KR100676001B1 - 광 디스크 재생 장치 - Google Patents

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요우이치 오구라
신이치 고니시
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마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
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Abstract

광 디스크 매체(1)로부터 검출한 재생 RF 신호(3)를 파형 정형한 후, 채널 클럭의 2배의 주기의 샘플링 클럭(8)으로 디지털 RF 신호(6)로 변환한다. 그 후, 제 1 오프셋 보정 회로(9)에 의해 고역의 오프셋 변동분을 보정하여, 디지털 적응 이퀄라이저(23)로 적응 등화한 후, 제 2 오프셋 보정 회로(27)에 의해, 제 1 오프셋 보정 회로(9)로 잔류한 오프셋 성분을 보정하여, 디지털 이치화 신호(37)를 복조한다. 이에 따라, 고배속 재생시, 또한, 기록 품질에 의존하는 어시메트리가 큰 경우에도, 고성능인 재생 성능을 유지하면서, 소비 전력의 저감을 하는 것이 가능해진다. 이에 따라, 저소비 전력으로, 또한 충분한 재생 성능을 실현 가능한 광 디스크 재생 장치를 제공할 수 있다.

Description

광 디스크 재생 장치{OPTICAL DISC REPRODUCING APPARATUS}
도 1은 본 발명의 실시예 1에 따른 광 디스크 재생 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 2는 고차등 리플 필터의 주파수 특성의 설명도이다.
도 3은 각종 부분 응답 방식의 주파수 특성과 MTF 특성을 도시하는 도면이다.
도 4(a)는 실시예 1에 있어서의 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 4(b)는 실시예 1에 있어서의 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 동작 원리를 설명하는 도면이다.
도 5(a)는 실시예 1에 있어서의 위상 동기 제어 회로(17)의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 5(b)는 실시예 1에 있어서의 위상 오차 정보(20)의 검출 원리를 설명하는 도면이다.
도 6은 유한 임펄스 응답 필터의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 7은 나이퀴스트(nyquist) 대역을 복원하기 위한 보간 필터(28)의 동작 원리를 설명하는 도면이다.
도 8(a)는 실시예 1에 있어서의 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 8(b)는 실시예 1에 있어서의 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 동작 원리를 설명하는 도면이다.
도 9는 실시예 1에 있어서의 지터 정보(39)의 검출 원리를 설명하는 도면이다.
도 10은 본 발명의 실시예 2에 따른 광 디스크 재생 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 11(a)는 실시예 2에 있어서의 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 1l(b)는 실시예 2에 있어서의 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 동작 원리를 설명하는 도면이다.
도 12(a)는 실시예 2에 있어서의 위상 동기 제어 회로(17)의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 12(b)는 실시예 2에 있어서의 위상 오차 정보(20)의 검출 원리를 설명하는 도면이다.
도 13은 실시예 2에 있어서의 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 구성 요소인 필터 계수 학습 회로의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 14는 기록 부호와 레벨 판별 방식과 PR(a, b, b, a) 등화 방식에 대한 설명도이다.
도 15(a)는 실시예 2에 있어서의 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 15(b)는 실시예 2에 있어서의 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 동작 원리를 설명하는 도면이다.
도 16(a)는 실시예 2에 있어서의 데이터 복조 회로(36)의 구성 요소인 병렬형 비터비 복호기의 상태 천이를 도시하는 도면이다.
도 16(b)는 실시예 2에 있어서의 데이터 복조 회로(36)의 구성 요소인 병렬형 비터비 복호기의 복호의 순서를 도시하는 도면이다.
도 17은 종래의 광 디스크 재생 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1 : 광 디스크 매체 2 : 재생 신호 검출 회로
3 : 재생 RF 회로 4 : 재생 RF 신호 조정 회로
5 : 아날로그 디지털 컨버터 6 : 디지털 RF 신호
7 : 클럭 생성 회로 8 : 샘플링 클럭
9 : 제 1 오프셋 보정 회로 10 : 제 1 직선 보간 필터
11 : 보간 신호 12 : 오프셋 정보 검출 회로
13 : 오프셋 정보 14 : 오프셋 레벨 평활화 회로
본 발명은, 광 기록 매체로부터 디지털 데이터를 재생하기 위한 광 디스크 재생 장치에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 재생 RF 신호로부터 디지털 2치화 신호를 복조하는 리드 채널 기술에 관한 것이다.
광 디스크 매체에 디지털 데이터를 기록하는 방식으로서, 컴팩트 디스크(Compact Disc; 이하, CD라 부름), DVD(Digital Versatile Disk; 이하, DVD라 부름), 및, DVD-RAM(Digital Versatile Disk-Random Access Memory; 이하, DVD-RAM이라 부름)에 보이도록 선속도를 일정하게 하여 기록 매체 상의 기록 밀도를 균일하게 하는 방식이 많이 이용되고 있다. 선 기록 밀도가 일정하게 되도록 마크폭 변조하여 디지털 변조 기록된 재생 RF(Radio Frequecy; 이하, RF라 부름) 신호에 대하여 디지털 2치화 신호를 재생하는 경우, 디지털 데이터의 기록 품질이나, 재생 경로에서의 신호 열화에 의존하지 않고 높은 재생 능력을 실현하는 방법으로서, PRML(Partial Response Maximum Likelihood ; 이하, PRML이라 부름) 신호 처리 방식을 적용하는 디지털 리드 채널 방식이 알려져 있다. PRML 신호 처리를 적용하는 경우에는, 재생 RF 신호가 갖는 채널 비트 주파수에 상당하는 클럭 성분의 위상을, 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정한 신호로부터 검출하고, 위상 동기 인입을 실현하여 샘플링 신호의 동기화를 도모할 필요가 있지만, 고배속 재생시는, 고속으로 동작하는 디지털 회로에 의한 소비 전력을 저감하기 위해서, 재생 RF 신호가 갖는 채널 비트 주파수의 절반의 주파수에 상당하는 클럭 성분의 위상에 동기한 신호를 이 용하는 방법도 있다.
이하, 재생 RF 신호가 갖는 채널 비트 주파수의 절반의 주파수에 상당하는 클럭 성분의 위상에 동기한 신호를 이용하여, 디지털 2치화 신호를 검출하는 방법에 대하여 설명한다.
도 17에 있어서, 광 기록 매체(1)로부터 재생 수단(55)에 의해 재생된 광 디스크 재생 신호를 프리앰프(56)로 출력 진폭을 강조한 후, 파형 등화 수단(57)으로 고역을 강조하는 것 같은 보정을 실시한다. 파형 등화 수단(57)은, 부스트량과 컷오프 주파수를 임의로 설정할 수 있는 필터로 구성된다. 파형 등화 수단(57)의 출력 신호를 클럭 발생 수단(58)에 의해 생성되는 재생 클럭을 이용하여 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 수단으로서의 아날로그 디지털 컨버터(5)에 의해 다비트의 디지털 RF 신호(6)로 표본화한다. 이 때, 복조되어야 할 디지털 2치화 신호(37)의 부호가, 예컨대, DVD에서 이용되고 있는 것 같은 8-16 변조 부호와 같이, 최소 런랭스(run-length)가 2로 제한된 부호를 이용하고 있고, 또한, 광 재생 특성인 MTF(Mutual Transfer Function; 이하, MTF라 부름) 특성이, 도 3에 도시하는 바와 같이, 채널 비트 주파수의 대략 1/4 이하의 대역에서 분포하고 있는 경우, 샘플링의 정리에 의해, 채널 비트 주파수의 절반의 주파수 성분을 갖는 재생 클럭을 이용하여, 아날로그 디지털 컨버터(5)로 표본화한 경우에 있어서, 이론상으로는, 디지털 2치화 신호(37)를 복조하는 것이 가능하다.
이 표본화된 다비트의 디지털 RF 신호(6)를 하프레이트 처리용 오프셋 제어 수단(59)에 입력함으로써, 디지털 RF 신호(6)에 포함되는 진폭 방향의 오프셋 성분 을 보정한다.(자세하게는, 특허문헌 1의 발명의 개시의 도 4의 설명 개소를 참조).
한편, PRML 신호 처리를 실현하기 위해서, 재생 신호로부터, 그것에 포함되는 클럭 성분의 절반의 주파수의 위상과 동기한 표본화 신호를 생성하는 것이 필요하다. 그것을 실현하기 위한 하프레이트 처리용 위상 동기 제어 수단(60)은, 아날로그 디지털 컨버터(5)와 하프레이트 처리용 오프셋 제어 수단(59)을 거쳐서 생성된 출력 신호로부터, 하프레이트 처리용 위상 오차 정보 검출 수단(61)에 의해, 정규의 표본화 위치의 신호와, 시간 방향으로 결락한 신호를 보간 처리에 의해 복원한 보간 신호를 이용하여 위상 오차 정보를 검출한다. 그래서 생성된 위상 오차 정보를 평활화하기 위한 루프 필터(62)의 출력 신호를 기초로, 클럭 발생 수단(58)을 이용하여, 재생 클럭의 위상과 재생 신호가 갖는 클럭 성분의 절반의 주파수의 위상이 동기하도록 제어한다. 이들, 아날로그 디지털 컨버터(5)로부터 시작하여, 클럭 발생 수단(58)까지의 경로에 의해 생성되는 재생 클럭을 이용하여, 재생 RF 신호(3)가 갖는 클럭 성분의 절반의 주파수의 위상과 동기한 다비트의 디지털 RF 신호(6)를 생성할 수 있어, PRML 신호 처리를 실현하는 것이 가능해진다.
다음에, 하프레이트 처리용 오프셋 제어 수단(59)의 출력 신호를, 하프레이트 처리용 적응 등화 수단(63)에 입력하여, 부분 응답 등화를 실행한다. 여기서, 부분 응답 등화는, 예컨대, DVD에 대하여, 도 15(b)에 도시하는 바와 같이, 등화후의 파형 진폭이, 5값으로 나누어지는 것 같은 PR(a, b, b, a) 방식을 이용하는 것으로 한다. 여기서, 도 15(b)에 있어서의, 흰 원형 ○는, 재생 RF 신호(3)가 갖는 클럭 성분의 절반의 주파수의 위상과 동기한 표본화 신호를 부분 응답 등화한 것이 며, 검은 원형 ●은, 하프레이트 처리용 적응 등화 수단(63)이 갖는, 나이퀴스트 대역을 복원하는 것이 가능한 보간 필터(28)에 의해, 시간 방향으로 결락(缺落)한 신호를 복원한 것이다.
상술한 바와 같이, PRML 신호 처리 방식은, 재생 파형의 특성이나 변조 부호에 의해, 여러가지 조합이 존재하기 때문에, 각종 기록 재생계에 대하여, 적절한 방식을 선택하는 것이 필요하다. 하프레이트 처리용 적응 등화 수단(63)은, 예컨대, 부분 응답 등화를 하기 위한 유한 임펄스 응답 필터와, 유한 임펄스 응답 필터로부터 출력되는 부분 응답 등화 출력 신호에 존재하는 등화 오차가 최소가 되도록 적응적으로 제어하는 LMS(최소 제곱법; 이하, LMS라 부름) 알고리즘을 이용한 필터 계수 학습 회로와, 시간 방향으로 결락한 신호를 복원하기 위한 나이퀴스트 대역을 복원하는 것이 가능한 보간 필터(28)에 의해 구성된다. 이 유한 임펄스 응답 필터에 의한 등화 특성은, 필터 계수를 가변시키는 것으로 실현되는 것이다.(자세하게는, 특허문헌 1의 발명의 개시의 도 6, 도 10, 및, 도 11의 설명 개소를 참조).
이상, 일련의 동작에 의해 출력된, 부분 응답 등화 신호를 이용하여, 부분 응답의 유형에 따라 복호를 실행하는 하프레이트 처리용 최우(maximum likelihood) 복호기(64)를 통해서 데이터 복조를 실행한다. 여기서, 하프레이트 처리용 최우 복호기(64)는, 채널 비트 주파수의 절반의 주파수를 이용하여 복조 처리를 하는 비터비 복호기이다. 비터비 복호기는, 부분 응답의 유형에 따라 의도적으로 부가된 부호의 상관의 법칙에 따라서 확률 계산을 행하여, 가장 확실할 것 같은 계열을 추정하는 것이다. 단, 처리 주파수가, 채널 비트 주파수의 절반의 주파수인 경우는, 상태 천이에 있어서, 인접하는 2개의 상태를 하나로 정리하여 생각할 필요가 있다. 예컨대, 하프레이트 처리용 적응 등화 수단(63)의 출력 신호가, 정규의 표본화 위치에 있어서의 신호와, 보간에 의해 복원된 보간 신호를 병렬로 출력하고 있는 경우는, 인접하는 2개의 상태에 대하여, 정규의 표본화 위치에 있어서의 정규 데이터와 보간 데이터를 각각 입력하여, 병렬 처리를 하는 방법을 이용한다. (자세하게는, 특허문헌 1의 발명의 개시의 도 12의 설명 개소를 참조).
이러한, 8-16 변조 부호 등이 갖는 특징을 살려, PRML 신호 처리 방식을, 채널 비트 주파수의 절반의 주파수로 실행한다는 일련의 수단에 의해, 소비 전력을 대폭 저감하는 것이 가능해진다. 또한, 직선 보간 필터나 나이퀴스트 보간 필터를 이용하여, 시간 방향으로 결락한 신호를 복원하여, 오프셋 보정 제어나 위상 동기 제어를 하는 것이 가능하기 때문에, 재생 성능을 유지하는 것이 가능해진다.
[특허문헌 1] 일본 특허공개 2003-36612호 공보
그러나, 상기 종래의 구성에서는, 재생 RF 신호에 있어서 기록 디지털 데이터 품질에 의존하여 발생하는 상하 비대칭 왜곡인 어시메트리(asymmetry)가 큰 경우는, 시간 방향으로 결락한 데이터를 직선 보간에 의해 복원하여 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정하는 방법에서는, 어시메트리에 의한 연산 오차가 발생하기 때문에, 오프셋 보정 정밀도가 나빠지고, PRML 신호 처리시에도, 오프셋 성분이 남기 때문에 디지털 2치화 신호의 복조 성능이 저하한다. 또한, 오프셋 성분의 보정시 에 나이퀴스트 필터를 이용한 데이터 보간에 의해 정밀도를 향상하는 경우에도, 나이퀴스트 보간 처리에 의해 피드백 제어 루프가 길어져 버리기 때문에, 디펙트 통과시나 오프셋의 급격한 변화 등에 대하여, 고속인 피드백 제어를 필요로 하는 경우에는, 제어 성능이 열화해 버린다. 마찬가지로, 부분 응답 등화 성능도, 필터 계수 학습의 근원 신호가 오프셋 성분을 가지기 때문에, 열화해 버린다.
한편, PRML 신호 처리 방식이 아니라 임의의 레벨로 이치화 판별을 하는 레벨 판별 방식을 적용하는 경우, 및, 재생계의 신호 품질을 나타내는 지터를 정확히 검출하는 경우는, 재생 RF 신호의 클럭 성분에 대하여, 상술한 샘플링 위상의 180도 시프트한 위상으로 샘플링을 하는 것이 바람직하지만, 마찬가지로 어시메트리가 큰 경우에는, 정확한 디지털 2치화 신호의 검출 및 지터의 검출을 할 수 없다고 하는 과제를 갖고 있었다.
본 발명은, 상기 종래의 과제를 해결하기 위해서 이루어진 것으로, 고배속 재생시에 있어서도, 또한, 기록 품질에 의존하는 어시메트리가 큰 경우에 있어서도, 저소비 전력으로, 또한 충분한 재생 성능을 실현하는 것이 가능한 광 디스크 재생 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 종래의 과제를 해결하기 위해서, 본 발명에 따른 광 디스크 재생 장치는, 동일한 부호가 적어도 3개 이상 연속하는 제약을 갖는 기록 부호에 의해 디지털 기록되어 있는 광 기록 매체로부터, 디지털 데이터를 복조하는 광 디스크 재생 장치에 있어서, 상기 광 기록 매체로부터 재생 RF 신호를 검출하는 재생 신호 검출 회로와, 상기 재생 RF 신호의 진폭의 조정을 하고, 또한 지터를 양호하게 하는 재생 RF 신호 조정 회로와, 상기 재생 RF 신호에 포함되는 클럭 성분의 2배의 주기에 동기한 샘플링 클럭을 생성하는 클럭 생성 회로와, 상기 재생 RF 신호 조정 회로의 출력 신호를 상기 샘플링 클럭으로 샘플링함으로써, 디지털 RF 신호를 생성하는 아날로그 디지털 컨버터와, 상기 디지털 RF 신호에 있어서의 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정하는 제 1 오프셋 보정 회로와, 상기 제 1 오프셋 보정 회로의 출력 신호로부터 위상 오차 정보를 추출하여, 해당 위상 오차 정보를 0에 근접시키도록, 상기 클럭 생성 회로가 생성하는 상기 샘플링 클럭의 위상 동기 제어를 하는 위상 동기 제어 회로와, 상기 제 1 오프셋 보정 회로의 출력 신호를 적응적으로 등화하는 디지털 적응 이퀄라이저와, 상기 제 1 오프셋 보정 회로의 출력 신호를 적응적으로 등화하는 디지털 적응 이퀄라이저와, 상기 제 1 오프셋 보정 회로에서 보정할 수 없었던 오프셋 성분의 영향에 의해, 상기 디지털 적응 이퀄라이저의 출력 신호에서 발생하는 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정하는 제 2 오프셋 보정 회로와, 상기 디지털 적응 이퀄라이저의 출력 신호를 입력 신호로 하여, 이것을 일정 시간 지연하여 출력하는 제 1 복조 전처리 신호와, 이것의 시간 방향으로 결락한 신호인 제 2 복조 전처리 신호를 생성하는 보간 필터를 구비하고, 상기 제 2 오프셋 보정 회로는, 상기 제 1 복조 전처리 신호와 상기 제 2 복조 전처리 신호로부터, 진폭 방향의 오프셋 정보를 추출하여, 상기 디지털 적응 이퀄라이저의 출력 신호의 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정하는 것이고, 또한, 상기 제 1 복조 전처리 신호와 상기 제 2 복조 전처리 신호로부터, 지터 정보를 추출하는 지터 검출 회로와, 상기 제 1 복조 전처리 신호와 상기 제 2 복조 전처리 신호를 복조하여 디지털 2치화 신호를 얻는 데이터 복조 회로를 구비한 것을 특징으로 한다.
또한, 광 디스크 재생 장치에 있어서, 상기 제 1 오프셋 보정 회로가, 상기 디지털 RF 신호를 채널 비트로 환산했을 때에 시간 방향으로 결락한 신호를, 시간적으로 인접하는 상기 디지털 RF 신호의 평균값을 구하는 것에 의해 복원하는 제 1 직선 보간 필터를 구비하고, 상기 디지털 RF 신호와 상기 제 1 직선 보간 필터의 출력 신호로부터, 상기 디지털 RF 신호의 진폭 방향의 오프셋 성분을 추출하여, 상기 디지털 RF 신호의 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정하는 것을 특징으로 한다.
또한, 광 디스크 재생 장치에 있어서, 상기 위상 동기 제어 회로가, 상기 디지털 RF 신호를 채널 비트로 환산했을 때에 시간 방향으로 결락한 신호를, 시간적으로 인접하는 상기 제 1 오프셋 보정 회로의 출력 신호의 평균값을 구하는 것에 의해 복원하는 제 2 직선 보간 필터를 구비하고, 상기 제 1 오프셋 보정 회로의 출력 신호와 상기 제 2 직선 보간 필터의 출력 신호로부터 위상 오차 정보를 추출하여, 해당 위상 오차 정보를 0에 근접시키도록, 상기 클럭 생성 회로가 생성하는 상기 샘플링 클럭의 위상 동기 제어를 하는 것을 특징으로 한다.
또한, 광 디스크 재생 장치에 있어서, 상기 보간 필터가, 정밀도를 유지하는 데 필요한 최소한의 탭수를 갖는 유한 임펄스 응답 필터에 의해 구성되고, 나이퀴스트 대역을 복원하는 것을 특징으로 한다.
또한, 광 디스크 재생 장치에 있어서, 상기 제 1 오프셋 보정 회로가, 제어 속도를 조정하는 제 1 제어 이득 조정 회로를 구비하고, 상기 제 2 오프셋 보정 회로가, 제어 속도를 조정하는 제 2 제어 이득 조정 회로를 구비하고, 제 1 제어 이득 조정 회로는 고속으로 제어할 수 있도록 제어 이득을 설정하고, 제 2 제어 이득 조정 회로는 저속으로 제어할 수 있도록 제어 이득을 설정하는 것을 특징으로 한다.
또한, 광 디스크 재생 장치에 있어서, 상기 아날로그 디지털 컨버터의 샘플링 위상을, 채널 비트 주파수의 위상으로 0도와 180도의 어느 것으로 할지를 전환하기 위한 샘플링 위상 전환 플래그를 생성하는 샘플링 위상 전환 플래그 발생 회로를 더 구비하고, 상기 위상 동기 제어 회로가, 상기 샘플링 위상 전환 플래그에 따라서, 상기 위상 오차 정보를 검출하는 방법을 전환하는 것이며, 상기 제 1 오프셋 보정 회로와 상기 제 2 오프셋 보정 회로가, 상기 샘플링 위상 전환 플래그에 따라서, 상기 진폭 방향의 오프셋 성분을 추출하는 방법을 전환하는 것이며, 상기 디지털 적응 이퀄라이저가, 부분 응답 방식에 준하여 적응적으로 등화를 하는 것이며, 상기 데이터 복조 회로가, 상기 부분 응답 방식에 따라 확률 연산을 하는 최우 복호 회로를 더 구비하고, 상기 샘플링 위상 전환 플래그에 따라, 복조 방식을 전환하는 것을 특징으로 한다.
또한, 광 디스크 재생 장치에 있어서, 상기 디지털 적응 이퀄라이저가, 유한 임펄스 응답 필터로 구성되고, 그 각 탭의 가중 계수를, 상기 제 1 복조 전처리 신호와 상기 제 2 복조 전처리 신호가, 목표로 하는 부분 응답 방식의 목표 레벨과의 오차의 자승 평균이 0에 근접하도록 학습하는 필터 계수 학습 회로를 구비하는 것 을 특징으로 한다.
이하에, 본 발명의 광 디스크 재생 장치의 실시예를 도면과 함께 상세히 설명한다.
(실시예 1)
도 1은 본 발명의 실시예 1에 있어서의 광 디스크 재생 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
이 실시예 1은, 본 발명의 청구항 1 내지 청구항 5에 대응하는 것이며, 광 디스크 매체로부터 재생된 재생 RF 신호를 디지털화하여 디지털 2치화 신호를 복조할 때에, 채널 비트 주기의 2배의 주기의 샘플링 클럭에 동기하여 디지털 신호로 변환한 후, 고속 제어에 대응할 수 있는 제 1 오프셋 보정 회로와, 저속 제어, 또한 오프셋 보정 정밀도 중시의 제 2 오프셋 보정 회로를 적용하여, 위상 동기 제어, 적응 등화 처리, 지터 검출 등을 유효히 기능시킴으로써, 저소비 전력을 실현하고, 또한, 재생 RF 신호에 존재하는 어시메트리가 큰 경우에도, 고성능인 재생 능력을 실현할 수 있도록 한 것이다.
도 1에 있어서, 본 실시예 1에 있어서는, 광 디스크 매체(1)로부터 재생 신호 검출 회로(2)에 의해 재생된 재생 RF 신호(3)에 대하여, 재생 RF 신호 조정 회로(4)에 의해, 출력 신호를 강조하고, 또한 고역을 강조하는 것 같은 보정을 실시하며, 복조 신호 이외의 대역에 존재하는 잡음 성분을 제거함으로써, 지터의 개선을 도모한다. 여기서, 재생 RF 신호 조정 회로(4)는, 부스트량과, 컷오프 주파수 를, 임의로 설정할 수 있는 필터로 구성된다. 이 필터는, 예컨대, 도 2의 실선으로 나타내는 주파수 특성을 갖는 고차 리플 필터 등이더라도 좋다. 이 도면에서, 점선으로 나타낸 특성은 고역의 부스트를 하지 않는 경우의 특성이다.
재생 RF 신호 조정 회로(4)의 출력 신호를, 클럭 생성 회로(7)에 의해 생성되는 샘플링 클럭(8)을 이용하여, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 회로로서의 아날로그 디지털 컨버터(5)에 의해 다비트의 디지털 RF 신호(6)로 표본화한다. 이 때, 복조되어야 할 디지털 2치화 신호(37)의 부호가, 예컨대, DVD에서 이용되고 있는 것 같은 8-16 변조 부호와 같이, 동일한 부호가 적어도 3개 이상 연속한다고 하는 제약을 갖는 기록 부호(최소 런랭스가 2로 제한된 부호)를 이용하고 있고, 또한, 광 재생 특성인 MTF(Mutual Transfer Function; 이하, MTF라 부름) 특성이, 도 3에 도시하는 바와 같이, 채널 비트 주파수의 거의 1/4(규격화 주파수에서 0.25) 이하의 대역에서 분포하고 있는 경우, 표본화 정리에 의해, 채널 비트 주파수의 절반의 주파수 성분을 갖는 샘플링 클럭(8)을 이용하여, 아날로그 디지털 컨버터(5)로 표본화한 경우에 있어서, 이론상으로는, 디지털 2치화 신호(37)를 복조하는 것이 가능하다.
이 표본화된 다비트의 디지털 RF 신호(6)를 제 1 오프셋 보정 회로(9)에 입력함으로써, 디지털 RF 신호(6)에 포함되는 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정한다.
이하, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 상세한 회로 구성, 및, 동작 원리에 대하여, 도 4(a), 및, 도 4(b)를 이용하여 설명한다. 또, 여기서 도시하는 회로는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 도시 회로에 한정되는 것이 아니다.
도 4(a)는 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 또한, 도 4(b)는 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 동작 원리를 나타내는 설명도이다.
도 4(a), 및, 도 4(b)에 있어서, 채널 비트 주파수의 절반의 주파수를 기준으로 생성된 샘플링 클럭(8)에 의해 표본화된, 흰 원형 ○으로 나타내는 것 같은 디지털 RF 신호(6A 내지 6L)로부터, 인접 데이터 사이에서 평균화를 하는 기능을 구비한 제 1 직선 보간 필터(10)에 의해, 채널 비트 레이트로 본 경우에 결락한 시간 방향의 성분인 보간 신호(11)(검은 원형 ●으로 나타내는 11A 내지 11L)를 복원한다. 예컨대, 디지털 RF 신호(6F와 6G)를 가산하여 평균함으로써 보간 신호(11G)가 생성된다. 다음에, 오프셋 정보 검출 회로(12)에 의해, 디지털 RF 신호(6)와 보간 신호(11)를 이용하여, 도 4(b)에 나타내는, 제로 레벨에 대하여 양 신호의 부호의 극성이 다른 것으로 되는 제로크로스 위치를 검출하고, 또한, 그 제로크로스 위치에 있어서의 오프셋 정보(13)(흰 삼각형 △로 나타내는 13A 내지 13E)를 검출한다. 이 때, 오프셋 정보 검출 회로(12)의 동작 원리로서는, 디지털 RF 신호(6F)의 부호의 극성과 보간 신호(11G)의 부호의 극성이 다른 경우에, 이 위치가 제로크로스 위치라고 특정한다(11B와 6B, 6C와 11D, 11E와 6E, 그외에 대해서도 동일함). 이와 같이 제로크로스 위치라고 특정된 개소에서, 디지털 RF 신호(6F)와 보간 신호(11G)를 가산하여 평균함으로써 오프셋 정보(13D)를 생성한다. 오프셋 정보(13)는, 오프셋 레벨 평활화 회로(14)에 의해 평활화한 후, 제 1 제어 이득 조정 회로(15)에 의해 오프셋 보정의 원하는 응답 특성에 맞춘 이득 조정을 한 후, 디지털 RF 신호(6)로부터 감산 회로(16)에 의해 감산함으로써, 디지털 RF 신호(6)에 포함 되는 진폭 방향의 오프셋 성분을 저감하는 것이다.
이와 같이 제 1 오프셋 보정 회로(9)에 의해 오프셋 보정된 신호는, 도 4(b)에 도시하는 바와 같이, 상하 비대칭 왜곡이 큰 신호에 대해서는, 상술한 직선 보간의 연산 정밀도에 의해 오프셋 정보(13)가 정확히 연산할 수 없기 때문에, 부호적 중심 레벨과 제로 레벨이 일치하지 않는 경우가 있다. 그러나, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호는, 후술하는 위상 동기 제어 회로(17)에 이용되는 신호이기 때문에, 제어 루프 지연이 가능한 한 짧은 쪽이, 위상 동기 제어에 있어서 성능면에서 유리해지기 때문에, 제로 레벨과 부호적 중심 레벨의 차는, 후술하는 제 2 오프셋 보정 회로(27)에 의해 보상하는 것을 선택하여, 제 1 제어 이득 조정 회로(15)를 고속인 응답이 가능한 이득으로 설정함으로써, 제 1 오프셋 보정 회로(9)는, 광 디스크 매체(1)의 기록 데이터 표면의 오염이나 상처 등의 디펙트나, 트랙킹 서보에 있어서의 오프트랙 오류 등에 의존하여 발생하는 진폭 방향의 오프셋 변동이 고속인 보정을 목적으로서 적용하는 것이 바람직하다.
한편, 디지털 신호 처리 방식을 적용하는 경우에, 소비 전력의 저감을 하기 위해서, 재생 RF 신호(3)로부터, 그것에 포함되는 클럭 성분의 절반의 주파수의 위상과 동기한 디지털 RF 신호(6)를 생성하는 것이 필요하다. 그것을 실현하기 위해서, 위상 동기 제어 회로(17)를 이용하여, 아날로그 디지털 컨버터(5)로부터 제 1 오프셋 보정 회로(9)를 거쳐서 생성된 출력 신호와, 그 신호로부터 시간 방향으로 결락한 신호를 보간 처리에 의해 복원한 신호를 이용하여 위상 오차 정보(20)를 검출한 후, 이것을 위상 동기 제어를 하기 위한 위상 동기 제어 신호(17a)로 가공하 여, 클럭 생성 회로(7)에 입력함으로써, 샘플링 클럭(8)의 위상과 재생 RF 신호 조정 회로(4)의 출력 신호가 갖는 클럭 성분의 절반의 주파수의 위상이 동기하도록 제어한다. 여기서, 클럭 생성 회로(7)는, 입력되는 전압값에 따라 샘플링 클럭(8)을 생성하는 것이며, 전압 제어 발진기(이하, VCO라 부름)에 의해 구성되는 것이더라도 좋다. 이와 같이, 아날로그 디지털 컨버터(5)->제 1 오프셋 보정 회로(9)->위상 동기 제어 회로(17)->클럭 생성 회로(7)->아날로그 디지털 컨버터(5)의 일련의 회로 동작을 하는 것에 의해 위상 동기 제어를 실현할 수 있다.
이하, 위상 동기 제어 회로(17)의 상세한 회로 구성, 및, 동작 원리에 대하여, 도 5(a), 및, 도 5(b)를 이용하여 설명한다. 또, 여기서 도시하는 회로는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 도시 회로에 한정되는 것이 아니다.
도 5(a)는 위상 동기 제어 회로(17)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 또한, 도 5(b)는 위상 동기 제어 회로(17)에 있어서의 위상 오차 정보(20)의 생성 원리를 나타내는 설명도이다.
도 5(a), 및, 도 5(b)에 있어서, 흰 원형 ○으로 나타내는 것 같은 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호로부터, 인접 데이터 사이에서 평균화를 하는 기능을 구비한 제 2 직선 보간 필터(18)에 의해, 검은 원형으로 나타내는 것 같은 채널 비트 레이트로 본 경우에 결락한 시간 방향의 성분인 보간 신호(18A 내지 18H)를 복원한다. 예컨대, 인접하는 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호를 가산하여 평균함으로써, 제 2 직선 보간 필터(18)의 출력 신호(18A 내지 18H)가 생성된다.
다음에, 위상 오차 정보 검출 회로(19)에 의해, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호와, 제 2 직선 보간 필터(18)의 출력 신호를 이용하여, 도 5(b)에 나타내는, 제로 레벨에 대하여 양 신호의 부호의 극성이 다른 것으로 되는 제로크로스 위치를 검출하고, 또한, 그 제로크로스 위치에 있어서의 위상 오차 정보(20)(흰 삼각형 △로 나타내는 20A 내지 20D)를 검출한다. 이 때, 위상 오차 정보 검출 회로(19)의 동작 원리는, 제로크로스 위치라고 특정된 개소에서, 상승에지에 관해서는, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호와, 제 2 직선 보간 필터(18)의 출력 신호(18)를 가산하여 평균함으로써, 위상 오차 정보(20C)(20A, 및 기타도 동일)를 생성한다. 한편, 하강에지에 관해서는, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호와, 제 2 직선 보간 필터(18)의 출력 신호를 가산하여 평균함으로써, 검은 삼각형 ▲으로 나타내는 것 같은 위상 오차 정보 전처리 신호(하강에지)(20B')를 생성한 후, 극성을 반전시킴으로써, 위상 오차 정보(20B)(20D, 및 기타도 동일)를 생성한다. 이렇게 하여 얻은, 위상 오차 정보(20A~20D)를 연결한 위상 오차 곡선은, 제로 레벨에 대하여 정의 극성을 나타내고 있고, 이에 따라, 위상이 지연되어 있는 것을 나타내고 있다. 이것이 반대로 되는 경우는, 위상이 진행하고 있는 것을 나타내고 있다.
위상 동기 루프 필터(21)는, 상기한 바와 같이 하여 검출된 위상 오차 정보(20)에 대하여 필터 처리를 실시하여 출력한다. 디지털 아날로그 컨버터(22)는, 상기 위상 동기 루프 필터(21)의 출력 신호를 아날로그 제어 신호인 위상 동기 제어 신호로 변환한다. 또, 위상 동기 루프 필터(21)는, 비례 성분과 적분 성분의 이득을 조정하여, 각각을 혼합하여 적분 처리를 하는 것 같은 구성의 것이라도 좋다.
다음에, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호를 입력으로 하여, 디지털 적응 이퀄라이저(23)에 의해, 입력 신호의 지터를 양호하게 하는 등화 처리를 한다. 이 때, 디지털 적응 이퀄라이저(23)는, 일례로서, 도 6에 나타내는 것 같은, D 플립플롭에 의해 구성되는 2T(T는, 채널 비트 레이트 주기)분 신호를 지연시키기 위한 지연 소자(24a~24f)와, 입력 신호(제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호), 및, 각각의 지연 소자(24a~24f)의 출력에 대하여, 필터 계수 C1 내지 C7을 승산하기 위한 승산기(25a~25g)와, 승산기(25a~25g)의 출력 신호를 승산하는 가산기(26)에 의해 구성되는 유한 임펄스 응답 필터로 구성되는 것이더라도 좋다. 여기서, 도 6에 나타내는 회로 구성은 어디까지나 일례이며, 본 발명은 그것에 한정되는 것이 아니다.
디지털 적응 이퀄라이저(23)의 출력 신호는, 제 2 오프셋 보정 회로(27)에 입력되어, 제 1 오프셋 보정 회로(9)로 보정할 수 없던 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정한다. 여기서, 보간 필터(28)에 의해, 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 출력 신호를 입력 신호로 하여, 직선 보간보다도 고정밀도로 나이퀴스트 대역을 복원함으로써, 채널 비트 레이트로 본 경우에 결락한 시간 방향의 성분인 제 2 복조 전처리 신호(30)를 생성한다. 동시에, 보간 필터(28)에 의해, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호를, 보간 필터(28)에서의 제 2 복조 전처리 신호(30)를 얻기 위한 연산 지연 시간에 상당하는 시간분을 지연하여, 제 1 복조 전처리 신호(29)를 생성한다. 그리고, 이 제 2 오프셋 보정 회로(27)는, 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)를 입력 신호로 하여, 상기 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 출 력 신호에 있어서의 진폭 방향의 오프셋 성분을 추출하고, 해당 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 출력 신호에 대하여, 해당 오프셋 성분을 보정하는 것이다. 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 입력 신호에 있어서는, 상술한 디펙트나 진폭 방향의 오프셋 변동은, 제 1 오프셋 보정 회로(9)에 의해 저감되어 있기 때문에, 제 2 오프셋 보정 회로(27)는, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 응답 속도와 비교하여, 충분히 응답 속도를 느리게 하는 것이 바람직하다.
상기의 보간 필터(28)는, 상술한 바와 같이, 도 7에 나타내는 것 같은 나이퀴스트 대역을 복원하는 필터 계수를 가진 유한 임펄스 응답 필터에 의해 구성되는 것이더라도 좋다. 여기서, Tch는 채널 비트 레이트를 나타내고 있고, 세로축은 유한 임펄스 응답 필터의 필터 계수이다. 유한길이가 긴 필터일수록 나이퀴스트 보간의 정밀도가 향상하지만, 예컨대, 윈도우 함수를 이용하여, 유한탭의 중단 연산 오차의 영향을 경감함으로써 회로 규모를 삭감하는 것도 가능하다. 여기서 도시하는 구성과 필터 계수는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 도시 회로에 한정되는 것이 아니다.
이하, 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 상세한 회로 구성, 및, 보간 필터(28)도 포함시킨 동작 원리에 대하여, 도 8(a), 및, 도 8(b)를 이용하여 설명한다. 또, 여기서 도시하는 회로는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 도시 회로에 한정되는 것이 아니다.
도 8(a)는 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 또한, 도 8(b)는 제 2 오프셋 보정 회로(27), 및, 보간 필터(28)의 동작 원리를 나타 내는 설명도이다.
도 8(a), 및, 도 8(b)에 있어서, 흰 원형 ○으로 나타내는 것 같은 제 1 복조 전처리 신호(29A~29L)로부터, 나이퀴스트 대역을 복원 가능한 보간 필터(28)에 의해, 채널 비트 레이트로 본 경우에 결락한 시간 방향의 성분인 제 2 복조 전처리 신호(30)(검은 원형 ●으로 나타내는 30A 내지 30L)를 복원한다. 다음에, 오프셋 정보 검출 회로(31)에 의해, 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)를 이용하여, 도 8(b)에 나타내는, 제로 레벨에 대하여 양 신호의 부호의 극성이 다른 것으로 되는 제로크로스 위치를 검출하고, 또한, 그 제로크로스 위치에 있어서의 오프셋 정보(32)(흰 삼각형 △로 나타내는 32A 내지 32E)를 검출한다. 즉, 오프셋 정보 검출 회로(31)의 동작 원리로서는, 제 1 복조 전처리 신호(29F)의 부호의 극성과, 제 2 복조 전처리 신호(30G)의 부호의 극성이 다른 것으로 되어 있기 때문에, 이 위치를 제로크로스 위치라고 특정할 수 있다(30B와 29B, 29C와 30D, 30E와 29E, 그외에 대해서도 동일함). 그리고, 이와 같이 제로크로스 위치라고 특정된 개소에서, 제 1 복조 전처리 신호(29F)와 제 2 복조 전처리 신호(30G)를 가산하여 평균함으로써 오프셋 정보(32D)(32A, 32B, 32C, 그외에 대해서도 동일함)를 생성한다. 오프셋 정보(32)는, 오프셋 레벨 평활화 회로(33)에 의해 평활화한 후, 그 출력을 제 2 제어 이득 조정 회로(34)에 의해 오프셋 보정의 원하는 응답 특성에 맞춘 이득 조정을 한 후, 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 출력 신호로부터 감산 회로(35)에 의해 감산함으로써, 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 출력 신호에 포함되는 진폭 방향의 오프셋 성분을 저감하는 것이다.
이와 같이 제 2 오프셋 보정 회로(27)와 보간 필터(28)에 의해 오프셋 보정된 신호는, 도 8(b)에 도시하는 바와 같이, 상하 비대칭 왜곡이 큰 신호에 대하여도, 상술한 나이퀴스트 보간의 연산 정밀도에 의해 오프셋 정보를 정확히 연산할 수 있기 때문에, 부호적 중심 레벨과 제로 레벨이 거의 변하지 않게 된다. 여기서는, 상술한 제 1 오프셋 보정 회로(9)에 의해, 디펙트나 진폭 방향의 오프셋 변동의 시간적 변화에 대해서는 보상되어 있기 때문에, 제 2 제어 이득 조정 회로(34)를 저속인 응답이 가능한 이득으로 설정함으로써, 제 2 오프셋 보정 회로(27)는, 어시메트리가 큰 경우 등에도, 후술하는 디지털 2치화 신호(37)의 복조 성능이나, 지터 검출 정밀도를 확보할 수 있도록, 저속으로 고정밀도인 보정을 목적으로서 적용하는 것이 바람직하다.
보간 필터(28)에 의해 생성되는 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)는, 데이터 복조 회로(36)에 입력되어, 제로 레벨에 대하여, 정의 극성인지 부의 극성인지 판별되어, 일례로서, 정의 극성이던 경우는, "1"로, 부의 극성이던 경우는, "0"로 확정함으로써 디지털 2치화 신호(37)를 복조한다. 상세하게는, 도 8(b)의 흰 원형 ○으로 나타내는 제 1 복조 전처리 신호(29A, 29D, 29G, 29H, 29I)와, 검은 원형 ●으로 나타내는 제 2 복조 전처리 신호(30A, 30B, 30D, 30E, 30G, 30H, 30I)가, "1"로 복조된다. 한편, 흰 원형 ○으로 나타내는 제 1 복조 전처리 신호(29B, 29C, 29E, 29F, 29J, 29K, 29L)와, 검은 원형 ●으로 나타내는 제 2 복조 전처리 신호(30C, 30F, 30J, 30K, 30L)가, "0"으로 복조된다. 또한, 상기 제로 레벨이 아니라, 임의의 스레시홀드 레벨에 의해 2치로 판별하더라도 좋 다. 여기서의 복조 방법은 일례이며, 본 발명은 이 복조 방법에 한정되는 것이 아니다.
또한, 보간 필터(28)에 의해 생성되는 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)는 지터 검출 회로(38)에 입력되어, 지터 정보(39)가 검출된다.
이하, 지터 검출 회로(38)의 동작 원리에 대하여, 도 9를 이용하여 설명한다. 또, 여기서 도시하는 원리는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 도시 원리에 한정되는 것이 아니다.
도 9는 지터 검출 회로(38)의 동작 원리의 설명도이다.
도 9에 있어서, 흰 원형 ○으로 나타내는 것 같은 제 1 복조 전처리 신호(29)와, 검은 원형 ●으로 나타내는 것 같은 제 2 복조 전처리 신호(30)를 입력 신호로서 이용하여, 상술한 제 2 오프셋 보정 회로(27)와 같은 원리에 의해 제로크로스 위치를 특정한 후, 제로크로스 위치에 있어서, 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)를 가산한 후 평균화함으로써, 흰 삼각형 △로 도시하는 바와 같이, 순시 지터전 정보(40)를 생성한다. 동시에, 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)의 차분의 절대값을 계산함으로써, 도 9에 나타내는 순시 경사 성분이 계산된다. 이것은, 지터 검출 대상으로 되는 신호의 센터 레벨 근방이 선형성을 갖고 있는 경우에, 시간 방향으로 사영하면, 채널 비트 주기에 상당한다. 이 때의, 순시 지터전 정보(40)의 제로 레벨로부터의 진폭 방향의 거리의 절대값을 순시 진폭 지터 정보로 한 경우에, 이 신호를 시간 방향으로 사영하면, 순시 시간 지터 정보에 상당하는 것이 된다. 이것으로부터, 이하의 수학식 1에 나 타낸 것과 같은 관계가 도출된다. 또, 기호 "｜ ｜"는 절대값을 나타낸다.
Figure 112006008312813-pat00001
따라서, 제로크로스 위치에서의 순시 지터 정보는, 이하의 수학식 2에 나타낸 것과 같은 관계로부터, 계산하는 것이 가능해진다.
Figure 112006008312813-pat00002
여기서 추출된 제로크로스마다의 순시 지터 정보에, 평활화 처리를 함으로써, 지터 정보(39)를 추출하는 것이 가능해진다.
지터 정보(39)는, 재생 RF 신호(3)의 품질이나 디지털 RF 신호(6)의 품질을 나타내는 지표로 되기 때문에, 광 디스크 매체(1)에 기재되어 있는 기록 데이터의 품질을 정확히 인식 가능하고, 지터 정보(39)의 값을 최소로 하도록 포커스 서보의 밸런스 학습이나, 재생 RF 신호 조정 회로(4)에 있어서의 고차등 리플 필터의 부스트량과 컷오프 주파수의 조정을 할 때에, 보다 고정밀도로 조정이 가능해지기 때문에, 재생 성능이 향상한다.
이상과 같이 본 실시예 1에 따른 광 디스크 재생 장치에 있어서는, 직선 보간을 전제로 하여 고속 제어에 대응하는 위상 동기 제어를 하기 위한 제 1 오프셋 보정 회로와, 나이퀴스트 보간을 전제로 하여 고정밀도로 오프셋 보정을 하기 위한 제 2 오프셋 보정 회로를 구비했기 때문에, 디펙트나 급격한 오프셋 변동에 대하여, 제 1 오프셋 보정과 위상 동기 제어를 대응하여 실행할 수 있고, 또한, 제 2 오프셋 보정에 의해, 레벨 판별 처리 방식에 이용하는 신호의 진폭 방향의 오프셋 성분을 고정밀도로 저감하는 것이 가능해져, 기록된 디지털 데이터의 기록 품질에 의존하여 재생 RF 신호에 존재하는 어시메트리가 큰 경우에도, 충분한 재생 성능을 실현할 수 있다.
또한, 재생 신호 품질의 지표로 되는 지터의 검출을 고정밀도로 할 수 있기 때문에, 재생 RF 신호의 지터를 양호하게 하기 위한 아날로그 이퀄라이저의 컷오프 주파수나 부스트 학습의 조정, 및 재생 RF 신호의 성능에 관계하는 포커스 서보에 있어서의 밸런스 학습의 최선점의 조정 등을 고정밀도로 실행할 수 있어, 고배속 재생시 등에 있어서도 재생 신호 품질의 향상이 가능해지고, 또한 저소비 전력을 실현할 수 있는 광 디스크 재생 장치를 얻을 수 있다.
(실시예 2)
도 10은 본 발명의 실시예 2에 있어서의 광 디스크 재생 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
본 실시예 2는, 본 발명의 청구항 6 및 청구항 7에 대응하는 것이며, 상기 실시예 1과 다른 점은, 채널 비트 클럭으로 본 경우에, 위상 동기 제어에 있어서, 실시예 1과 같은 위상으로 위상 제어를 실행하는지, 또는, 그리고 180도 위상이 다른 위상으로 동기 제어를 하는지를 전환하기 위한 샘플링 위상 전환 플래그를 발생 하는 회로, 및, 해당 샘플링 위상 전환 플래그 발생 회로로부터 생성되는 샘플링 위상 전환 플래그에 따라서, 실시예 1에서 설명한, 제 1 오프셋 보정 회로, 위상 동기 제어 회로, 디지털 적응 이퀄라이저, 제 2 오프셋 보정 회로, 및, 데이터 복조 회로를, 상기 PRML 신호 처리 방식에 따른 샘플링 방식으로 전환하기 위한 수단을 갖는 것과, 디지털 적응 이퀄라이저가, 제 2 오프셋 보정 회로 후의 보간 필터의 출력 신호를 입력 신호로 하여 적응 자동 학습 제어를 하는 필터 계수 학습 회로를 구비하고 있는 것에 있다. 이것들의 기능이 추가된 것에 의해, 레벨 판별 방식에 한하지 않고, PRML 신호 처리 방식을 적용하는 경우에 있어서도, 또한 그 경우에 어시메트리가 큰 경우에도, 재생 성능의 향상을 실현하는 것이 가능해진다.
도 10에 있어서, 샘플링 위상 전환 플래그 발생 회로(41)로부터 생성되는 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "0"이면, 상기 실시예 1과 기본적으로 동일한 동작을 한다. 단지, 이 동작은 어디까지나 일례이며, 본 발명은 여기서 개시한 동작에 한정되는 것이 아니다.
계속해서, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우의, 제 1 오프셋 보정 회로(9), 위상 동기 제어 회로(17), 디지털 적응 이퀄라이저(23), 제 2 오프셋 보정 회로(27), 및, 데이터 복조 회로(36)의 회로 구성, 및, 동작 원리에 대하여, 이하에 순서대로 설명한다.
이하, 본 실시예 2에 있어서의 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 상세한 회로 구성, 및, 동작 원리에 대하여, 도 11(a), 및, 도 11(b)를 이용하여 설명한다. 또, 여기서 도시하는 회로는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 도시 회로에 한정되는 것이 아니다.
도 11(a)는, 본 실시예 2에 있어서의 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 또한, 도 11(b)는, 본 실시예 2에 있어서의 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 동작 원리를 나타내는 설명도이다.
도 11(a), 및, 도 11(b)에 있어서, 상기 실시예 1과 다른 점은, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 오프셋 정보 검출 회로(43)에 입력되어 있고, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "0"인 경우는, 실시예 1과 동일한 원리에 의해 동작하고, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우는, PRML 신호 처리 방식을 적용할 수 있도록, 채널 비트 클럭에 대하여 위상이 180도 어긋난 위치에서 위상 동기 제어가 관계되도록 되고 있는 점이며, 이것 때문에 실시예 1과 비교하면, 오프셋 정보(13)의 검출 원리가 다른 것으로 되어 있다. 그 이외는, 실시예 1에서 설명한 기능, 동작과 동일하기 때문에, 여기서는, 오프셋 정보 검출 회로(43)의 동작 원리를 상세히 설명하고, 이외의 기능의 설명은 생략한다.
도 11(b)에 있어서, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우는, 예컨대, 디지털 RF 신호(6F와 6G)를 가산하여 평균함으로써 보간 신호(11G)가 생성된다. 다음에, 오프셋 정보 검출 회로(43)에 의해, 인접하는 디지털 RF 신호(6)(예컨대, 6B)와 보간 신호(11)(예컨대, 11C)를 가산한 후, 평균화함으로써, 흰 삼각형 △로 나타내는 것 같은, 제로크로스 위치 검출용 데이터(44)(예컨대 44B, 44A∼44J에 대하여 마찬가지)를 생성하여, 도 11(b)에 나타내는, 제로 레벨에 대하여 해당 제로크로스 위치 검출용 데이터(44)의 부호의 극성이 다른 것으로 되는 제로크로스 위 치를 검출하고, 또한, 그 제로크로스 위치에 있어서의 오프셋 정보(13)(이 경우, 6B, 11D, 6E, 11G, 11J가 이것에 해당함)를 검출한다.
이하, 본 실시예 2에 있어서의 위상 동기 제어 회로(17)의 상세한 회로 구성, 및, 동작 원리에 대하여, 도 12(a), 및, 도 12(b)를 이용하여 설명한다. 또, 여기서 도시하는 회로는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 도시 회로에 한정되는 것이 아니다.
도 12(a)는, 본 실시예 2에 있어서의 위상 동기 제어 회로(17)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 또한, 도 12(b)는, 본 실시예 2에 있어서의 위상 동기 제어 회로(17)에 있어서의 위상 오차 정보(20)의 생성 원리를 나타내는 설명도이다.
도 12(a), 및, 도 12(b)에 있어서, 실시예 1과 다른 점은, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 위상 오차 정보 검출 회로(45)에 입력되어 있고, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "0"인 경우는, 실시예 1과 같은 원리에 의해 동작하고, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우는, PRML 신호 처리 방식을 적용할 수 있도록, 채널 비트 클럭에 대하여, 위상이 180도 어긋난 위치에서 위상 동기 제어가 관계되도록 되고 있는 점이며, 이것 때문에 실시예 1과 비교하면, 위상 오차 정보(20)의 검출 원리가 다른 것이다. 그 이외는, 실시예 1에서 설명한 기능, 동작과 동일하기 때문에, 여기서는, 위상 오차 정보 검출 회로(45)의 동작 원리를 상세히 설명하고, 이외의 기능의 설명은 생략한다.
도 12(b)에 있어서, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우에는, 예컨대, 인접하는 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호와, 제 2 직선 보간 필터(18) 의 출력 신호를 가산하여 평균함으로써 흰 사각형 □로 나타내는 것 같은, 제로크로스 위치 검출용 신호(60A∼60G)(도 11(b)에 있어서의 44A∼44J에 해당함)를 생성한다. 계속하여, 위상 오차 정보 검출 회로(45)에 의해, 상기 제로크로스 위치 검출용 신호(60A∼60G)를 이용하여, 도 11(b)에 나타내는, 제로 레벨에 대하여 상기 제로크로스 위치 검출용 신호의 부호의 극성이 다른 것으로 되는 제로크로스 위치를 검출하고, 또한, 그 제로크로스 위치에 있어서의 위상 오차 정보(20)(이 경우, 20A 내지 20D)를 검출한다. 이 때, 하강에지에 관해서는, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호(9C)와, 제 2 직선 보간 필터(18)의 출력 신호(18B)를 가산하여 평균함으로써, 검은 원형 ●으로 나타내는 것 같은 위상 오차 정보 전처리 신호(20A', 20C')를 생성한 후, 흰 삼각형 △ (20A 및 20C)로 도시하는 바와 같이, 제 2 직선 보간 필터(18)의 출력 신호(20A', 20C')의 극성을 반전시킴으로써, 위상 오차 정보(20A, 20C)를 얻는다.
여기서, 본 실시예 2에 있어서는, 위상 오차 정보(20A~20D)를 연결한 위상 오차 곡선은, 제로 레벨에 대하여 부의 극성을 나타내고 있고, 이에 따라, 위상이 진행하고 있는 것을 나타내고 있다.
이하, 본 실시예 2에 있어서의 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 상세한 회로 구성, 및, 동작 원리에 대하여, 도 6, 및, 도 13을 이용하여 설명한다. 또, 여기서 도시하는 회로는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 도시 회로에 한정되는 것이 아니다.
도 13은, 본 실시예 2에 있어서의 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 구성 요소 의 하나인 필터 계수 학습 회로의 블럭도를 나타낸다. 필터 계수 학습 회로(130)는, 예컨대, 최소 제곱법(Least Mean Square 이하, LMS라 부름)을 이용하여, 적용하고 있는 부분 응답 방식에 맞춰, 부분 응답 등화를 하기 위해, 도 6에 나타내는 유한 임펄스 응답 필터의 C1 내지 C7의 필터 계수의 적응 자동 학습을 하기 위한 회로이다.
여기서, 부분 응답 등화로서는, 예컨대, DVD에 대하여, 도 14(c)에 도시하는 바와 같이, 등화 후의 파형 진폭이, 5치로 나누어지는 것 같은 PR(a, b, b, a) 방식을 이용하는 것으로 한다. 여기서, 도 14에 있어서의, 흰 원형 ○는, 재생 RF 신호(3)가 갖는 클럭 성분의 절반의 주파수의 위상과 동기한 표본화 신호를 부분 응답 등화한 것이며, 검은 원형 ●은, 보간 필터(28)에 의해, 채널 비트 레이트로 본 경우에 시간 방향으로 결락한 신호를 복원한 것이다. 도 14(a)는 재생 RF 신호 조정 회로(4)의 출력 신호를 나타내고 있고, 도 14(b)는, 실시예 1에 있어서의, 또는, 실시예 2에서 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "0"인 경우에 있어서의, 2치화 판별시(레벨 판별시)의 샘플링 신호인 제 1 복조 전처리 신호(29)(흰 원형 ○)과 제 2 복조 전처리 신호(30)(검은 원형 ●)를 나타내고 있고, 도 14(c)는, 실시예 2에 있어서의, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우에 PRML 신호 처리 방식을 적용한 복조를 실행하는 경우에 있어서의 PR(a, b, b, a) 등화 출력 신호, 즉, 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 출력 신호를 나타내고 있다.
PR(a, b, b, a) 방식이란, 다른 4개의 시간의 표본화 데이터를, a:b:b:a의 비율로 더한 특징(a+b*D+b*D2+a*D3)을 갖고 있고, 재생 신호에 대하여, 도 3에 나타내는 것 같은 저역 통과형 필터의 특성을 부가하는 것이다. 도 3에서는, PR(1,2,2,1) 방식과, PR(3,4,4,3) 방식이 이것에 대응한다. 도 3에 나타내는 MTF 특성에 가까운 주파수 특성을 갖는 방식일수록, 유리한 부분 응답 방식이라고 생각되고 있다. 도 3에 나타내는 방식뿐만 아니라, PR(a, b, b, a) 방식 이외에도, 다종다양한 부분 응답의 유형은 존재하지만, 특정한 방식에 한정되는 것이 아니라, 특성에 맞는 것이면, 다른 방식을 이용해도 문제는 없다. 이들 재생 데이터의 시간 방향에 상관성을 부가하는 부분 응답 방식과, 후술하는 최우 복호법(최대우도)의 하나이며, 부가한 데이터의 상관성을 이용하여 가장 확실할 것 같은 계열을 추정하는 비터비 복호기를 합쳐서, 선 기록 방향의 고밀도 기록 재생에 유리하게 되는 PRML 신호 처리를 실현하는 것이 된다. 상술한 바와 같이, PRML 신호 처리 방식은, 재생 파형의 특성이나 변조 부호에 의해, 여러 가지 조합이 존재하기 때문에, 각종 기록 재생계에 대하여, 적절한 방식을 선택하는 것이 필요하다.
샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "0"인 경우는, 실시예 1과 같은 원리에 의해 동작하기 때문에, 특히, 필터 계수 학습 회로를 이용할 필요는 없지만, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우는, PRML 신호 처리 방식이 적용할 수 있게 되기 때문에, 예컨대, 도 6에 나타내는 것 같은 유한 임펄스 응답 필터의 필터 계수 C1 내지 C7은, 가산기(26)로부터 출력되는 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 출력 신호에 존재하는 등화 오차가 최소가 되도록 적응적으로 제어하는 LMS 알고리즘을 이용한 필터 계수 학습 회로에 의해 설정된다.
도 13에 도시하는 바와 같이, 필터 계수 학습 회로(130)는, 제 1 복조 전처리 신호(29)와, 제 2 복조 전처리 신호(30)로부터, 가 판정 회로(46)에 의해 부분 응답 방식에 대응한 각각의 등화 목표값을 검출하고, 그 등화 목표값(29a, 30a)과, 제 1 복조 전처리 신호(29), 제 2 복조 전처리 신호(30)를 감산하여 등화 오차 신호(47a)를 검출하는 등화 오차 검출 회로(47)와, 등화 오차 검출 회로(47)의 출력 신호와, 유한 임펄스 응답 필터의 입력 신호인 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호의 상관을 연산하기 위해서, 제 1 오프셋 보정 회로(9)의 출력 신호를, 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)의 상관을 맞추기 위해서 지연시키기 위한 지연 회로(48)와, 등화 오차 검출 회로(47)의 출력 신호와, 지연 회로(48)의 출력 신호를 승산하기 위한 상관기(49)와, 상관기(49)로부터 출력된 신호에 이득을 부가함으로써 자동적응 피드백 제어의 제어 이득을 결정하는 피드백 이득 제어 회로(50)와, 그 출력을 각 탭의 필터 계수에 가산하고, 필터 계수를 갱신하는 필터 계수 갱신부(51a~51g)에 의해 구성되는 것이고, 적응 제어 개시 시에, 초기값 기억 수단(52a) 내지(52g)에 저장되어 있는 필터 계수의 초기값을 로드 신호에 의해 로드하고, 이후, 필터 계수의 적응 자동 등화 제어를 하는 기능을 갖는 것이다. 그리고, 도 10의 본 실시예 2에 따른 디스크 재생 장치에 있어서의, 디지털 적응 이퀄라이저(23)의 출력 신호인 등화 출력 신호는, 도 14(c)에 있어서의 흰 원형 ○로 되고, 한편, 보간 필터(28)에 의해 보간된 보간 신호는, 도 14(c)에 있어서의 검은 원형 ●로 된다.
상술한 일련의 동작에 의해, 적응 자동 등화를 하는 것에 의해, 어시메트리가 큰 경우에도, 제 1 오프셋 보정 회로(9)에 의해 충분히 진폭 방향의 오프셋이 저감되어 있지 않은 경우에도, 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 고정밀도인 오프셋의 보정 효과에 의해, 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)를 이용하여 가 판정을 하고, 목표로 하는 부분 응답의 유형과의 등화 오차를 연산하는 것이 가능해지기 때문에, 잘못된 피드백 등이 저감되어 적응 자동 등화 성능을 향상할 수 있어, 후술하는 최우 복호와 합쳐 재생 성능을 크게 향상할 수 있다.
다음에, 본 실시예 2에 있어서의 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 상세한 회로 구성, 및, 동작 원리에 대하여, 도 15(a), 및, 도 15(b)를 이용하여 설명한다. 또, 여기서 도시하는 회로는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 도시 회로에 한정되는 것이 아니다.
도 15(a)는, 본 실시예 2에 있어서의 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 또한, 도 15(b)는, 본 실시예 2에 있어서의 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 동작 원리를 나타내는 설명도이다.
도 15(a), 및, 도 15(b)에 있어서, 상기 실시예 1에 있어서의 제 2 오프셋 보정 회로(27)와 다른 점은, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 오프셋 정보 검출 회로(53)에 입력되어 있고, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "0"인 경우는, 실시예 1과 같은 원리에 의해 동작하고, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우는, PRML 신호 처리 방식을 적용할 수 있도록, 채널 비트 클럭에 대하여 위상이 180도 어긋난 위치에서 위상 동기 제어가 관계되도록 되고 있는 점이며, 실시예 1과 비교 하면, 오프셋 정보(32)의 검출 원리가 다른 것이다. 그 이외는, 실시예 1에서 설명한 기능과 동일하기 때문에, 여기서는, 오프셋 정보 검출 회로(53)의 동작 원리를 상세히 설명하여, 이외의 기능의 설명은 생략한다.
도 15(b)에 있어서, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우는, 예컨대, 제 2 복조 전처리 신호(30G)를 생성하고, 다음에, 오프셋 정보 검출 회로(53)에 의해, 인접하는 제 1 복조 전처리 신호(29)(예컨대, 29B)와 제 2 복조 전처리 신호(30)(예컨대, 30C)를 가산한 후, 평균화함으로써, 흰 삼각형 △로 나타내는 것 같은, 제로크로스 위치 검출용 데이터(54)(예컨대 54B, 54A 내지 54J에 대하여 마찬가지)를 생성하여, 도 15(b)에 나타내는, 제로 레벨에 대하여, 인접하는 데이터(예컨대, 54A와 54B, 54C와 54D, …)가 부호의 극성이 다른 것으로 되는 제로크로스 위치를 검출하고, 또한, 그 제로크로스 위치에 있어서의 오프셋 정보(32)(이 경우, 29B, 30D, 29E, 30G, 30J가 이것에 해당함)를 검출한다.
상술하는 일련의 동작에 의해, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우에 있어서, 어시메트리가 큰 경우이더라도, 제 2 오프셋 보정 회로(27)의 출력 신호인 제 1 복조 전처리 신호(29)와, 그 신호의 나이퀴스트 대역을 복원하는 것이 가능한 보간 필터(28)에 의해 변환한 제 2 복조 전처리 신호(30)는, 부호적 중심 레벨과 제로 레벨이 거의 일치하기 때문에, 진폭 방향의 오프셋 성분은 이것을 크게 저감할 수 있다. 이 효과에 의해, 또한 이것과 후술하는 최우 복호와의 조합에 의하여, 어시메트리에 대한 재생 성능을 보다 향상할 수 있다.
다음에, 보간 필터(28)에 의해 생성되는 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)는, 데이터 복조 회로(36)에 입력되어, 디지털 2치화 신호(37)를 생성하는 것이 되지만, 실시예 1과 다른 점은, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 데이터 복조 회로(36)에 입력되어 있고, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "0"인 경우는, 실시예 1과 같은 원리에 의해 레벨 판별 처리 방식에 의해 동작하여, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우는, PRML 신호 처리 방식을 적용 가능해지는 것이다.
예컨대, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "1"인 경우, 데이터 복조 회로(36)는, 최우 복호(Maximum Likeli hood; 이하, ML이라 부름) 방식에 의해 디지털 2치화 신호(37)를 복조하는 것이더라도 좋다. 또한, 최우 복호 방식의 대표적인 실현의 형식인 비터비 복호기에 의해, 디지털 2치화 신호(37)를 복조하는 것이라도 좋다.
이하에, 비터비 복호기의 동작 원리에 대하여, 도 16(a), 및, 도 16(b)를 이용하여 설명한다. 또, 여기서 도시하는 동작 원리는 어디까지나 일례이며, 본 발명은 이 동작 원리에 한정되는 것이 아니다.
비터비 복호기는, 부분 응답의 유형에 따라 의도적으로 부가된 부호의 상관의 법칙에 따라서 확률 계산을 행하여, 가장 확실할 것 같은 계열을 추정하는 것이다. 예컨대, 적용한 부분 응답의 유형이 PR(a, b, b, a) 방식의 경우, 도 16(a)에 나타내는 것 같은, 상태 천이도에 따라서 상태가 변화되는 것이다. 이것은, 특히, DVD에서 이용되고 있는 8-16 변조 부호를 고려한 것으로 되어 있고, 최소 런랭스 길이를 2로 제한하고 있는 것도 관계하여, S0 내지 S5까지의 6 상태의 상태 천이로 표현 가능해지고 있다. 도 16(a)에 있어서, X/Y는, X가 기록 부호의 천이를, Y가 그 때의 신호 진폭을 나타내고 있다. 또한, 하나의 상태는, 인접하는 3개의 시간의 부호로 나타내어지고, 예컨대, S4 「110」로부터 S3 「100」로의 상태 천이에서는, 「110」에 부호 "0"이 가해져 왼쪽으로 시프트되는 것에 의해, 좌단의 "1"이 지워지고, 상태 S3 「100」으로 되는 것을 뜻하고 있다. 단, 처리 레이트가, 채널 비트 주파수의 절반의 주파수인 경우는, 도 16(a)에 나타내는 상태 천이에 있어서, 인접하는 2개의 상태를 하나로 정리하여 생각할 필요가 있다. 예컨대, 보간 필터(28)가, 제 1 복조 전처리 신호(29)와 제 2 복조 전처리 신호(30)를 병렬로 출력하고 있는 경우는, 인접하는 2개의 상태에 대하여, 정규의 표본화 위치에서의 정규 데이터(여기서는, 제 1 복조 전처리 신호(29))와 보간 데이터(제 2 복조 전처리 신호(30))를 각각 입력하고, 병렬 처리를 행하는 방법을 이용하여도 좋다. 그 때의 시간적 변화는, 도 16(b)에 나타내는 것 같은 정규 데이터와 보간 데이터를 병렬로 처리하는 것을 특징으로 하는 트렐리스선도로 나타내어진다. 그래서, 이 각 패스의 확률적인 길이 1k ab(이하 브랜치메트릭)를 계산하고, 각각의 상태로 천이하는 경우에, 브랜치메트릭을 가산하여 간다. 여기서, k는 시간적인 추이를, ab는, 상태 Sa에서 Sb로의 천이에서의 브랜치메트릭을 나타내고 있다. 그 브랜치메트릭의 각 상태에 있어서의 가산값은 메트릭이라고 불리고, 이 메트릭이 최소로 되는 패스를 살아남은 패스로 하여, 순차적으로 출력해가는 것에 의해, 디지털 2치화 신호(37)에 복조하여 가는 것이다. 즉, 도 16(b)의 기록 부호에 따라서 복조된다고 한다 면, 실선으로 나타낸 패스가 살아남은 패스라는 것으로 된다.
또, 지터 검출 회로(38)는, 직선 보간 등의 연산 오차에 비추어, 샘플링 위상 전환 플래그(42)가 "O"일 때, 즉, 레벨 판별 처리 방식을 적용하기 위한 위상 동기 상태의 쪽이, 검출 정밀도가 향상하기 때문에, 샘플링 위상 전환 플래그(42)를 "O"로서 동작시키는 것이 바람직하다.
이상과 같은 본 실시예 2에 따른 광 디스크 재생 장치에 있어서는, PRML 신호 처리 방식도 적용하는 경우에 있어서, 직선 보간을 전제로 하여 고속 제어에 대응하는 위상 동기 제어를 위한 제 1 오프셋 보정 회로와, 나이퀴스트 보간을 전제로 하여 고정밀도로 오프셋 선정을 하기 위한 제 2 오프셋 보정 회로를 구비했기 때문에, 디펙트나 급격한 오프셋 변동에 대하여, 제 1 오프셋 보정과 위상 동기 제어를 대응하여 실행할 수 있고 또한, 제 2 오프셋 보정에 의해, PRML 신호 처리 방식을 이용하는 경우를 포함해서 신호의 진폭 방향의 오프셋 성분을 고정밀도로 저감하는 것이 가능해져, 기록된 디지털 데이터의 기록 품질에 의존하여 재생 RF 신호에 존재하는 어시메트리가 큰 경우에도, 충분한 재생 성능을 실현할 수 있다.
즉, 디지털 데이터의 복조에, 레벨 판별 처리 방식에 한하지 않고, PRML 신호 처리 방식도 이용하는 경우에 있어서도, 디지털 복조 처리를 채널 비트 주파수의 절반의 주파수로 실행하는 경우의, 어시메트리에 의한 연산 오차가 발생하기 때문에 오프셋 보정 정밀도가 나빠지고, 이 오프셋 성분이 남는 것에 의해 디지털 2치화 신호의 복조 성능이 저하한다는 문제를, 상술한 두 가지의 역할이 다른 오프셋 보정 회로를 적용함으로써 해소할 수 있어, 재생 성능이 양호한 광 디스크 재생 장치를 제공할 수 있는 것이다.
또는, 재생 신호 품질의 지표로 되는 지터의 검출을 고정밀도로 할 수 있기 때문에, 재생 RF 신호의 지터를 양호하게 하기 위한 아날로그 이퀄라이저의 컷오프 주파수나 부스트 학습의 조정 및 재생 RF 신호의 성능에 관계하는 포커스 서보에서의 밸런스 학습의 최선점의 조정 등도 고정밀도로 행할 수 있어, 고배속 재생시 등에 있어서도 재생 신호 품질의 향상이 가능해지고, 또한 저소비 전력을 실현할 수 있는 광 디스크 재생 장치를 얻을 수 있다.
본 발명에 따른 광 디스크 재생 장치는, 저소비 전력으로, 또한, 어시메트리 등의 광 기록 매체에 기록된 데이터 품질의 열화에 대하여 재생 성능을 고품질로 유지할 수 있는 것이며, DVD 플레이어나, DVD 리코더 등에 있어서 유용하다.
또는, 상기 저소비 전력의 면에서는, 기록형 광 디스크를 탑재한 디지털 핸디캠 무비나, 노트형 퍼스널컴퓨터용의 광 디스크 드라이브에 있어서도 유용하다.
본 발명에 따른 광 디스크 재생 장치에 의하면, 직선 보간을 전제로 하여 고속 제어에 대응하는 위상 동기 제어를 하기 위한 제 1 오프셋 보정 회로와, 나이퀴스트 보간을 전제로 하여 고정밀도로 오프셋 보정을 하기 위한 제 2 오프셋 보정 회로를 구비하는 것에 의해, 디펙트나 급격한 오프셋 변동에 대하여도, 제 1 오프셋 보정과 위상 동기 제어를 대응하여 실행할 수 있고, 또한, 제 2 오프셋 보정에 의해, 레벨 판별 처리 방식, 및 PRML 신호 처리 방식 중 어느 것이라도, 해당 각 방식에 이용하는 신호의 진폭 방향의 오프셋 성분을 고정밀도로 저감하는 것이 가능해지는 것이며, 기록된 디지털 데이터의 기록 품질에 의존하여 재생 RF 신호에 존재하는 어시메트리가 큰 경우에 있어서도, 충분한 재생 성능을 실현할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 광 디스크 재생 장치에 의하면, 재생 신호 품질의 지표로 되는 지터의 검출을 고정밀도로 실행할 수 있기 때문에, 재생 RF 신호의 지터를 양호하게 하기 위한 아날로그 이퀄라이저의 컷오프 주파수나, 부스트 학습의 조정, 및 재생 RF 신호의 성능에 관계하는 포커스 서보에 있어서의 밸런스 학습의 최선점의 조정, 등을 고정밀도로 실행할 수 있기 때문에, 고배속 재생시 등에 있어서도 재생 신호 품질의 대폭적인 향상을 하는 것이 가능해진다.

Claims (7)

  1. 동일한 부호가 적어도 3개 이상 연속하는 제약을 갖는 기록 부호에 의해 디지털 기록되어 있는 광 기록 매체로부터, 디지털 데이터를 복조하는 광 디스크 재생 장치에 있어서,
    상기 광 기록 매체로부터 재생 RF 신호를 검출하는 재생 신호 검출 회로와,
    상기 재생 RF 신호의 진폭의 조정을 하고, 또한 지터를 양호하게 하는 재생 RF 신호 조정 회로와,
    상기 재생 RF 신호에 포함되는 클럭 성분의 2배의 주기에 동기한 샘플링 클럭을 생성하는 클럭 생성 회로와,
    상기 재생 RF 신호 조정 회로의 출력 신호를 상기 샘플링 클럭으로 샘플링함으로써, 디지털 RF 신호를 생성하는 아날로그 디지털 컨버터와,
    상기 디지털 RF 신호에 있어서의 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정하는 제 1 오프셋 보정 회로와,
    상기 제 1 오프셋 보정 회로의 출력 신호로부터 위상 오차 정보를 추출하여, 해당 위상 오차 정보를 0에 근접시키도록, 상기 클럭 생성 회로가 생성하는 상기 샘플링 클럭의 위상 동기 제어를 하는 위상 동기 제어 회로와,
    상기 제 1 오프셋 보정 회로의 출력 신호를 적응적으로 등화하는 디지털 적응 이퀄라이저와,
    상기 제 1 오프셋 보정 회로에서 보정할 수 없었던 오프셋 성분의 영향에 의 해, 상기 디지털 적응 이퀄라이저의 출력 신호에서 발생하는 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정하는 제 2 오프셋 보정 회로와,
    상기 디지털 적응 이퀄라이저의 출력 신호를 입력 신호로 하여, 이것을 일정 시간 지연한 제 1 복조 전처리 신호와, 이것의 시간 방향으로 결락(缺落)한 신호인 제 2 복조 전처리 신호를 생성하는 보간 필터를 구비하고,
    상기 제 2 오프셋 보정 회로는, 상기 제 1 복조 전처리 신호와 상기 제 2 복조 전처리 신호로부터, 진폭 방향의 오프셋 정보를 추출하여, 상기 디지털 적응 이퀄라이저의 출력 신호의 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정하며, 또한,
    상기 제 1 복조 전처리 신호와 상기 제 2 복조 전처리 신호로부터, 지터 정보를 추출하는 지터 검출 회로와,
    상기 제 1 복조 전처리 신호와 상기 제 2 복조 전처리 신호를 복조하여 디지털 2치화 신호를 얻는 데이터 복조 회로를 구비한
    것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 오프셋 보정 회로는, 상기 디지털 RF 신호를 채널 비트로 환산했을 때에 시간 방향으로 결락한 신호를, 시간적으로 인접하는 상기 디지털 RF 신호의 평균값을 구하는 것에 의해 복원하는 제 1 직선 보간 필터를 구비하고,
    상기 디지털 RF 신호와 상기 제 1 직선 보간 필터의 출력 신호로부터, 상기 디지털 RF 신호의 진폭 방향의 오프셋 성분을 추출하여, 상기 디지털 RF 신호의 진폭 방향의 오프셋 성분을 보정하는
    것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 위상 동기 제어 회로는, 상기 디지털 RF 신호를 채널 비트로 환산했을 때에 시간 방향으로 결락한 신호를, 시간적으로 인접하는 상기 제 1 오프셋 보정 회로의 출력 신호의 평균값을 구하는 것에 의해 복원하는 제 2 직선 보간 필터를 구비하고,
    상기 제 1 오프셋 보정 회로의 출력 신호와 상기 제 2 직선 보간 필터의 출력 신호로부터 위상 오차 정보를 추출하여, 해당 위상 오차 정보를 0에 근접시키도록, 상기 클럭 생성 회로가 생성하는 상기 샘플링 클럭의 위상 동기 제어를 하는
    것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 보간 필터는, 정밀도를 유지하는 데 필요한 최소한의 탭(tap)수를 갖는 유한 임펄스 응답 필터에 의해 구성되어, 나이퀴스트 대역을 복원하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 오프셋 보정 회로는 제어 속도를 조정하는 제 1 제어 이득 조정 회로를 구비하고,
    상기 제 2 오프셋 보정 회로는 제어 속도를 조정하는 제 2 제어 이득 조정 회로를 구비하되,
    상기 제 1 제어 이득 조정 회로는 고속으로 제어할 수 있도록 제어 이득을 설정하고, 상기 제 2 제어 이득 조정 회로는 저속으로 제어할 수 있도록 제어 이득을 설정하는
    것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 아날로그 디지털 컨버터의 샘플링 위상을, 채널 비트 주파수의 위상을 0도와 180도 중 어느 것으로 할지 전환하기 위한 샘플링 위상 전환 플래그를 생성하는 샘플링 위상 전환 플래그 발생 회로를 더 구비하고,
    상기 위상 동기 제어 회로는, 상기 샘플링 위상 전환 플래그에 따라서, 상기 위상 오차 정보를 검출하는 방법을 전환하며,
    상기 제 1 오프셋 보정 회로와 상기 제 2 오프셋 보정 회로는, 상기 샘플링 위상 전환 플래그에 따라서, 상기 진폭 방향의 오프셋 성분을 추출하는 방법을 전 환하는 것이고,
    상기 디지털 적응 이퀄라이저는, 부분 응답 방식에 준하여 적응적으로 등화를 하는 것이며,
    상기 데이터 복조 회로는, 상기 부분 응답 방식에 따라 확률 연산을 하는 최우(最尤) 복호 회로를 더 구비하고, 상기 샘플링 위상 전환 플래그에 따라, 복조 방식을 전환하는
    것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 디지털 적응 이퀄라이저는, 유한 임펄스 응답 필터로 구성되어, 그 각 탭의 가중 계수를, 상기 제 1 복조 전처리 신호와 상기 제 2 복조 전처리 신호가, 목표로 하는 부분 응답 방식의 목표 레벨과의 오차의 자승 평균이 0에 근접하도록 학습하는 필터 계수 학습 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
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Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7167516B1 (en) * 2000-05-17 2007-01-23 Marvell International Ltd. Circuit and method for finding the sampling phase and canceling precursor intersymbol interference in a decision feedback equalized receiver
GB0421930D0 (en) * 2004-10-01 2004-11-03 Nokia Corp Signal receiver
JP2008123567A (ja) * 2006-11-08 2008-05-29 Funai Electric Co Ltd 光ディスク装置、フォーカスバランスの調整方法
CN101308691B (zh) * 2008-06-18 2011-01-19 北京博创汉威科技有限责任公司 高清光盘信号质量检测设备
US8949701B2 (en) 2008-09-23 2015-02-03 Agere Systems Inc. Systems and methods for low latency media defect detection
BRPI0905745A2 (pt) * 2008-10-02 2015-07-14 Panasonic Corp Método de avaliação de sinal de reprodução, meio de gravação de informações, aparelho de reprodução e aparelho de gravação
WO2010113231A1 (ja) 2009-04-02 2010-10-07 パナソニック株式会社 光ディスク再生装置
CN101908357B (zh) * 2009-06-02 2012-05-23 联咏科技股份有限公司 数据恢复的校正电路与方法
US8154972B2 (en) * 2009-06-24 2012-04-10 Lsi Corporation Systems and methods for hard disk drive data storage including reduced latency loop recovery
US9237324B2 (en) * 2010-10-22 2016-01-12 Phorus, Inc. Playback synchronization
US8411385B2 (en) 2010-12-20 2013-04-02 Lsi Corporation Systems and methods for improved timing recovery
US8325433B2 (en) 2011-01-19 2012-12-04 Lsi Corporation Systems and methods for reduced format data processing
US8261171B2 (en) 2011-01-27 2012-09-04 Lsi Corporation Systems and methods for diversity combined data detection
US8749908B2 (en) 2011-03-17 2014-06-10 Lsi Corporation Systems and methods for sync mark detection
US8565047B2 (en) 2011-04-28 2013-10-22 Lsi Corporation Systems and methods for data write loopback based timing control
US8665544B2 (en) 2011-05-03 2014-03-04 Lsi Corporation Systems and methods for servo data detection
US8874410B2 (en) 2011-05-23 2014-10-28 Lsi Corporation Systems and methods for pattern detection
US8498071B2 (en) 2011-06-30 2013-07-30 Lsi Corporation Systems and methods for inter-track alignment
US8669891B2 (en) 2011-07-19 2014-03-11 Lsi Corporation Systems and methods for ADC based timing and gain control
US8780476B2 (en) 2011-09-23 2014-07-15 Lsi Corporation Systems and methods for controlled wedge spacing in a storage device
US8773811B2 (en) 2011-12-12 2014-07-08 Lsi Corporation Systems and methods for zone servo timing gain recovery
US8681444B2 (en) 2012-06-07 2014-03-25 Lsi Corporation Multi-zone servo processor
US8625216B2 (en) 2012-06-07 2014-01-07 Lsi Corporation Servo zone detector
US8564897B1 (en) 2012-06-21 2013-10-22 Lsi Corporation Systems and methods for enhanced sync mark detection
US9019641B2 (en) 2012-12-13 2015-04-28 Lsi Corporation Systems and methods for adaptive threshold pattern detection
US9053217B2 (en) 2013-02-17 2015-06-09 Lsi Corporation Ratio-adjustable sync mark detection system
US9196297B2 (en) 2013-03-14 2015-11-24 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Systems and methods for enhanced sync mark mis-detection protection
US9275655B2 (en) 2013-06-11 2016-03-01 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Timing error detector with diversity loop detector decision feedback
US10152999B2 (en) 2013-07-03 2018-12-11 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Systems and methods for correlation based data alignment
US9129650B2 (en) 2013-07-25 2015-09-08 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Array-reader based magnetic recording systems with frequency division multiplexing
US9129646B2 (en) 2013-09-07 2015-09-08 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Array-reader based magnetic recording systems with mixed synchronization
US8976475B1 (en) 2013-11-12 2015-03-10 Lsi Corporation Systems and methods for large sector dynamic format insertion
US9224420B1 (en) 2014-10-02 2015-12-29 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Syncmark detection failure recovery system
DE102017221576A1 (de) * 2017-11-30 2019-06-06 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Mittelung von pulsierenden Messgrößen
CN109639286B (zh) * 2018-12-25 2023-03-31 西电通用电气自动化有限公司 一种irig-b自适应解码电路及方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3486141B2 (ja) * 1999-10-01 2004-01-13 松下電器産業株式会社 デジタル再生信号処理装置
JP3486145B2 (ja) * 2000-01-17 2004-01-13 松下電器産業株式会社 デジタル記録データ再生装置
JP3688225B2 (ja) * 2001-07-26 2005-08-24 松下電器産業株式会社 デジタルデータ再生装置
JP3572047B2 (ja) * 2001-12-26 2004-09-29 株式会社東芝 光ディスク装置と光ディスク再生方法
JP3927561B2 (ja) * 2003-06-20 2007-06-13 松下電器産業株式会社 再生信号処理装置および光ディスク装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20060239655A1 (en) 2006-10-26
US7558177B2 (en) 2009-07-07
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