KR100442900B1

KR100442900B1 - 텔레비전/주파수변조수신기

Info

Publication number: KR100442900B1
Application number: KR1019970706246A
Authority: KR
Inventors: 요하네스 후베르투스 안토니우스 브레켈만스
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1996-01-10
Filing date: 1996-12-17
Publication date: 2004-10-28
Also published as: EP0820661A2; JPH11504189A; EP0820661B1; DE69632040D1; WO1997025782A2; CN1284360C; US6125269A; JP3979669B2; WO1997025782A3; KR19980702839A; DE69632040T2; CN1183196A

Abstract

제 1 형태의 수신 신호들(예를 들어, TV 신호들)과 제 2 형태의 수신 신호들(예를 들어, FM-무선 신호들)을 모두 수신하는 수신기가 개시된다. 수신기는 멀티미디어 응용들에 사용될 수도 있다. 수신기에서, 입력부(RFI-L, RFA-L, BPF-L)를 통해 믹서(MIX-L)에 수신 신호가 제공된다. 비교적 양호한 성능을 얻기 위해, 다음과 같이 제안된다. 입력부의 대역통과 필터는 제 1 형태 및 제 2 형태의 수신 신호들이 존재하는 주파수 대역에 걸처 동조될 수 있다. 대역통과 필터(BPF-L)의 필터 특성들은 원하는 수신 신호의 형태에 따라 스위칭된다. 예를 들어, 스위칭은 TV 수신에서보다 FM 수신에서 훨씬 좁은 통과 대역을 제공한다.

Description

텔레비전/주파수 변조 수신기

TV 및 FM-무선 신호들을 수신할 수 있는 수신기는 US-A 5,148,420호에 기술되어 있다. 종래 수신기에서, TV 및 FM-무선 신호들은 FM 트랩 필터(trap filter)를 통해 단일 동조기에 인가된다. FM 트랩 필터는 88MHz 내지 108MHz의 FM-무선 대역 내에서 수신 신호들을 어느 정도까지 감쇠시킨다. US-A 5,148,420호는 이 방식으로 얻어지는 양호한 결과를 청구하고 있다.

단일 동조기에서, 믹서(mixer)는 특정한 수신 신호를 약 40MHz의 고정 중간 주파수(IF)로 변환시키며, 이는 TV 수신에 대해 공통적이다. 동조기에 의해 생성된IF 신호는 TV 또는 FM-무선 수신에서 상이하게 처리된다. TV 수신에서, IF 신호는 가장 최근의 수신기들에서의 IF 신호 처리와 매우 유사한 방식으로 처리된다. FM-무선 수신에 있어서는, IF 신호가 필터 유닛을 통해 단일 칩 FM-무선 집적 회로(IC)에 인가된다. FM-무선 IC에 있어서, IF 신호는 주파수-변환되어 명목상의 10.7MHz FM IF 신호가 얻어지며 이 신호는 통상의 방법으로 더 처리된다.

US-A 5,148,420호가 감도(sensitivity) 및 과부하(overload)를 다루기는 하지만, 종래의 수신기는 많은 응용들에서 부적절하게 수행된다. 특히, 종래의 수신기는 오히려 불량한(poor) FM-무선 수신을 갖는다.

본 발명은 제 1 형태의 수신 신호들(예를 들어, TV 신호들)과 제 2 형태의 수신 신호들(예를 들어, FM-무선 신호들)을 수신하는 수신기에 관한 것이다. 본 발명은 또한 그러한 수신기를 통합하는 멀티미디어 장치에 관한 것이다. 수신기는, 예를 들어, TV 및 FM-무선 수신을 위한 멀티미디어 장치의 기능을 향상시킬 수도 있다. 멀티미디어 장치는 애드-온 카드들(add-on cards)이 플러그되는 슬롯들을 갖는 개인용 컴퓨터(PC)일 수도 있다. 수신기는 이 애드-온 카드들 중 하나로 구현될 수도 있다. 따라서, PC는 FM-무선 및 TV 스테이션들에 의해 송신된 정보를 액세스할 수 있다.

도 1은 본 발명에 따른 동조기의 예를 도시하는 블록도.

도 2는 도 1의 동조기에 대한 공진 회로들의 간략화된 등가 회로도.

도 3a는 도 2의 동조기에 대한 스위칭 가능한 대역통과 필터들의 등가 회로도.

도 3b는 도 2의 동조기의 스위칭 가능한 대역통과 필터 구현의 예를 도시하는 회로도.

도 4는 도 3b의 회로의 필터 특성을 이득 대 주파수 플롯으로 도시하는 도면.

도 5는 도 2의 동조기를 포함하는 멀티미디어 장치의 예를 도시하는 개략도.

본 발명의 목적은 상술된 종래의 수신기보다 성능이 우수한 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 한 관점은 청구항 1에 한정된 바와 같은 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 관점에 따라, 멀티미디어 장치는 그러한 수신기를 포함한다.

본 발명의 또 다른 관점은 청구항 6에 한정된 바와 같은 동조기를 제공하는 것이다.

본 발명은 TV 및 FM-무선 신호들 모두의 수신에 사용될 수 있다. 그러한 사용의 예에서, 스위칭 가능한 대역통과 필터는 TV 및 FM-무선 신호들 모두를 필터링하여 공통 믹서에 제공한다. 스위칭 가능한 대역통과 필터는 원하는 수신 신호로 동조된다. 상기 TV 수신에 있어서, 대역통과 필터는, 대부분의 현재 TV-수신기 믹서 입력 필터들의 필터 특성들과 유사한 필터 특성들을 갖는다. FM-수신에 있어서, 대역통과 필터는 TV 수신에서보다 실질적으로 좁은 통과-대역을 제공하도록 스위칭된다.

본 발명은 다음과 같은 점을 고려한다. 스위칭 가능한 대역통과 필터는 저비용으로 구현될 수 있으며, 또한 비교적 작은 크기로 구현될 수 있다. 상기 예를 참조해 보면, 스위칭 가능한 대역통과 필터와 믹서를 포함하는 동조기는 종래의 TV 동조기와 비교될만한 비용 및 크기로 구현될 수 있다.

상기 예는 종래의 수신기와 비교될 수도 있다. 상기 예에서, 스위칭 가능한 대역통과 필터는 비교적 큰 진폭을 갖는 원하지 않는 FM-무선 신호들을 감쇠함으로써 믹서의 과부하(overload)를 방지한다. 종래의 수신기에서와 같은 FM-트랩은 이 목적에 필요하지 않다. 종래의 수신기에서의 FM-트랩은 원하지 않는 FM-무선 신호들뿐만 아니라 원하는 FM-무선 신호까지도 감쇠함으로써 FM-수신의 감도(sensitivity)를 열화시킨다. 상기 예에서의 스위칭 가능한 대역통과 필터가 FM-무선 대역에서의 선택성을 제공한다는 사실 때문에, 종래의 수신기와 비교하여 상당히 우수한 감도를 얻을 수 있다. 또한, 그 선택성은 CENELEC EN55020 표준과 같은 소정의 공식적인 요구에 부합되는 것도 가능하다.

또한 상기 예에서의 비용 및 크기는 실질적으로 종래의 수신기의 비용과 크기보다 작을 수도 있다. 먼저, 스위칭 가능한 대역통과 필터 자체는 FM-트랩보다 더 작고 저렴할 수 있다. 두 번째로, 스위칭 가능한 대역통과 필터는 믹서에 뒤이은 다른 필터들에 부여된 요구사항들을 완화하기 때문에, 이 필터들은 작고 저렴할수 있다. 이러한 면에서, 동조기와 FM-무선 IC 사이에 연결된 필터 유닛이 이루어지며, 이 필터 유닛은 비교적 엄격한 요구사항들에 부합하며, 따라서 비교적 비용이 작고 광범위하다. 스위칭 가능한 대역통과 필터가 종래의 수신기의 동조기에서 사용되었다면, 필터 유닛에 부여된 요구사항들은 보다 완화될 것이며, 결과적으로 필터 유닛은 더 작고 저렴하게 될 수 있을 것이다.

본 발명은 멀티미디어 응용들에 특히 적절하다. 많은 멀티미디어 응용들은 표준 크기의 애드-온 카드들을 사용한다. 서두에서 언급한 바와 같이, 본 발명에 따른 수신기는 표준-크기의 애드-온 카드로 구현될 수 있다. 비교적 작은 크기의 수신기는 표준-크기의 애드-온 카드에 대해 다른 회로도 허용되며, 이것은 이 카드의 기능을 더욱 향상시킬 수도 있다. 또한, 주목할 만한 점은 수신기의 일부가 바람직하게 멀티미디어 장치에서 디지털 신호들에 의해 생성된 간섭을 상쇄하기 위해 차폐된 금속 박스(shielded metal box)에 설치된다는 점이다. 수신기의 크기가 더 작아지면 차폐된 금속 박스가 차지하는 공간이 더 작아지고, 이는 수신기가 매우 다양한 멀티미디어 응용들에 적합하게 되도록 한다.

이하, 본 발명을 도면에 예시된 예들을 참조하여 상세히 기술한다. 또한, 첨부된 청구항들에 한정된 유익한 실행들에 대한 설명을 예시된 예들을 참조하여 기술한다.

본 발명을 TV 및 FM-무선 신호들 모두를 수신할 수 있는 도 1의 동조기를 참조하여 예시적으로 기술한다. 이 관점에서, 도 1의 동조기의 구현은 도 2 내지 도4를 참조해서 서술할 것이고, 도 1의 동조기의 멀티미디어 응용의 예는 도 5를 참조해서 서술할 것이다. 마지막으로, 청구된 본 발명의 범주가 도면들에 예시된 예들에 적합한지를 설명한다.

도 1의 동조기를 참조하면, TV 및 FM-무선 신호들이 입력들(TVIN, FMIN)에 각각 인가된다. 도 1의 동조기는, 예를 들어, 주파수 및 신호 형태(TV 또는 FM)와 같은 원하는 수신 신호와 관련된 동조 제어 데이터(TCD)를 수신한다. 원하는 수신 신호에 응답하여, 도 1의 동조기는 출력(IFOUT)에 중간 주파수 신호(IFS)를 제공한다.

도 1의 동조기는 두 가지 모드들, 즉, 원하는 수신 신호가 TV신호일 경우에는 TV-모드, 또는 원하는 수신 신호가 FM-무선 신호일 경우에는 FM-모드로 동작할수 있다. TV-모드에서, 중간 주파수 신호 IFS는 38.9MHz의 중간 주파수에 있으며, 이후로는 TV-IF로 약칭한다. FM-모드에서, 중간 주파수 신호 IFS는 10.7MHz의 중간 주파수에 있으며, 이후로는 FM-IF로 약칭한다.

도 1의 동조기는 3-대역 개념에 기초를 둔다. 이것은 도 1의 동조기가 세개의 각각의 주파수 대역들, 즉, 고대역, 중간대역, 저대역에서 TV 신호들을 처리하기 위한 세 개의 개별적인 브랜치들을 포함한다는 것을 의미한다. 각각의 브랜치는 다음과 같은 부품, 즉, 입력 필터(RFI-H/-M/-L), 입력 증폭기(RFA-H/-M/-L), 대역통과 필터(BPF-H/-M/-L), 믹서(MIX-H/-M/-L), 발진기 회로(OSC-H/-M/-L), 및 발진기 공진 회로(ORC-H/-M/-L)를 포함한다. 이 부품의 참조 부호들에서 사용된 접미사 -H, -M, 및 -L은 관련 부분이 고-대역 브랜치, 중간-대역 브랜치, 및 저-대역 브랜치중 어디에 속하는지를 나타낸다. 도 1의 동조기는 도 1에 직사각형의 점선으로 도시된 MOIC 내의 부품을 포함하는, Philips Semiconductors에 의해 제조된 TDA 5736 형태와 같은 믹서-발진기 집적 회로 MOIC를 사용함으로써 구현될 수도 있다.

도 1의 동조기에서, FM-무선 신호들은 저-대역 브랜치에서 처리된다. 스위치(SWIN)는 저-대역 브랜치를 입력(TVIN) 또는 입력(FMIN) 중 하나에 연결한다. 첫 번째로 상술된 경우에 TV 신호들은 저-대역 브랜치에 제공되고, 마지막으로 상술된 경우에 FM-무선 신호들은 저-대역 브랜치에 공급된다.

각각의 브랜치에서, 입력 필터(RFI-H/-M/-L)는 주파수에 있어서 원하는 수신 신호로부터 비교적 멀리 있는 신호들을 감쇠하여, 입력 증폭기(RFA-H/-M/-L)의 과부하를 방지한다. 증폭기(RFA-H/-M/-L)는 이득 제어 전압(Vagc)에 의해 제어된다.대역통과 필터(BPF-H/-M/-L)는 원하지 않은 신호들을 더욱 감쇠한다. 믹서(MIX-H/-M/-L)는 원하는 수신 신호에 발진기 신호(OSS-H/-M/-L)를 멀티플라이하여 원하는 수신 신호의 주파수 시프트(frequency shift)를 행한다. 발진기 신호(OSS-H/-M/-L)는 발진기 회로(OSC-H/-M/-L) 및 발진기 공진 회로(ORC-H/-M/-L)에 의해 발생되며, 이것은 발진기 신호(OSS-H/-M/-L)의 주파수를 결정한다. 믹서는 중간 주파수 증폭기(IFAMP)를 통해 중간 주파수 신호 IFS를 제공한다.

각각의 브랜치에서, 관련 브랜치의 발진기 신호(OSS-H/-M/-L)를 위상-동기 루프 회로(PLL)(phase-locked loop circuit)가 제어한다. 위상-동기 루프 회로(PLL)는 종래의 방법으로 동조기 제어 데이터(TCD) 및 발진기 신호 증폭기(OSSA)를 통해 수신된 발진기 신호(OSS-H/-M/-L)로부터 동조 전압(Vtun)을 유도한다. 동조 전압(Vtun)은 발진기 공진 회로(ORC-H/-M/-L)에 인가된다. TV-모드에서, 저-대역 브랜치의 발진기 신호(OSS-L)는 원하는 수신 신호와 TV-IF(38.9 MHz)의 합이 되는 주파수로 설정된다. FM-모드에서, 발진기 신호(OSS-L)는 원하는 수신 신호와 FM-IF(10.7 MHz)의 합이 되는 주파수로 설정된다.

각각의 브랜치에서, 동조 전압(Vtun)은 또한 입력 필터(RFI-H/-M/-L)와 대역 통과 필터의 각각의 통과 대역들을 변화시키기 위해 사용된다. 통과 대역들은 바람직하게 원하는 수신 신호를 포함해야 한다. 그렇지 않으면, 원하는 수신 신호는 왜곡되고 원하지 않는 신호들은 충분히 감쇠되지 않을 수도 있다. TV-모드에서, 통과 대역들은 발진기 신호 주파수와 TV-IF의 차이를 포함해야 한다. FM-모드에서, 상기 통과 대역들은 발진기 신호 주파수와 FM-IF의 차이의 중앙에 있어야 한다. 수신 대역들을 통한 동조동안, 발진기 신호와 관련된 통과 대역들의 위치를 이후로 트래킹(tracking)이라 칭한다.

위상-동기 루프 회로(PLL)는 또한 모드 스위치 신호 TV/FM을 제공한다. 저-대역 브랜치에서, 모드 스위치 신호(TV/FM)는 발진기 공진 회로(ORC-L)을 스위칭하기 위해 사용된다. 발진기 신호(OSS-L)는, 동조 전압(Ttun)의 주어진 전압에 대해, FM-모드에서보다 TV-모드에서 더 높은 주파수로 스위칭된다. 입력 필터(RFI-L) 및 대역통과 필터(BPF-L)의 각각의 통과-대역들은 동조 전압(Vtun)의 주어진 값에 대해 실질적으로 일정하게 유지된다. 따라서, 한편으로는 입력 필터(RFI-L)와 대역통과 필터(BPF-L)간의 주파수 오프셋과, 다른 한편으로는 발진기 신호(OSS-L)가 스위칭된다. 주파수 오프셋은 바람직하게 TV-모드에서 TV-IF로 스위칭되고, FM-모드에서 FM-IF로 스위칭된다.

또한, 모드 제어 신호(TV/FM)는 바람직하게 저-대역 브랜치에서 대역통과 필터(BPF-L)의 통과-대역폭을 스위칭한다. TV-모드에서, 대역통과 필터(BPF-L)는 바람직하게, 예를 들어, 10MHz의 비교적 광 통과 대역을 가지며, 반면에 FM-모드에서 통과 대역은 바람직하게, 예를 들어, 1MHz의 비교적 협 통과 대역을 갖는다.

도 2는 도 1 동조기의 저-대역 브랜치에서 입력 필터(RFI-L), 대역통과 필터(BPF-L) 및 발진기 공진 회로(ORC-L)의 구현을 위한 기본 공진 회로를 도시한다. 도 2의 기본 공진 회로는 인덕턴스(Lp), 제어 가능한 커패시턴스(Cvar), 패더(padder) 커패시턴스(Cpad), 및 병렬 커패시턴스(Cpar)를 포함한다. 제어 가능한 커패시턴스의 값은 동조 전압(Vtun)에 의존한다. 제어 가능한 커패시턴스는 동조 전압(Vtun)이 종래의 방법으로 인가되는 배리캡 다이오드(varicap diode)일 수도 있다.

도 1의 동조기의 구현에 있어서, 저-대역 브랜치에서, 입력 필터(RFI-L), 대역통과 필터(BPF-L), 발진기 공진 회로(ORC-L)에 동일한 배리캡 다이오드들이 사용된다. 동일한 배리캡 다이오드들의 커패시턴스는 동조 전압(Vtun)의 함수로서 2.5pF 내지 61.5pF에서 가변할 수 있다. 다른 소자들의 값들은 바람직하게 TV-모드 및 FM-모드 모두에서 양호한 트래킹이 얻어지도록 선택된다.

표 1은 도 2의 기본 공진 회로에서의 다른 소자들에 대한 바람직한 값들을 예시한다. RF 열(column)은 저-대역 브랜치에서 입력 필터(RFL-L) 및 대역통과 필터(BPF-L)에 대한 바람직한 소자 값들을 나타낸다. RF+38.9MHz 열은 TV-모드에서 저-대역 발진기 공진 회로(ORC-L)에 대한 바람직한 소자 값들을 나타낸다. RF+10.7MHz 열은 FM-모드에서 저-대역 발진기 공진 회로(ORC-L)에 대한 바람직한 소자 값들을 나타낸다. Fres 행(row)은 각각의 기본 공진 회로가 동조될 수 있는 주파수 대역들을 나타낸다. 예를 들어, 저-대역 브랜치의 대역통과 필터(BPF-L)는 46 내지 175MHz의 주파수-대역을 통해 동조될 수 있다. 발진기 공진 회로(ORC-L)에서, 인덕턴스(Lp)는 TV-모드에서보다 FM-모드에서 더 높은 값을 가져야 한다. 패더 커패시턴스(Cpad)도 마찬가지이다. 그러나, 병렬 커패시턴스(Cpar)는 TV-모드에서보다 FM-모드에서 더 높은 값을 가져야 한다.

[표 1]

FM-모드 및 TV-모드에서 발진기 공진 회로(ORC-L)의 바람직한 소자 값들을 얻기 위해, 3개의 스위치들이 사용될 수 있다. 도 2를 참조하면, 도시되지 않은 스위치 및 커패시턴스의 직렬 배열이 패더 커패시턴스(Cpad)에 병렬로 연결될 수 있다. 마찬가지로 병렬 커패시턴스(Cpar)에 대해 병렬로 연결될 수 있다. 인덕턴스(Lp)는 도시되지는 않았지만 두 개의 인덕턴스들로 직렬로 나뉘어질 수 있으며, 이 인덕턴스들 중 하나에 스위치가 병렬로 연결될 수 있다. 도 1을 참조하면, 스위치들은 모드 스위치 신호 TV/FM에 의해 제어될 수도 있다.

도 3a는 도 1의 동조기의 저-대역 브랜치에서 사용되는 대역통과 필터의 등가 회로도이다. 도3a의 회로도에는 두 개의 공진 회로들이 도시되어 있다. 제 1 공진 회로는 인덕턴스(LB1), 제어 가능한 커패시턴스(CBvra1) 및 커패시턴스(CBpad1)를 포함한다. 제 2 회로는 인덕턴스(LB2), 제어 가능한 커패시턴스(CBvra2) 및 커패시턴스(CBpad2)를 포함한다. 도 3a의 회로도는 보조 커패시턴스(CBaux1, CBaux2), 보조 가변 커패시턴스(CBvar3) 및 이미지 압축(image suppression) 커패시턴스(Cim)를 더 포함한다.

도 3a의 두 개의 공진 회로들은 탑-커플링 커패시턴스(top-coupling capacitance)(CBtop) 및 제 1 풋-커플링 인덕턴스(foot-couplinginductance)(Lfc1)에 의해 서로 연결된다. 또한, 제 2 풋-커플링 인덕턴스(Lfc2) 및 스위치(SB)의 직렬 배열은 제 1 풋-커플링 인덕턴스(Lfc1)에 병렬로 연결된다. 따라서, 스위칭 가능한 유도성(inductive) 풋-커플링이 얻어진다. 스위치(SB)가 닫혀있으면, 유도성 풋-커플링은 스위치(SB)가 열려 있을 때보다 약해진다.

도 1 및 도 3a를 참조하면, 모드 제어 신호(TV/FM)가 스위치(SB)를 제어한다. TV-모드에서, 스위치(SB)는 도 3a의 두 개의 공진 회로들간의 오버-크리티컬 커플링(over-critical coupling)을 얻기 위해 열려진다. FM-모드에서, 스위치(SB)는 도 3a의 두 개의 공진 회로들간의 언더-크리티컬 커플링(under-critical coupling)을 얻기 위해 닫혀진다.

도 3b는 도 1의 동조기의 저-대역 브랜치에서 입력 증폭기(RFA-L)와 믹서(MIX-L) 사이에 연결되는데 대역통과 필터(BPF-L)의 구현을 도시한다. 도 3b의 구현은 도 3a의 회로와 비교되는 다음과 같은 특징들을 갖는다. 먼저, 도 3b의 구현에서, 제 1 풋-커플링 인덕턴스(Lfc1)는 두 개의 풋-커플링 인덕터들(Lfc1a, Lfc1b)에 의해 구현된다. 두 개의 풋-커플링 인덕터들(Lfc1a, Lfc1b) 각각은 그 한쪽이 인덕터들(LB1, LB2)에 각각 연결되고, 풋-커플링 커패시턴스(Cfc)를 통해 다른 커플링 인덕터에 연결된다. 풋-커플링 커패시턴스(Cfc)는 저-대역 내의 주파수들에서 비교적 낮은 임피던스를 가지며, 근사적으로 단락 회로로서 간주될 수도 있다.

도 3a의 회로와 비교되는 도 3b의 구현의 제 2 특징은 도 3b의 단일 커패시터(CBpc)가 도 3a의 두 개의 개별적으로 도시된 커패시턴스들(CBpad1, CBpad2)을제공한다는 것이다. 단일 커패시터(CBpc)를 사용하는 이유는 구성요소 효율성 때문이며, 또한 필터 특성들이 이에 의해 거의 영향받지 않는다는 사실 때문이다. 도 1의 동조기의 대역통과 필터(BPF-L)와 같은 도 3b의 회로의 구현에 있어서, 커패시턴스들(Cpad1, Cpad2)의 바람직한 값들은 비교적 높다. 도 3b의 구현에서 커패시터(CBpc)는 도 3a에 도시된 두 개의 높은 값의 커패시턴스들(Cpad1, Cpad2)을 제공하며, 이것은 제어 가능한 커패시턴스들(CBvar1, CBvar2) 각각 및 신호 접지 사이에서 존재한다. 도 3b의 구현에서의 커패시터(CBpc)가 높은 값을 가지고 또한 결과적으로 비교적 낮은 임피던스를 갖는다는 사실 때문에, 커패시터(CBpc)의 결과로서 공진 회로들 사이의 연결은 약하며, 이 연결은 필터 특성들에 영향을 줄 수 있다.

도 3b의 구현에서, 배리캡 다이오드들은 제어 가능한 커패시턴스들(CBvra1, CBvar2, CBvar3)을 형성한다. 배리캡 다이오드들은 저항기들(CBR2, CBR3) 중 적어도 하나를 통해 동조 전압(Vtun)을 수신한다. 믹서(MIX-L)와의 연결을 최적으로 하기 위해 저항기(CBR2)가 보조 커패시터(CBaux2)에 직렬로 연결된다.

도 3b의 구현에서, 스위칭 다이오드(DBsw)는 도 3a에 도시된 스위치(S)를 효과적으로 구성한다. TV-모드에서, 스위칭 다이오드(Dsw)는 공진 회로들간의 오버-크리티컬 커플링을 얻기 위해 비-도통 상태에 있다. FM-모드에서, 스위칭 다이오드(Dsw)는 공진 회로들간의 언더-크리티컬 커플링을 얻기 위해 도통 상태에 있다. 또한, 오버-크리티컬 상태와 언더-크리티컬 상태 사이에서 연결을 스위칭하기 위해 다음과 같은 소자들이 사용된다. 보조 커패시터(CBaux3)는 스위칭 다이오드(DBsw)를 제 2 풋-커플링 인덕턴스(Lfc2)에 연결한다. 도 1의 동조기의 모드 스위칭 신호(TV/FM)는 저항기(CBR4)를 통해 스위칭 다이오드에 인가된다. 보조 커패시터(CBaux4)는 TV/FM 모드 스위칭 신호를 전달하는 라인 상에서 유도성 풋-커플링으로 부터의 신호들의 원하지 않는 피드-쓰루(feed-through)를 억제한다.

도 3b의 구현에서, 다음과 같은 구성요소 값들은 만족할만한 성능을 제공한다.

Cim : 0.06pF

CBaux1 : 2pF

CBtop : 0.1pF

Cfc : 680pF

CBpc : 4.7nF

LB1, LB2 : 175nH

Lfc1a, Lfc1b : 32nH

Lfc2 : 6nH

위에서 언급되지 않은 구성요소들의 값들은 필터 특성들에 대해 덜 중대하다.

도 3b에 도시된 모든 전기 소자들이 개별적인 구성요소들로 실현될 필요는 없다. 특히, 이미지 커패시턴스(Cim), 탑-커플링 커패시턴스(CBtop) 및 제 2 풋-커플링 인덕턴스(Lfc2)는 도 3b의 회로를 실현하기 위해 사용되는 인쇄 회로 기판(PCB)의 적절한 레이아웃에 의해 얻어질 수도 있다. 예를 들어, PCB-트랙은풋-커플링 인덕턴스(Lfc2)를 구성할 수도 있다. 또한, 스위칭 다이오드(DBsw)의 스트레이 인덕턴스(stray inductance)는 풋-커플링 인덕턴스(Lfc2)에 효과적으로 기여할 수도 있다. 관련 PCB-트랙들 사이의 용량성 커플링은 이미지 커패시턴스(Cim)를 제공할 수도 있으며, 마찬가지로, 탑-커플링 커패시턴스(CBtop)가 얻어질 수 있으며, 뿐만 아니라 다른 커패시턴스도 비교적 작아질 수 있다.

도 4는 위에서 언급한 값들을 갖고 동조 전압(Vtun)의 소정의 값에 대한 도 3b의 구현의 필터 특성들을 도시한다. 도 4에서, 데시벨(dB)로 표시된 이득(G)이 수직축에 도시되어 있고, 메가헤르쯔(MHz)로 표시된 주파수가 수평축에 도시되어 있다. 도 4에는 이득 대 주파수에 대한 두 개의 플롯이 있으며, 한 플롯은 TV로 표시되고, 다른 플롯은 FM으로 표시되며, 이것은 TV-모드 및 FM-모드에서의 필터-특성들을 각각 나타낸다.

도 4는 도 3b의 구현에서의, TV-모드 및 FM-모드에서의 필터 특성들간의 차이를 분명하게 도시하고 있다. 먼저, 필터 특성에서의 통과-대역은 TV-모드에서 보다 FM-모드에서 더 좁다. TV-모드에서, 3dB 통과-대역은 약 10MHz의 폭이며, 이것은 TV 수신 신호의 대역폭보다 약간 더 넓다. FM-모드에서, -3dB 통과-대역은 약 2.5MHz로 감소된다.

두 번째로, TV-모드에서 통과-대역은 두 개의 피크들을 갖는 반면에, FM-모드에서는 통과-대역이 하나의 피크를 갖는다. 두 개의 피크들은 명백히 TV-모드에서 도 3b의 구현에서의 공진 회로들간의 오버-크리티컬 커플링으로부터 생긴 것이다. 하나의 피크는 FM-모드에서 스위칭 다이오드(Dsw)가 비-도통 상태일 때 언더-크리티컬 커플링으로부터 생긴 것이다.

세 번째로, FM-모드에서 통과-대역의 중심-주파수가 TV-모드에서보다 약간 더 높다. 환언하면, 스위칭 다이오드(Dsw)의 상태가 변화되었을 때, 약간 역-동조(de-turning)된다. 역-동조는 도 3b의 구현에서 공진 회로들 사이에서 유도성 풋-커플링을 스위칭함으로써 야기된다. 스위칭은 공진 회로들의 유효 인덕턴스 값들을 변화시키며, 이에 의해 공진 주파수들이 변한다. 도 1의 동조기를 참조하면, TV-모드에서 FM-모드로 스위칭되거나 또는 그 반대로 스위칭될 때 대역통과 필터(BPF-L)의 역-동조는 실제적인 문제를 야기하지 않는다. 발진기 공진 회로(ORC-L)의 정렬(alignment)에서 임의의 역-동조가 고려될 수 있으며, 예를 들어, 정렬은 만족스러운 트래킹이 얻어지도록 이루어진다. 또한 대역통과 필터(BPF-L)에서의 어떤 역-동조의 관점에서도 입력 필터(RFI-L)를 보정하는 것도 가능하다.

네 번째로, 통과-대역은 TV-모드에서보다 FM-모드에서 약간 더 낮은 이득을 갖는다. 이 효과는 또한 도 3b의 구현에서의 공진 회로들 사이의 연결과도 관련이 있다. 도 3b의 구현에서 언더-크리티컬 커플링에서의 신호 손실이 오버-크리티컬 커플링에서보다 더 크다.

다섯 번째로, 필터 특성들은 TV-모드와 FM-모드에서 상이한 노치들을 포함한다. TV-모드에서, 노치는 통과-대역 위 TV-IF에 거의 두배에 위치한다. FM-모드에서, 노치는 통과-대역 위 FM-IF에 거의 두배에 위치한다. 노치들은 믹서(MIX-L)로의 수신 신호 경로에 필요한 이미지 압축에 기여한다. 노치들은 이미지 커패시턴스(Cim)에 의해 크게 영향을 받으며, 이에 대해서는 후술한다.

인덕턴스(LB2)를 포함하는 제 2 공진 회로는 이미지 커패시턴스(Cim)를 통해 신호를 수신한다. 제 2 공진 회로는 또한 인덕턴스(LB1)을 포함하는 제 1 공진 회로를 통해 신호를 수신한다. 공진 주파수에서, 이 신호들은 동위상이고, 이미지 커패시터(Cim)는 탑-커플링 커패시턴스(CBtop)와 유사한 용량성 탑-커플링에 기여한다. 그러나, 공진 주파수 훨씬 이상의 어떤 특정한 주파수에서, 신호들은 역-위상(anti-phase)이 되며 실질적으로는 서로 상쇄될 수도 있다. 이것은 도 4에 도시된 노치들과 같이 나타난다. 구성요소들의 값들을 적절하게 선택함으로써, 노치들이 도 4에 도시된 바와 같이 TV-모드 및 FM-모드 모두에서 이미지 압축에 기여할 수 있도록 노치들의 위치를 정하는 것이 가능하다. 따라서, TV-모드에서 FM-모드로 또는 그 반대로 스위칭될 때, 이미지 압축은 새로운 IF에 따라 자체적으로 조정된다.

도 5는 도 1의 동조기(TUN)를 포함하는 멀티미디어 장치의 예를 도시한다. 도 1의 동조기(TUN)는 애드-온 카드(PCAO)로 실행되며 이 카드는 멀티미디어 장치의 애드-온 카드 홀더(HOL)에 플러그된다. 도 1의 동조기(TUN)와는 별개로, 애드-온 카드는 TV IF 신호 처리 회로(TVIFC)와 FM IF 신호 처리 회로(FMIFC)를 포함한다. 후자의 회로들은 도 1의 동조기(TUN)가 제공하는 중간 주파수 신호(IFS)를 IF 스플리팅 필터(IFSF)를 통해 수신한다. 도 1의 동조기(TUN), IF 스플리팅 필터(IFSF), 및 TV IF 신호 처리 회로(TVIFC)는 차폐된 금속 박스(SMB)에 설치되어 있다. 상술된 부품을 갖는 차폐된 금속 박스(SMB)는 제작되어 애드-온 카드 제조업자들에게 판매된다.

도 5의 멀티미디어 장치는 사용자 인터페이스(UIF), 제어 유닛(CCU), 화상 디스플레이 장치(PDD), 및 사운드 재생 유닛(SRU)을 포함한다. 사용자는 사용자 인터페이스(UIF)를 통해 원하는 수신 신호를 선택한다. 예를 들어, 사용자는 사용자-인터페이스(UIF)의 일부인 키보드로 프로그램 번호를 입력할 수도 있다. 제어 유닛(CCU)은 도 1의 동조기(TUN)가 원하는 수신 신호를 선택할 수 있도록 애드-온 카드(PCAO)를 효과적으로 제어한다. 예를 들어, 제어 유닛(CCU) 원하는 수신 신호의 주파수와 신호의 형태(FM 또는 TV)와 관련해서, 도시되지 않은 메모리에 저장된 명령들을 제공한다. 이 명령들은 동조기 제어 데이터(TCD)의 형태로 도 1의 동조기(TUN)에 제공된다. 애드-온 카드(PCAO)는, 예를 들어, 원하는 수신 신호로부터 얻은 사운드 및/또는 비디오 정보를 제공하며, 이 정보는 제어 유닛(CCU)에서 더 처리될 수도 있다. 음성 및/또는 비디오 정보는 사운드 재생 유닛(SRU) 및 화상 디스플레이 장치(PDD)를 통해 사용자에게 각각 제공된다.

결론적으로, 본 발명은 상술된 예들과는 다르게 구현될 수도 있다. 이 관점에서, 참조 부호들은 관련 청구범위를 제한하려는 것이 아니다. 청구된 본 발명의 범주가 상술된 예들을 초과한다는 것을 나타내기 위해 약간의 최종적인 의견이 이루어졌다.

본 발명은 조합된 TV 및 FM-무선 수신에 제한되는 것이 아니라는 점을 유념해야 한다.

또한, 본 발명은 두 개의 상이한 형태의 수신 신호들에 제한되는 것이 아니라는 점을 유념해야 한다. 예를 들어, 3가지 형태의 수신 신호들을 수신하는 수신기에 있어서, 대역통과 필터는 3가지 또는 그 이상의 상이한 필터 특성들을 제공하도록 전환될 수도 있다.

본 발명은 도 1에 도시된 바와 같은 3 대역 동조기 개념에 제한되지 않는다는 점을 유념해야 한다. 원리적으로, 본 발명은 어떠한 개념, 예를 들어, 2-대역 동조기 개념에 적용될 수도 있다.

마지막으로, 본 발명은 멀티미디어 응용들에 제한되는 것이 아니라는 점을 유념해야 한다. 본 발명은 TV 수신기들과 비디오-테이프 레코더들과 같이 수신기를 포함하는 임의의 장치에 사용될 수도 있다.

Claims

제 1 형태의 수신 신호들과 제 2 형태의 수신 신호들을 수신하는 수신기로서,

수신 신호에 응답하여, 믹서 입력 신호를 제공하기 위한 입력부로서, 상기 제 1 및 제 2 형태의 수신 신호들이 존재하는 주파수 대역에서 동조 가능한 대역통과 필터를 포함하는, 상기 입력부;

상기 믹서 입력 신호에 응답하여, 중간 주파수 신호를 제공하기 위한 믹서;

상기 수신 신호들이 상기 제 1 형태의 수신 신호들일 때 상기 중간 주파수 신호를 처리하도록 상기 믹서에 연결된 제 1 중간 주파수 신호 처리 장치; 및

상기 수신 신호들이 상기 제 2 형태의 수신 신호들일 때 상기 중간 주파수 신호를 처리하도록 상기 믹서에 연결된 제 2 중간 주파수 신호 처리 장치를 포함하는, 상기 수신기에 있어서;

상기 대역통과 필터는,

동조 가능한 제 1 공진 회로,

동조 가능한 제 2 공진 회로, 및

상기 제 1 및 제 2 공진 회로들간의 연결(coupling)을 스위칭하기 위한 수단을 포함하며,

상기 대역통과 필터는 상기 제 1 형태의 상기 수신 신호들과 상기 제 2 형태의 상기 수신 신호들을 상이하게 필터링하도록 스위칭 가능하고,

언더-크리티컬 상태(under-critical state)와 오버-크리티컬 상태(over-critical state) 사이에서 상기 연결을 수정하기 위해 상기 제 1 및 제 2 공진 회로들간의 상호 인덕턴스(mutual inductance)가 스위칭되고,

상기 연결은, 상기 대역통과 필터가 상기 제 1 형태의 상기 수신 신호들을 필터링하도록 스위칭되는 경우, 상기 언더-크리티컬 상태에 있고,

상기 연결은, 상기 대역통과 필터가 상기 제 2 형태의 상기 수신 신호들을 필터링하도록 스위칭되는 경우, 상기 오버-크리티컬 상태에 있는 것을 특징으로 하는, 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 대역통과 필터는 이미지 압축 커패시터(image suppression capacitor)를 포함하며, 이 커패시터를 통해 입력 신호가 상기 제 2 공진 회로에 제공되는 것을 특징으로 하는, 수신기.
멀티미디어 장치로서,

제 1 형태의 수신 신호들과 제 2 형태의 수신 신호들을 수신하기 위한 수신기; 및

상기 수신기를 제어하고 데이터 신호들을 처리하기 위한 제어 유닛을 포함하며,

상기 수신기는,

수신 신호에 응답하여, 믹서 입력 신호를 제공하기 위한 입력부로서, 상기 제 1 및 제 2 형태의 수신 신호들이 존재하는 주파수 대역에서 동조 가능한 대역통과 필터를 포함하는, 상기 입력부;

상기 믹서 입력 신호에 응답하여, 중간 주파수 신호를 제공하기 위한 믹서;

상기 수신 신호들이 상기 제 1 형태의 수신 신호들일 때 상기 중간 주파수 신호를 처리하도록 상기 믹서에 연결된 제 1 중간 주파수 신호 처리 장치; 및

상기 수신 신호들이 상기 제 2 형태의 수신 신호들일 때 상기 중간 주파수 신호를 처리하도록 상기 믹서에 연결된 제 2 중간 주파수 신호 처리 장치를 포함하는, 상기 멀티미디어 장치에 있어서:

상기 대역통과 필터는,

동조 가능한 제 1 공진 회로,

동조 가능한 제 2 공진 회로, 및

상기 제 1 및 제 2 공진 회로들간의 연결을 스위칭하기 위한 수단을 포함하고,

상기 대역통과 필터는 상기 제 1 형태의 상기 수신 신호들과 상기 제 2 형태의 상기 수신 신호들을 상이하게 필터링하도록 스위칭 가능하고,

언더-크리티컬 상태와 오버-크리티컬 상태 사이에서 상기 연결을 수정하기 위해 상기 제 1 및 제 2 공진 회로들간의 상호 인덕턴스가 스위칭되고,

상기 연결은, 상기 대역통과 필터가 상기 제 1 형태의 상기 수신 신호들을 필터링하도록 스위칭되는 경우, 상기 언더-크리티컬 상태에 있고,

상기 연결은, 상기 대역통과 필터가 상기 제 2 형태의 상기 수신 신호들을 필터링하도록 스위칭되는 경우, 상기 오버-크리티컬 상태에 있는 것을 특징으로 하는, 멀티미디어 장치.
제 1 형태의 수신 신호들과 제 2 형태의 수신 신호들을 수신하는 동조기로서,

수신 신호에 응답하여, 믹서 입력 신호를 제공하기 위한 입력부로서, 상기 제 1 및 제 2 형태의 수신 신호들이 존재하는 주파수 대역에서 동조 가능한 대역통과 필터를 포함하는, 상기 입력부; 및

상기 믹서 입력 신호에 응답하여, 중간 주파수 신호를 제공하기 위한 믹서를 포함하는, 상기 동조기에 있어서:

상기 대역통과 필터는,

동조 가능한 제 1 공진 회로,

동조 가능한 제 2 공진 회로, 및

상기 제 1 및 제 2 공진 회로들간의 연결을 스위칭하기 위한 수단을 포함하고,

상기 대역통과 필터는 상기 제 1 형태의 상기 수신 신호들과 상기 제 2 형태의 상기 수신 신호들을 상이하게 필터링하도록 스위칭 가능하고,

언더-크리티컬 상태와 오버-크리티컬 상태 사이에서 상기 연결을 수정하기 위해 상기 제 1 및 제 2 공진 회로들간의 상호 인덕턴스가 스위칭되고,

상기 연결은, 상기 대역통과 필터가 상기 제 1 형태의 상기 수신 신호들을 필터링하도록 스위칭되는 경우, 상기 언더-크리티컬 상태에 있고,

상기 연결은, 상기 대역통과 필터가 상기 제 2 형태의 상기 수신 신호들을 필터링하도록 스위칭되는 경우, 상기 오버-크리티컬 상태에 있는 것을 특징으로 하는, 동조기.