KR100402912B1 - 전이중초광대역통신시스템및방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 임펄스 라디오 트랜시버는 전이중 초광대역 통신용이다. 트랜시버는 임펄스 라디오 신호 펄스를 송신하기 위한 임펄스 라디오 송신기와, 임펄스 라디오 신호 펄스를 수신하기 위한 임펄스 라디오 수신기와, 임펄스 라디오 송신기와 임펄스 라디오 수신기 모두 또는 그 중 하나와 관련되어, 펄스 인터리브 통신에 대하여 임펄스 라디오 신호 펄스의 송 · 수신을 동기하는 수단을 구비한다. 펄스 인터리빙 방법은 송신된 임펄스 라디오 신호 펄스와 수신된 임펄스 라디오 신호 펄스간의 자체 간섭을 피한다. 펄스 인터리브 통신에 부가하여, 버스트 펄스는 인터리빙된 형태로 두 트랜시버간에 송신될 수 있다. 선택적으로, 두개의 상이한 펄스 반복율은 임펄스 라디오 신호 펄스를 동시에 송 · 수신하는 데 사용된다. 수신 또는 송신된 임펄스 라디오 신호 펄스 중 선택된 펄스를 소거하는 소거 방법은 간섭을 피하는데 사용될 수 있다.

Description

전이중 초광대역 통신 시스템 및 방법{FULL DUPLEX ULTRAWIDE-BAND COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD}
협대역 신호를 이용하여 동작하는 종래의 트랜시버는 통상적으로 신호 전송 및 수신용으로 동일 안테나를 사용한다. 신호 송 ·수신시 동일 주파수 또는 매우 근접한 주파수를 사용하는 것이 일반적이다. 전송 및 수신 모드 사이의 스위칭은 매우 높은 전송률로 데이타의 각 패킷의 밀도에 따라 행해질 수 있다.
종래, 주파수 영역 또는 시간 영역 다중 액세스(FDMA 또는 TDMA) 방식중 한 방식을 이용하여 전이중 동작이 행해져 왔다. 송 ·수신기를 분리시키기 위해, FDMA에는 주파수 필터 및 하이브리드를 사용하는 한편, TDMA에는 송 · 수신기가 교대로 동작하는 듀티 사이클 체계를 사용한다.
FDMA 전이중 음성 통신 시스템의 일례로는 다른 송 · 수신 주파수로 동작하는 아마츄어 라디오 트랜시버가 있다. 예를 들어, 그 다른 주파수는 144 MHz, 436 MHz일수 있다. 이러한 시스템에서, 안테나는 송 · 수신에 통상적으로 서로 다른 것을 사용하며, 필터는 수신기에 사용되어 근접 송신 안테나로부터의 송신기 잡음을 제거한다. 그렇지 않으면, 수신기는 자체 송신기에 의해 쉽게 과부하될 수 있다.
이에 반해, 임펄스 라디오 기술은 정의에 의하면 초광대역이다. 임펄스 라디오에 관한 원천 기술은 본 발명자에게 특허 허여된 약간의 미국 특허에서 찾아볼수 있다. 즉, 미국 특허 제4,641,317호(1987년 2월 3일에 허여됨), 제4,813,057호(1989년 3월 14일) 및 제4,979,186호이다. 임펄스 라디오의 초광대역 특성 때문에, 종래의 이중 통신 체계를 사용하기 위해 임펄스 라디오 시스템을 변형시키기란 어렵다.
임펄스 라디오 기술에서 전이중 방식을 달성하기 위해서는, 다른 송 · 수신 안테나가 휴대용 트랜시버 응용에 요구된다. 이것은 수신기가 동일 안테나를 사용하여 전송할 만큼 안테나로부터 빠르게 분리되지 않기 때문이다. 그러므로, 임펄스 라디오 안테나의 크기는 비교적 작아야 한다.
많은 사용자가 서로 통신하는 임펄스 라디오 시스템은 동일 크기의 안테나를 사용하여야 한다. 또한, 동일 대역폭에서의 임펄스 라디오 통신에 대하여, 송 · 수신 안테나도 동일 크기라고 가정된다. 이러한 제한은 임펄스 라디오 기술에서의 전이중 방식의 구현을 복잡하게 한다. 왜냐하면, 송 · 수신기가 동일 초광대역 주파수 대역폭에서 동작해야 하기 때문이다.
임펄스 라디오 기술은 매우 높은 전송률로 동작하기 때문에 신호가 다음 임펄스가 전송되기 전에 의도된 수신기에 도달할 시간이 없다. 이러한 상황은 몇 개의 펄스가 두 트랜시버 유닛 사이의 공간에서 나타나도록 초래한다. 이동 통신과같이 트랜시버 사이에 이동이 있을 때, 송 · 수신기가 동시에 동작해야 하는 불가피한 상황이 발생하게 된다.
이동 통신 환경 하에서 전이중 모드로 동작하기 위해서, 송 · 수신기는 송 · 수신기가 떨어져 있는 거리가 C/R의 배수만큼 증가 또는 감소할 때마다 동시에 동작해야 한다. 여기서 C는 광속, R은 반복율(repetition rate)이다. 예를 들면, R이 1 밀리언펄스/초인 경우, 존(zone)은 약 300 미터 등이 될 것이다. 전이중 모드 동작이 매우 바람직하지만, 이러한 결과는 전이중 모드 동작을 하는데 실용적이지 못하게 한다.
수신기에 근접한 송신 안테나에 의해 더 강력한 임펄스 라디오 신호가 송신될 때, 임펄스 라디오 수신기가 다른 임펄스 라디오 송신기에 의해 송신된 신호를 어떻게 식별할 수 있는가, 송 · 수신 신호간의 간섭을 피하는 임펄스 라디오 기술에 적용 가능한 테크닉은 해결책으로서 어떤 것이 요구되는가와 같은 문제점들이 나타난다.
본 발명은 통신 분야에 관한 것으로, 특히 전이중 모드를 이용한 초광대역 임펄스 통신 트랜시버 시스템 및 그 방법에 관한 것이다.
도1A 및 도 1B는 본 발명에 따른 2 GHz 중심 주파수 모노사이클 펄스를 각각 시간 및 주파수 영역에서 도시한 도면이다.
도 2A 및 도 2B는 본 발명에 따른 1 ns 펄스를 갖는 1 mpps 시스템을 각각 시간 및 주파수 영역에서 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 변조에 비례하여 펄스 반복 간격(PRI)을 바꾸는 변조 신호를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명에 따른, 주파수 영역에서 에너지 분배시 의사 랜덤 디더(dither)의 효과를 나타내는 플롯이다.
도 5는 본 발명에 따른, 임펄스 라디오 신호가 중첩하는 협대역의 사인파(간섭) 신호의 결과를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른, 임펄스 라디오 수신기의 "크로스 상관기" 전달 함수를 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명에 따른 임펄스 라디오 다중 경로 효과를 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명에 따른 다중 경로 펄스의 위상을 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명에 따른 전이중 임펄스 라디오 시스템을 나타낸 블럭도이다.
도 10은 트랜시버에서 송 · 수신된 펄스의 타이밍을 도시한 도면이다.
도 11은 임펄스 라디오 송신기 및 수신기간의 경합 구역을 도시한 도면이다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른, 임펄스 라디오 송신기와 수신기간의 경합구역의 효과를 최소화시키기 위한 지연 송신 테크닉을 도시한 도면이다.
도 13은 본 발명의 실시예에 따른, 전이중 임펄스 라디오 통신용 펄스 인터리브 테크닉에 대한 흐름도이다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른, 전이중 임펄스 라디오 통신용 버스트 인터리브 테크닉에 대한 흐름도이다.
도 15는 두 개의 통신 트랜시버에 다른 펄스 반복 주파수를 사용하는 본 발명의 또다른 실시예에 대한 예시 펄스를 도시한 도면이다.
도 16은 본 발명에 따른 크로스 상관 처리를 도시한 도면이다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 전이중 통신용 임펄스 라디오 트랜시버를 나타낸 블럭도이다.
도 18은 본 발명의 다른 실시예에 따른 전이중 통신용 임펄스 라디오 트랜시버를 나타낸 블럭도이다.
도 19는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른, 펄스 인터리브를 동기하기 위해 구현되는 트랜시버의 예시 블럭도이다.
도 20은 펄스 인터리브 통신시 지연을 구현하기 위한 흐름도이다.
바람직한 실시예의 상세한 설명
목차
Figure pct00001
Figure pct00002
I. 개요
본 발명에 따른 임펄스 라디오 기술은 무선 통신 응용에 폭넓게 사용되고 있다. 임펄스 라디오 기술은 지속파(CW) 반송파를 토대로 하는 시스템이 아니기 때문에, 부반송파 사용은 시간 영역 임펄스 무선 설계에 훌륭하고 반직관적인 부가이다. 이로 인해, 신호대잡음비는 부반송파를 사용하지 않는 임펄스 라디오 전송에 비해 상당히 개선된다.
통상적으로 임펄스 라디오는 짧은 주기 펄스와, 50 MHz와 10 GHz 사이의 중심 주파수와, 중심 주파수의 100+%인 초광대역폭과, 밀리와트 이하의 전력 레벨을 갖는 멀티마일 범위와, 극소 전력 스펙트럼 밀도와, 다른 매우 복잡한 설계, 특히 확산 스펙트럼 시스템 보다 더 낮은 비용과, 다른 시스템으로부터의 전파 방해 및 다중경로 패이딩에 대한 상당한 면역성을 가진다.
임펄스 라디오는 예외적인 다중 경로 면역성을 가지며, 비교적 간단하고 특히 확산 스펙트럼 라디오에 비해 제조시 보다 적은 비용이 든다. 임펄스 라디오 시스템은 기존의 종래 라디오 보다 실질적으로 적은 전력을 소비한다. 부가로, 임펄스 라디오 시스템은 기존의 휴대용 전기통신 트랜시버 보다 적은 공간을 차지한다. 이러한 특성들 때문에, 임펄스 라디오는 개인용 통신 시스템 및 내장형 통신 시스템을 포함하는 폭넓은 갖가지 응용에 적합한 기술이다.
계류중인, 일반적으로 지정된 미국 특허 출원 제08/309,973호(1994년 9월 20일자로 출원된 초광대역 통신 시스템 및 방법이라는 제목의 출원은 본 명세서에서 참조 문헌으로 포함하며, '973 출원으로 칭한다)에는 이하의 임펄스 라디오 특성 예컨대, 임펄스 라디오 부반송파의 사용, 코드 시간 지연 및 부반송파 시간 지연에 사용되는 시간 변조기, 시간 변조기의 선형화, 임펄스 라디오 통신을 사용하는 디지털 데이터 변조를 위한 의사 맨체스터 코딩, 임펄스 라디오 신호의 잠금을 요구유지하기 위한 임펄스 라디오 수신기용 잠금 요청 체계에 대하여 기술되어 있다.
다음 섹션 II 및 III는 본 발명을 상세하게 설명하고 있다.
섹션 II은 테크놀로지 베이직에 관한 것으로 통신 이론의 다른 관련 양상 및 임펄스 라디오 개념에 관한 소개를 제공하고 있다. 섹션 III은 임펄스 라디오 통신 시스템용 전이중 방식에 관한 것이다. 이 섹션은 임펄스 라디오 트랜시버용 전이중 방식의 동작 이론에 관한 서브섹션을 포함한다.
II. 기술의 기초
전술한 바와 같이, 이 섹션은 통신 이론의 다른 관련 양상뿐만 아니라 임펄스 라디오 개념에 관한 소개를 제공하고 있다. 이 섹션은 가우스 모노사이클 펄스, 가우스 모노사이클 펄스의 펄스열, 변조, 코딩, 및 이러한 개념들의 양적 및 질적인 특성에 관한 서브섹션을 포함한다.
임펄스 라디오 송신기는 빽빽하게 제어된 평균 펄스 대 펄스 간격으로 짧은 가우스 모노사이클 펄스를 보낸다. 임펄스 라디오 송신기는 20 내지 0.1 나노초(ns)의 펄스폭, 2 내지 5000 ns의 펄스 대 펄스 간격을 사용한다. 이러한 협대역의 모노사이클 펄스는 본래부터 광대역 주파수 특성을 가진다.
임펄스 라디오 시스템은 실제 펄스 대 펄스 간격이 매 펄스를 토대로 두개의 성분에 의해 변화되는 펄스 위치 변조를 사용하며, 이 두 성분은 정보 성분, 의사 랜덤 코드 성분이다. 확산 스펙트럼(spread spectrum) 시스템과는 달리 의사 랜덤 코드는 (임펄스 자체가 본래 광대역이기 때문에) 에너지 확산에 필요하지 않고, 오히려 채널 할당, 주파수 영역에서의 에너지 평활화, 전파 방해 저항에 필요하다.
임펄스 라디오 수신기는 크로스 상관기 프런트 엔드를 갖는 직접 변환 수신기이다. 프런트 엔드에서는 전자기 펄스열을 1단의 기저대역 신호로 간섭성 변환한다. 임펄스 라디오 수신기는 다수 펄스를 적분하여 송신된 정보의 각 비트를 복원한다.
A. 가우스 모노사이클
임펄스 라디오 기술의 가장 기초적인 요소는 가우스 모노사이클 펄스로 또한 지칭되는 가우스 모노사이클의 실제적인 구현이다. 가우스 모노사이클은 가우스 함수로부터 첫 번째로 유도된 것이다. 도 1A 및 도 1B는 시간 및 주파수 영역에서의2 GHz 중심 주파수(즉, 0.5 ns 펄스폭) 모노사이클 펄스(각각 102 및 104)를 도시하고 있다. (실제 구현시에는 가우스 모노사이클을 완벽하게 전송할 수 없다. 주파수 영역에서, 이것은 결국 신호 대역폭의 약간의 감소를 초래한다.) 때로 임펄스로 칭해지는 이러한 모노사이클은 게이트된 사인파(gated sine waves)가 아니다.
가우스 모노사이클 파형은 본래 광대역 신호이며, 중심 주파수 및 대역폭은 펄스의 폭에 거의 의존한다. 시간 영역에서, 가우스 모노사이클은 수학식 1에 의해 수학적으로 기술된다.
[수학식 1]
Figure pct00003
여기서, A는 펄스의 피크 진폭, t는 시간, τ 는 시간 붕괴 상수이다.
주파수 영역에서, 가우스 모노사이클 포락선(envelope)은 수학식 3과 같다.
[수학식 3]
Figure pct00004
중심 주파수는 수학식 4와 같다.
[수학식 4]
Figure pct00005
c 에 관하여, 3 dB 다운 위치(전력)는 수학식 5와 같다.
[수학식 5]
Figure pct00006
그러므로, 대역폭은 거의 중심 주파수의 160 % 이다. τ (tau)가 또한 펄스폭을 정의하기 때문에, 펄스폭은 중심 주파수 및 대역폭 둘 모두를 의미한다. 사실상, 모노사이클 펄스의 중심 주파수는 거의 펄스 길이의 역수이고, 대역폭은 거의 중심 주파수의 1.6배와 같다. 그러므로, 도 1A 및 1B에 도시한 "0.5 ns" 펄스에 대하여,
[수학식 7]
Figure pct00007
B. 펄스열
임펄스 라디오 시스템은 통신용으로 싱글 펄스가 아닌 펄스열을 사용한다. 섹션 III 이하에서 상세하게 기술되는 바와 같이, 임펄스 라디오 송신기는 정보의 각 비트에 대하여 펄스열을 생성하여 출력한다.
발명자에 의해 제조된 기본형은 0.7 내지 10 mpps(각각의 메가펄스는 106을 의미함)의 펄스 반복 주파수를 가진다. 도 2A 및 도 2B는 시간 및 주파수 영역(102, 104)에서 (코딩되지 않고 변조되지 않은) 1 ns 펄스를 갖는 1 mpps 시스템을 도시하고 있다. 주파수 영역에서, 매우 규칙적인 이러한 펄스열은 1 MHz 간격으로 에너지 스파이크(빗 모양의 204)를 발생하므로, 저전력은 빗 모양의 라인(204) 사이에서 확산된다. 이러한 펄스열들은 어떠한 정보도 전송하지 않으며,에너지 스파이크의 규칙성 때문에, 좁은 범위에서 종래의 라디오 시스템을 간섭할 수 있다.
임펄스 라디오 시스템이 매우 낮은 듀티 사이클을 갖기 때문에, 시간 영역에서 평균 전력은 시간 영역에서의 피크 전력 보다 훨씬 낮다. 도 2A 및 도 2B에서, 예를 들면, 임펄스 송신기는 그 시간의 0.1% (즉, 1 ns/㎲)에서 동작한다.
임펄스 라디오 시스템이 실제로 정보를 전달하기 위해서는 펄스열을 변조하는데 부가적인 처리가 요구된다. 또한, 부가적인 처리는 임펄스 라디오 전송(예컨대, 신호)이 종래의 라디오 시스템을 최소로 간섭하도록 주파수 영역에서 에너지 분배를 고르게 한다.
C. 변조
진폭 및 주파수/위상 변조는 이러한 특정 형태의 임펄스 통신에 적절하지 못하고; 적절한 선택은 오직 수신기에서 매칭된 필터(즉, 크로스 상관기) 사용을 허용하는 펄스 위치 변조뿐이다. 도3에 도시된 바와 같이, 변조 신호는 변조에 비례하여 펄스 반복 간격(PRI)을 변화시킨다.
변조 신호가 3가지 레벨을 가지는 경우, 첫 번째 레벨은 시간에 있어서 ∂ps(picosecond) 만큼 공칭값으로부터 발생 펄스를 앞으로 시프트하고, 두 번째 레벨은 시간에 있어서 공칭값으로부터 펄스 위치를 전혀 시프트하지 않고, 세 번째 레벨은 ∂ ps 만큼 펄스를 지연시킨다. 이것은 디지탈 변조 체계이다. 아날로그 변조는 PRI-∂ 내지 PRI+∂ 의 사이에서의 연속적인 편차를 허용한다. 임펄스 라디오 시스템에서, ∂ 의 최대값은 t/4이며, 여기서 t는 펄스 시간을 의미한다. 시간 측정은 연속 모노사이클에서 모노사이클 파형의 동일 부분으로부터 취해진다라고 가정된다.
주파수 영역에서, 펄스 위치 변조는 에너지를 많은 주파수로 분배한다. 예를 들어, 1 mpps 시스템의 경우 변조 디더(d)는 100ps이고, PRI는 1,000,000Hz이고 부가적인 주파수 성분은 999,800.04Hz, 999.9000.01Hz, 1,000,100.01Hz, 1,000,200.04이다. 디더는 시간에 있어서 펄스의 위치를 이동시키는 임펄스 라디오 통신 기간이다. 송신된 에너지는 주파수 영역에서 많은 스파이크(및 모양의 라인)사이에 즉각 분배된다. 송신된 총 에너지가 일정한 경우, 각 주파수 스파이크에서의 에너지는 가능한 펄스 위치의 수가 증가함에 따라 감소한다. 그러므로, 주파수 영역에서, 에너지는 상당히 고르게 분배된다.
D. 에너지 평활화 및 채널화를 위한 코딩
수신기가 크로스 상관기이기 때문에, 100퍼센트 변조에 요구되는 시간 위치 변조의 양은 fc/4(여기서, fc는 중심 주파수)의 역으로 계산된다. 중심 주파수가 1.3 GHz인 모노사이클에 대하여, 예를 들면, 이것은 시간 위치 변조의 ± 157(ps)에 해당한다. 시간 디더의 이 레벨에서의 스펙트럼 평활화의 효과는 무시해도 된다.
임펄스 라디오는 각 펄스에 변조 디더 보다 훨씬 큰 크기의 PN 코드 디더를 제공함으로써 최적 평활화를 달성한다. 도 4는 주파수 영역에서 에너지 분배시의 의사 랜덤 디더의 효과를 나타내는 플롯이다. 도 2B에 비교하여 도 4는 코딩되지않은 신호에 관한 256 위치 PN 코드 사용의 효과를 도시하고 있다.
또한, PN 디더링은 또한 채널화를 위해 공급한다(채널화는 통신 경로를 다수의 채널에 분배하는데 사용되는 절차이다). 코딩되지 않은 시스템에서, 개별 송신기 간을 구별하는 것은 매우 어렵다. 코드 자체가 상대적으로 직교하는 경우 PN 코드는 채널을 생성한다(즉, 사용 코드간의 상관 및/또는 간섭이 낮다).
E. 수신 및 복조
분명히, 한정된 영역 내에 다수의 임펄스 라디오 사용자가 있는 경우, 상호 간섭이 있을 수 있다. 또한, PN 코딩의 사용으로 그 간섭을 최소화시키는 한편, 다수의 사용자는 하나의 사용자 시퀀스로부터의 개별 펄스의 수신 확률을 증가시키므로, 동시에 또다른 사용자의 시퀀스로부터의 펄스는 증가한다. 다행히도, 본 발명에 따른 임펄스 라디오의 구현은 모든 펄스의 수신에 의존하지 않는다. 펄스 라디오 수신기는 송신 정보를 복원하기 위해 많은 펄스의 통계 샘플링을 사용하는, 상호관계를 나타내는 동기 수신 함수를 (RF 레벨에서) 구현한다.
임펄스 라디오 수신기는 통상적으로 복조된 출력이 야기되도록 200 이상의 펄스를 적분한다. 수신기에 의해 적분되는 펄스의 적정수는 펄스 전송률, 비트 전송률, 전파 방해 레벨 및 범위를 포함한 다수의 가변치에 의존한다.
F. 방해 저항(Jam Resistance)
채널화 및 에너지 평활화 이외에도, 또한 PN 코딩은 다른 임펄스 라디오 송신기를 포함한 모든 라디오 통신 시스템으로부터의 방해에 대해 임펄스 라디오를 매우 저항력 있게 만든다. 이것은 임펄스 신호에 의해 점유되는 대역내 임의의 다른 신호가 임펄스 라디오에 방해 전파로서 동작할 때 중요하다. 임펄스 시스템에 유용한 비할당된 1+GHz 대역이 없기 때문에, 반대로 영향을 받지 않고 다른 종래 및 임펄스 라디오에 스펙트럼을 할당해야한다. PN 코드는 의도된 임펄스 전송과 다른 것으로부터의 전송을 임펄스 시스템이 식별하도록 돕는다.
도 5는 임펄스 라디오 신호(504)를 중첩한 협대역의 사인파 전파 방해(간섭)신호(502)의 결과를 도시하고 있다. 임펄스 라디오 수신기에서, 크로스 상관기의 입력은 수신되는 초광대역 임펄스 라디오 신호(504) 뿐만 아니라 협대역의 신호(502)를 포함한다. PN 코딩을 하지 않을 때, 크로스 상관기는 전파 방해 신호가 임펄스 라디오 수신기에 상당한 간섭을 일으킬 수 있을 정도로 규칙적으로 전파 방해 신호(502)를 샘플링한다. 그러나, 송신된 임펄스 신호가 PN 코드 디더로 엔코딩된 때(그리고 임펄스 라디오 수신기가 동일한 PN 코드 디더와 동기된 때), 전파 방해 신호를 랜덤하게 샘플링한다. 본 발명에 따르면, 많은 펄스의 적분은 전파 방해의 영향을 무효화시킨다.
통계학적인 기간에 있어서, 수신 처리시의 의사 랜덤화는 (전파 방해 신호에 대하여) 평균 제로로 랜덤하게 분배되는 값의 스트림을 생성한다. 그러므로, 불가피한 모든 방해 전파의 영향을 제거하기 위해서는 충분한 펄스를 샘플링하여 전파 방해 신호의 영향이 제로가 되게 한다.
G. 처리 이득
큰 처리 이득 때문에, 임펄스 라디오는 전파 방해에 저항력이 있다. 확산 스펙트럼 시스템에 있어서, 광대역 통신 사용시 채널 간섭의 증가량을 정하는 처리이득의 한정은 정보 신호의 대역폭과 채널 대역폭과의 비이다. 예를 들면, 10 kHz 정보 대역폭 및 16 MHz 대역폭을 갖는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템은 1600 또는 32 dB의 처리 이득을 발생한다. 그러나, 동일 10 kHz 정보 대역폭 및 2 GHz 채널 대역폭에 대하여 처리 이득이 200,000 또는 53 dB 인 임펄스 라디오 시스템에서 더 큰 처리 이득을 얻을 수 있다.
듀티 사이클(예컨대, 0.5 %의)은 28.3 dB의 처리 이득을 발생한다. (통상적으로 처리 이득은 수신된 신호의 대역폭과 수신된 정보 신호의 대역폭과의 비이다.) 정보를 복원시키기 위한 다수 펄스 적분(예컨대, 200 펄스 적분)에서의 효과적인 오버샘플링은 28.3 dB의 처리 이득을 발생한다. 그러므로, 50 kbps로 링크 송신하는 10 mpps로 나눈 2 GHz는 49 dB의 처리 이득을 가진다. 예를 들면, 100 ns 펄스 반복 간격으로 나눈 0.5 ns 펄스폭은 0.5 % 듀티 사이클을 갖고, 50,000 bps로 나눈 10 mpps는 200 ppb(pulse/bit)를 가진다.
H. 용량(Capacity)
이론적인 분석에서 임펄스 라디오 시스템은 셀당 수천의 음성 채널을 가진다라고 제의한다. 임펄스 라디오 시스템의 용량을 이해하기 위해서, 크로스 상관기의 구현을 주의있게 검사해야 한다. 도 6은 "크로스 상관기 전달 함수"(602)를 도시하고 있다. 이것은 임의의 소정의 수신 펄스에 대한 임펄스 라디오 수신기 크로스 상관기의 출력값을 나타낸다. 604로 도시한 바와 같이, 펄스가 크로스 상관기 윈도우의 외부측(606)에 도달한 경우, 크로스 상관기의 출력은 0볼트이다. 수신 펄스(608)가 윈도우를 통해 슬라이딩함에 따라 크로스 상관기 출력은 변화한다.(610으로 도시된 바와 같이) 펄스가 윈도우의 중앙에서 τ /4 앞서 있을 때 최대값(예컨대, 1볼트)에 있고, (612로 도시된 바와 같이) 윈도우의 중심에 있을 때에는 0볼트에 있고, 윈도우의 중앙에서 τ /4 뒤져있을 때에는 최소치 -1볼트에 있다.
수신 시스템이 의도된 송신기와 동기될 때, 크로스 상관기의 출력은 ± 1볼트 사이에서 송신기의 변조 함수와 같은 스윙을 가진다. 다른 대역내 전송은 크로스 상관기의 출력값에 편차를 야기한다. 이러한 편차는 랜덤하게 가변하고 평균값 0을 갖는 가우스 백색 잡음 신호 형태와 같이 만들어질 수 있다. 간섭의 수가 증가함에 따라, 편차는 선형적으로 증가한다. 다수의 펄스를 적분함으로써, 수신기는 송신된 신호의 변조값에 관한 추정을 전개한다. 수학적으로 표현하면 다음과 같다.
[수학식 8]
Figure pct00008
여기서, N은 간섭의 수이고, σ 는 싱글 크로스 상관에 관한 모드 간섭의 편차, Z는 수신기가 변조를 복원하기 위해 적분하는 펄스의 수이다.
이것은 동시 사용하는 사용자의 수가 증가할 수록 링크의 질은 (갑자기 라기보다는) 점차 저하되기 때문에, 통신 시스템에 적용 가능하다.
I. 다중 경로 및 전달(Multipath and Propagation)
임펄스 시스템에 관한 문제점에 있어서, 다중경로 페이딩 및 사인파 시스템의 장해는 종래의 라디오 시스템에 비해 훨씬 적다(즉, 작은 크기 순서로), 사실상, 셀룰러 통신에서의 주목할만한 레일리 페이딩(Rayleigh fading)은 임펄스 통신 현상이 아닌 연속파 현상이다.
임펄스 라디오 시스템에서 다중경로 효과를 나타내기 위해서 특정 상태를 지속해야 한다. 첫째로, 흐트러진 펄스로써 이동되는 경로 길이는 펄스폭 x 광속 보다 작아야 한다. 둘째로, 송신기에서 연속적으로 출력되는 펄스는 시간 코딩의 비(非)상관 이득을 무시하는 같은 시간에 수신기에 도달한다.
전자에서의 경로 길이는 (1 ns 펄스에 있어서), 0.3 미터 또는 약 1 피트(즉, 1 ns × 300,000,000 m/s)와 동일하다. (도 7을 참조하면, "경로 1"을 이동하는 펄스는 직접 경로 펄스후 한 펄스의 반이 도달한다.)
후자에서의 펄스는, (제2 시스템 당 1메가펄스로) 특정 300, 600, 900미터 등을 이동하는 것과 같다. 그러나, 각각의 개별 펄스가 의사 랜덤 디더에 쉽게 영향을 받기 때문에, 이러한 펄스는 상관성이 없다.
이러한 간격 사이를 이동하는 펄스는 자체 간섭을 야기하지 않는다. (도 7에서, 이것은 펄스 이동 경로 2로 도시되어 있다.) 그러나, 도 7에 최고 협대역의 타원으로 도시된 바와 같이 펄스 이동 그레이징 경로는 임펄스 라디오 다중경로 효과를 생성한다.
도 8에 802로 도시한 바와 같이, 다중경로 펄스가 펄스 폭의 반을 추가로 이동하는 경우, 이것은 수신된 신호의 전력 레벨을 증가시킨다 (다중 경로 펄스의 위상은 반사 표면에 의해 반전될 것이다.) 펄스가 펄스폭의 반 이하를 추가로 이동하는 경우, 804로 도시된 바와 같이 파괴 간섭을 야기한다. 1 ns 펄스에 대하여, 예를 들면, 파괴 간섭은 다중경로 펄스가 0 내지 15 cm(0 내지 6인치)를 이동하는 경우에 발생할 것이다.
(임펄스 레이다 테스트를 포함한) 임펄스 라디오 시스템의 테스트는 실제 동작에서 약간의 주요 문제점을 나타내지 않을 것이다. 부가적으로, 또한 더 짧은 펄스폭이 계획되고 추가로 파괴 간섭의 가능성을 감소시킬 것이다(왜냐하면, 파괴 간섭에 요구되는 반사 경로 길이가 짧아지기 때문이다).
III. 임펄스 라디오 통신 시스템용 전이중 방식
도 9는 전이중 임펄스 라디오 통신 시스템을 나타내는 블럭도이다. 제1 트랜시버(A; 902)는 송신기(T1; 904) 및 수신기(R1; 906)로 구성된다. 제2 트랜시버(B; 908)는 송신기(T2; 910) 및 수신기(R2; 912)로 구성된다. 트랜시버(902, 908)는 초광대역 신호를 전달할 수 있는 공기, 공간 또는 다른 매체 케이블과 같은 전달 매체(914)에 의해 분리된다. 송신되는 임펄스 라디오 신호(916)는 T1(904)과 R2(912)사이, T2(910)와 R1(906)의 전달 매체(914)를 통해 전달한다.
초광대역 임펄스 라디오 시스템에서 전이중 전송의 목적은 단일 통신로를 갖는 워키 토키(즉, 누르고 말하는 단신 방식)에 대립하는 것으로서 전화와 유사한 정보의 두 경로 전송을 공급하기 위한 것이다. 초광대역 신호가 모든 전자기 스펙트럼, 또는 적어도 스펙트럼의 대부분을 사용하기 때문에, 종래의 주파수 영역 이중 통신 체계와는 다른 어떤 테크닉을 사용할 필요가 있다. 그러므로, 발명자들은 전이중 임펄스 라디오 통신용 펄스 인터리브 테크닉을 개발했다.
예컨대, 도 10을 참조하면, 송신기(T1; 904)가 변조 펄스열(1002)을 송신하는 경우, 수신기(R1; 906)는 T1에 의해 송신된 펄스(1002) 사이의 시간 주기동안에 송신기(T2; 910)로부터 송신된 펄스(1004)를 수신할 필요가 있다.
이러한 구현에서 하나의 문제는 송신기/수신기 쌍(1)(즉, 트랜시버(1) 및 트랜시버(2)) 사이의 일정 적분 범위에서, 하나 또는 나머지가 정확히 동시에 송 · 수신할 필요가 있다. 그러나, 동시 송 · 수신은 기능성을 허용하기 위해 수신기에서 너무 큰 동적인 범위를 요구한다. 이것은 펄스 반복율에 의해 결정된 일정한 이산위치에서 각각의 트랜시버가 동시에 송 · 수신해야 함을 의미한다. 도 11에 도시된 바와 같이, T1(904)에 의해 송신되는 펄스(1102) 및 T2(910)에 의해 송신되는 펄스(1104)는 경합 구역이라고 지칭되는 위치에서 서로의 상부를 정확히 지나간다. 사실적으로 제거될 수 없는 일련의 이러한 경합 구역이 있을 것이다. 하나 또는 두개의 트랜시버가 모빌이 경우, 서로에 관하여 이동하고 여전히 경합 구역을 생성할 것이다.
본 발명의 일실시예에 따르면, T1(904)은 R1(906)이 T2(910)로부터 펄스(1204)를 수신한 후 각각의 펄스(1202)를 10 ns로 전송하도록 정해진다. 이러한 송신 지연은 도 12에 도시되어 있다. 이것은 예컨대, 트랜시버(1)에서 송신기와 수신기 사이의 간섭을 감소시킨다. T1(904)이 펄스를 수신한 후에 송신하는 경우, 이러한 펄스들은 간섭하지 않는다. T1(904)이 송신 이전에 모든 주기에 걸쳐 대기하고 있기 때문에, 이전 펄스로부터의 대부분의 잡음은 전류 펄스가 송신되기 전에 점점 약해진다. 그러나, 약간의 경합 구역(1206)은 여전히 두 개의 송신기 사이에 존재할 것이다.
이러한 경합 구역(1206)을 해결하기 위한 가장 용이한 방법은 펄스를 수신한후 송신하기 전에 10ns 또는 100ns 지연을 제1 트랜시버가 선택하도록 허용하는 것이다. 이것은 예를 들면, 자체 간섭을 피하도록 포인트(1212)까지 펄스(1210)를 푸쉬함으로써(시간 위치), 포인트(1208)에서의 간접을 제거한다.
부가로, 모든 경우에서 각각의 펄스가 또한 전술한 바와 같이 코딩된 시간 디더라는 것을 상기하는 것이 중요하다. 여기서는 간략하게 표현하기 위해 코딩된 시간 디더가 아닌 것처럼 도시되어 있다. 그러므로, 시간 디더 코딩은 또한 간섭(1208)을 제거하는데 제공된다.
펄스 인터리빙에 대한 신호 요청에서 요구되는 단계는 도 13의 흐름도에 도시되어 있다. 동작면에서, T1(904)은 단계(1302)에 도시된 바와 같이 R2(912)로의 전송을 시작한다. R2(912)는 검출을 위해 스캐닝하고 스캐닝 메카니즘을 통해 잠금을 요구한다(도 1304 참조). 일단 잠금을 요청하면[단계(1306) 참조], 수반하는 송신기(T2)는 단계(1308)에서 도시한 바와 같이 전송을 시작할 수 있다. R1(906)은 단계(1310)에서 검출을 위해 스캐닝한다. R1이 경합 구역에 있는 경우가 발생한 경우, 결코 T2(910)에 잠금을 요청하지 않을 것이다. 그러므로, 메세지 레벨에서, 10 ns의 송신기 수신 타이밍 지연을 사용할 것인지 100 ns 송신기 수신 타이밍 지연을 사용하는지를 알기 전에, R1(906)은 T1(904)에 의해 전달되도록 승인 메세지(ACK)를 기다려야 한다. 전혀 수신하지 못하거나 또는 일정 시간 후에 R1(906)이 T2(910)에 요청하는 ACK를 수신하지 못한 경우, T2(910)는 타임아웃을 취하고 100ns 에 의해 송신된 펄스 타이밍을 시프트한다. 예컨대, 다시 시도한다. 통상적으로, 이러한 단계는 단계(1312, 1314, 1316, 1318)에서 조건부 루프에 의해 도시되어 있다.
단계(1322)에 도시된 바와 같이 R2(912)가 잠금을 요청한 경우(즉, 단계1320에서 T1(904)으로부터 송신된 ACK를 수신한 경우), T2(910)는 단계(1324)에서 리턴 ACK를 송신하고, 링크가 설정되고, 트랜시버는 잠금 상태에 있다.
타임아웃은 디더 코드의 전체 모듈에 걸쳐 T1(904)으로부터의 펄스를 스캐닝하도록 R2(912)에 요구되는 최대 시간 주기인 것이 바람직하다. 256 비트 코드에 대하여, 10 ns 타임아웃의 꽤 작은 코드 디더는 20 s 까지 취할 수 있다. 타임아웃은 초기 잠금에 대해서만 행해진다. 트랜시버가 코드 또는 지연값을 스위칭하는 경우에는 타임아웃은 필요하지 않다. 펄스 인터리브 테크닉의 구현은 간단하기 때문에, 펄스 인터리브 전이중 방식은 원격 측정법 및 트랜스폰더형 시스템과 같은 많은 통신 응용에 비해 매우 경제적이다. 바람직한 실시예에서, 수신기는 계속 일정상태를 유지하여 콜드(cold) 개시가 필요하지 않게 된다.
전술한 바와 같이, 모빌 환경은 고유 경합 구역 문제를 나타낸다. 그러므로, 다음의 실시예는 모빌 환경을 명백하게 다루고, 특히 면역성 제공 시의 취급 또는 경합 구역 문제들에 관한 것이다.
이러한 문제점과 관련된 본 발명의 일실시예는 버스트 인터리브 방법이다. 버스트 인터리브 방법에 따르면, 어떠한 경합(contention)도 전혀 없다. 버스트 인터리브 방법은 도 14의 흐름도에 도시되어 있다. T1(904)은 버스트[단계(1402) 참조]를 전송함으로써 처리를 시작하고, 예를 들어 길이가 10 ㎲ 일 수 있다. 예시적인 실시예에서, 각각의 버스트는 2 mpps 전송률에서 20개 펄스, 또는 5 메가펄스 전송률에서 50개의 펄스를 포함한다. 우선, 이러한 송신된 버스트는 전파 지연(즉, 범위 지연) 및 R2(912)에 의한 스캐닝 지연(단계 1404 참조)에 기인하여 일정량의 시간이 지난 후에 R2(912)에 의해 수신된다. 범위 지연은 약 5.2 마이크로초/마일(대략 5,200 피트) 또는 약 1 피트/나노초에 상당하다.
이러한 수신된 버스트의 끝에서, R2는 잠금[단계(1406)를 참조]을 요청하고 T2(910)는 정보 변조를 포함한 버스트를 송신하고, 동일 범위 지연 후 R1은 검출을 위해 스캐닝하고[단계(1410)] 잠금을 요청한다[단계(1412)]. 버스트간의 타이밍이 충분한 경우, 트랜시버간의 위치 또는 범위의 어떠한 환경 하에서도 버스트 충돌을 행하지 않는다. 라운드 트립 지연을 촉진시킬 정도로 충분한 버스트간의 지연 및 버스트 폭이 기준이 된다. 사실상, 버스트는 재송신이 요구되기 전에, 수신기에서 수신 시간의 모든 마진을 다 사용하기 전에 가능한 한 멀리 떨어져 있어야 한다. 트랜시버는 단계(1414, 1416, 1418, 1420)에 도시한 바와 같이 요청 메시지를 교환하여 잠금 처리를 완성한다.
본 발명의 또다른 실시예에서는 초광대역 임펄스 라디오 시스템에서 전이중 통신을 달성하기 위하여 코드 분할 다중 액세스(CDMA)를 사용한다. 이러한 변화에서, T1(904) 및 T2(910)는 다른 시간 디더 코드로 동작되며, 각각의 연속 펄스가 주기 내에서 펄스를 분리시키는 어느 곳에서든지 나타날 수 있도록, 디더 윈도우는 모든 프레임과 거의 같다. 디더 윈도우는 모노사이클이 디더 코드에 의해 변조되는 위치에 있을 때 발생할 수 있는 주기이다. T1(904) 및 T2(910)는 그들간의 시간 지연이 비상관성을 허용하기 때문에 동일한 디더 코드를 사용하는 것도 가능하다. 그러나, 통상적으로, 상이한 시간 디더 코드로 동작될 것이다.
이 실시예에서, T1(904)은 전송 후 일정 시간량, 예를 들어 10 ns 내에서 임의의 에너지를 수신하지 못하게 하는 소거 펄스를 발생한다. 이것은 근거리에 있는 안테나로 하여금 가능한 수신 펄스에 대하여 수신기를 개방하도록 링다운하거나 또는 에너지를 환충하게 한다. 예를 들면, 0.5 ns 의 펄스폭(또는 2 기가 헤르쯔의 중심 주파수)은 200 ns의 주기로(5메가펄스/초의 반복율과 같음) 1/400의 사이클(즉, 0.25%)을 생성한다.
그러나, 송신된 펄스 출력과 같은 소거 펄스는 전체적으로 효율적이지 못하다. 상당한 자체 간섭을 야기하는 안테나 및 환경에서 신호를 하여 감소되는 충분한 에너지가 여전히 남아있다. 통계적으로, 펄스는 약 1/400 펄스에서만 완벽히 자체적으로 정렬될 수 있다. 10 ns의 소거 윈도우는 수신된 펄스가 소거 윈도우 내에 있을 확률을 1 % 까지 증가시킨다. 1 % 의 확률은 1 % 의 에너지가 수신기에 의해 버려진다는 것을 의미한다. 송신 에너지의 경우 1 % 손실은 전이중 동작을 허용하는데 있어서 아주 작은 손실이다. 이 1 % 감소는 거의 측정 불가능하다.
또다른 실시예는 주파수 분할 다중 액세스(FDMA)이며, 여기서 단어 "주파수"는 지속파 FM 시스템에 사용되는 이러한 용어와는 식별되는 펄스 반복 주파수를 나타낸다. 도 15는 T1(904)이 예컨대, 1 메가펄스/초[마이크로초 펄스(1502) (1, 2, 3, 4, 5, 6 등으로 표시됨)]로 동작되는 실시예에 대한 예시적인 펄스를 도시하고 있다. T2(910)가 약 0.85 마이크로초/주기[펄스(1504)를 참조]에서 동작한다고 가정하면, 6 개의 펄스 후 2 개가 정렬되고 대략 고정된다. 그러나, 그 시간이후의 모든 펄스는 놓친다. 그러므로, 시간 코딩이 비교적 협대역의 윈도우로 한정되는 경우(4 ns가 2 기가 헤르쯔 중심 주파수 시스템용으로 사용), 두 트랜시버의 배치가 어떤 관계에 있더라도, 6개 펄스중 하나만이 상호 충돌한다. 사실상, 두개 사이의 반복을 차이는 수 백개 중 오직 하나만이 충돌(1506)을 야기할 수 있다는 것일 것이다. 백개 중 그 하나는 (전술된 예와 같이) 차차 희미해질 수 있고, 수신기의 가용 전력의 1 % 감소를 야기한다.
소거는 많은 방법으로 구현될 수 있다. 이산 로직은 두개의 상이한 펄스 반복율을 갖는 송 · 수신된 펄스가 언제 간섭하거나 또는 시간 면에서 매우 가깝게 발생하는지를 판정하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 트리거 신호 중 하나를 게이팅함으로써 간섭을 피할 수 있다.
FDMA 실시예는 송신기의 100 % 가용도와 같은 펄스 인터리빙 실시예의 일부 이점을 갖는다. 펄스 인터리링 실시예에서는 송신기가 송신 사이클에서 상당한 부분을 턴오프되게 한다. 동일한 평균 송신 전력, 펄스 전력을 사용하는데 있어서의 단점은 송신기의 전력을 훨씬 높게 구성하여야 한다는 것이다. 제1 실시예에서의 듀티 사이클은 33 % 정도이다. 그러므로, 펄스 전력(즉, 순시 펄스 전력)은 보다 큰 66 % 가 되어야 한다. 마지막 실시예는 반송파의 100% 가용도를 갖는 펄스 인터리브의 이점을 공유하지만, 결코 전송시 턴오프되지 않는다. 그러나, 수신시 주기적인 자체 간섭은 이전의 하나의 예에서처럼 소거함으로써 소거될 수 있고, 수신 전력 가용도를 단지 용인가능한 1 % 만큼 감소시킨다.
전이중 임펄스 라디오 링크용 송신기와 수신기 사이를 분리하는데 사용되는 방법은 종래의 라디오와는 상이하다. 왜냐하면, 종래의 라디오는 지속파 반송파 주파수를 사용하여 동작하기 때문이다. 이러한 반송파 주파수는 그 자체로 매우 협대역일 수 있고, 주파수 영역 테크닉은 동일 관점에서 수신기로부터 송신기를 분리하는데 사용될 수 있다. 로우패스 필터는 약간 더 높은 주파수에서 동작되는 수신기에 스퓨리어스 에너지가 도달되지 못하도록 송신기에 사용될 수 있다. 반대로, 하이패스 필터는 송신기로부터의 전력이 수신기에 도달하지 못하게 하는데 사용된다. 그러나, 송신기 및 수신기가 모노사이클을 갖는 동일 펄스를 사용하기 때문에 이러한 종래의 필터링은 임펄스 라디오 시스템에 효과적으로 부가될 수 없다.
그러므로, 임펄스 라디오 시스템의 동작 특성은 다른 분리/필터링 방법을 요구한다. 이것은 일례의 방법으로 잘 도시될 수 있다. 상이한 중심 주파수를 갖는 두 개의 모노사이클을 도 16에 도시한다. 긴 모노사이클(1602)은 저주파수 콘텐트를 갖고, 더 짧은 모노사이클(1604)은 보다 높은 중심 주파수를 가진다. 이러한 두개의 펄스는 중심 주파수에서 거의 3 내지 1 정도 다르지만, 여전히 상당부분 중첩한다. 그러므로, 필터는 업링크 상에서 한 중심 주파수(fc1)에서 동작하고 다운링크상에서 상이한 중심 주파수(fc2)에서 동작하는 송신기와 수신기 사이를 약간 격리시키는데 사용될 수 있다. 이러한 실시예에서 콘텐션은 상이한 중심 주파수가 동작에 사용된다는 것에 의해 완전히 제거된다.
A. 시스템 성능에 미치는 디더 윈도우의 폭의 영향
전술한 바와 같이, 디더 윈도우는 모노사이클이 디더 코드에 의해 위치될 때 발생할 수 있는 주기이다. 상기 일례에서, 디더 윈도우는 5 ns 폭이다. 각각의 디더 윈도우는 약 200 ns 만큼 분리된다. 그러므로, 다음 모노사이클은 다음 디더 윈도우 내에서 어떤 곳에서도 발생할 수 있고, 최소 200ns 후에 발생한다. 공칭 상호 펄스 간격인 각각의 프레임에서 비교적 협대역의 시간 존에서의 펄스 접속은, 같은 트랜시버에 있어서의 증가된 간섭뿐만 아니라, 종래의 서비스와 함께 증가된 간섭을 준다. 증가된 간섭은 광범위한 디더 윈도우를 만드는 것을 어렵게 하는 바람직하지 못한 결과이다. 이러한 어려움은 장시간 지연으로 낮은 지터를 만드는데 어려움이 있다는데 있다. 왜냐하면, 이것이 간섭성 통신 체계이기 때문에, 낮은 지터는 펄스의 효율적인 컨버젼 및 낮은 RF 전력 레벨에서 양호한 신호대잡음비에 중요하다.
펄스 인터리브 방법, 테스트 인터리브 방법, 및 펄스 반복율 다중 액세스 테크닉은 결국 좁은 시간 존에서의 3가지 에너지 집속 방법이다. 이 윈도우가 확대될 때, 리미트에서 모든 프레임이 소정의 모노사이클의 이득에 대한 목표가 될 수 있을 때까지 시스템 상에서 제약이 적다(즉, 200 ns의 평균 펄스율에서, 펄스는 그 200 ns 내에서는 어디서든 나타날 수 있다. 통상적으로, 디더 윈도우간의 잠시의 오프-시간은 바람직하다.
펄스 인터리브, 버스트 인터리브, CDMA 및 반복을 다중 액세스 테크닉에서, 모든 형태의 인터리브간의 특징은 완전한 프레임에서 사라진다. 이러한 인터리브는 또다른 인터리브와 식별불가능하다. 이것은, 일단 구성은 완전한 프레임 디더에 의해 제거되기 때문에 더 이상의 서플링(shuffling)은 더 이상 구조를 랜덤하게할 수 없다. 부가로, 인터리빙 단계는 어떠한 한적한 갭도 없을 때에는 동작하지 않는다.
IV. 트랜시버 하드웨어의 일례
A. 송신기
임펄스 라디오 통신 시스템의 임펄스 라디오 송신기(904 또는 910)에 관한 양호한 실시예를 도 17을 참조하여 기술한다.
송신기(1700)는, 시간 지연 변조기(1706)에 제공되는 주기적인 타이밍 신호(1704)를 발생하는 시간 베이스(1702)를 구비한다. 시간 지연 변조기(1706)는 정보 소스로부터의 정보 신호(1708)와 주기적인 타이밍 신호를 변조시켜, 변조된 타이밍 신호(170)를 발생한다. 변조된 타이밍 신호(1710)는 의사 잡음 코드를 사용하여 변조된 타이밍 신호(1710)를 디더링하는 코드 시간 변조기(1712)애 공급된다. 코드 시간 변조기(1712)는 출력단(1716)에 변조 · 코딩된 타이밍 신호(1714)를 출력한다. 출력단(1716)은 트리거로서 변조 · 코딩된 타이밍 신호(1714)를 사용하여 전기 모노사이클 펄스를 발생한다(도시하지 않음). 전기 모노사이클 펄스는 송신 안테나(1718)에 결합된 전송 라인(1720)을 통해 송신 안테나(1718)에 전송된다. 전기 모노사이클 펄스는 송신 안테나(1718)를 거쳐 전달되어 전자기 펄스(1722)로 변환된다. 다양한 임펄스 라디오 송신기의 관한 상세한 설명은 '973 출원에 기재되어 있다.
B. 수신기
임펄스 라디오 수신기(1701)를 도 17을 참조하여 기술한다. 임펄스 라디오수신기(1701)는 전달된 임펄스 라디오 신호(1724)를 수신하기 위한 수신 안테나(1702)를 구비한다. 수신된 신호는 수신 안테나(1726)에 결합된 수신기 전송 라인(1730)을 통해 크로스 상관기(1728)에 입력된다.
수신기(1701)는 디코드 타이밍 변조기/디코드 소스(1732) 및 조절가능한 시간 베이스(1734)를 추가로 구비한다. 당업자에게 공지되어 있는 바와 같이, 조절가능한 시간 베이스(1734)는 전압 제어 발진기 또는 가변 지연 발생기를 구비가능하다. 디코드 타이밍 변조기/디코드 소스(1732; 이후, 디코드 타이밍 변조기라고 칭함)는 전달된 신호(1724)가 송신되는 관련 임펄스 라디오 송신기(도시하지 않음)에 의해 사용되는 PN 코드에 대응하는 디코드 신호(1736)를 발생한다. 조절가능한 시간 베이스(1734)는 수신된 신호(1724)의 각각의 펄스와 실질적으로 동등한 파형을 갖는 템플레이트(template) 신호열을 포함하는 주기적인 타이밍 신호(1738)를 발생한다.
크로스 상관기(1728)에 의해 구현되는 검파 공정에는 디코드 신호(1736)와 크로스 동작을 하는 수신 신호(1724)가 포함된다. 크로스 상관의 적분 오버 시간은 베이스밴드 신호(1740)를 발생한다. 베이스밴드 신호(1740)는 복조기(1742)에 의해 복조되어 복조된 정보 신호(1744)를 야기한다. 복조된 정보 신호(1744)는 수신된 신호(1724)가 전송되는 송신기의 정보 신호와 실질적으로 동일하다.
또한, 베이스 밴드 신호(1740)는 로우패스 필터(1746)에 입력된다. 로우패스필터(1746)는 요청 및 잠금 제어기(1750)용 에러 신호(1748)를 발생하여 조절가능한 시간 베이스(1734)에 최소 위상 조정치를 제공한다. 임펄스 라디오 수신기에 관한 상세한 설명은 '973 출원에 기재되어 있다.
도 18은 본 발명의 버스트 인터리브에 관한 트랜시버 블록도이다. 송신기 버스트 제어기(1802) 및 수신기 버스트 제어기(1804)는 도 17의 수신기의 기본 아키텍쳐에 부가된다. 이러한 두 개의 제어기는 배선에 의해 제어되거나, 또는 (EEPROM 등을 이용하여) 프로그램 가능하게 제어되어, 전술된 버스트 인터리브 동작에 따라, 변조 · 코딩된 타이밍 신호(1714)를 시간 위치시키고 주기적인 타이밍 신호(1738)를 시간 변조시키게 하는 상태 머신이다.
본 발명의 펄스 인터리브 실시예에 요구되는 지연은 결정되어 요청 및 잠금 제어기(1750)에 의해 제공된다. 이와 유사하게, 다른 실시예에 있어서, 펄스 반복율, 디더 윈도우는 예컨대, 버스트 제어기(1802,1804) 및 요청 및 잠금 제어기(1750)로 배선에 의해 제어되거나 또는 프로그램 가능하게 제어된다. 기재된 트랜시버 소자/제어기에 관한 다른 제어 특징 및 변형은 본 발명의 영역을 벗어나지 않는 범위에서 당업자에 의해 명백해질 것이다.
C. 시간 채널 변환(Time Hand-off)
펄스 인터리브 실시예에 있어서, 각각의 수신기는 또다른 트랜시버로부터의 펄스 수신 사이의 시간차 및 송신기에서의 트리거를 측정해야한다(이것은 종래의 회로로 달성될 수 있다). 한 트랜시버가 상기 시간이 최소 리미트치(예컨대, 20 ns) 이하임을 검출한 경우, now로부터 예컨대 제2 코드 모듈의 제1 펄스에서 수신 타이밍을 동기 변화하도록 다른 트랜시버에 알린다. (그리고, 제1 트랜시버는 송신 타이밍을 변화시킨다). "now"는 동기화를 위해 제2 트랜시버에 전달되지 않으면 제2 트랜시버에 의해 간섭되는 기준 시간 포인트로서 제1 트랜시버에 의해 결정되는 시간 포인트이다.
이것은 변조를 사용하여 개개의 펄스를 "태그" 하는 것이 불가능할지라도, 모듈러스가 적어도 1개의 전체 비트를 부호화하기에 충분히 길기 때문에 가능하고, 이 때문에, 전체 모듈러스의 카운트를 위한 트리거로서 작용할 수 있다. 코더는 펄스의 트랙을 "카운트"로 유지시키기 때문에, 이러한 방법은 동기화를 위해서 개개의 펄스를 간접적으로 식별할 수 있다.
이러한 과정은 예컨대, 5 MPPS 속도로 매 54.86 m(180 피트) 이동마다 일어나는 최소 시간 분리가 검파되는 임의 시간에 반복될 것이다.
펄스 인터리브의 동작용 동기화 및 잠금을 달성하기 위한 메카니즘은 이산로직이 될 수 있지만, 펄스 인터리브 함수에 관한 본 명세서에 기초하여 당업자에게 공지되어 있는 최소 프로그래밍으로 디지털 신호 처리기(DSP)로 용이하게 구현될 수 있다.
도 19는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 펄스 인터리빙을 동기화하기 위해 DSP를 사용하여 구현되는 트랜시버의 일례에 관한 블륵도이다. 이 도면은 동기화를 설명하기 위해 트랜시버를 상세하게 나타내고 있다. DSP(1902)는 "측정 시간차"로 라벨 붙여진 블록(1908)을 사용하여, 송신기 트리거 신호(1904)가 수신기 트리거 신호(1906)에 너무 근접했는지 여부를 판정하는데 사용된다. 이 DSP(1902)는 송신기에 제공되는 지연된 트리거 신호(1914)를 출력하기 위해 지연 블록(1912)에 지연 제어 선호(1910)를 보냄으로써, 예컨대, 100 ns 까지 송신기 트리거신호(1904)를 지연시킨다. DSP(1902)는 또한 데이터로써 변조되는 메세지 정보(1916)를 출력하여 다른 하나의 트랜시버에 동기한다. DSP는 크로스 상관기 출력을 디지털 영역에서 처리할 필요가 있기 때문에, 아날로그-디지탈(A/D) 변환기(1918)로 나타내었다.
도 20은 펄스 인터리브 통신을 위해 지연을 구현하는 DSP 동작의 흐름도이다. 전술한 바와 같이, 콜드 개시를 행하고[단계(2002)], 트렌시버는 잠금[단계(2004)]을 요청한다. 송신된 펄스와 수신된 펄스 사이의 시간(t)이 판정 블록(2006)에 도시된 바와 같이, 20 ns 이하이면, 단계(2008)에서 2 개의 트랜시버 사이에 100 ns의 지연이 결정된다. 이 결정은 메세지 전송을 통해서 구현된다[단계(1916)], 판정 블록(2010)에 의해 판정되는 바와 같이, 잠금이 해제되는 경우, 요청은 단계(2012)에 도시한 바와 같이 반복되어야 한다.
D. 상이한 전송률 이중 통신 체계(Differential rate Duplex)
펄스 반복율 실시예에 있어서, 트랜시버를 구성하는 송신기와 수신기가 2 개의 다른 속도로 동작되면, 펄스가 서로 "비트(beat)'하기 때문에, 펄스를 "인터리브"하는 것이 불가능하다. 즉, 펄스열의 타이밍은 송신 및 수신된 펄스가 주기적으로 일치하게 할 것이다.
전술한 검파기와 유사한 메카니즘은 최소 펄스 분리 조건을 검파하는데 사용될 수 있다. 그러나, 이 신호는 상관기 또는 송신기에의 트리거를 소거시키는 상이한 방식으로 사용될 것이다. 어느 쪽이든 자체 간섭을 방지하는 바람직한 결과를 갖게될 것이나, 통신 시스템에 상이한 교환을 갖는다.
송신기가 소거되면, 소거 작용으로부터 초래되는 반송파 내의 갭에 기인하여 송신된 전력을 감소시키고 또 하나의 트랜시버에 의해 수신되어질 반송파를 간섭할 것이다. 그러나, 수신기가 대신 소거되는 경우에 이러한 최소 분리 윈도우 이내로 발생하는 펄스를 버리지 말아야하므로, 제1 트랜시버에 수신된 전력을 증가시킨다.
V. 다른 고찰
지금까지의 본 명세서에 라디오(전자기) 임펄스 파형을 사용할 뿐만 아니라, 음향 신호를 사용할 수도 있는 통신 방법이 기술되었다. 후자의 접근 방법에 있어서의 원리적 차이점은 동작 주파수와 신호 송신이다.
동작 주파수는 주로 수십 헤르쯔(예컨대, 수 밀리초의 지속시간 동안의 펄스수)에서 수백 메가헤르쯔(예컨대, 수 나노초의 지속시간 동안의 펄스 수)까지이다.
음향 트랜스듀서는 라디오 방법에 이용되는 안테나에 사용되기 보다 음향 방법에 사용된다. 트랜스듀서의 신호 특성은 중심 주파수의 100 %보다 크거나 같은 대역폭의 파형을 송신 및/또는 수신할 수 있어야만 하는 라디오 방법에 사용되는 안테나에 필요한 신호 특성과 유사하다. 트랜스듀서는 펜실베니아의 Vally Forge에 소재한 Pennwalt Corporation사에 의해 제조된 Kynar Film이라는 물질로부터 제조될 수 있다. 이러한 형태로 제조된 트랜스듀서의 기하학적 설계는 관련 분야에 능숙한 당업자라면 분명하게 이해할 수 있을 것이다.
VI. 결론
본 발명의 다양한 실시예가 상기에 기술되었지만, 이러한 변형 실시예는 본 발명을 한정하는 것이 아니고, 일례로서 본 명세서에 개시되었음을 인식해야 할 것이다. 본 발명의 기술적 사상 및 범위를 벗어나지 않고 다양하고 상세한 변형 실시형태가 구현될 수 있음이 당업자에게 인식될 것이다. 그러므로, 본 발명은 상기 기술된 어떤 예시적인 실시예에도 제한되지 않으며, 이하의 청구범위에 의해서만 한정될 것이다. 상기 기술에서 인용된 모든 특허 출원 및 간행물은 본 명세서에 참조문헌으로 포함한다.
본 발명은 전이중 초광대역 통신용 임펄스 라디오 트랜시버에 관한 것이다. 트랜시버는, 임펄스 라디오 신호 펄스를 송신하기 위한 임펄스 라디오 송신기와, 임펄스 라디오 신호 펄스를 수신하기 위한 임펄스 라디오 수신기와, 임펄스 라디오 송 · 수신기 둘 다 또는 둘 중 하나와 관련되어 펄스 인터리브 통신용 임펄스 라디오 신호의 송 · 수신을 동기하는 수단으로 구성된다. 펄스 인터리빙은 송 · 수신된 임펄스 라디오 신호 펄스간의 자체 간섭을 피한다. 펄스 인터리브 통신에 부가하여, 버스트 펄스는 두개의 트랜시버간에 인터리빙 형태로 송신될 수 있다.
선택적으로, 본 발명은 다른 반복율로 송 · 수신함으로써 동시 동작을 피하고, 오버랩 상태는 공간 분배와는 상관없이 일정 비율로 발생하게 된다. 오버랩 상태를 극복하기 위해서, 임펄스 라디오 수신기는 1초마다 발생하는 소수의 오버랩 펄스동안에 동작하지 못하게 하는 로직을 사용한다.
그러므로, 본 발명은 임펄스 라디오에서 동일 안테나를 사용하여 동시에 정보를 송 · 수신하는 것이 가능한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
본 발명의 일실시예에서, 둘 중 어느 하나의 유닛은 모노사이클을 전송하여, 바람직하지 못한 혼선이 발생하는 시간 주기 내에서 상관 수신기를 동작시킬 필요없이, 통신시, 두 트랜시버 유닛간의 거리가 연속 변화되는 것을 허용한다. 이것은, 각각의 송 · 수신 방향에 대하여 약간 다른 반복율을 사용하고, 두 반복율 간의 비트 주기에서 정보를 포함한 임펄스 신호를 수신하기 바로 전 또는 동시에 전송을 해야할 때 시간 주기동안 송신기를 턴오프함으로써 달성될 수 있다.

Claims (20)

  1. 전이중 초광대역 통신용 임펄스 라디오 트랜시버에 있어서,
    임펄스 라디오 신호 펄스를 송신하기 위한 임펄스 라디오 송신기와,
    임펄스 라디오 신호 펄스를 수신하기 위한 임펄스 라디오 수신기와,
    상기 임펄스 라디오 송신기 및 수신기 중 하나에 관련되어, 상기 송신된 임펄스 라디오 펄스와 상기 수신된 임펄스 라디오 신호 펄스간의 자체 간섭을 피하도록, 펄스 인터리브 통신에 대하여 상기 임펄스 라디오 신호 펄스의 상기 송 · 수신을 동기시키는 수단을 포함하는 임펄스 라디오 트랜시버.
  2. 전이중 초광대역 통신용 임펄스 라디오 트랜시버에 있어서,
    임펄스 라디오 신호 펄스 버스트를 송신하기 위한 임펄스 라디오 송신기와,
    임펄스 라디오 신호 펄스 버스트를 수신하기 위한 임펄스 라디오 수신기와,
    상기 임펄스 라디오 송신기와 상기 임펄스 라디오 수신기 중 하나에 관련되어, 상기 송신된 임펄스 라디오 신호 펄스 버스트와 상기 수신된 임펄스 라디오 신호 펄스 버스트 간의 간섭을 피하도록, 버스트 인터리브 통신에 대하여 상기 임펄스 라디오 신호 펄스 버스트의 상기 송 · 수신을 동기시키는 수단을 포함하는 임펄스 라디오 트랜시버.
  3. 전이중 초광대역 통신용 임펄스 라디오 트랜시버에 있어서,
    제1 펄스 반복율로 임펄스 라디오 신호 펄스를 송신하기 위한 임펄스 라디오 송신기와,
    상기 제1 반복율과는 상이한 제2 펄스 반복율로 임펄스 라디오 신호 펄스를 수신하기 위한 임펄스 라디오 수신기와,
    상기 임펄스 라디오 송신기 및 수신기 중 하나에 관련되어, 상기 송신된 임펄스 라디오 신호 펄스와 상기 수신된 임펄스 라디오 신호 펄스간의 간섭을 최소화하도록, 상기 임펄스 라디오 신호 펄스의 상기 송 · 수신을 동기시키는 수단을 포함하는 임펄스 라디오 트랜시버.
  4. 제3항에 있어서, 간섭을 피하기 위해 상기 수신 또는 송신된 임펄스 라디오 신호 펄스중 선택된 펄스를 소거하는 수단을 더 포함하는 임펄스 라디오 트랜시버.
  5. 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버간의 전이중 전송 방법에 있어서,
    a. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 첫 번째에서 주기적인 타이밍 신호를 제공하는 단계와,
    b. 코딩된 타이밍 신호를 출력하기 위해 정보 신호를 사용하여 상기 주기적인 타이밍 신호를 변조하는 단계와,
    c. 변조 · 코딩된 타이밍 신호를 출력하기 위해 상기 코딩된 타이밍 신호를 시간 지연 변조하는 단계와,
    d. 상기 변조 · 코딩된 타이밍 신호를 사용하여 임펄스 라디오 신호를 발생하는 단계와,
    e. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 나머지 하나에 상기 임펄스 라디오 신호를 송신하는 단계와,
    f. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 상기 나머지 하나에서 상기 송신된 임펄스 라디오 신호를 수신하는 단계와,
    g. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 상기 나머지 하나에서, 단계 f에 응답하여 또다른 임펄스 라디오 신호를 발생하여 송신하는 단계와,
    h. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버 각각에서의 자체 간섭을 피하도록, 상기 두개의 임펄스 라디오 트랜시버 간을 펄스 인터리브 통신하기 위한 동기 방식으로 단계 a-g를 반복하는 단계를 포함하는 전이중 전송 방법.
  6. 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버간의 전이중 전송 방법에 있어서,
    a. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 첫 번째에서 주기적인 타이밍 신호를 제공하는 단계와,
    b. 코딩된 타이밍 신호를 출력하기 위해 정보 신호를 사용하여 상기 주기적인 타이밍 신호를 변조하는 단계와,
    c. 변조 · 코딩된 타이밍 신호를 출력하기 위해 상기 코딩된 타이밍 신호를 시간 지연 변조하는 단계와,
    d. 상기 변조 · 코팅된 타이밍 신호를 사용하여 임펄스 라디오 신호를 발생하는 단계와,
    e. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 나머지 하나에 버스트로서 상기 임펄스 라디오 신호를 송신하는 단계와,
    f. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 상기 나머지 하나에서 상기 송신된 버스트를 수신하는 단계와,
    g. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 상기 나머지 하나에서, 단계 f에 응답하여 또다른 임펄스 라디오 신호 버스트를 발생하여 송신하는 단계와,
    h. 상기 두개의 임펄스 라디오 트랜시버간의 전이중 버스트 인터리브 통신을 위한 동기 방식으로 단계 a-g를 반복하는 단계를 포함하는 전이중 전송 방법.
  7. 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버간의 전이중 전송 방법에 있어서,
    a. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 첫 번째에서 제1 펄스 반복율의 주기적인 타이밍 신호를 제공하는 단계와,
    b. 코딩된 타이밍 신호를 출력하기 위해 정보 신호를 사용하여 상기 주기적인 타이밍 신호를 변조하는 단계와,
    c. 변조·코딩된 타이밍 신호를 출력하기 위해 상기 코딩된 타이밍 신호를 시간 지연 변조하는 단계와,
    d. 상기 변조 · 코딩된 타이밍 신호를 사용하여 임펄스 라디오 신호를 발생하는 단계와,
    e. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 나머지 하나에 상기 임펄스 라디오 신호를 송신하는 단계와,
    f. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 상기 나머지 하나에서 상기 송신된 임펄스 라디오 신호를 수신하는 단계와,
    g. 상기 적어도 두개의 임펄스 라디오 트랜시버중 상기 나머지 하나에서, 상기 제1 펄스 반복율과는 상이한 제2 펄스 반복율로 또다른 임펄스 라디오 신호를 발생하여 송신하는 단계와,
    h. 상기 두개의 임펄스 라디오 트랜시버 간을 전이중 통신하기 위해 단계 a-g를 반복하는 단계를 포함하는 전이중 전송 방법.
  8. 제7항에 있어서, 간섭을 피하기 위해 상기 수신 또는 송신된 임펄스 라디오 신호중 선택된 펄스를 소거하는 단계를 더 포함하는 전이중 전송 방법.
  9. 제1항에 있어서, 상기 임펄스 라디오 신호 펄스는 전자기 펄스인 것인 임펄스 라디오 트랜시버.
  10. 제1항에 있어서, 상기 임펄스 라디오 신호 펄스는 음향 펄스인 것인 임펄스 라디오 트랜시버.
  11. 제2항에 있어서, 상기 임펄스 라디오 신호 펄스는 전자기 펄스인 것인 임펄스 라디오 트랜시버.
  12. 제2항에 있어서, 상기 임펄스 라디오 신호 펄스는 음향 펄스인 것인 임펄스 라디오 트랜시버.
  13. 제3항에 있어서, 상기 임펄스 라디오 신호 펄스는 전자기 펄스인 것인 임펄스 라디오 트랜시버.
  14. 제4항에 있어서, 상기 임펄스 라디오 신호 펄스는 음향 펄스인 것인 임펄스 라디오 트랜시버.
  15. 제5항에 있어서, 상기 발생 단계는 전자기 임펄스 라디오 신호 펄스를 발생하는 것을 포함하는 것인 전이중 전송 방법.
  16. 제5항에 있어서, 상기 발생 단계는 음향 임펄스 라디오 신호 펄스를 발생하는 것을 포함하는 것인 전이중 전송 방법.
  17. 제6항에 있어서, 상기 발생 단계는 전자기 임펄스 라디오 신호 펄스를 발생하는 것을 포함하는 것인 전이중 전송 방법.
  18. 제6항에 있어서, 상기 발생 단계는 음향 임펄스 라디오 신호 펄스를 발생하는 것을 포함하는 것인 전이중 전송 방법.
  19. 제7항에 있어서, 상기 발생 단계는 전자기 임펄스 라디오 신호 펄스를 발생하는 것을 포함하는 것인 전이중 전송 방법.
  20. 제7항에 있어서, 상기 발생 단계는 음향 임펄스 라디오 신호 펄스를 발생하는 것을 포함하는 것인 전이중 전송 방법.
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