
【００３９】等リプル応答を有するこのようなオールパ
スフィルタを設計する方法がある（例えば、C. Chen an
d J. H. Lee, "Design of Digital Allpass Filters us
inga Weighted Least Squares Approach", IEEE Tr. CA
S II, Vol.41, pp.346-350（１９９４年５月）、およ
び、M. Lang and T. I. Laakso, "Simple and RobustMe
thod for the Design of Allpass Filters using Least
Squares Phase Error Criterion", IEEE Tr. CAS II,
pp.40-48（１９９４年）参照）。
スフィルタを設計する方法がある（例えば、C. Chen an
d J. H. Lee, "Design of Digital Allpass Filters us
inga Weighted Least Squares Approach", IEEE Tr. CA
S II, Vol.41, pp.346-350（１９９４年５月）、およ
び、M. Lang and T. I. Laakso, "Simple and RobustMe
thod for the Design of Allpass Filters using Least
Squares Phase Error Criterion", IEEE Tr. CAS II,
pp.40-48（１９９４年）参照）。
【００４０】図１０に、例示的な等リプルフィルタ設計
のグラフ表示を示す。このフィルタは、１対のオールパ
スフィルタで、２チャネルシステムに要求される仕様を
満たし、実際には仕様を超えている。
のグラフ表示を示す。このフィルタは、１対のオールパ
スフィルタで、２チャネルシステムに要求される仕様を
満たし、実際には仕様を超えている。
【００４１】式（２２）は、２つの多項式の比として展
開することが可能であり、次の式（２３）が得られる。
開することが可能であり、次の式（２３）が得られる。
【数２１】 このフィルタは、２このフィルタを有するとみることが
できる。一方は純粋に非再帰的（例えばＦＩＲ）であ
り、他方は純粋に再帰的（例えばＩＩＲ）である。ｚ→
ｚM/2と置き換えると（ただしＭはシステムのポリフェ
ーズチャネルの数）、仕様に対する正しい遷移帯域幅お
よび減衰を有するが、帯域を通じてエイリアスフィルタ
を有するフィルタが得られる。
できる。一方は純粋に非再帰的（例えばＦＩＲ）であ
り、他方は純粋に再帰的（例えばＩＩＲ）である。ｚ→
ｚM/2と置き換えると（ただしＭはシステムのポリフェ
ーズチャネルの数）、仕様に対する正しい遷移帯域幅お
よび減衰を有するが、帯域を通じてエイリアスフィルタ
を有するフィルタが得られる。
【００４２】式（２３）を見ると分かるように、このフ
ィルタは既に、図３の受信器３００のＩＩＲポリフェー
ズ変換に対する正しい形を有している。これは、Ｍチャ
ネルフィルタの設計で進むべき適切な道を示している。
ィルタは既に、図３の受信器３００のＩＩＲポリフェー
ズ変換に対する正しい形を有している。これは、Ｍチャ
ネルフィルタの設計で進むべき適切な道を示している。
【００４３】式（２３）をＭチャネルシステムに一般化
すると、次の式（２４）が得られる。
すると、次の式（２４）が得られる。
【数２２】 ただし、Ｐは、ポリフェーズ受信器の非再帰的部分を実
装するのに必要な係数の総数である。これは、各チャネ
ルごとに、デシメートされたレートで単一の再帰型２次
フィルタにより実現可能である。チャネル選択性は、フ
ィルタの非再帰的部分Ｎ（ｚ）（例えば、図３のＦＩＲ
フィルタ３０６）から得られる。
装するのに必要な係数の総数である。これは、各チャネ
ルごとに、デシメートされたレートで単一の再帰型２次
フィルタにより実現可能である。チャネル選択性は、フ
ィルタの非再帰的部分Ｎ（ｚ）（例えば、図３のＦＩＲ
フィルタ３０６）から得られる。
【００４４】与えられた目的仕様に対して、Ｎ（ｚ）の
フィルタ係数は、修正レメス交換(Modified Remez Exch
ange)アルゴリズムを用いて計算することができる（例
えば、J. H. McClellan, T. W. Parks, and L. R. Rabi
ner, "A Computer Program for Designing Optimum FIR
Linear Phase Digital Filters", IEEE Trans. on Aud
io and Electroacoustics, Vol.AU-21, pp.506-526（１
９７３年１２月）参照）。レメス交換アルゴリズムへの
修正は、Ｄ（ｚM）に従って所望のパスバンド応答を調
整し、Ｄ（ｚM）の逆数に従ってストップバンドの誤差
に非零的に重みづけする。
フィルタ係数は、修正レメス交換(Modified Remez Exch
ange)アルゴリズムを用いて計算することができる（例
えば、J. H. McClellan, T. W. Parks, and L. R. Rabi
ner, "A Computer Program for Designing Optimum FIR
Linear Phase Digital Filters", IEEE Trans. on Aud
io and Electroacoustics, Vol.AU-21, pp.506-526（１
９７３年１２月）参照）。レメス交換アルゴリズムへの
修正は、Ｄ（ｚM）に従って所望のパスバンド応答を調
整し、Ｄ（ｚM）の逆数に従ってストップバンドの誤差
に非零的に重みづけする。
【００４５】図１１は、この方法を用いて生成した２５
６チャネルフィルタの性能のグラフである。図１１で
は、再帰的（すなわち分母）応答を点線で示し、非再帰
的（すなわち分子）応答を破線で示し、結果の応答を実
線で示す。
６チャネルフィルタの性能のグラフである。図１１で
は、再帰的（すなわち分母）応答を点線で示し、非再帰
的（すなわち分子）応答を破線で示し、結果の応答を実
線で示す。
【００４６】図１２は、図１１の２５６チャネルフィル
タの性能（実線で示す）を、ＩＳ−５４仕様要求（破線
で示す）と比較したグラフである。ＩＳ−５４仕様を満
たすのに必要な係数の数は３．５Ｍである（Ｍは偶数で
２より大きい）。従って、２５６チャネルの場合、全部
で８９６個の係数が必要であるが、これに対して、純粋
なＦＩＲの場合には１９２９個の係数を必要とする。こ
れは大幅な計算量の節約であるとともに、本発明の再帰
型フィルタは図６のＦＩＲフィルタの性能と比べてパス
バンドおよびストップバンドの性能がずっと良好である
ため、本発明によれば性能も大幅に改善される。主にこ
のフィルタの支配的部分が線形位相フィルタであること
により、図１３に示したように、図１２のフィルタの位
相特性もかなり線形である。
タの性能（実線で示す）を、ＩＳ−５４仕様要求（破線
で示す）と比較したグラフである。ＩＳ−５４仕様を満
たすのに必要な係数の数は３．５Ｍである（Ｍは偶数で
２より大きい）。従って、２５６チャネルの場合、全部
で８９６個の係数が必要であるが、これに対して、純粋
なＦＩＲの場合には１９２９個の係数を必要とする。こ
れは大幅な計算量の節約であるとともに、本発明の再帰
型フィルタは図６のＦＩＲフィルタの性能と比べてパス
バンドおよびストップバンドの性能がずっと良好である
ため、本発明によれば性能も大幅に改善される。主にこ
のフィルタの支配的部分が線形位相フィルタであること
により、図１３に示したように、図１２のフィルタの位
相特性もかなり線形である。
【００４７】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、Ａ
ＭＰＳおよびＴＤＭＡ（ＩＳ−５４）のような通信方式
の要求を満たすチャネル化送信器および受信器で用いら
れるフィルタを、従来の設計よりも少ない係数で、従っ
て、より単純で安価に、提供することができる。
ＭＰＳおよびＴＤＭＡ（ＩＳ−５４）のような通信方式
の要求を満たすチャネル化送信器および受信器で用いら
れるフィルタを、従来の設計よりも少ない係数で、従っ
て、より単純で安価に、提供することができる。
【図１】特定のフィルタ仕様要求の例の図である。
【図２】本発明の一実施例によるポリフェーズ送信器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】本発明の一実施例によるポリフェーズ受信器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】マルチチャネルディジタル受信器の機能図であ
る。
る。
【図５】従来のチャネル化ポリフェーズ受信器のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】ＦＩＲフィルタの応答および仕様の図である。
【図７】８次楕円プロトタイプフィルタのインパルス応
答および周波数応答の図である。
答および周波数応答の図である。
【図８】入力サンプルあたり１回の乗算を用いていかに
してオールパス構成を実装可能かを示す図である。
してオールパス構成を実装可能かを示す図である。
【図９】２チャネルオールパスポリフェーズ受信器の図
である。
である。
【図１０】例示的な等リプルフィルタ設計の図である。
【図１１】本発明を用いて生成される２５６チャネルフ
ィルタの性能の図である。
ィルタの性能の図である。
【図１２】図１１の２５６チャネルフィルタの性能をＩ
Ｓ−５４仕様要求と比較した図である。
Ｓ−５４仕様要求と比較した図である。
【図１３】図１２のフィルタの位相特性の図である。
２００ ポリフェーズ送信器 ２０２ 再帰型フィルタ ２０４ Ｍ点順離散フーリエ変換（ＦＤＦＴ） ２０６ 有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ ２０８ 並直列（Ｐ／Ｓ）変換器 ２１０ 遅延 ３００ ポリフェーズ受信器 ３０２ 直並列（Ｓ／Ｐ）変換器 ３０４ 遅延 ３０６ ＦＩＲフィルタ ３０８ Ｍ点逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ） ３１０ 再帰型フィルタ ４００ マルチチャネルディジタル受信器 ４０２ 変換器（ダウンコンバータ） ４０４ ローパスフィルタ ４０６ ダウンサンプラ ５００ チャネル化ポリフェーズ受信器 ５０２ Ｓ／Ｐ変換器 ５０４ 遅延 ５０６ サブフィルタ ５０８ Ｍ点ＩＤＦＴ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊ ｅｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (56)参考文献 特開 昭52−141510（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−102612（ＪＰ，Ａ) 電子情報通信学会編，”デジタル信号 処理ハンドブック”，オーム社（1993− １−31），ｐ．412−４ 電子通信学会技術報告，ＣＳ75−190, 丸田力男他，デジタルＴＤＭ−ＦＤＭ変 換装置（トランスマルチプ 電子通信学会技術報告，ＣＳ76−193, 青山友紀他，ＴＤＭ−ＦＤＭ変換用デジ タル信号処理過程の検討, 電子通信学会技術報告，ＣＳ76−194, 真野文雄他，ＴＤＭ−ＦＤＭ変換用デジ タル信号処理装置の検討, (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 3/02 G06F 17/14 H03H 17/02 613 H03H 17/02 671 ＩＮＳＰＥＣ（ＤＩＡＬＯＧ) ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (12)
- 【請求項１】 ポリフェーズ受信器を設計するための方
法であって、 （１）全域通過型フィルタに基づいて、無限インパルス
応答（ＩＩＲ）プロトタイプ フィルタを選択するステ
ップと、 （２）レメス交換アルゴリズムの修正版を適用して該ポ
リフェーズ受信器に対して係数を生成することによっ
て、該ＩＩＲフィルタをポリフェーズ構造として組織化
するステップであって該レメス交換アルゴリズムがＤ
（ＺM）に従う所望の通過帯域応答を調節し、およびＤ
（ＺM）の逆数に従うしゃ断帯域における誤差を比例的
に重みづけするよう修正されたものであるステップとを
含み、該ポリフェーズ受信器は （ａ）Ｍを１より大きな整数として、Ｍ個の信号チャン
ネルに対応する直列ストリームの信号を受信し、 （ｂ）該直列ストリームをＭ個の並列ストリームに変換
し及び （ｃ）該Ｍ個の並列ストリームをフィルタに通すことに
より該Ｍ個の信号チャンネルを復元するよう構成され、
ここで、該フィルタは、Ｚをフーリエ変換領域における
変数として、非再帰的な分子Ｎ（ｚ）と、ＺMの多項式
である再帰的な分母Ｄ（ＺM）とから成る関数を実行す
るものであることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の方法において該処理ス
テップ（ｃ）が （１）各並列ストリームを有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）フィルタに通すステップと、 （２）該Ｍ個のＦＩＲフィルタリングされたストリーム
に対して、フーリエ変換を適用して、Ｍ個のフーリエ変
換ストリームを生成するステップと （３）該Ｍ個のフーリエ変換ストリームの少なくとも１
つを再帰型フィルタに通すステップとを含む方法。 - 【請求項３】 請求項２に記載の方法において、該フー
リエ変換が、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）又は離散フー
リエ変換（ＤＦＴ）である方法。 - 【請求項４】 請求項３に記載の方法において、該再帰
的な分母が、少なくとも２次のＺM多項式である方法。 - 【請求項５】 請求項１に記載の方法において該再帰的
分母が少なくとも２次のＺM多項式である方法。 - 【請求項６】 請求項１に記載の方法において該ＩＩＲ
フィルタＣ０（ｚ）が、Ｐを分子Ｎ（ｚ）を実行するの
に用いられる係数の全数とし、またｈｐ，α０およびα
１を特定の定数として、 【数１】 の一般形式で与えられるものである方法。 - 【請求項７】 ポリフェーズ送信機を設計するための方
法であって、 （１）全域通過型フィルタに基づいて、無限インパルス
応答（ＩＩＲ）プロトタイプ フィルタを選択するステ
ップと、 （２）レメス交換アルゴリズムの修正版を適用して、該
ポリフェーズ受信器に対して係数を生成することによっ
て、該ＩＩＲフィルタをポリフェーズ構造として組織化
するステップであって、該レメス交換アルゴリズムが、
Ｄ（ＺM）に従う所望の通過帯域応答を調節し、および
Ｄ（ＺM）の逆数に従うしゃ断帯域における誤差を比例
的に重みづけするよう修正されたものであるステップと
を含み、該ポリフェーズ送信器は （ａ）Ｍを１より大きな整数として、Ｍ個の信号チャン
ネルに対応する並列ストリームの信号を受信し （ｂ）該Ｍ個の並列ストリームに対して、ｚをフーリエ
変換領域における変数として、非再起的な分子と、ＺM
の多項式である再帰的な分母とからなる関数を実行する
フィルタリングを適用してＭ個の並列なフィルタリング
されたストリームを生成し、及び、 （ｃ）該Ｍ個の並列なフィルタリングされたストリーム
を、送信のため該Ｍ個の信号チャンネルに対立する直列
ストリームの信号に変換するよう構成されていることを
特徴とする方法。 - 【請求項８】 請求項７に記載の方法において、該処理
ステップ（ｂ）が（１）Ｌを１以上Ｍ以下として、Ｍ個
の並列ストリームのうちのＬ個のを再帰型フィルタに通
すステップと （２）Ｌ個の再帰フィルタリングされたストリームと
（Ｍ−Ｌ）個の他の並列ストリームに対してフーリエ変
換を施して、Ｍ個のフーリエ変換ストリームを生成する
ステップと、 （３）該Ｍ個のフーリエ変換ストリームの各々をＦＩＲ
フィルタに通すステップとを含む方法。 - 【請求項９】 請求項７に記載の方法において該フーリ
エ変換がＦＦＤ又はＤＦＴである方法。 - 【請求項１０】 請求項９に記載の方法において、該再
帰的な分母が少なくとも次のＺM多項式である方法。 - 【請求項１１】 請求項７に記載の方法において、該再
帰的な分母が少なくとも２次のＺＭ多項式である方法。 - 【請求項１２】 請求項７に記載の方法において、該Ｉ
ＩＲフィルタＣ０（ｚ）が、Ｐを分子Ｎ（ｚ）を実行す
るのに用いられる係数の全数とし、またｈｐ，α０，お
よびα１を特定の定数として、 【数２】 の一般形式で与えられる方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/769980 | 1996-12-19 | ||
| US08/769,980 US5926455A (en) | 1996-12-19 | 1996-12-19 | Recursive filters for polyphase structures |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10190604A JPH10190604A (ja) | 1998-07-21 |
| JP3325819B2 true JP3325819B2 (ja) | 2002-09-17 |
Family
ID=25087103
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33453697A Expired - Fee Related JP3325819B2 (ja) | 1996-12-19 | 1997-12-04 | 通信信号処理方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5926455A (ja) |
| EP (1) | EP0849879A3 (ja) |
| JP (1) | JP3325819B2 (ja) |
| CA (1) | CA2221217C (ja) |
Families Citing this family (26)
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|---|---|---|---|---|
| JP3848421B2 (ja) * | 1997-01-31 | 2006-11-22 | 秀男 村上 | 離散時間信号に対する多重化装置および多重化システムと、離散時間信号に対する多重化方法 |
| JP4326031B2 (ja) * | 1997-02-06 | 2009-09-02 | ソニー株式会社 | 帯域合成フィルタバンク及びフィルタリング方法並びに復号化装置 |
| FR2761550B1 (fr) * | 1997-03-28 | 1999-06-25 | France Telecom | Filtre numerique pour retards fractionnaires |
| JP2001104281A (ja) * | 1999-10-13 | 2001-04-17 | Ge Yokogawa Medical Systems Ltd | ダイレクトデジタルシンセサイザおよびｍｒｉ装置 |
| WO2001050697A1 (en) * | 1999-12-30 | 2001-07-12 | Bandspeed, Inc. | Approach for processing data received from a communications channel in finite precision arithmetic applications |
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